Diseño de un sistema de radio sobre fibra óptica para ...repository.udistrital.edu.co/bitstream/11349/14500... · 2 Diseño de un sistema de radio sobre fibra óptica para ondas

1

Diseño de un sistema de radio sobre fibra

óptica para ondas milimétricas en redes

móviles 5G

Alejandro Patiño Carrillo

Universidad Distrital Francisco José de Caldas

Facultad de Ingeniería

Maestría en Telecomunicaciones Móviles

Bogotá, Colombia

2018

2

Diseño de un sistema de radio sobre fibra

óptica para ondas milimétricas en redes

móviles 5G

Alejandro Patiño Carrillo

Tesis presentada como requisito para obtener el título de:

Magíster en Telecomunicaciones Móviles

Director:

Gustavo Adolfo Puerto Leguizamón, PhD

Universidad Distrital Francisco José de Caldas

Facultad de Ingeniería

Maestría en Telecomunicaciones Móviles

Bogotá, Colombia

2018

3

(Dedicatoria)

A mi madre, mi esposa y mis hijos quienes son mi fuente de fortaleza y motivación,

y a Dios por darme el don de compartir mi vida con ellos.

4

Agradecimientos

Agradezco a los profesores y directivos de la Maestría en Telecomunicaciones Móviles de la

Universidad Distrital Francisco José de Caldas, quienes han dado toda su idoneidad profesional y

académica por hacer realidad este nuevo programa de Maestría virtual, sin el cual no hubiese sido

posible llegar a este punto en mi carrera. Muy especialmente al Profesor Gustavo Adolfo Puerto

Leguizamón, PhD, quien ha sido mi faro en este trabajo de investigación y quien con su sapiencia y

gran vocación pedagógica me ha encauzado en este fascinante tema, objeto del presente trabajo.

5

Contenido

1. Generalidades ............................................................................................................... 12 1.1 Introducción ........................................................................................................... 12 1.2 Objetivos ................................................................................................................ 14

1.2.1 Objetivo General............................................................................................. 14 1.2.2 Objetivos Específicos ..................................................................................... 14

1.3 Planteamiento del problema ................................................................................... 15 1.4 Justificación ........................................................................................................... 17 1.5 Delimitaciones ....................................................................................................... 19

2. Marco Contextual ......................................................................................................... 20 2.1 Marco de referencia ............................................................................................... 20

2.1.1 Transporte de señales en 5G sobre ondas milimétricas .................................. 20

2.1.2 Bases de la tecnología de radio sobre fibra .................................................... 21 2.1.3 Perspectiva de ROF en Comunicaciones móviles .......................................... 22

2.2 Estado del arte ........................................................................................................ 24 2.2.1 Las ondas milimétricas en las futuras redes 5G ............................................. 24 2.2.2 Tendencia futura de la tecnología móvil ROF................................................ 27

2.2.3 Algunos desafíos de la tecnología ROF ......................................................... 28 2.2.4 Oscilador para la distribución de señal de bajo ruido de fase ........................ 29 2.2.5 Arquitectura de acceso Integrado Fibra Óptica – Inalámbrica ....................... 34

3 Características y requerimientos de transporte de señales en 5G ................................. 37 3.1 Espectro disponible para trabajar en MMW .......................................................... 37

3.2 Conceptos principales del sistema 5G ................................................................... 39

3.2.1 Backhaul y Fronthaul ..................................................................................... 40

3.2.2 Celdas pequeñas ............................................................................................. 40 3.2.3 Arquitectura de múltiples niveles ................................................................... 41

3.2.4 Interfaz de aire 5G .......................................................................................... 41 3.2.5 Desafíos de propagación en 5G ...................................................................... 42 3.2.6 Modelamiento de canales ............................................................................... 44

3.2.6.1 Principales organizaciones de investigación en modelamiento de canal .... 45

4 Métodos de Generación de señales en sistemas RoF ................................................... 46 4.1 Modulación óptica ................................................................................................. 46

4.1.1 Modulación Directa ........................................................................................ 47 4.1.2 Modulación Externa ....................................................................................... 48

4.1.2.1 Moduladores Electro-ópticos (EOM): ........................................................ 48

4.1.2.1.1 Modulación en fase en un EOM - MZM: .............................................. 53

4.1.2.2 Moduladores de Electro Absorción (EAM) ................................................ 54

4.1.3 Heterodinación óptica ..................................................................................... 55 4.1.4 Conversión hacia arriba y abajo (Up and Down Conversion) ........................ 56 4.1.5 Transceptor óptico .......................................................................................... 57 4.1.6 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas milimétricas. 58

4.2 Técnicas de Multiplexación en sistemas RoF ........................................................ 58

6

4.2.1 Multiplexación por División de Longitud de Onda (WDM) en RoF ............. 59 4.2.2 Multiplexación por división en subportadoras (SCM) ................................... 61

4.3 Modelos de Generación se señales para sistemas RoF .......................................... 62

4.3.1 Combinación directa en radio frecuencia ....................................................... 62 4.3.2 Modulación Diferencial .................................................................................. 65

4.4 Detección de señales en sistemas RoF ................................................................... 68 4.4.1 Detección Directa ........................................................................................... 68 4.4.2 Detección a través de filtrado óptico .............................................................. 70

4.4.2.1 Filtrado óptico con redes de difracción ....................................................... 70

4.4.2.2 Filtrado óptico usando un interferómetro de Sagnac .................................. 73

4.4.2.3 Filtrado óptico usando un filtro Fabry-Perot .............................................. 75

4.4.3 Receptores ópticos coherentes basados en procesamiento digital de señales 77

4.5 Tecnología de Radio sobre Fibra (RoF) ................................................................ 78 4.5.1 Arquitectura de Sistemas RoF que operan en la banda de las MMW ............ 80

