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DIGITALIZACIÓN DE LA SEÑAL DE TELEVISIÓN

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CAPITULO 2

PROCESO Y DIGITALIZACIÓN DE LA SEÑAL DE TELEVISIÓN 2.1 INTRODUCCIÓN

En este capítulo se habla de las técnicas digitales que se están incorporando en el

decodificador de imagen, en los circuitos de sonido y sincronización, en Ia incorporación

del denominado procesador de video, se estudiará el procesado digital de la señal

compuesta de televisión Y + C (luminancia + crominancia) y se dedicará especial

atención al diseño de filtros digitales especialmente diseñados para mejorar la señal de

televisión.

2.2 PROCESADO DIGITAL DE LA SEÑAL DE TELEVISIÓN

El procesado analógico de la señal de televisión se basa principalmente en las

características del espectro de la señal. La separación de la luminancia y la crominancia

se realiza, por ejemplo mediante un filtro paso banda y un filtro de banda eliminada

centrados en la frecuencia de subportadora de color fsc. Con esta configuración, se

supone que el filtro paso banda elimina la señal de luminancia suficientemente y el filtro

de la banda eliminada elimina suficientemente la señal de crominancia, provocando el

fenómeno de “cross – color”. De forma análoga, la señal de crominancia interfiere con la

señal de luminancia produciendo el fenómeno de “cross- luminancia”, especialmente en

los bordes de las transiciones coloreadas. En esta forma de filtrado se combinan

únicamente valores consecutivos de la señal, que corresponden a valores de señal

adyacente en la misma línea. Por esta razón, este tipo de filtrado se denomina filtrado

horizontal. Sí se utiliza memorias de línea, es posible combinar valores de que estén

situados arriba o debajo uno de otro. Este tipo de filtrado se denomina filtrado vertical y

se utilizan muy raramente con señales analógicas. Si se utilizan memorias de cuadro o

de imagen es posible combinar valores de señal que estén alejados entre sí un cuadro

o una imagen. Este tipo filtrado se denomina filtrado temporal e implica la realización

HDTV LA NUEVA TECNOLOGÍA EN TV


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de filtros con retardos equivalentes a la frecuencia de cuadro o de imagen de la señal

de televisión.

En la figura 2.1 es un diagrama típico de un receptor de televisión que incorpore

procesado digital, la señal compuesta de televisión, Y + C, se convierte en una señal

digital, y(n) + c(n) en un convertidor analógico – digital a una frecuencia de muestreo fs

= 1/Ts. A continuación, la señal compuesta digital se decodifica y se obtiene la señal de

luminancia y*(n) y las señales diferencia de color u*(n), v*(n). Estas señales entran en

el bloque procesador de video para su posterior procesado (filtrado, eliminación de

ruido, obtención de nuevas prestaciones, etc.).

Las señales obtenidas y(n), u(n), v(n) se aplican a un conversor digital - analógico, a Ia

salida del cual están disponibles las señales Y, U, V que se matrizan para obtener las

señales finales R, G, B que atacan al tubo de imagen. Seria posible también realizar el

circuito matrizador de forma digital, pero esto implicaría que los convertidores digitales-

analógicos se deberían colocar después del circuito matrizador en lugar de delante. La

razón de esta configuración es que a menor anchura de banda de las señales u(n), v(n)

posibilita a implementación de conversores digitales analógicos más sencillos que los

conversores correspondientes para las señales R, G, B que tienen anchura de banda

equivalente a la de Ia señal de luminancia Y.

y(n) + c(n) R

G

Decodificador

Procesador de video

Matrizador A

D

D/A

D/A

D/Afs

V B

U

Y

v(n)

u(n)

v*(n)

y(n)

u*(n)

y*(n)

Y+C

Figura 2.1. (Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión ). Diagrama general del

procesado digital de la señal de TV.



50

2.3 FILTROS DIGITALES PARA APLICACIONES DE TELEVISIÓN

Los filtros tienen una gran importancia en el procesado digital do a señal. Los filtros quo

se utilizan en aplicaciones de televisión se puede dividir en tres grandes categorías:

• Filtros en los que Ia longitud de los retardos tiene un valor igual a kTs donde

Ts es eI intervalo de muestreo y k es una constante que generalmente vale 1

o tiene valores pequeños.

• Filtros peine en los que Ia Iongitud de los retardos tiene un valor igual a un

periodo de línea o a un periodo de cuadro.

• Filtros peine recursivos en los que Ia longitud de los retardos también

corresponde a un período de línea o a un periodo de cuadro.

Con filtros no recursivos es posible conseguir una característica de fase lineal exacta.

Esta propiedad es importante en aplicaciones de televisión y es una de las ventajas en

Ia utilización de circuitos digitales con respecto a los circuitos analógicos.

Es conveniente que los filtros digitales para televisión se implementen con el menor

número posible de multiplicaciones dadas las relativamente altas frecuencias de

muestreo (10 a 20 MHz). Una forma de reducir eI número de multiplicaciones es utilizar

coeficientes del filtro que sean potencias enteras (positivas o negativas) de 2. En este

caso Ia multiplicación se reduce a desplazar los bits que representan un número binario

por un número entero de posiciones de bits, con un cambio de signo cuando sea

necesario para el caso de coeficientes negativos.

2.3.1 DECODIFICADOR DIGITAL DE COLOR

Coma primera aplicación de filtros digitales, consideremos el decodificador digital de

color que se muestra en Ia figura 2.2. La señal compuesta digital y(n) + c(n) se separa

en y*(n) y c*(n) mediante un filtro de banda eliminada H1 centrado en Ia frecuencia



51

subportadora de color fsc = ωsc/2π y un filtro paso banda H2 centrado también en fsc. Las

señales diferencia de color digitales u*(n), v*(n) se obtienen demodulando c*(n) con dos

portadoras en cuadratura de frecuencia fsc y filtrando el resultado con dos filtros Paso

baja H3. Nótese que todo el filtrado se realiza en el dominio horizontal.

H1

H2

Demodulador

Demodulador H3

H3v*(n)

u*(n)

v**(n)

Cos (nϖ scTs)

Sen (nϖ scTs)

u**(n)

c*(n)

y(n) + c(n)

y*(n) y*(n)

Figura. 2.2. (Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión ). Decodificador digital de color

2.3.2 REDUCCIÓN DEL FLICKER

El procesado digital de señal se puede aplicar también en un receptor de televisión para

reducir las molestias producidas por el flicker en una pantalla de televisión. Además hay

que tener en cuenta que las nuevas pantallas de televisión tienen un brillo superior a las

pantallas mas antiguas, a que hace todavía mas molesto el efecto del flicker.

Distinguiremos entre circuitos utilizados para Ia reducción del flicker de grandes áreas y

circuitos utilizados para Ia reducción del flicker de línea.

2.3.3 REDUCCIÓN DEL FLICKER DE GRANDES ÁREAS

Una solución al problema del flicker de grandes áreas consiste en visualizar cada

cuadro dos veces, Ia que proporciona una frecuencia de cuadro de 100 Hz. Esta

frecuencia doble se puede obtener mediante una memoria de cuadro que almacene

media imagen. El control de esta memoria es complicado puesto que se tienen que

controlar dos cuadros utilizando una sola memoria. El sistema se puede simplificar si se



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emplean dos memorias de cuadro en las cuales, alternativamente, los cuadros se

escriben de forma lenta y se leen de forma rápida. La figura 2.3 muestra una

configuración típica de reducción de flicker de grandes áreas que utiliza dos memorias

de cuadro.

