Capítol 3 - bernatriera.esbernatriera.es/wp-content/uploads/upc/capitol 3.pdf · En el cas de la Figura 3.4. hem aconseguit amplificar un senyal molt més complexa i a l’hora molt

37

Capítol 3

Disseny i muntatge del

prototipus

Un cop explicats tot els conceptes teòrics passem a la pràctica. En aquest capítol

s’exposarà tot el disseny del prototipus donant una visió més clara i esquemàtica

del treball realitzat, explicant mòdul a mòdul fins arribar al conjunt. A més,

s’analitzaran totes les opcions que es van presentar a l’hora d’elegir els

components i justificant la elecció dels escollits. Dintre del capítol també

s’inclouen els dissenys finals de les plaques, tant l’Schematics com el Layout, i

imatges de les plaques finalment muntades amb tots els seus components així

com de tota la interconnexió entre la resta de mòduls.

Capítol 3. Disseny i muntatge del prototipus

38

3.1. JUSTIFICACIÓ DE LA TOPOLOGIA

Un cop s’han proposat les distintes topologies al Capítol 1, passem a explicar

l’esquema final que s’ha seguit per el disseny i fabricació del prototipus.

La topologia desenvolupada en aquest projecte és de tres nivells amb

dues rames, o el que es tradueix a topologia de cinc nivells commutats, compost

per quatre transistors en cada rama amb el seu díode en antiparal·lel cada un

d’ells, i dos díodes de lliure circulació, com es pot veure en la Figura 3.1.

Q1

Q2

Q3

Q4

Vc1

Vc2

Vdc

+

-

+

+

-

-

Q5

Q6

Q7

Q8

+ -Vout

Ca

GND

L L

Ca

Cp

Figura 3.1. Esquema de la topologia de 5 nivells de pont complet.

S’utilitza la configuració de pont complet ja que la seva estructura diferencial

permet un millor àudio i no fa necessària la implementació d’una realimentació.

Juntament amb un filtre passa – baixes bifàsic el qual s’explicarà amb més detall

al llarg d’aquest capítol.

Les següents imatges mostren a mode de simulació el comportament dels

amplificadors amb les topologies de tres i cinc nivells per a distintes senyals.

Primerament es compara amb un to pur d’1KHz (Figura 3.2.), analitzant també,

l’espectre freqüencial (Figura 3.3.) de la sortida en les dues topologies.

3.1. Justificació de la topologia

39

Però tal com es va dir al capítol anterior, l’àudio està compost pel sumatori de

diferents tons (poli-tons), per tant, també es simula el comportament amb un

senyal composta per tres sinusoïdals a distintes freqüències (Figura 3.4.).

Figura 3.2. Comparativa de les topologies tres nivells amb una rama (esquerra) i dues

rames (dreta) amb un to pur de 1KHz. Corrent de càrrega (superior), Entrada (centre –

rosa), Sortida (centre – groga) i modulació PWM (inferior).

Figura 3.3. Simulació dels harmònics per a distintes topologies, de 3 nivells (esquerra) i

5 nivells (dreta).

Com es pot observar en la comparativa anterior amb un senyal sinusoïdal pura

s’aconsegueix amb el de tres nivells amb dues rames una millor amplificació de

l’entrada (un senyal de sortida molt més neta) a més de que te el doble d’amplitud

que el de tres nivells amb una rama. En la Figura 3.3. es pot observar l’espectre

freqüencial mitjançant la transformada de Fourier (FFT) que en el cas dels cinc


40

nivells commutats obtenim un senyal reproduïda des de la modulació amb uns

harmònics molt menors i fàcilment eliminats amb un passa – baixes senzill.

En el cas de la Figura 3.4. hem aconseguit amplificar un senyal molt més

complexa i a l’hora molt més real que l’anterior que simula perfectament un

senyal d’àudio i tal com l’altre cas, s’ha obtingut un senyal amb menys soroll i

amb el doble d’amplitud.

Per tant, després d’aqueta petita confirmació de que la topologia de tres

nivells amb dues rames és molt útil per a l’àudio, passem a desenvolupar el

disseny i implementació del prototipus de pont complet amb cinc nivells

commutats.