4.5.2 Evolución y tendencia de la tecnología RoF .................................................. 81

5 Diseño de arquitectura de transporte óptico de señales de MMW ............................... 83 5.1 Caracterización de esquemas RoF y comportamiento frente al cambio de

frecuencia.......................................................................................................................... 83

5.1.1 Esquema 1 ...................................................................................................... 83 5.1.1.1 Comportamiento del Esquema 1 frente a la variación de frecuencia.......... 85

5.1.2 Esquema 2 ...................................................................................................... 96 5.1.2.1 Comportamiento del Esquema 2 frente a la variación de frecuencia.......... 97

5.1.3 Comportamiento de los Esquemas 1 y 2 frente al cambio de la frecuencia

portadora y el aumento de la tasa de transmisión. ...................................................... 108

5.1.3.1 Tasa de transmisión de 2Gbps .................................................................. 108

5.1.3.2 Tasa de transmisión de 5Gbps .................................................................. 112

5.2 Diseño punto a punto entre una oficina central (CO) y una estación base (BS) .. 116 5.3 Diseño de un Sistema Punto a Multipunto ........................................................... 119

6 Resultados ................................................................................................................... 121 6.1 Simulación de sistema punto a punto .................................................................. 121

6.2 Simulación de sistema punto a multipunto .......................................................... 127 6.3 Validación experimental del sistema punto a multipunto .................................... 137

7 Conclusiones y líneas futuras ..................................................................................... 142 8 Aportes ....................................................................................................................... 145 9 Referencias ................................................................................................................. 146

7

Lista de Figuras

Figura 2-1 Perspectiva de RoF en Comunicaciones móviles. ............................................................. 23

Figura 2-2 Diagrama de bloques de la estación base remota (RBS). ................................................ 23

Figura 2-3 Atenuación de la lluvia en dB/km a través de la frecuencia a diversas tasas de

precipitación. ..................................................................................................................................... 25

Figura 2-4 Absorción atmosférica a través de las frecuencias de onda mm en dB/km. ................... 26

Figura 2-5 Componentes ópticos, eléctricos y opto electrónicos de un oscilador opto electrónico de

bucle sencillo (OEO). .......................................................................................................................... 29

Figura 2-6 Transmisión sobre fibra óptica en banda base y procesamiento de la señal en la estación

base. .................................................................................................................................................. 30

Figura 2-7 Transmisión de dos señales ópticas desde una oficina central y mezcla óptica para

generar una señal de microondas o mmw en el PD en la estación base. ......................................... 31

Figura 2-8 Transmisión RoF de señal de oscilador de bajo ruido de fase sobre fibra óptica y

detección óptica en la estación base. ................................................................................................ 32

Figura 2-9 Espectro de señal modulada en intensidad en la entrada de fibra y después de L-km de

fibra. .................................................................................................................................................. 32

Figura 2-10 Penalización de potencia de la señal del oscilador dependiente de la longitud de la

fibra. .................................................................................................................................................. 33

Figura 2-11 Arquitectura de red de acceso óptico fronthaul y backhauls para redes móviles

emergentes de información y comunicación. (RRH: cabecera de radio remota, CO: oficina central).

........................................................................................................................................................... 35

Figura 3-1 Espectro potencial para 5G en mmw. .............................................................................. 38

Figura 3-2. Evolución de 4G hacia 5G: celdas pequeñas, servidores de borde, backhaul y la

arquitectura de varios niveles 5G. ..................................................................................................... 39

Figura 3-3 Absorción atmosférica de las ondas electromagnéticas a nivel del mar frente a la

frecuencia, mostrando la pérdida adicional de trayecto debido a la absorción atmosférica. .......... 42

Figura 3-4 Resultados de las medidas de dispersión difusa a 60 GHz, donde las superficies lisas (por

ejemplo, las ventanas) ofrecen una alta correlación a lo largo de la distancia, pero las señales de

las superficies rugosas parecen estar menos correlacionadas a lo largo de la distancia. ................ 43

Figura 4-1 Formatos de modulación (a) ASK, (b) FSK, (c) PSK y (d) PolSK. ........................................ 46

Figura 4-2 Enlace óptico con modulación de intensidad de detección directa (IM-DD).................... 48

Figura 4-3 (a) Modulador Mach-Zehnder y (b) potencia de salida. .................................................. 49

Figura 4-4 Modulador MZ de control doble. ..................................................................................... 50

Figura 4-5 Curva de transferencia de potencia de un modulador MZ. ............................................. 51

Figura 4-6 Relación Tensión de la unión - Potencia de salida ........................................................... 55

Figura 4-7 Esquema de heterodinación óptica. ................................................................................. 56

Figura 4-8 Transceptor de electro-absorción (EAT). .......................................................................... 57

Figura 4-9 Esquema de una combinación de transmisión DWDM y RoF. ......................................... 59

Figura 4-10 Espectros ópticos de señales RoF de onda mm en DWDM de óptica convencional: (a)

DSB y (b) SSB...................................................................................................................................... 60

8

Figura 4-11 Sistemas RoF con transmisiones basadas en SCM. ........................................................ 61

Figura 4-12 Generación de señales mediante combinación directa en el dominio RF utilizando un

modulador MZM de un solo brazo. ................................................................................................... 63

Figura 4-13 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación

diferencial en doble banda lateral (DSB). .......................................................................................... 65