A B C D E F

A A B B C C D D E E F F

MEM

MEM

ES

E

S Figura 2.3 Reducción del flicker de grandes áreas

(Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión, Luis Torres Urgell )

Si expresamos cada cuadro original mediante A, B, C, D... Ia salida de esto circuito nos

da una señal que contiene los cuadros de Ia forma A, A, B, B, C, C, D, D... Los circuitos

de sincronismo del receptor se deben de modificar de tal forma que sean capaces de

visualizar Ia señal de forma adecuada. Las modificaciones que se deben de realizar con

respecto a un circuito normal son:

• Se dobla Ia anchura de banda de la señal.

• El periodo de línea se debe de cambiar de 64 µs. a 32µs. De Ia misma forma,

el periodo de cuadro se debe cambiar de 20 ms. a 10 ms. El barrido de

cuadro es de esta forma dos veces mas rápido en Ia dirección horizontal y en

Ia vertical que en un receptor normal.



53

• Los sucesivos cuadros se deben visualizar par pares (en vez de

alternativamente) en Ia misma posición en Ia imagen.

Es muy importante destacar que con este procedimiento no se aumenta Ia definición

vertical (ni Ia horizontal, por supuesto) del sistema de televisión. La definición vertical

del sistema do televisión viene especificada por el número de líneas originales que se

establecen en el sistema de adquisición utilizado en el emisor.

2.3.4 REDUCCIÓN DEL FLICKER DE LÍNEAS

El flicker de líneas aparece generalmente cuando existe una transición abrupta paralela

a las líneas de Ia imagen. Cuando esto ocurre y debido principalmente al entrelazado,

dicha transición se visualiza a diferente altura en cuadros consecutivos lo que produce

oscilaciones a una frecuencia de 25 Hz. El circuito de Ia figura 2.3 no soluciona este

problema, dada que únicamente tiene en cuenta el flicker de 50 Hz. Si se añade una

tercera memoria de cuadro, figura 2.4, en Ia que los cuadros se visualicen de Ia forma

A, B, A, B, C, D, C, 0 se tiene todavía una frecuencia de cuadro de 100 Hz. Pero ahora

el flicker de línea ocurre a 50 Hz. De esta forma el flicker de línea desaparece casi por

completo.

Sin embargo este circuito proporciona efectos indeseables en presencia de imágenes

en movimiento, dada que se presentan los cuadros en una forma que no coincide con Ia

original. Por ejemplo, en un instante del ciclo el cuadro A se presenta en pantalla

después del cuadro B, Ia que no se corresponde en tiempo con el sistema de

adquisición del emisor en el que el cuadro B se adquiere siempre después del cuadro

A.

El circuito do Ia figura 2.4 presenta en Ia señal Si las ventajas de Ia frecuencia de

cuadro a 100 Hz. que reduce el flicker de grandes áreas y en Ia señal S2 las ventajas

de Ia frecuencia de línea a 50 Hz. Sin embargo, dichas señales ocurren desplazadas


DE TELEVISIÓN

54

DIGITALIZACIÓN DE LA SEÑAL

relativamente en el tiempo lo que no permite una conmutación directa entre ellas.

A B C D E F

A A B B C C D D E E F F

MEM

MEM

f1=50Hz E S2 MEM

S1

f1

*=100Hz

A B A B C D C D E F E F

Figura. 2.4 Reducción del flicker de línea

(Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión, Luis Torres Urgell )

2.4 EL JITTER DEL RELOJ DE MUESTREO

Los instantes en los que se toman las muestras en un ADC así como en los que DAC

realizan las conversiones deben ser espaciados de forma regular, de lo contrario

pueden introducirse señales no deseadas en las de video. La magnitud de la señal no

deseada es proporcional a la pendiente de la forma de onda de video, así la cantidad de

jitter que puede tolerarse cae a 6dB por octava. A medida que aumente la resolución

del sistema por el uso de una mayor longitud de palabra de las muestras, se reduce

más el grado de tolerancia al jitter. La naturaleza de la señal no deseada depende del

espectro del jitter. Si éste es aleatorio, el efecto se asemeja al ruido y es relativamente

benigno, a no ser que la amplitud sea excesiva. La figura 2.5 muestra el efecto de



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distintas cantidades de jitter aleatorio con respecto a la base del ruido de distintas

longitudes de palabra. Obsérvese que incluso pequeñas cantidades de jitter pueden

degradar un conversor de 10 bits hasta llegar a funcionar como un buen dispositivo de 8

bits. No tiene ningún sentido, pues, mejorar la calidad utilizando conversores de mayor

resolución si la estabilidad del reloj del sistema s insuficiente y no les permite funcionar

a pleno rendimiento.

100 MHz1MHz 10 MHzFRECUENCIA

100 kHz

10 bits

8 bits

Base de ruido de 6 bits

60

50

40

30

SNR

Figura. 2.5 Efectos que tiene el jitter del reloj de muestreo sobre la relación señal ruido a distintas

frecuencias, comparado con las bases de ruido teóricas de sistemas con resoluciones diferentes. (Tomada de Video digital Jonh Watkinson )

La cantidad de jitter permisible se mide en picosegundos, y es evidente que se han de

adoptar medidas en los diseños para eliminarlo. Las señales de reloj de los conversores

deben generarse con fuentes de alimentación limpias que estén bien desacopladas de

la alimentación utilizada por la circuitería lógica, ya que la señal de reloj de un

conversor debe tener una relación señal-ruido del mismo orden que la de la señal. De lo

contrario, el ruido existente en la señal de reloj provoca jitter que, a su vez, introduce

ruido en las señales de video. Este mismo efecto se produce en las señales de audio

digitales, que posiblemente son más críticas.



56

2.4.1 RUIDO Y JITTER Cuando se interconectan distintos equipos, la señal digital puede sufrir diversas

distorsiones. Estas pueden manifestarse como cambios de amplitud, ruido y jitter.

Además, el cable coaxial produce una atenuación de la señal de datos, manifestándose

este fenómeno como una disminución de la amplitud de la señal. Es importante utilizar

ecualizadores para compensar esta atenuación. También, el ruido y el jitter pueden

manifestarse sobre la señal. Al excederse las distancias permitidas de cable coaxial. El

problema del ruido por ejemplo, es que cuando alcanza una determinada amplitud,

puede corromper los datos.

El ruido cuando se manifiesta sobre una pendiente, produce jitter, también a veces

aparece sobre la señal un overshoot que se confunde como si fuera ruido, en la figura

2.6 se muestra el ruido y jitter sobre una señal.

En a) tenemos una señal libre de ruido y jitter, mientras que en b) tenemos los dos

tipos de ruidos que se manifiestan sobre la señal digital.