Figura 3.4. Comparativa de les topologies tres nivells amb una rama (esquerra) i dues

rames (dreta) amb un poli-to de Sin(600Hz·t) + Sin(1KHz·t) + Sin(3KHz·t). Corrent de

càrrega (superior), Entrada (centre – rosa), Sortida (centre – groga) i Modulació PWM

(inferior).

3.2. Esquema general del prototipus

41

3.2. ESQUEMA GENERAL DEL PROTOTIPUS

Per tenir una visió més panoràmica de tot el prototipus que s’ha dissenyat i

posteriorment construït, es presenta un esquema amb tots els blocs que el

composen. A més, el sistema abasta des de la seva entrada en corrent alterna

(tensió de xarxa, 220V) i àudio analògic de qualsevol reproductor fins la sortida

d’àudio distribuït compost per N altaveus.

ADCSo analògicModulació

PWMSo digital

Senyals de control

AMPLIFICADOR NPC - DCI

VDC1

VDC2

+-

+-

AC/DCCA

2:1

1:1

1:N 1:N 1:N

Figura 3.5. Esquema general del sistema complet.

On podem distingir dos grans blocs, el primer la part de modulació, composta per

un convertidor d’àudio d’analògic a digital i la modulació multinivell que donarà

les vuit senyals de control pels interruptors de l’amplificador tinent en compta

els temps morts, explicat en detall al capítol 4. El segon bloc és la part de

potència, composta per els transformadors de AC/DC, el bus de continua,

l’amplificador i la xarxa de càrregues distribuïdes, explicats a continuació.


42

3.3. L’AMPLIFICADOR MULTINIVELL

Es descriurà aquest mòdul en primer lloc per esser el més rellevant del projecte.

L’amplificador multinivell dissenyat és de 5 nivells commutats (dues rames en

paral·lel de tres nivells) com es va estudiar a l’apartat 2.4. En aquest apartat es

mostrarà el procés de disseny i fabricació de les plaques que composaran

l’amplificador i es farà una justificació dels components emprats.

3.3.1. Circuit d’excitació per a cada transistor

Cada transistor porta el seu sistema d’excitació individual ja que a cada un li

entrà un senyal modulada distinta. A més es vol que els optodrivers o

optoacobladors (que exciten al transistor amb +15V) estiguin alimentats per unes

fonts d’alimentació continua (convertidor DC–DC de 24V a ±15V) i tinguin

massa flotant referenciat al surtidor de cada transistor.

Així doncs, com es mostra al SCHEMATICS de la Figura 3.6. tindrem una

entrada de 24V que alimentarà al convertidor (±Vi), del qual sortiran ±15V, que

aniran al optodriver. Quan li arribi senyal digital alta al optodriver, aquest passarà

a la sortida els +15V (excitant la porta del MOSFET) i si la senyal digital és

baixa, passarà els -15V a la porta, provocant que es tanqui en més velocitat que si

fossin 0V, ja que així permetrà una flux de corrent cap a fora de la porta.

Aquests optoacobladors són els encarregats d’aïllar òpticament la part digital de

la part de potència (Figura 3.6.).

Figura 3.6. Esquema del circuit d’excitació complet per a cada transistor.

Part digital Part de potència

3.3. L’amplificador multinivell

43

3.3.2. Disseny de la placa de convertidors de DC - DC

Per facilitar el disseny es realitzaran quatre plaques per separat, dues compostes

per les quatre fonts d’alimentació continua, i les altres dues amb la resta de

components (optoacobladors, transistors, etc.). Així si alguna cosa no anés del tot

bé, podrem evitar soldar i dessoldar els convertidors DC/DC (components de

major volum i cost). A més, per tal de tenir una presentació més agradable, es

realitzaran les plaques de la mateixa mida i es col·locarà una damunt l’altre,

formant pisos. A continuació es mostra l’Schematics (Figura 3.7.) i Layout

(Figura 3.8.) realitzats per aquesta placa.

Figura 3.7. Esquema del circuit de quatre fonts d’alimentació per a cada optodriver.


44

Figura 3.8. Layout de la placa amb quatre fons DC/DC per els optodrivers.

Aquesta placa s’ha fabricat dos cops, ja que volem un total de vuit transistors.