Figura 4-14 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación

diferencial en banda lateral única (SSB). ........................................................................................... 67

Figura 4-15 Esquema de detección de señal convergente usando detección directa. ...................... 69

Figura 4-16 Principio de operación de una red de difracción de Bragg. ........................................... 71

Figura 4-17 Respuesta de filtrado en transmisión y reflexión de una red de difracción de Bragg

apodizada. ......................................................................................................................................... 72

Figura 4-18 Esquema básico de extracción de señal de RF usando redes de difracción de Bragg. ... 73

Figura 4-19 Esquema de señal de extracción de RF basado en un interferómetro de Sagnac. ........ 74

Figura 4-20 Función de transferencia normalizada de transmisión y reflexión de un interferómetro

de Sagnac. ......................................................................................................................................... 74

Figura 4-21 Respuesta en transmisión del filtro Fabry-Perot en función de la reflectividad del filtro.

........................................................................................................................................................... 76

Figura 4-22 Extracción óptica de señal de RF usando un filtro Fabry-Perot. .................................... 77

Figura 4-23 Receptor Digital Coherente para sistemas RoF-PM. ...................................................... 78

Figura 4-24 Sistema de radio sobre fibra para aplicaciones móviles. ............................................... 80

Figura 4-25 Redes de acceso heterogéneas de banda ancha. .......................................................... 81

Figura 5-1 Transmisor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el

esquema 1. ........................................................................................................................................ 83

Figura 5-2 Receptor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el

esquema 1. ........................................................................................................................................ 84

Figura 5-3 Simulación del esquema 1: a) Transmisor RoF, b) Receptor RoF de ondas milimétricas. 85

Figura 5-4. a) Espectro óptico después del modulador MZ en el Tx; b) Espectro eléctrico después del

Fotodetector PIN en el Rx; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo

para la portadora de 12GHz en el Rx. ............................................................................................... 86

Figura 5-5 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del

Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la

portadora de 18GHz. ......................................................................................................................... 87



portadora de 24GHz. ......................................................................................................................... 88



portadora de 30GHz. ......................................................................................................................... 89



portadora de 36GHz. ......................................................................................................................... 90

Figura 5-9 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz. ................................................................ 90

Figura 5-10 Diagrama de ojo para la portadora de 48GHz. .............................................................. 91


9






Figura 5-17 Comportamiento del factor de calidad (Q) vs la frecuencia para el esquema 1. ........... 95

Figura 5-18 Comportamiento del BER vs la frecuencia para el esquema 1. ..................................... 96

Figura 5-19 Receptor RoF de ondas milimétricas con filtración de portadora óptica en el esquema 2.

........................................................................................................................................................... 97

Figura 5-20 Simulación del receptor RoF de ondas milimétricas en el esquema 2. .......................... 97

Figura 5-21 a) Espectro óptico a la salida del filtro óptico de Bessel Invertido; b) Espectro eléctrico a

la salida del Fotodetector PIN; c) Espectro eléctrico a la salida del filtro pasa bajo con función de

Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 12GHz. ....... 98



Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 18GHz. ....... 99



Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 24GHz. ..... 100







Figura 5-26 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz. ............................................................ 103








Figura 5-34. Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia. ....................... 107

Figura 5-35 Variación del BER en función del cambio de frecuencia. ............................................. 108

Figura 5-36 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a

2Gbps............................................................................................................................................... 109

Figura 5-37 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 2Gbps. .... 110


2Gbps............................................................................................................................................... 111



5Gbps............................................................................................................................................... 113


10


5Gbps............................................................................................................................................... 115


Figura 5-44 Diagrama para el enlace descendente en la CO. ......................................................... 117

Figura 5-45 Diagrama para el enlace descendente en la BS. .......................................................... 117

Figura 5-46 Diagrama para el enlace ascendente en la BS. ............................................................ 118

Figura 5-47 Diagrama para el enlace ascendente en la CO. ........................................................... 118

Figura 5-48 Esquema punto a multipunto entre una CO y un cluster de 7 BS´s .............................. 119

Figura 6-1 Simulación del enlace descendente en la CO. ................................................................ 121

Figura 6-2 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO a la salida del MZM. ............. 122

Figura 6-3 Simulación del enlace descendente en la BS. ................................................................. 122

Figura 6-4 Espectros de frecuencia en la BS: (a) óptico antes de la FBG; (b) óptico reflejado por la

FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base. ......................................... 123

Figura 6-5 Diagrama de ojo, factor de calidad y BER en la BS. ....................................................... 124

Figura 6-6 Simulación del enlace ascendente en la BS. ................................................................... 124

Figura 6-7 Espectro óptico del enlace ascendente en la BS ............................................................ 125

Figura 6-8 Simulación del enlace ascendente en la CO. .................................................................. 125

Figura 6-9 Espectros de frecuencia en la CO: (a) Espectro después del filtrado óptico; (b) Espectro

eléctrico después del filtro pasa bajo. ............................................................................................. 126

Figura 6-10 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el Uplink en la CO. ....................... 126

Figura 6-11 Simulación del enlace descendente en la CO. .............................................................. 127

Figura 6-12 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO. ........................................... 128

Figura 6-13 Simulación del enlace descendente en la BS. ............................................................... 128


FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base. ......................................... 129

Figura 6-15 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER en la BS para el enlace descendente. .. 130

Figura 6-16 Simulación del enlace ascendente en la BS. ................................................................. 130

Figura 6-17 Espectro óptico transmitido por el FBG para el enlace ascendente en la BS ............... 131

Figura 6-18 Simulación del enlace ascendente en la CO. ................................................................ 131


eléctrico después del filtro pasa bajo. ............................................................................................. 132