El primer tipo de ruido es el que se manifiesta como un aumento de amplitud de la señal

y el segundo tipo de ruido es el que se manifiesta sobre la pendiente de la misma. A

este último se lo denomina jitter y produce un desplazamiento de las transiciones sobre

el eje de tiempos. En c) se ha magnificado la señal a fin de poder ver mejor el ruido y el

jitter sobre la misma.

El problema del jitter, aparte de todos los problemas que causa, es que sobre una línea

de transmisión (cable coaxial), puede producir errores de bits. Cuando se sobrepasa la

distancia de cable coaxial admitido, aumenta la atenuación y se incrementa el ruido de

la señal.

Es importante considerar las distorsiones analógicas que afectan la señal digital, como



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ser; respuesta en frecuencia, rolloff causado por la atenuación del cable, distorsión de

fase, ruido y jitter del clock.

Ruido

Jitter b)

c)

a)

Jitter

Ruido

Figura 2.6 Ruido y jitter sobre una señal (Televisión Digital Avanzada J.Simonetta)

Para eliminar el ruido y el jitter de una señal digital se utiliza un dispositivo denominado

Reclocking. En la figura 2.7 se muestra un diagrama básico de este dispositivo. En este

ejemplo, la señal de entrada posee ruido y jitter. Esta señal ingresa al circuito de

entrada y simultáneamente es derivada a un loop enganchado en fase (PLL).

El PLL promedia la sincronización de las transiciones reconstruyendo una nueva señal

de Clock. Esta nueva señal es estable y libre de ruido y jitter. En el circuito de entrada

se compara la señal de datos con el pulso de clock, produciendo una señal de salida sin

ruido ni jitter. Este tipo de Recolockings son utilizados en señales SDI. Para señales de

bits paralelo se utilizan otros tipos de Reclockings más complejos.



58

Ruido

Jitter

CIRCUITO DE

ENTRADASalida

PLL

Clock

Entrada

Figura 2.7 Reclocking para eliminar el ruido y el jitter.

(Reproducida con permiso de Snell & Wilcox

Televisión Digital Avanzada J.Simonetta)

En la figura 2.8 se representan las señales correspondientes al diagrama de la figua 2.7

En a) tenemos la señal original libre de ruido y jitter, mientras que en b) esa señal en

algún tramo y por diversos motivos tiene ruido y jitter, en c) tenemos el clock libre de

ruido y jitter y en d) tenemos la señal recuperada sin ruido ni jitter, como teníamos en a).



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a) Datos originales

b) Datos con Ruido y Jitter

c) Señal de clock

d) Datos recuperados Figura 2.8 Recuperación de datos con un clock sin ruido. (Reproducida con permiso de TECTRONIX

Televisión Digital Avanzada J.Simonetta)

2.5 LA CUANTIFICACIÓN

La cuantificación es el proceso por el cual se expresa una cantidad infinitamente

variable mediante valores discretos o escalonados. La cuantificación se presenta el una

gran variedad de aplicaciones comunes. La figura 2.9 muestra que una rampa inclinada

permite poder conseguir una altura infinitamente variable, mientras que una escalera

permite solo alturas discretas. Una escalera cuantifica Ia altura. Cuando los contables

redondean la sumas de dinero a la cantidad más próxima, lo que hacen es cuantificar.

El tiempo transcurre de manera continua, pero el visualizador de un reloj digital cambia

repentinamente a cada minuto ya que el reloj está cuantificando el tiempo.)

En video y audio, los valores que se han de cuantificar son tensiones infinitamente



60

variables procedentes de una fuente analógica La cuantificación propiamente dicha es

un proceso que funciona únicamente en el dominio de Ia tensión. Con el propósito de

estudiar Ia cuantificación de una sola muestra, podemos suponer que el tiempo

permanece inamovible.

Discreto Continuo

Figura 2.9 Un parámetro analógico es continuo, mientras que un parámetro cuantificado esta limitado a

ciertos valores. Aquí, el lado en pendiente de una rampa puede utilizarse para obtener cualquier altura,

mientras que una escalera solo permite alturas discretas. (Tomada de Video digital Jonh Watkinson )

2.6 INTRODUCCION AL DITHER

A niveles altos de señal, el error de cuantificación se convierte de hecho en ruido. A

medida que disminuye la amplitud de modulación, el error de cuantificación de un

cuantificador ideal se correlaciona más con la señal y el resultado es Ia distorsión, que

se manifiesta visualmente como contorneo. Si el error de cuantificación se puede

decorrelacionar de la señal de entrada de alguna manera, el sistema podrá mantenerse

lineal, aunque con ruido. El dither realiza la función de decorrelación, haciendo que la

acción del cuantificador sea imprevisible y le da al sistema una base de se ruido similar

a Ia de un sistema analógico.

En la figura 2.10 puede verse que un cuantificador ideal al que pue aplicarse dither

introduciendo linealmente un nivel controlado de ruido ya sea en la señal de entrada o

bien en la tensión de referencia empleada para derivar los intervalos de cuantificación.

Hay varias formas de considera el funcionamiento del dither, y todas ellas son validas.



61

Ref. masa Ref.-

-

-

A/D

+ Ref.

- Ref.

Ref.

A/D

+ Ref. Señal de entrada

(b)

Dither

(a) Señal de entrada

Dither

Fig.2.10 Puede aplicarse el dither en un cuantificador de dos maneras. En (a) el dither se aplica

linealmente a la señal de entrada analógica, mientras que en (b) se aplica las tensiones de referencia del

cuantificador. (Tomada de Video digital Jonh Watkinson )

La aplicación del dither significa que las muestras sucesivas encuentran los intervalos

de cuantificación en diferentes lugares en la escala de tensión. El error de cuantificación

se convierte en una función del dither, en vez de una función previsible de Ia señal de

entrada. El error de cuantificación no se elimina, pero Ia distorsión subjetivamente

inaceptable se convierte en un ruido de banda ancha que es más aceptable por el

espectador.

Considérese una situación en la que una señal de entrada de nivel bajo varía

lentamente dentro de un intervalo de cuantificación. Sin el dither, se obtiene el mismo

código numérico para una serie de periodos de muestra, perdiéndose las variaciones

que se producen en el interior del intervalo. El dither obliga al cuantificador a conmutar



62

entre dos o más estados. Cuanto mayor es Ia tensión de Ia señal de entrada dentro de

un determinado intervalo, más probabilidades hay de que el código de salida tome el

siguiente valor mayor. Cuanto menor es la tensión de entrada dentro del intervalo,

mayor probabilidad hay de que el código de salida adopte el siguiente valor inferior. El

dither ha resultado ser una forma de modulación del factor de trabajo y la resolución del

sistema se ha visto mejorada indefinidamente en lugar de estar limitada por Ia magnitud

de los escalones.

Puede entenderse el dither si consideramos como afecta a Ia función de transferencia

del cuantificador. Normalmente, ésta es una escalera perfecta, pero con Ia presencia

del dither, se ve afectada horizontalmente hasta que, con una cierta amplitud, la función

de transferencia media se hace recta.

2.7 LA RECUANTIFICACION Y EL DITHER DIGITAL

La tecnología reciente ADC permite elevar Ia resolución de muestras de video de 8 bits

a 100 incluso 12 bits. Surge entonces el problema cuando hay que conectar un

dispositivo de 8 bits ya existente, como puede ser un VTR digital, con Ia salida de un

.ADC cuya longitud de palabra es mayor. Las palabras necesitan ser recortadas de

alguna manera.