3.3.3. Disseny de la placa de potència

Ja que és un prototipus no s’han volgut fer les plaques massa petites o ajustades

als components, ja que així podrem treballar millor sobre ella i canviar qualsevol

component amb facilitat. Al igual que les pistes s’han realitzat suficientment

amples per no córrer riscos amb els 10A que hem de suportar. A més, la següent

placa també ha estat dissenyada per a que cada transistor MOSFET pugui dur un

radiador per dissipar calor. A continuació es mostra l’Schematics (Figura 3.9.) i

Layout (Figura 3.10.) realitzats per aquesta placa.


45

Figura 3.9. Esquema del circuit de quatre dispositius d’excitació per a cada transistor.


46

Figura 3.10. Layout de la placa de quatre dispositius d’excitació per a cada transistor.

Aquesta placa també s’ha fabricat dos cops, ja que volem un total de vuit

transistors.

3.3.4. Elecció dels components

S’ha realitzat un estudi de diversos fabricants i distints models tinent en compte

varis criteris, com poden ser: relació qualitat – preu, disponibilitat dels

productes, experiència en productes relacionats.

o Transistors MOSFET’s

És un dels elements més clau del projecte ja que molts d’altres components

giraran en torn d’aquets. Els fabricants estudiats per aquest component han sigut

els següents:


47

- International Rectifier

- NEC

- FAIRCHILD

- VISHAY

El primer que s’ha de decidir és a quines tensions i corrents volem treballar i que

aquest transistor les aguanti de sobra. Per aquest prototipus volem treballar amb

una tensió total de bus de continua de 200V, (100V per cada meitat) i cada

element commutador haurà de suportar 100V. Si la sortida especificada és de

100VRMS, la corrent màxima que suportarà cada transistor a la potència màxima

(P=1KW) serà de 10ARMS. Així doncs, els paràmetres que hem d’escollir del

nostre transistor seran:

- VDSS = 100V · Factor seguretat (2) = 200V

- ID(25ºC) = 10A

La següent taula mostra una comparativa de distints models i quin s’ajusta més a

les nostres necessitats d’àudio.

Taula 3.1. Comparativa de 9 MOSFETs de potència en el mercat. El color verd

assenyala els millors valors de cada paràmetre.

I com es pot observar, el millor candidat és el IRB4020Pbf de International

Rectifier.

COMP. ENCAP. Vdss Id Rds

(ON) Qg Td(on) Tr Tf

Td

(off) Cinput Trr FABR.

BA90N20D SUPER-

220 200V 71A 0.023 240nC 23nS 160nS 77nS 39nS 6080pF 340nS IR

6785MTR DirectFET 200V 2.7A 0.1 36nC 6.2nS 8.6nS 14nS 7.2nS 1500pF 71nS IR

4020H-117P TO-220

FullPack 200V 5.7A 0.1 29nC 8.4nS 8nS 4nS 18nS 1240pF 110nS IR

B4103PbF TO-220AB 200V 12A 0.165 38nC 9.6nS 40nS 5.4nS 16nS 900pF 200nS IR

B23N20DPbF TO-220AB 200V 17A 0.1 86nC 14nS 32nS 16nS 26nS 1960pF 300nS IR

B4020PbF TO-220AB 200V 13A 0.1 29nC 7.8nS 12nS 6.3nS 16nS 1200pF 120nS IR

FDA33N25 TO-3PN 250V 21A 0.094 46.8nC 76nS 293nS 146nS 165nS 2200pF 256nS FAIRCHI

LD

36N20-54P TO-263 200V 22.6A 0.098 127nC 25nS 260nS 18nS 42nS 3100pF 175nS VISHAY

2SK3115 TO-220 600V 6A 0.9 26nC 18nS 12nS 15nS 50nS 1100pF 1.5uS NEC


48

o Element d’atac: OPTODRIVER

Per tal de fer una primera aproximació s’han de fixar els paràmetres nominals

màxims de funcionament, que en aquest cas són les tensions d’atac i de tall, la

corrent de pic i la freqüència:

- Vton=+15V

- Vtoff=-15V

- IMAXton=0.5A

- Fmin=200KHz

Amb el que tenim cinc models distints d’optodrivers:

Fabricant Model

VISHAY VO315

AVAGO HCPL - 3120

AVAGO HCPL - 3120

AGILENT HCPL - 3150

AGILENT HCPL - 3150

Taula 3.2. Comparativa de 5 optodrivers del mercat.