Figura 6-20 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el uplink en la CO. ....................... 132

Figura 6-21 Diagramas de ojo, factores de calidad (Q) y BER para los enlaces bidireccionales entre

la CO y las diferentes BS de descritos en la tabla 5-7. ..................................................................... 135

Figura 6-22 Esquemas de enlace y espectro óptico: (a) enlace descendente; (b) enlace ascendente

......................................................................................................................................................... 138

Figura 6-23 Resultado experimental del desempeño del BER para el servicio de 1Gb/s a 6GHz (RF-1)

y a 8GHz (RF-2) en el enlace descendente. ...................................................................................... 139

Figura 6-24 Resultado experimental de la Magnitud del Vector de Error (EVM) para el servicio

16QAM ............................................................................................................................................ 140

Figura 6-25 Resultados experimentales para el BER del enlace ascendente .................................. 141

Figura 6-26 Resultados experimentales para el EVM del enlace ascendente. ................................ 141

11

Lista de tablas

Tabla 2-1 Desafíos de los sistemas RoF ............................................................................................. 28

Tabla 4-1 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas milimétricas. ................. 58

Tabla 5-1 Variación del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados (BER) frente a la frecuencia

portadora para el esquema 1. ........................................................................................................... 95


portadora para el esquema 2. ......................................................................................................... 107


portadora para el esquema 1 a 2Gbps. ........................................................................................... 109







Tabla 5-7 Distribución de frecuencias de enlace ascendente y descendente entre la CO y la BS ... 120

Tabla 6-1 Resultados de los siete (7) enlaces bidireccionales entre la CO y las siete BS. ................ 135

12

1. Generalidades

1.1 Introducción

No podemos hoy día imaginarnos este agitado y veloz mundo sin la existencia de los equipos de

comunicación móvil tales como Smartphones, tablets, ipods, etc., los cuales son ya casi parte de

nuestro cuerpo, al no permanecer a más de un metro de distancia de nosotros en cualquier

circunstancia. Vemos a las personas de todos los contextos comunicándose a través de chats, viendo

el correo, el Facebook o simplemente navegando en el infinito del internet.

Las comunicaciones móviles día a día crecen a un ritmo insospechado y requieren de mayores y

mejores tecnologías para soportar el aumento de usuarios. La aparición de nuevas aplicaciones cada

vez más complejas en cuanto a niveles de procesamiento, demanda de ancho de banda y mayores

velocidades de transferencia de datos. Sin embargo, las tecnologías hasta ahora desarrolladas no van

al mismo ritmo de las demandas las cuales crecen exponencialmente. Las infraestructuras móviles

celulares desplegadas desde hace varias décadas, son cada vez más complejas debido a la explosión

de tráfico sin precedentes, producido por la creciente popularidad de los dispositivos móviles

inteligentes que ofrecen vídeo, medios sociales en línea y un sin número abanico de aplicaciones [1].

Por esta razón, se vio la necesidad de diseñar con el suficiente tiempo y con un horizonte de tiempo

de casi 8 años un nuevo estándar de telecomunicaciones, que reinventara la manera en que hasta ahora

nos hemos comunicado y tenga la suficiente capacidad para soportar los requerimientos de los cada

vez más abundantes y exigentes usuarios. Para continuar con la tradición, a esto se le llamará la quinta

generación o sencillamente 5G. Esta nueva generación enmarcada mundialmente dentro del proyecto

llamado 5G / IMT-2020, está siendo explorado en profundidad en las deliberaciones de la UIT y en

muchos países simultáneamente. Sin embargo, existen grandes incertidumbres en la actualidad con

respecto a bandas que podrían utilizarse o incluso si se pueden encontrar bandas comunes para

simplificar el diseño de equipos en todo el mundo y permitir la movilidad de equipos para los viajeros

que traspasen fronteras internacionales [2].

Para poder llegar a este nivel de comunicaciones, el presente proyecto pretende ahondar en los

esquemas a usar para cubrir los últimos metros de la comunicación hacia el usuario (fronthaul) en

donde se propone usar una integración entre redes ópticas e inalámbricas.

La reciente y rápida proliferación de dispositivos móviles inteligentes está conduciendo a corto plazo,

que el tráfico de datos móviles sea decenas de veces mayor, lo cual requiere una acumulación de

radio-bases celulares inalámbricas soportada por una evolución a corto plazo sobre arquitecturas

basadas en fibra óptica en el backhaul y fronthaul. El transporte de fibra óptica de acceso, necesita

ser escalable para soportar los objetivos de despliegue de 5G proyectados para 2020: 1-10Gb/s en el

terminal de usuario (fronthaul); 100Gb/s para el transporte de backhaul; 1Tb/s para el transporte

metropolitano y 1Pb/s para el transporte del núcleo (Core) [3].

Con el fin de proporcionar una velocidad de enlace inalámbrico de varios gigabits a los usuarios de

datos móviles, es necesario basarse en el uso eficiente del ancho de banda RF disponible y explorar

la tecnología de transmisión inalámbrica en la banda de las ondas milimétricas (30-300GHz) además

del desarrollo de una arquitectura de celdas pequeñas sobre una plataforma de red de acceso integrada

por fibra óptica e inalámbrica.

13

Debido al conflicto entre el drástico crecimiento del tráfico de datos móviles y los limitados recursos

espectrales inalámbricos en las bandas convencionales de radiofrecuencia para las redes celulares, la

reutilización espectral más agresiva y la nueva exploración espectral en bandas RF más altas y la

operación cooperativa multipunto entre las cabeceras de radio remotos (RRHs, Radio Remote

Headers), son las tres direcciones principales en las que se deben encaminar las redes de acceso

inalámbrico de alta velocidad y alta capacidad.