Cuando se atenúa el valor de una muestra, los bits extra de orden inferior que aparecen

por debajo del punto radical mantienen la resolución de Ia señal y del dither en el bit o

los bits menos significativos que linealizan el sistema. La misma extensión de palabra

tendrá lugar en cualquier proceso en el que se vea implicada la multiplicación, como

puede ser el filtrado digital. Por tanto, será necesario acortar la longitud de palabra. Los

bits de orden inferior han de eliminarse para reducir la resolución a la vez que se

mantiene igual la magnitud de la señal. Aun cuando en la conversión original se hubiese

aplicado correctamente el dither, el elemento aleatorio de los bits de orden inferior se

encontrará ahora en algún lugar por debajo del extremo de la palabra deseada. Si



63

simplemente se trunca la palabra deshaciéndose de los bits de menor orden no

deseados o se redondea al número entero más próximo, se perderá el efecto de

linealización del dither original.

En la práctica, la longitud de palabra de las muestras debe ser acortada de forma que el

error de cuantificación se convierta en ruido en lugar de distorsión. Una técnica que

cumple este requisito consiste en utilizar dither digital antes de realizar el redondeo.

Esto equivale directamente a la aplicación de dither analógico en un ADC.

El dither digital consiste en una secuencia numérica pseudo-aleatoria. Si se requiere

para simular la señal analógica de dither. Entonces resulta evidente que el ruido debe

ser bipolar con el fin de que tenga una tensión media de cero. Debe utilizarse un

sistema de codificación en complemento a dos para los valores de dither como ocurre

como las muestras de audio.

La figura 2.11 muestra un sencillo sistema de dither digital (esto es, sin modelado de

ruido) para acortar la longitud de la muestra. La salida de un generador de secuencias

pseudo-aleatorias en complemento a dos con una longitud de palabra apropiada es

añadida a las muestras de entrada antes de realizar el redondeo.

El bit más significativo de los que se han de eliminar es examinado con el fin de

determinar si los bits que se van a eliminar suman más o menos de la mitad de un

intervalo de cuantificación. La muestra con dither es redondeada por defecto, esto es,

los bits no deseados son simplemente descartados, o bien es redondeada por exceso,

es decir, los bits no deseados se descartan pero se añade un 1 al valor de la nueva

palabra que proporciona una componente aleatoria de linealización.



64

Entrada Audio 20 bits

MSB

LSB19

03

4

19

0

19

0

M

Red

onde

o

Números Aleatorios con

Complemento a dos

16 bits

Figura. 2.11 En un sencillo sistema de dither digital, los valores en complemento a dos procedentes de un

generador de números aleatorios se suman a los bits de orden inferior de la entrada. Los valores con

dither son redondeados por defecto o por exceso de acuerdo con el valor de los bits que han de

eliminarse. El dither linealiza la recuantificación. (Tomada de Video digital Jonh Watkinson )

Si se comprara este proceso con el de la figura 2.10, se verá que los principios de dither

analógico y digital son idénticos; simplemente, los procesos tienen lugar en diferentes

dominios y utilizan números en complemento a dos que son redondeados o tensiones

que son cuantificadas según convenga. De hecho, la cuantificación de una forma de

onda con dither analógico es idéntica al caso hipotético de redondeo después del dither

digital bipolar, donde el número de bits que se han de eliminar es infinito y permanece

idéntico con fines prácticos cuando hay que eliminar tan sólo 8 bits. En realidad, el

dither analógico puede generarse a partir del dither digital bipolar (que no es otra cosa

que números aleatorios con ciertas propiedades) mediante un DAC.



65

2.8 CONVERSION ANALÓGICO – DIGITAL BÁSICA

El principio general de un cuantificador consiste en que las distintas tensiones

cuantificadas son comparadas con la entrada analógica desconocida hasta encontrar Ia

tensión cuantificada mas aproximada Ia salida. Pueden hacerse las comparaciones una

a una con la mínima cantidad de hardware, o bien de forma simultánea con más

hardware.

La tensión de entrada determina el número de comparadores que tendrá una salida

verdadera. Dado que se necesita un comparador para cada intervalo de cuantificación,

así, por ejemplo en un sistema 8 bits habrá 255 salidas binarias de los comparadores,

por lo que es necesario utilizar un codificador de prioridad para poder convertirlas en

código binario. Obsérvese que la etapa de cuantificación es asíncrona; los

comparadores cambian de estado siempre que las variaciones en Ia forma de onda de

en referencia. El proceso de muestreo tiene lugar cuando las salidas del comparador

pasan con Ia señal de reloj a un latch subsiguiente. La velocidad límite de un conversor

de flash constituye una ventaja singular en el proceso de sobre todos los bits se lleva a

cabo simultáneamente, no se requiere ningún circuito de muestreo y retención, y el

droop queda eliminado.

2.9 LOS FILTROS El proceso de filtrado es inseparable del video y audio digital. Se necesitan filtros

analógicos o digitales y, en ocasiones, ambos, en los ADC, DAC, en los canales de

datos de los grabadores digitales y en los sistemas de transmisión, así como en los

conversores y ecualizadores de la frecuencia de muestreo. Los sistemas ópticos em-

pleados en grabadores con disco también actúan como filtros. Existen muchos para-

lelismos entre los filtros analógicos, digitales y ópticos, y se tratarán en este apartado

como un tema muy común. La diferencia principal entre los filtros analógicos y los

digitales es que, en el dominio digital, pueden construirse arquitecturas muy complejas



66

a bajo coste en LSI y que los cálculos aritméticos no están sujetos a Ia tolerancia o las

variaciones de los componentes.

El filtrado puede modificar la respuesta en frecuencia de un sistema y/o Ia respuesta de

fase. Toda combinación entre la respuesta en frecuencia y Ia de fase determina Ia

respuesta impulsiva en el dominio temporal.Debido a Ia naturaleza muestreada de Ia

señal. cualquiera que sea Ia respuesta a bajas frecuencias, todos los canales digitales

(así como los canales analógicos muestreados) funcionan como filtros paso-bajo de

corte en el limite de Nyquist o a Ia mitad de Ia frecuencia de muestreo.

La Figura 2.12(a) muestra una sencilla red RC y su respuesta impulsiva. Se trata de Ia

caída exponencial tan familiar que se produce debido a Ia descarga del condensador a

través de Ia resistencia (en serie con Ia impedancia de Ia fuente que aquí se considera

despreciable). La figura también muestra Ia respuesta a una onda cuadrada en (b).

Estas respuestas pueden calcularse porque las entradas implicadas son relativamente

sencillas. Cuando la forma de onda de entrada y Ia respuesta impulsiva son funciones

complejas, esta configuración es prácticamente imposible.

to

1-eate-at { ex(to) –1 }

H (t) = e -at

(b)

(a)

x (t)

t

Figura 2.12 (a) La repuesta impulsiva de una sencilla red RC constituye una caída exponencial. Esto

puede utilizars para calcular Ia respuesta a una onda cuadrada, como ocurre en (b). (Tomada de Video digital Jonh Watkinson )



67

En cualquier filtro, la forma de onda de salida en el dominio temporal representa la

convolución de la repuesta impulsiva con la forma de onda de entrada.