On l’elegit és l’optodriver Agilent HCPL-3120 de 2A de pic, ja que la resta te les

mateixes característiques però amb 0.5A.

Figura 3.11. Esquema elèctric del HCPL – 3120 de Agilent.

Les resistències de polarització dels díodes LED dels optoacobladors es calculen

de la següent manera, sabent que la tensió de LED ha de ser de 1.5V i el corrent


49

que hi ha de circular ha de ser de 16mA i que la tensió de sortida de la FPGA és

de 3,3 V:

(3.1)

o Fonts DC – DC comercials.

Els optodrivers necessiten una tensió simètrica de +15V/0V/-15V i aquesta

alimentació ha de ser aïllada de la resta i amb referència 0V flotant sobre les

altres. Per aconseguir-ho disposàvem de diversos mètodes.

- 8 fonts lineals: Aquesta opció era molt costosa i pesada, a més de que

cada una era de 60W.

Figura 3.12. 8 fonts lineals, emprades en un projecte anterior.

- Font commutada de 8 secundaris: implica el disseny i implementació

d’una estructura DC – DC Forward o Flyback amb 8 secundaris. És una

opció artesanal amb el que es redueix la seva eficiència amb altes

produccions.


50

Figura 3.13. Font commutada amb 8 secundaris, també emprades en un projecte

anterior.

- 8 fonts DC –DC comercials: És l’opció més econòmica, eficient i

flexible. a més de que es fabriquen en sèrie.

Figura 3.14. Font comercial junt amb l’esquema dimensional.


51

3.3.5. Muntatge de les plaques

A continuació es mostren les imatges de les plaques muntades i preparades pel

prototip.

Figura 3.15. Plaques PCB muntades amb tots els seus components.

Figura 3.16. Les quatre plaques muntades i apilades en pisos.


52

3.4. EL BUS DE CONTINUA

És l’encarregat de transformar la tensió alterna de la xarxa en continua per tal de

poder ser commutada. Està composta per un rectificador d’ona i quatre

condensadors (de dos tipus distints) que puguin treballar a grans voltatges per

poder disposar de dues tensions ben continues i estables.

VDC1

VDC2

+-

+-

CorrentAlterna

Aïllamentgalvànic

Correntcontinua

Rectificador

Figura 3.17. Esquema elèctric del bus de continua.

El primer que es vol aconseguir en el nostre disseny és un aïllament galvànic per

complir la normativa. Aquest primer bloc és un transformador típic dissenyat per

suportar les condicions de conversió de la xarxa. El segon bloc és un rectificador

o convertidor AC/DC que serà l’encarregat de convertir la corrent alterna en

continua. Aquesta potència en forma de continua serà filtrada i emmagatzemada

en el tercer bloc, compost pels dos condensadors que es dimensionaran a

continuació.

3.4.1. Dimensionat del transformador i del rectificador

S’utilitzarà com a aïllament galvànic un transformador de 1000W de potència

amb un primari a 200V i dos secundaris a 110V cadascun (Figura 3.18.). Per tal

d’aconseguir dos fonts de tensió continua a partir d’aquests dos secundaris

s’empraran dos rectificadors tolerants a pics de 200A i una corrent màxima de

20A ja que aquest ha de suportar la derivada de corrent per la càrrega inicial dels

condensadors. El transformador i rectificador són cortesia de l’empresa Optimus.

3.4. El bus de continua

53

Figura 3.18. Transformador amb primari de 200V a dos secundaris de 100V. Al damunt

seu porta enganxat els dos rectificadors amb un dissipador tèrmic.

3.4.2. Dimensionat dels condensadors

Per complir amb els nivells típics de megafonia hem de donar una sortida de

141V de pic i 10A, així doncs treballarem amb un bus de continua de 200V.

Sobredimensionarem aquests condensadors per tal de que no vagin forçats.