Al reducir el tamaño de las celdas, los recursos espectrales limitados pueden reutilizarse entre las

celdas pequeñas con más frecuencia, aumentando así la capacidad total del sistema. La combinación

de arquitectura de celdas pequeñas y bandas RF más altas proporciona una solución prometedora para

aumentar drásticamente la capacidad del sistema de datos móviles a través de la nueva banda de

frecuencias (ondas milimétricas), la reutilización de frecuencias y las tecnologías de coordinación de

múltiples puntos (CoMP, por sus siglas en inglés) [3].

El aumento del número de estaciones base con la tecnología RF actual, especialmente en la banda de

onda milimétrica, es muy costoso. Sin embargo, técnicamente, el uso de la señal de banda de onda

milimétrica es inevitable porque el espectro de RF actual es limitado. Basados en estos hechos, la

tecnología de radio sobre fibra (RoF) es una mejor opción a aplicar en un sistema celular para el

proceso de optimización de celdas, ya que puede ser fácilmente utilizado en la banda de onda

milimétrica y además puede reducir el costo total del sistema.

La tecnología RoF ofrece muchas ventajas como: El procesamiento complejo de señales se localiza

en la estación base central (CBS), también llamada Oficina Central (CO), lo cual lo hace rentable, la

estación base remota (RBS), también llamada simplemente Estación Base (BS), es muy simple,

pasiva y compacta por lo que su mantenimiento es fácil. El sistema en general es muy rentable debido

a la localización del procesamiento de señal en la CO y también la confiabilidad del sistema es alta

debido a la estructura simple y pasiva de la BS. Este sistema puede servir fácilmente áreas alta y

densamente pobladas tal como los centros comerciales y los aeropuertos, áreas de picos de tráfico y

las carreteras se pueden cubrir eficiente y económicamente, además, el sistema puede soportar

múltiples estándares inalámbricos [4].

Por otra parte, para satisfacer el dramático crecimiento del acceso a datos móviles, las redes

heterogéneas (HetNets) han demostrado su potencial, aumentando las velocidades de transmisión de

datos hacia los usuarios finales, permitiendo una mayor eficiencia en la descarga de tráfico, cobertura

en interiores y reutilización espacial del espectro. Sin embargo, el esquema deseable de reutilización

de frecuencias completas en un HetNet conduce a una inevitable interferencia entre celdas (ICI, inter-

cell interference) e interferencia entre capas (CTI, cross-tier interference) que resulta de la cobertura

superpuesta de celdas.

Sobre la base de las propiedades físicas de las ondas milimétricas y de la relación de fase y magnitud

durante la conversión opto-eléctrica, se propone en el diseño un módulo de transmisión asistido por

fotónica, el cual ajusta la matriz de canal en general de las transmisiones inalámbricas ópticas para

lograr un transporte transparente de señales inalámbricas sobre fibra óptica [5].

Teniendo en cuenta los anteriores aspectos, entre otros, se pretende en este trabajo llegar a diseñar

una arquitectura para el transporte de señales en ondas milimétricas en el segmento de fronthaul para

redes las de próxima generación 5G usando el paradigma de RoF.

14

1.2 Objetivos

1.2.1 Objetivo General

Diseñar una arquitectura para el transporte de señales sobre ondas milimétricas en el segmento de

fronthaul para redes móviles 5G.

1.2.2 Objetivos Específicos

Identificar las características y requerimientos de transporte de señales en las futuras redes

móviles.

Reconocer los métodos de generación de señales para sistemas de radio sobre fibra (RoF).

Diseñar una arquitectura de transporte óptico de señales en bandas de ondas milimétricas.

Validar mediante procesos de simulación la propuesta, en términos de capacidad y calidad de

la señal transportada.

15

1.3 Planteamiento del problema

El rápido aumento del número de dispositivos móviles, grandes volúmenes de datos, y una mayor

velocidad de datos son los principales factores que están empujando a replantear la actual generación

de la comunicación móvil celular (4G). La siguiente etapa de desarrollo o quinta generación (5G) de

redes celulares debe enfocarse en satisfacer estos requisitos.

Las redes 4G actuales no son suficientes para soportar los dispositivos conectados de forma masiva

con baja latencia y significativa eficiencia espectral, lo cual será crucial en las futuras comunicaciones

[6].

Para comenzar a entender el porqué de estas necesidades, debemos empezar por conocer las

limitaciones de la generación actual, la cuarta generación 4G:

No hay soporte para el tráfico de datos en ráfagas: Hay varias aplicaciones móviles que envían

mensajes constantes y frecuentes de sus servidores y ocasionalmente hacen solicitudes de datos de

muy alta velocidad de transferencia por una duración muy corta de tiempo. Tales tipos de transmisión

de datos pueden bloquear la red central. A pesar de esto, sólo existe un tipo de mecanismo de

señalización y control diseñado para todo tipo de tráfico en las redes actuales, lo cual produce que

haya picos de alta sobrecarga de tráfico en ráfagas, y por tanto que se haga más lenta la red [7].