Los filtros pueden clasificarse dentro de dos grupos principales, como indica Ia Figura

2.13, de acuerdo con Ia naturaleza de la respuesta impulsiva. Los filtros con respuesta

impulsiva finita (FIR, finite-impulse response) siempre son estables y, como su nombre

indica, responden una sola vez a un impulso, ya que tienen únicamente un camino

directo.

En el dominio temporal, el tiempo en el que un filtro responde a una entrada es finito,

fijo y bien establecido. Lo mismo ocurre, por tanto, con la distancia en la que un filtro

FIR responde dentro del dominio espacial. Los filtros FIR pueden hacerse

perfectamente lineales en fase si es necesario. La mayoría de los filtros empleados

para Ia conversión de la frecuencia de muestreo y para el sobremuestreo entran dentro

de esta categoría.

Los filtros de respuesta impulsiva infinita (IIR. infinite-impulse response) responden a un

impulso de manera indefinida y no son necesariamente estables, ya que tiene un

camino de retorno de la salida a Ia entrada. Por esta razón, se les denomina también

filtros recursivos. Dado que Ia respuesta impulsiva no es simétrica, los filtros IIR son de

fase lineal y se emplean poco en video.

Entre el filtro analógico y el digital, se encuentra el filtro con condensador magnitudes

analógicas, esto es, las cargas de los temporal es discreto debido a que las diferentes

cargas conmutadores electrónicos que se cierran durante varias de muestreo. Los filtros

con condensadores conmutados presentan las mismas características que los filtros

digitales con una precisión infinita.



68

Entrada Salida

Red con

retardo

Entrada SalidaRed con

retardo

etc.

(a) Respuesta impulsiva finita (FIR)

(b) Respuesta impulsiva infinita (iIR)

Figura. 2.13 Un filtro FIR (a) responde sólo una vez a una entrada, mientras que la salida de un filtro IIR

(b) continua indefinidamente como ocurre con un eco decreciente. (Tomada de Video digital Jonh Watkinson )

2.10 LAS TRANSFORMADAS

El proceso de convolución es demasiado extenso para representarlo sobre papel. Es

mucho más fácil trabajar en el dominio de la frecuencia. La Figura 2.14 muestra que si

una señal con un espectro o un contenido de frecuencia (a) pasa por un filtro de

respuesta en frecuencia (b), el resultado será un espectro de salida que es simplemente

el producto de ambos.

Si se representa las respuestas en frecuencia en escalas logarítmicas (esto es,

calibradas en decibelios), ambas pueden sumarse simplemente ya que la suma de

logarítmicos es lo mismo que su producto. Aunque en audio, al hablar de frecuencia, se

ha significado tradicionalmente la frecuencia medida en hercios, la frecuencia en video

puede ser también espacial y medirse en líneas por milímetro (mm-1). La multiplicación

de los espectros de las respuestas es un proceso mucho más simple que la

convolución.



Salida

Gan

anci

a lo

g.

Entrada Respuesta de A

Figura 2.1

serie es igua

Para pode

o de la for

muestread

que cualqu

ondas sen

El espectr

relación a

caída, que

espectro e

x/x, se ded

Dispositivo A

Respu

(b) Frecuencia

Gan

anci

a lo

g.

Espectro de la entrada

(a) Frecuencia G

anan

cia

log.

g

Frecuencia

4 (Tomada de Video digital ). En el dominio de la frecuencia, la res

l al producto de sus respuestas individuales a cada frecuencia.

las respuestas simplemente se suman.

r pasar al dominio de la frecuencia o del espectro de

ma de onda, es necesario utilizar la transformada d

os, la transformada discreta de Fourier (DTF). El aná

ier forma de onda puede ser reproducida sumando

oidales relacionadas armónicamente con distintas am

o puede obtenerse trazando gráficamente la amplitu

la frecuencia. Como puede verse, se obtiene un espe

pasa por el cero en todos los múltiplos pares de la fu

s una curva senoidal x/x. Si una onda cuadrada tie

uce que un filtro con una respuesta impulsiva recta


Respuesta lobal = (a) x

69

esta log. = log (a) + log (b)

puesta de dos dispositivos

Sobre una escala logarítmica,

sde el dominio temporal

e Fourier o, en sistemas

lisis de Fourier sostiene

un número arbitrario de

plitudes y fases.

d de los armónicos con

ctro que es una onda de

ndamental. La forma del

ne un espectro senoidal

ngular tiene un espectro


70

senoidal x/x. Un filtro paso-bajo tiene un espectro rectangular y éste tiene una

respuesta impulsiva senoidal x/x. Estas características se conocen como par de

transformada. En los pares de transformada, si un dominio tiene una forma del par, el

otro dominio tendrá la otra forma. Así una onda cuadrada tiene un espectro senoidal x/x

y un impulso senoidal x/x tiene un espectro cuadrado.

La figura 2.15 muestra una serie de pares de transformada. Obsérvese el par de

impulso. Un impulso de dominio temporal de una duración infinitamente corta presenta

un espectro plano. Así, una forma de onda plana, es decir, la CC, sólo tiene cero en su

espectro.

Senx2

X2

Senx

X

Gaussiana

Figura 2.15 (Tomada de Video digital). El concepto de pares de transformada ilustra la dualidad de la

frecuencia ( incluida la frecuencia espacial) y los dominios temporales



71

La transformada de Fourier es una técnica de procesamiento que analiza la señales

que varían con respecto al tiempo o la distancia y las expresa en forma de espectro

temporal o espacial. Cualquier forma de onda puede dividirse en componentes de

frecuencia.

La figura 2.16 muestra que, si se conoce la amplitud y la fase de cada componente de

la frecuencia, la suma lineal de las componentes resultantes en una transformada

inversa da como resultado la forma de onda original.

A= Fundamental F. Ampitud 0.64, fase 0ª

B= 3F, amplutud 0.21 Fase 180ª

C = 5F, amplitud 0.13 fase 0º

A + B + C ( suma lineal)

Figura 2.16 (Tomada de Video digital. El análisis de Fourier permite la síntesis de cualquier forma de onda

mediante la suma de frecuencias discretas de amplitud y fase apropiadas.

Resulta evidente de la Figura 2.16 la importancia que tiene el conocer Ia fase de la

componente de frecuencia, ya que, Si se varia la fase de cualquier componente, se

alterará seriamente Ia forma de onda reconstruida. Por ello, la DET debe analizar con



72

precisión Ia fase de las componentes de Ia señal.

La transformada discreta de Fourier analiza el espectro de un bloque de muestras

buscando pon separado cada frecuencia discreta que tiene por objetivo. Lo lleva a cabo

multiplicando Ia forma de onda de entrada por una onda senoidal que tenga Ia

frecuencia objetivo y sumando o integrando los productos.