Aquests condensadors tenen un paper important a l’hora de la estabilització de la

tensió continua així com una funció addicional que consisteix en ajudar a les

fonts d’alimentació en condicions especials de freqüència, com quan s’han de

reproduir tons greus, ja que necessiten major potència que els aguts o quan s’han

de reproduir tons aguts, que tenen una dinàmica més ràpida.

Pels condensadors grans que han d’ajudar a la font d’alimentació s’empraran dos

condensadors en sèrie de 400V i 1000µF cadascun i una rama igual en paral·lel.

Aquets condensadors són de tipus dielèctric.

Pels condensadors ràpids (per altes freqüències) s’empraran dos

condensadors en sèrie de 1000V (encara que quedaran limitats a 400V) i 200nF,


54

del tipus MKP. Pel que finalment tindrem l’esquema mostrat a la Figura 3.19. I

els condensadors muntats a la Figura 3.20 i 3.21.

+-

-+

400V1000uF

+-

-

+

400V1000uF

400V1000uF

400V1000uF

1000V200nF

1000V200nF

Figura 3.19. Esquema elèctric del bus de continua.

Figura 3.20. Conjunt de condensadors de 400V per aconseguir una tensió estable en la

reproducció dels greus.

Figura 3.21. Conjunt de condensadors de 1000V per aconseguir una tensió estable i

ràpida en la reproducció dels aguds.

3.5. Filtre passa – baixes bifàsic

55

3.5. FILTRE PASSA – BAIXES BIFÀSIC

3.5.1. Disseny

Un cop tenim la senyal modulada i amplificada, cal un filtratge per recuperar el

més possible la forma d’ona original, a més que d’aquest mode s’eliminen els

sorolls d’altes freqüències degut a les altes freqüències de commutació. Així

doncs, filtre és de segon ordre tipus LC serà un element molt important per a la

reproducció final del so. L’esquema elèctric es mostra en la Figura 3.21.

Aquest filtre és bifàsic degut a que està connectat a un pont complet i a cada

entrada del filtre li entrarà un senyal modulada PWM desfasades 180º entre elles.

El filtre és passiu per tal de que no consumeixi potència activa, ja que baixaria

molt el rendiment de l’amplificador. La freqüència de tall és de 15KHz, encara

que el límit audible per l’oïda humà siguin 20KHz, quasi bé cap so s’emet a tan

altes, per tant, a 20KHz ja ens interessa que decaigui una mica. A més, les sortida

d’aquest filtre van connectades al transformador de relació 1:1 i que té una

impedància de 500Ω que hem de considerar pel disseny. Aquesta impedància

només es mira del primari. El secundari anirà connectat a tots els altaveus de la

xarxa de megafonia i és transparent pel disseny.

Figura 3.21. Esquema del filtre passa – baixes bifàsic.

La funció de transferència del filtre passa - baixes LC d’una sola fase ve

expressada com:

(3.2)


56

En representació freqüencial obtenim que:

(3.3)

Utilitzant Butterworth, quan , , pel que s’obté

que

, on . Gràcies a aquestes equacions treim la relació

de la bobina i condensador en funció de la freqüència de tall i la càrrega del filtre.

(3.4)

(3.5)

Aquests càlculs són vàlids per la configuració d’un semi-pont, però no per a la de

pont complet. Per aquest últim cas, s’ha d’agafar com a ZL la meitat de la

impedància del transformador, i la C dividir-la entre dos pel cas de la capacitat

CP, i el doble en les Ca.

(3.6)

(3.7)

I dividim i traiem els dos condensadors diferents del disseny.

(3.8)

(3.9)

I la bobina:

(3.10)

A més es tindran en compte la tensió màxima que han de suportar aquests

condensadors i la corrent màxima que han de suportar les bobines serà de:

Vc,max≥ 200VDC (3.11)


57

IL,max≥ 10AAC (3.12)

3.5.2. Simulacions

En aquest apartat s’ha estudiat la resposta esperada del filtre mitjançant

primerament, les simulacions. Per elles s’ha emprat el software informàtic i

gratuït PSim v8.0. Per tal de simular el comportament del filtre ha estat necessari

ficar-li dues senyals sinusoïdals en cada entrada desfasades entre elles 180º, ja

que quan estigui muntat al pont complet de l’amplificador li entraran dues

senyals PWM invertides entre elles. A la següent Figura es mostra l’esquema

introduït al Psim juntament amb l’entrada V1 i V2 i la diferència entre elles.