Utilización ineficiente de las capacidades de procesamiento de una estación base: En las redes

celulares actuales, la potencia de procesamiento de una estación base (BS, Base Station) sólo puede

ser consumida por sus equipos de usuario (UE, User Equipment) asociados, y están diseñadas para

soportar tráfico en tiempo de pico. Sin embargo, la potencia de procesamiento de una BS puede ser

compartida a través de una gran área geográfica cuando está ligeramente cargada en algún sector. Por

ejemplo: durante el día, las BS en áreas de negocio están sobrecargadas, mientras que las BS en áreas

residenciales son casi inactivas, y por el contrario, las BS en áreas residenciales están sobrecargados

en fines de semana o días feriados, mientras que las BS en las áreas de negocio están casi inutilizadas

[8][9]. Sin embargo, las BS casi inactivas consumen una cantidad idéntica de potencia de

procesamiento como las BS sobrecargadas. Por lo tanto, el coste total de procesamiento de la red

aumenta.

Interferencia Co-canal: Una red celular típica utiliza dos canales separados, uno como un camino

de transmisión de un UE (User Equipment) a una BS (Base Station), llamado enlace ascendente (UL,

Up Link), y el camino inverso, llamado enlace descendente (DL, Down Link). La asignación de los

dos canales diferentes para un UE no es una utilización eficiente de la banda de frecuencia. Sin

embargo, si tanto los canales de subida y bajada operan a una idéntica frecuencia, es decir, una radio

dúplex completo, se produce un alto nivel de interferencia co-canal (la interferencia entre las señales

utilizando una frecuencia idéntica) [10]. Esto también impide la densificación de la red, es decir, el

despliegue de muchas estaciones base en un área geográfica.

No hay soporte para redes inalámbricas heterogéneas: Las redes inalámbricas Heterogéneas

(HetNets) se componen de redes inalámbricas con diversas tecnologías de acceso, por ejemplo, 3G,

4G, WLAN, Wi-Fi y Bluetooth. En 4G Las HetNets ya están estandarizadas; sin embargo, la

arquitectura básica no fue concebida para darles soporte. Además de esto, en las redes celulares

actuales, para un UE su canal DL y UL deben estar asociadas a una única BS lo que impide la máxima

utilización de las HetNets. En las HetNets, un UE debe poder seleccionar sus canales UL y DL de

16

dos BS diferentes que pertenecen a dos redes inalámbricas diferentes para tener mejor rendimiento

[11].

No hay separación de los usuarios de interiores y exteriores: Las actuales redes celulares tienen

una única BS instalada preferiblemente cerca del centro de la celda a cubrir e interactúa con todos los

UE independientemente de su localización en interior o exterior; mientras que los UE permanecen en

interiores y exteriores aproximadamente el 80% y el 20% de las veces, respectivamente. Además de

que la comunicación entre un UE en interior y la BS (en exterior) no es eficiente en términos de la

tasa de transferencia de datos, la eficiencia espectral, y la eficiencia energética, debido a la atenuación

de las señales al atravesar las paredes [12].

Latencia: Para que un UE reciba acceso a la mejor BS disponible, se necesitan varios cientos de

milisegundos en las redes celulares actuales, y, por lo tanto, ellos son incapaces de soportar la

propiedad de latencia cero. Es decir siempre requerirán de tiempo de demora en el proceso [6].

Las tecnologías 3G y 4G se han centrado mayormente en el caso de uso de la banda ancha móvil,

brindando capacidad de sistemas optimizada y tasas de datos superiores. Este foco claramente

continuará en la futura era de la 5G, en que la capacidad y las tasas de datos serán impulsadas por

servicios como el video.

Pero el futuro traerá mucho más que optimizaciones al caso de uso de la banda ancha móvil

“convencional”. Las redes inalámbricas futuras deberán ofrecer acceso inalámbrico para cualquier

persona y a cualquier cosa. Así, en el futuro, el acceso inalámbrico llegará más lejos que solo al ser

humano para incluir servicios a cualquier entidad que pueda beneficiarse de una conexión. Esta visión

a menudo se conoce como “la Internet de las cosas (IoT)”, “la sociedad interconectada”,

“comunicaciones máquina a máquina (M2M)” o “comunicaciones centradas en las máquinas”

[13][14].

Aunque el proceso de definición de las tecnologías que constituirán la 5G aún no concluye, los

motores para el desarrollo de la tecnología ya están bien comprendidos. El ITU-R identificó tres

escenarios de uso principales para la 5G:

Banda ancha móvil optimizada

Comunicaciones ultra confiables y de baja latencia

Comunicaciones tipo máquina masiva

Muchos factores contribuyen a la necesidad de espectro adicional bajo licencia y, en ciertos sentidos,

reasignado para adaptarse a las capacidades nuevas o alternativas de los sistemas inalámbricos. Estos

factores incluyen los nuevos avances tecnológicos, el surgimiento de nuevas aplicaciones y el

crecimiento de la demanda de los usuarios por servicios inalámbricos. En el pasado, los avances

tecnológicos, crearon la necesidad de contar con bloques de espectro más amplios. El surgimiento de

aplicaciones como el video de alta definición también ha requerido constantes diseños de la interfaz

de radiocomunicaciones con mayores velocidades de conexión e incluso canales más amplios. El

crecimiento de la demanda de los usuarios también presionó a las redes, que debieron recurrir a

medidas que aliviaran la congestión por diversos medios, incluso el acceso a más cantidad de espectro

[6].

Se contemplan muchas aplicaciones para la 5G. Algunas de ellas incluyen optimizaciones a casos de

uso existentes de la 4G y también las hay nuevas y en surgimiento. El video de alta resolución (4K,

17

8K), la Realidad Virtual (VR) y la Realidad Aumentada (AR) para juegos u otros fines, la Internet de

las cosas (IoT), dispositivos de tipo wearable y aplicaciones de misión críticas para fines industriales

y comerciales se cuentan entre estas aplicaciones nuevas y en surgimiento [13].