2.10.1 ELECCIÓN DE LA TRANSFORMADA

Se han empleado diferentes transformadas para codificación de imagen. Entre ellas

cabe destacar que Ia transformada de Karhunen Loeve es Ia óptima, entre todas las

transformadas lineales, en compactación de energía, pero tiene el inconveniente de su

alto coste computacional. Otras transformadas coma Ia Coseno Discreta, Hadarnard,

Fourier. Haar, Slant, etc., se han utilizado con distintos grados de éxito. De entre todas

ellas, la más utilizada actualmente y que sirve de base para diferentes estándares de

codificación, es la Coseno Discreta (DCT).

La matriz NxN de la transformada coseno discreta C = { c(k,n) } se define de la forma .

(1/N) ½ k= 0,0 ≤ n ≤ N – 1

c(k,n)=

(2/N) ½ cos N

kn2

)12( +π 1 ≤ k ≤ N -1,0 ≤ n ≤ N - 1

La aplicación de la DCT a transformadas de imagen se realiza substituyendo A = A* = C

en la ecuación. La DTC goza, entre otras, de las siguientes propiedades:

• Es una transformada real y ortogonal, es decir, C=C , C –1 = CT.



73

• La DTC no tiene los inconvenientes de las discontinuidades presentes en la DFT.

La DTC está relacionada con la DFT a través de su extensión simétrica.

• La DTC es una transformada rápida que se puede implementar fácilmente. Para

una secuencia de orden N, se necesita Nlog2N operaciones realizadas a través

de la DFT.

• La DCT tiene excelentes propiedades de compactación para señales altamente

correladas como es el caso de las imágenes.

• La DCT se comporta de forma similar a la transformada de Karhunen Loeve para

secuencias estacionarias de Markov de primer orden, que es un buen modelo

para imágenes con poco contenido en alta frecuencia.

La figura 2.17 muestra el error cuadrático medio con respecto al tamaño de la

subimagen para una imagen modelada como un proceso de Markov de primer orden

bidimensional con coeficiente de correlación ρ=0.95. En esta gráfica se han

seleccionado el 25% de los coeficientes transformados de mayor varianza. Nótese que

para este caso la transformada que más se acerca a la de karhunen Loeve coincide con

la transformada coseno.

Aunque la transformada coseno es una transformada subóptima, es la transformada

que más se acerca a la de karhunen Loeve. En la práctica, es muy difícil apreciar una

imagen codificada con una u otra transformada.



74

FourierHaar

Hadamard

Slant

DCT-KL

5 %

4 %

3 %

2 %

1 %

Er

ror C

uadr

atic

o

4x4 8x8 16x16 32x32 64x64 Tamaño de subimagen

128x128

Figura 2.17 (Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión,).Distribución de las varianzas de los

coeficientes transformados de una secuencia de Markov

2.10.2 SISTEMAS TRANSFORMADOS

En codificación de imagen mediante métodos transformados, la imagen se transforma a

un domino diferente que el dominio de las intensidades. Los coeficientes transformados

se codifican y envían al canal de transmisión. El receptor se efectúa la transformación

inversa y se vuelve al dominio espacial. Las técnicas transformadas se comportan más

satisfactoriamente que las técnicas predictivas. Sin embargo, el tiempo de cálculo y la

complejidad de implementación son más elevados.

Las técnicas transformadas intentan reducir la correlación que existe entre los pixels de

una imagen, mediante una transformación matemática que convierta dichos píxels en

otro tipo de coeficientes más incorrelados. De esta forma, al reducir la correlación, la

información redundante no tiene que ser codificada repetidamente. Las técnicas

transformadas explotan el hecho que para imágenes típicas, una gran cantidad de

energía se concentra en una pequeña fracción de los coeficientes transformados. De



75

acuerdo con esta propiedad, es posible codificar solo un pequeño número de

coeficientes transformados sin afectar de forma importante la calidad de la imagen

reconstruida. La cuantificación de los coeficientes se pueden realizar de forma escalar o

vectorial.

La idea básica de los métodos transformados se muestra en la figura 2.18, donde una

cieta imagen se representa mediante un desarrollo en serie ortogonal como por ejemplo

las series de Fourier. En el caso de las imágenes, las funciones ortogonales

bidimensionales se denominan “imágenes básicas” para imágenes discretas, las

imágenes básicas se pueden determinar a partir de matrices unitarias denominadas

transformadas de imagen. Cualquier imagen dada se puede representar mediante una

suma ponderada de las imágenes básicas.

Imagen

A1,1

A1,2

AM,N

+V1,2

+…+VM,N

=V1,1

Figura 2.18 (Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión). Representación de una

imagen mediante funciones ortogonales.

2.10.3 TRANSFORMADAS BIDIMENSIONALES

El término transformadas de imagen se refiere usualmente a una case de matrices

unitarias usadas para representar imágenes. Para una secuencia unidimensional u(n),

0 ≤ n ≤ N - 1, representada como un vector u de dimensión N, se define una

transformada unitaria como

V= Au

V(k) = 0 ≤ k ≤ N -1 (1) ∑−

=

1

0

)(),(N

n

nunka



76

donde A es una matriz unitaria, es decir A-1 = A*T. El vector u se pude recuperar

haciendo

u = A *T v

u(n) = ∑ 0 ≤ k ≤ N -1 (2) −

=

1

0

),(*)(N

k

nkakv

La ecuación (2) se puede ver como una representación en serie de la ecuación

u(n).Las columnas de A*T, es decir, los vectores ak = [a* (k,n), 0 ≤ n ≤ N -1]T se

denominan vectores de base A. Los coeficientes de la serie v(k) proporcionan una

representación de la secuencia original y son útiles en filtrado, codificación, extracción

de características y otras aplicaciones.

En el contexto de procesado de imagen, el desarrollo en serie ortogonal de una u(m,n)

de dimensiones NxN se define como las transformaciones

v(k,l) = 0 ≤ k,l ≤ N -1 ∑∑−

=

−

=

1

0

1

0, ),(),(

N

m

N

nlk nmanmu

u(m,n) = 0 ≤ m,n ≤ N -1 (3) ∑∑−

=

−

=

1

0

1

0

, ),(),(N

k

N

l

lk nmalkv

donde {ak,l (m,n)}, llamada transformada de imagen, es un conjunto de funciones

básicas discretas completas y ortonormales que satisfacen las siguientes propiedades:

∑∑−

=

−

=

1

0

1

0,, ),(),(

N

m

N

nlklk nmanma = δ(k-k1,l-l1)

∑∑−

=

−

=

1

0

1

0

11,, ),(),(

N

k

N

llklk nmanma = δ(m-m1,n-n1) (4)

Los elementos v(k,l) se denominan los coeficientes de la transformada y V={v(k,l)} se

llama imagen transformada. La propiedad de ortonormalidad asegura que cualquier

truncación del desarrollo en serie de la forma



77

u P,Q (m,n) P ≤ N, Q ≤ N (5) }∆

= ∑∑−

=

−

=

1

0

1

0, ),(*),(

P

k

Q

llk nmalkv

minimizará la suma de los errores cuadraticos

σ2θ = [∑∑

−

=

−

=

−1

0

1

0, ),(),(

P

m

Q

nQP nmunmu ]2 (6)

cuando los coeficientes vengan definidos por (3) . La propiedad de “completitud”

asegura que este error será cero para P=Q=N.