Figura 3.22. Esquema del filtre introduït al Psim i la representació de la seva entrada

V1-V2.

El que realment ens interessa es veure la seva resposta freqüencial, mitjançant un

diagrama de BODE. Per les limitacions del programa no podem realitzar un

escombrat de les dues fonts a l’hora, però el que simularà perfectament el

comportament del circuit és l’anàlisi de les dues “sub-branques”, que seria com si

estigues connectat al semipont. Per aconseguir-ho anul·lem una font i la

substituïm per una massa, com mostra el següent esquema. L’escombrat es

realitzarà fins f = 200KHz.


58

Figura 3.23. Esquema del filtre realitzant un escombrat amb la funció AC – Sweep.

Figura 3.24. Diagrama de BODE del filtre bifàsic analitzat per una connexió semi-pont.

Com es pot comprovar a la figura 3.24. el comportament és el desitjat, i com és

normal a un filtre de segon ordre, quan transcorre una dècada el guany es

decrementa 40 dB. A continuació es mostra un exemple de la senyal filtrada per a

una entrada a la freqüència de tall 15KHz. Veiem que tenim una Vo = 79,12V per

Vi = -153,73V, el que es tradueix a una caiguda de -5,5dB’s.


59

Figura 3.25. Entrada (vermell) i sortida (blau) del filtre passa – baixes a la freqüència

de tall, 15KHz.

La Figura 3.26. mostra el filtre muntat a una placa de tops. Per aconseguir les

inductàncies desitjades ha estat necessari connectar dues en sèrie, una de 2.7mH i

una de 0.9mH, i suporten ambdues 8A en continua, pel que s’han

sobredimensionat

Figura 3.26. Filtre bifàsic passa – baixes muntat a placa de tops


60

3.6. CÀRREGA

Al mercat trobem gran varietat de càrregues per a so distribuït, des dels altaveus

que estem acostumats a veure ficats al sòtil, megàfons portàtils, altaveus

d’interior, altaveus de jardí, projectors acústics i altaveus exponencials de baixa i

alta impedància. El nostre projecte està enfocat per a so distribuït de alta potència

i per tant, la càrrega serà un element clau i que s’ha de dimensionar correctament.

Els altaveus que millor s’adapten a las nostres especificacions són els altaveus

exponencials d’alta impedància.

Figura 3.27. Distintes càrregues emprades en el mon de la megafonia.

Tal com s’ha mostrat a l’esquema general (Figura 3.5.) en el inici d’aquest

capítol, l’amplificador treballarà sobre línies d’àudio que s’acoblen amb el

conjunt de càrregues mitjançant un transformador amb relació 1:1. Després, un

segon transformador reductor amb relació 1:n serà l’encarregat d’acoblar aquesta

línia amb cada altaveu, podent seleccionar així la potència a la que funcionarà

cada altaveu depenent del nombre d’altaveus de la xarxa, ja que la suma de

potències dels altaveus ha de ser inferior o igual a la màxima potència de

l’amplificador, com demostra la següent equació:

(3.6)

Les següents imatges mostren les distintes càrregues que s’han emprat per

realitzar durant el projecte diferents proves. Alguns d’aquest altaveus han estat

cedits per l’empresa interessada en aquest projecte, Optimus. L’altre ho hem

inclòs nosaltres per a realitzar alguna prova, encara que tant l’amplificador, els

transformadors i el filtre han estat específicament dissenyats per als altaveus de

megafonia, que tenen propietats bastant diferents a les dels altaveus

convencionals.

3.6. Càrrega

61

Figura 3.28. Distintes càrregues emprades en el projecte. Les dues primeres pertanyen

a l’empresa Optimus.

A continuació es descriuen les característiques de cada un de les dues càrregues

principals.

o Altaveu AC – 20T

Es tracta d’un altaveu exponencial de boca circular de 20W de potència en línia

de 100V. És adequat per a la majoria d’aplicacions en espai oberts (grau de

protecció IP65) o per a l’interior. Aquest model disposa d’un regulador amb

distintes posicions per seleccionar la potència més adequada a la instal·lació. En

el nostre projecte emprarem la configuració que ens dona la màxima potència, és

a dir, impedància de 500 ohm a 20W.