Para hacerse realidad, estas aplicaciones tienen requisitos técnicos específicos que deben abordarse

mediante el diseño adecuado de la interfaz o interfaces de radio de 5G y el acceso a rangos de

frecuencias apropiados. Mientras que algunas de estas aplicaciones, como video de alta resolución,

requerirían velocidades de conexión ultra rápidas, otras podrían necesitar un desempeño muy robusto

y un rango de amplio alcance [15].

En conclusión, todas estas limitaciones tienen gran relación y dependencia con el espectro de

frecuencia utilizado, las redes 4G actuales usan el espectro de UHF entre 300MHz a 3GHz, este

espectro tiene gran uso actual no solo en servicios celulares sino en otros de Telecomunicaciones, y

ya son un recurso escaso y por lo tanto limitado y costoso. Por lo anterior, se hace necesario usar un

nuevo espectro en una región poco usada y con una gran capacidad de soportar servicios de gran

ancho de banda de información, este es el espectro de las ondas milimétricas.

En últimas, el proyecto de investigación propuesto pretende resolver principalmente el interrogante:

¿Pueden los sistemas de radio sobre fibra (RoF) servir como plataforma de transporte a los

requerimientos de los sistemas 5G que involucren distribución de señales en bandas milimétricas?

1.4 Justificación

Debido a las limitaciones de los actuales sistemas móviles y el crecimiento exponencial del uso de

equipos terminales de usuario, el surgimiento de nuevas aplicaciones que requieren de mayor ancho

de banda y menos latencia, las nuevas tecnologías que requieren conectividad permanente a Internet,

se hace necesario no solamente mejorar los estándares actuales sino desarrollar una nueva generación

que reinvente la forma de comunicación inalámbrica móvil.

Un aspecto muy importante que soportará esta nueva tecnología será el uso de un nuevo rango de

frecuencia, las ondas milimétricas (MMW, milimetric wave). El ancho de banda inalámbrica actual

no será capaz de soportar un gran número servicios en las redes 5G. Por lo tanto, las nuevas

investigaciones deben buscar en las bandas de 30 a 300 GHz (MMW), para lograr las demandas de

servicio futuras.

El nuevo estándar 5G deberá cubrir los siguientes requerimientos:

Aumento dramático de escalabilidad de dispositivos: Un rápido crecimiento de los teléfonos

inteligentes, consolas de juegos, televisores de alta resolución, cámaras, electrodomésticos,

ordenadores portátiles, sistemas de transporte conectados, sistemas de video vigilancia, robots,

sensores y dispositivos portátiles wereables (relojes y gafas) se espera que continúe

exponencialmente en un futuro próximo.

Transmisión de datos a alta velocidad: Un gran crecimiento en el número de dispositivos

inalámbricos, por supuesto, resulta en una mayor cantidad de tráfico de datos que harían sobrecargar

la red actual. Por lo tanto, es obligatorio rediseñar las funciones de transferencia de datos en términos

de nuevas arquitecturas, métodos y tecnologías para los usuarios en interiores y exteriores.

18

Utilización óptima del espectro: Dos canales diferentes (uno para el UL y otro para el DL) hacen

parecer redundante desde el punto de vista de la utilización del espectro. Por lo tanto, es necesario

desarrollar un método de control de acceso que puede mejorar la utilización del espectro. Además, la

utilización y la eficiencia del espectro usado actualmente ya se han estirado hasta el máximo. Lo cual

hace que definitivamente se requiera el ensanchamiento de espectro (Por encima de 3 GHz), junto

con nuevas técnicas de utilización del espectro.

Conectividad ubicua: Brindar a los usuarios la posibilidad de conexión en cualquier lugar sin

importar los sistemas operativos y bandas, debido a las frecuencias de trabajo que no son idénticos a

nivel mundial. Además, soportar la principal división de mercado entre dúplex por división de tiempo

(India y China) frente al dúplex por división de frecuencia (Estados Unidos y Europa). Por lo tanto,

las redes 5G se prevén para conectar sin fisuras a los usuarios donde quiera se encuentren.

Latencia cero: Las futuras redes móviles celulares deben soportar numerosas aplicaciones en tiempo

real y los servicios con diferentes niveles de calidad de servicio (QoS) (en términos de ancho de

banda, latencia, jitter, pérdida de paquetes y retardo de paquetes) y la calidad de la experiencia (QoE)

(en términos de la satisfacción de los usuarios frente a sus proveedores de servicio). Por lo tanto, las

redes 5G se prevén para realizar de manera óptima servicios tanto en tiempo real como con retardo

[6].

Además de todas estas necesidades sumado a las restricciones de ancho de banda al que hacen frente

los proveedores de servicios inalámbricos, ha motivado la exploración de las ondas milimétricas

(MMW), cuyo espectro de frecuencias será el futuro de la comunicación celular de banda ancha.

Además de lo anterior, se debe proponer nuevos esquemas de acceso a los usuarios teniendo en cuenta

el nuevo tamaño de las celdas el cual será mucho menor al actual para el fronthaul, es decir para la

llegada al nuevo terminal móvil del usuario final.

Por esta razón, el presente proyecto pretende hacer un diseño basado en simulación, de un sistema

capaz de usar el transporte de las señales sobre fibra óptica hasta las estaciones base y allí usar una

interfaz óptico-eléctrica que radie dicha señal de manera inalámbrica hacia los usuarios finales sobre

la banda de las ondas milimétricas.