2.11 INTRODUCCION AL CANAL

Los datos pueden grabarse en muchos medios diferentes y pueden enviarse mediante

muchas formas de transmisión. El término genérico del camino por el que Ia información

es enviada se denomina canal. En una aplicación de transmisión, el canal puede ser

simplemente un trozo de cable. En una aplicación de grabación. el canal incluye al

cabezal de grabación. al medio y al cabezal de reproducción. En sistemas analógicos,

las características del canal afectan directamente en la señal.

En canales reales, Ia señal puede originarse con estados discretos que cambian en

tiempos discretos, pero el canal la tratará como una forma de onda analógica y, por

tanto, no será recibida con La misma forma. Varios mecanismos de pérdida depen-

dientes de La frecuencia reducen la amplitud de la señal. Generalmente no es posible

proporcionar una señal de reloj individual en las aplicaciones de grabación y

transmisión. En el caso de la transmisión, una línea individual de reloj no solo

incrementaría el coste, sino que además es impracticable debido a que a alta

frecuencia es prácticamente imposible asegurar que el cable del reloj propaga las

señales a la misma velocidad que el cable de datos, excepto en distancias corta.



78

2.11.1 TIPOS DE CANALES DE TRANSMISIÓN La transmisión puede realizarse a través de conductores eléctricos, radio o fibra óptica.

Aunque parecen ser completamente diferentes, de hecho son solo diferentes ejemplos

de energía electromagnética que viaja de un punto a otro. Si se hace variar Ia energía

de alguna manera, es posible transmitir información.

La energía electromagnética se propaga de tal manera que se constituye como una

función de Ia frecuencia y nuestro entendimiento parcial requiere que se considere

como electrones, ondas o fotones, de modo que podamos predecir su comportamiento

en determinadas circunstancias.

La energía electromagnética tiende desesperadamente y de forma creciente a

separarse del conductor. El primer síntoma es efecto pelicular: Ia corriente fluye

únicamente en la capa externa del conductor, provocando así un aumento en Ia

resistencia.

A medida que Ia energía comienza a separarse de los conductores. las características

del espacio comprendido entre ellos cobran importancia. Esto determina impedancia.

Una variación en Ia impedancia provoca reflexiones en el flujo de energía y parte dc ella

retorna a Ia fuente de origen. Son necesarios los cables con impedancia constan y con

un espacio fijo entre los conductores. y deben estar adecuadamente terminados para

evitar las reflexiones.

La características más importante del aislamiento es su espesor, ya que esto determina

el espacio entre los conductores.

A velocidades moderadas de transferencia de bits, pongamos unos cuantos megabits

por segundo, y con longitudes de cable también moderadas, digamos pocos metros, el



79

efecto dominante será la capacidad del cable debido a la geometría del espacio

existente entre los conductores y el dieléctrico que hay en medio. La capacidad se

comporta en estas circunstancias como si se tratara de un solo condensador conectado

en serie con la señal.

El cable constituye ahora una línea de transmisión y los impulsos viajan por él como

buc!es de corriente que van rodando, tal como muestra Ia figura 2.19 Si el impulso es

positivo, cuando es transmitido a lo Iargo de Ia línea, carga ci dieléctrico localmente,

como ocurre en (a). A medida que el impulso avanza, seguirá cargando el dieléctrico

local, como en (b). Cuando el circuito excitador acaba con el impulso, el flanco posterior

del impulso sigue al flanco anterior a lo largo de la línea. La tensión del dieléctrico

cargada por el flanco anterior del impulso es ahora mayor que Ia tensión de línea, por

tanto, el dieléctrico se descarga en La línea, como se muestra en (c).

La corriente fluye hacia adelante ya que, de hecho, se trata de la misma corriente que

fluye en el interior del dieléctrico con ci flanco anterior. Por tanto, existe un bucle de

comente que se desplaza por Ia línea y que fluye hacia adelante por el hilo <<activo>>

y lo hace en sentido contrario a la vuelta.

Las líneas de transmisión que transportan energía de esta manera tienen una

impedancia característica provocada por Ia interacción de Ia inductancia a lo Iargo de

los conductores y !a capacidad paralela.

Cuando una línea es adaptada correctamente, Ia energía rodante sale directamente de

Ia línea y entra en la carga con La máxima energía disponible. Si La impedancia

presentada por la carga es incorrecta, se producirán reflexiones causadas por el

desajuste.



80

+ + + - - -

+ + + + + + + + + + + + + + + + + + + - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

+ + + + + + + + + + + + + + + + + + + - - - - - - - - - - - - - - - - - - -

(c)

(b)

(a)

Carga de dieléctrico

Corriente de vuelta

Descarga del dieléctrico en el conductor

Corriente directa

Sin corriente


Dieléctrico cargado


Velocidad de propagación

Figura 2.19 Tomada de Video digital. Una línea de transmisión transporta paquetes de energía que parecen

alternar con respecto al dieléctrico. En (a) el circuito excitador emite un impulso que carga el dieléctrico al

comienzo de la línea. A medida que se propaga, el dieléctrico se carga aún más, como ocurre en (b).

Cuando el circuito excitador termina con el impulso, el dieléctrico que estaba cargando se descarga en la

línea. Se forma un bucle de corriente del bucle de retorno fluye en sentido opuesto a la corriente que

pasa por el hilo <<activo>>.



81

2.12 LA CODIFICACION DEL CANAL Los sistemas prácticos requieren el uso de un esquema de modulación, conocido como

código de canal, que expresa los datos como formas de onda que se autosincronizan

con Ia señal de reloj a fin de eliminar el jitter, para separar los bits recibidos y evitar los

errores de rectangularidad en líneas de reloj separadas. Además, las formas de onda

codificadas deben estar totalmente libres de CC o casi totalmente para poder realizar el

proceso de troceado con Ia aparición de pérdidas y tener un espectro más estrecho que

los datos sin elaborar para que sea posible Ia ecualización.

El jitter provoca incertidumbre sobre el tiempo en el que un determinado fenómeno

ocurre. La respuesta en frecuencia del canal pone un límite global en el espaciamiento

de los fenómenos dentro del canal. Debe destacarse de manera especial la interacción

existente entre el ancho de banda, el jitter y el ruido, que, como se vera, son Ia clave

para el diseño correcto de un código de canal.

La figura 2.20 muestra que es necesario un codificador de canal con anterioridad a la

etapa de grabación, así como un decodificador, conocido como separador de datos,

después de la etapa de reproducción. La salida del codificador de canal generalmente

es una señal de nivel lógico que contiene un estado <<alto>> cuando se ha de generar

una transición. El generador de formas de ondas produce las transiciones en una señal

cuyo nivel e impedancia son los adecuados para exitar el medio o el canal. La señal

debe ser bipolar o unipolar, según convenga.

Algunos códigos pueden reducir el ancho de banda del canal necesitado disminuyendo

el límite espectral superior. Esto permite una mayor densidad lineal, normalmente a

expensas del rechazo de jitter. Otros códigos estrechan el espectro elevando el límite

inferior. Un código con un espectro estrecho presenta una serie de ventajas. La

reducción en La asimetría reduce Ia desviación de picos y los separadores de datos

pueden engancharse mas rápidamente debido a que el rango de frecuencias en el



82

código es menor. En teoría, cuanto mas estrecho es el espectro, se sufrirá menos ruido,

pero esto solo se consigue si se realiza un proceso de filtrado. Los filtros pueden

provocar con mucha facilidad errores de fase que anulan cualquier ganancia.