Figura 3.29. Gràfiques representatives de les característiques de l’altaveu AC-20T. La

seva resposta freqüencial (esquerra) i un diagrama de direccionabilitat horitzontal a tres

freqüències significatives (dreta).


62

AC – 20T

Potència RMS 20W

Potència màxima 30W

Impedància 500, 770, 1.2K ohms

Selecció de potència 20W, 13W, 8W

Resposta en freqüència 350 – 7000 Hz

Angle de cobertura 80º

Factor de direccionalitat Q=8

Sensibilitat 109dB SPL a 1W, 1m i 1KHz

Pressió acústica 122dB SPL a 20W, 1m i 1KHz

Grau de protecció IP – 65 (IEC - 529)

Dimensions (mm) 310x373x153

Pes 3.5Kg

Acabat ASA

Taula 3.3. Característiques de l’altaveu AC-20T.

o Altaveu PJ – 100

El projector acústic PJ -100 de 20W de potència en línia de 100V incorpora un

altaveu bicon de 5” en un recinte cilíndric metàl·lic. Aquest model reuneix unes

bones prestacions acústiques (resposta en freqüència, sensibilitat nivell de pressió

acústica) i estètiques. En el seu disseny s’ha donat importància a la forma de

l’evolvent, al material (alumini) i al acabat. La configuració final d’aquest

3.6. Càrrega

63

projector vindrà donada per les característiques arquitectòniques del lloc on

s’instal·li. També es pot emprar tant en interior com exterior (IP – 36).

Es pot configurar en distints modes potèncial encara que pel projecte només

farem servir amb una impedància de 500 ohm que ens donarà una potència de

20W.

Figura 3.30. Gràfiques representatives de les característiques de l’altaveu PJ-100. La

seva resposta freqüencial (esquerra) i un diagrama de direccionabilitat horitzontal a tres

freqüències significatives (dreta).

Les característiques tècniques d’aquest altaveu es poden veure en la Taula 3.4. i

en la que si comparem amb l’anterior altaveu veiem que la resposta freqüencial

d’aquest és molt millor que l’anterior ja que és capaç de reproduir correctament

qualsevol freqüència del rang audible en canvi l’altre només fins els 7KHz. Una

altre avantatge d’aquest altaveu és la del angle de directivitat, que és la variació

del nivell de pressió sonora a una distància fixa, en funció de l'angle de gir de

l'altaveu. I com es pot comprovar a la gràfica, el de l’anterior és una mica limitat

i pràcticament s’escolta correctament si estàs davant de ell (excepte els tons greus

que arriben fins a 90º a cada costat), com es pot veure a la Figura 3.29. I en

aquest en canvi reprodueix so inclús darrera seu, sobretot a una freqüència de

2KHz, com demostra la Figura 3.30.

Per tant, les proves acústiques en el projecte és realitzaran amb el PJ – 100 a

menys que s’indiqui el contrari i amb l’objecte de realitzar alguna comparativa.


64

PJ - 100

Altaveu Bicono 5’’

Potència RMS 20W

Impedància 500, 1K, 2K.4K ohms

Selecció de potència 20W, 10W, 5W, 2.5W

Resposta en freqüència 10 – 20 KHz

Sensibilitat 91dB SPL a 1W, 1m i 1KHz

Pressió acústica 104dB SPL a 20W, 1m i 1KHz

Grau de protecció IP – 36 (IEC - 529)

Dimensions (mm) 146x200

Pes 2.5Kg

Acabat Alumini

Taula 3.4. Característiques de l’altaveu PJ.100.

3.7. Imatges del prototipus

65

3.7. IMATGES DEL PROTOTIPUS

Figura 3.31. Laboratori de MCIA en l’edifici GAIA on s’ha desenvolupat el prototipus.

Figura 3.32. El transistor MOSFET, principal responsable del prototipus.


66

Documents

Capítol 3 - bernatriera.esbernatriera.es/wp-content/uploads/upc/capitol 3.pdf · En el cas de la Figura 3.4. hem aconseguit amplificar un senyal molt més complexa i a l’hora molt