Codificador.

Bucle enganchado

en fase

Generador de formas de onda

Decodificador

Reloj de datos

Bits de canal

Reloj de bits de canal

Medio o

canal

Muestras Troceador

÷

Reloj de salida

Datos de salida

Bucle enganchado

en fase

Bits de canal

Reloj de bits de canal

Datos de entrada

Figura 2.20 (Tomada de Video digital). Los componentes principales de un sistema de codificación

de canal.

Una definición adecuada de código dc canal (ya que existen otras) es la siguiente:

<<Método de modulación de datos reales de forma que puedan ser recibidos de

manera fiable a pesar de los inconvenientes que presenta un canal real, a! tiempo que

hace un uso económico Optimo de la capacidad del canal>>.



83

Los períodos básicos de tiempo de una forma de onda codificada en canal se

denominan posiciones, en los que la tensión transmitida es invertida o permanece igual.

Dado que el jitter es un aspecto tan importante en Ia grabación y Ia transmisión de

datos, se ha introducido un parámetro para cuantificar Ia habilidad de un código de

canal para rechazar la inestabilidad del tiempo. Este parámetro, el margen de jitter,

conocido también como margen de ventana o margen de fase (Tw), se define como el

rango de tiempo permitido durante el cual aun puede recibirse correctamente una

transición, dividido por el periodo de las células de bits de datos (T).

Puesto que Ia ecualización suele ser difícil en la práctica, se utiliza a veces un código

con un gran margen de jitter ya que resiste bien a los efectos de Ia interferencia entre

símbolos. Dicho código puede conseguir un funcionamiento mejor en Ia practica que un

código con una mayor relación de densidad, pero con poco jitter.

Es posible hacer una comparación más realista del funcionamiento de un código

teniendo en cuenta tanto Ia relación de densidad como el margen de jitter. Esta es Ia

finalidad de Ia cifra de mérito (FoM), que se define como DR x Tw.

2.13 CODIFICACIÓN DE IMAGEN

La representación digital de una imagen requiere una gran cantidad de bits. Por

ejemplo, una imagen fija en blanco y negro de 512x512 pixels, cuantificada con 8 bits

por pixel, requiere alrededor de 2 millones de bits. Esto hace que para transmitir

señales de televisión en forma digital sean necesarias velocidades del orden de 100

Mbits/s, que no son aceptables en muchas aplicaciones. Por ello son necesarias

técnicas de codificación que reduzcan el número de bits requeridos para representar

una imagen.

Las técnicas de codificación de imagen se clasifican normalmente en tres categorías: 1)



84

compresión de imagen, 2) transmisión de imagen y 3) extracción de características. En

general los métodos existentes en codificación se pueden aplicar indistintamente a

cualquiera de estas categorías. Aunque el objetivo final de Ia codificación es siempre Ia

reducción de datos, Ia elección de una técnica u otra viene dictada por Ia aplicación.

En las aplicaciones de compresión de imagen el objetivo es reducir Ia cantidad de

memoria necesaria para almacenar imágenes. Un ejemplo de aplicación podría ser el

servicio de radiología de un gran hospital, donde podrían utilizarse técnicas de

compresión de imagen para reducir Ia gran cantidad de espacio necesario para

almacenar todas las radiografías. En estos casos, es generalmente importante emplear

técnicas de codificación que permitan Ia reconstrucción perfecta de los datos a partir de

su forma codificada. Estas técnicas se denominan de error nulo. En las aplicaciones de

transmisión de imágenes el objetivo suele ser conseguir Ia máxima reducción posible

del número de bits, aun a costa de cierta perdida de información, que deberá

mantenerse dentro de los Iímites fijados por Ia aplicación. La restricción más importante

que suelen tener estas aplicaciones es eli coste computacional, que no debe ser muy

grande para permitir Ia ejecución en tiempo real. Las aplicaciones de extracción de

características se usan principalmente en reconocimiento de formas mediante

ordenador. En este caso, Ia consideración más importante es Ia elección de técnicas de

codificación que reduzcan Ia cantidad de información, conservando Únicamente

características que permitan al ordenador reconocer las formas.

Funcionesperiféricas

Codificador-Reducion Velocidad de transmision

Preprocesado Entrada Interfaces

analogias

Intefaces analógicas

Decodificador Funciones

perifericas Postprocesado

Salida Canal

Canal

Figura 2.21 (Tomada de Sistemas Analógicos y Digitales de Televisión)- Diagrama general de un

procesador de video



85

El diagrama general de un procesador de video completo se muestra en Ia figura 2.21

Este sistema incluye eli codificador y el decodificador.

A continuación se da una breve descripción de cada una de las partes del sistema, para

pasar posteriormente a una explicación detallada de las técnicas de codificación más

comúnmente empleadas.

1 Interfaces analógicos

En esta pane del sistema se realizan todas las funciones analógicas anteriores y

posteriores al procesado digital. Estas funciones incluyen pnincipalmente:

• Conversión de Ia imagen a transmitir en señal de video a partir de un

sistema de adquisición analógico.

• Conversión analógica digital y posterior conversión digital analógica.

• Visualización de Ia señal video en un monitor.

2. Funciones de preprocesado y postprocesado digital

Estas funciones incluyen todos los elementos necesarios para el

acondicionamiento de Ia señal antes de Ia codificación y después do Ia

decodificación. Las funciones de preprocesado incluyen:

• Reducción de ruido.

• Prefiltrado digital para evitar aliasing.

• Demodulación digital para Ia separación de los componentes de Ia señal

de video a partir de a señal compuesta.



86

Las funciones de postprocesado incluyen:

• Interpolación digital para Ia recuperación de cuadros no transmitidos

(submuestreo temporal).

• Reconstrucción de Ia señal compuesta a partir de sus componentes.

• Conversion entre estándares 525/60-625/50.

3 Reducción de la velocidad de transmisión

Implementación de diferentes algoritmos de reducción de velocidad de transmisión

(anchura de banda), Una función inversa se realiza en el receptor (decodificador) para

reconstruir la señal. De entre las diferentes técnicas destacan:

• Sistemas PCM

• Sistemas predictivos

• Sistemas transformados

• Sistemas híbridos

• Sistemas de codificación vectorial

4 Funciones periféricas

Estas funciones incluyen todas las técnicas necesarias para el control de errores de

canal, interfases de canal, buffer de acondicionamiento de señal, etc.

Todos los estándares actuales de codificación de imagen y de televisión digital se

basan en técnicas híbridas, es decir, en una combinación de técnicas predictivas y

transformadas. Aunque existe otras técnicas importantes que muy probablemente se

utilizarán en los futuros estándares.


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DIGITALIZACIÓN DE LA SEÑAL DE TELEVISIÓN - … · Si se utilizan memorias de cuadro o de imagen es posible combinar valores de señal que estén alejados entre sí un cuadro o