19

1.5 Delimitaciones

El proyecto se enfocará esencialmente en el diseño de una arquitectura capaz de transportar las señales

ópticas sobre fibra (FO) entre las unidades banda base (BBU, Band Base Unit), localizadas en la

Oficina Central (CO) y las unidades de acceso remoto (RAU, Remote Access Unit) ubicadas en las

estaciones Base (BS), para desde allí, ser emitidas inalámbricamente hacia los equipos de usuarios

finales (UE) sobre el espectro de las ondas milimétricas, usando tecnologías de radio sobre fibra

(RoF).

Las pruebas experimentales y sus resultados para demostrar el funcionamiento de dicha arquitectura,

se basará en herramientas de simulación confiables y de amplia difusión en el ambiente académico y

científico.

El proyecto de investigación pretende llegar hasta la frontera actual del conocimiento en el tema

propuesto y mostrar cómo encajará éste dentro del próximo estándar de comunicación,

comprendiendo de la manera más profunda y clara posible, sus ventajas, desventajas y desafíos

tecnológicos por superar, para que sea viable su desarrollo en un futuro de mediano plazo.

Los resultados logrados, pretenden ser una herramienta de conocimiento y guía de consulta para

quienes sigan esta importante industria de la movilidad y quieran ahondar en el desarrollo de nuevas

investigaciones en este campo.

El tiempo de desarrollo del proyecto de investigación será aproximadamente de seis meses a partir de

su aprobación y seguirá las directrices del Grupo de Radiación Electromagnética y Comunicaciones

Ópticas (GRECO) de la Universidad Distrital Francisco José de Caldas.

20

2. Marco Contextual

2.1 Marco de referencia

2.1.1 Transporte de señales en 5G sobre ondas milimétricas

La visión de las comunicaciones inalámbricas de próxima generación 5G se enfoca en el suministro

de muy altas velocidades de datos (típicamente del orden de los Gbps), una latencia extremadamente

baja, un múltiple aumento en la capacidad de las estaciones base y la mejora significativa en la calidad

de servicio (QoS) y de satisfacción en la experiencia (QoE) percibida de los usuarios, en comparación

con las actuales redes 4G LTE. El aumento de la proliferación de dispositivos inteligentes,

introducción de nuevas aplicaciones multimedia, junto con una exponencial subida en la demanda de

datos transmitidos (multimedia) y su uso, ya está creando una carga significativa sobre las redes

celulares existentes.

Con la llegada de los dispositivos móviles de próxima generación, las redes inalámbricas deben

actualizarse para llenar la brecha entre enormes demandas de datos de usuario y la capacidad del canal

que se espera será escaso en poco tiempo. Las tecnologías de las ondas milimétricas (MMW)

aparecen como la solución para el futuro diseño de redes 5G, que exige la disponibilidad de un gran

ancho de banda y alta velocidad de datos. Como contrapartida, la pequeña longitud de onda incurre

en una limitante en propagación de la señal que disminuye el alcance de la transmisión [15].

A principios de 2012, la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT) en las Naciones Unidas,

inició el programa de desarrollo de un sistema de Telecomunicaciones Móviles Internacionales (IMT)

para 2020 y más allá de esta fecha (IMT for 2020 and beyound), con lo que oficialmente dio inicio

a la carrera global hacia una quinta generación aún por definir, la red móvil (5G). En un avance rápido

en los últimos años, la visión de este sistema de próxima generación está empezando a tomar forma.

Un reciente sector de normalización de la UIT-Radiocomunicaciones (UIT-R), identifica tres

escenarios claves de uso en 5G como son: la banda ancha móvil mejorada, las comunicaciones

masivas del tipo máquina a máquina y la alta fiabilidad y baja latencia de las comunicaciones. El

mismo informe también emite orientación sobre los requisitos para estos escenarios en términos de

rendimiento, índices tales como la eficiencia del espectro, la latencia, la densidad de la conexión, y

la capacidad de tráfico inalámbrico [2].

Con el fin de cumplir con estos requisitos y llevar este visionario sistema a la realidad, se cree que el

futuro de la red 5G se basará sobre una estructura de pequeñas celdas. Como el espectro adecuado

para la comunicación móvil se hace más y más escaso, la densificación de celdas es la única manera

de cubrir la demanda de capacidad de tráfico en una zona. Allí se hace necesario usar un nuevo

espectro en el rango de las ondas milimétricas donde por sus características de propagación encajaría

con el nuevo tamaño de las celdas. Además, una celda pequeña también trae el punto de acceso de

radio más cerca al dispositivo final, acortando así el enlace de comunicación de extremo a extremo,

en consecuencia, reducir la latencia y aumentar la fiabilidad. Esta menor distancia beneficia también

en la reducción del consumo de batería aumentando su duración y vida útil [16].

21

Según la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT), el tráfico estimado de la tecnología

inalámbrica de comunicaciones móviles en 2020 presentará una relación de crecimiento de 25 a 100

veces mayor en comparación con 2010. Con el fin de soportar el aumento explosivo del tráfico de

datos inalámbrico, se requieren velocidades de transmisión de hasta Gbps. Acorde con la tasa y el

espectro de la demanda, los equipos de comunicación de onda milimétrica (MMW) se han convertido

en uno de las técnicas más atractivas de la próxima generación (5G).

La transmisión sobre ondas milimétricas es considerada como una técnica clave en la próxima

generación de sistemas de comunicaciones móviles inalámbricas (5G). Sin embargo, los sistemas de

comunicación con MMW tradicionalmente han sido aplicados con éxito en escenarios interiores,

dejando abierta la cuestión de su uso al aire libre. Esta tecnología puede ser usada tanto para los

enlaces de acceso (fronthaul) como los enlaces de backhaul [3].

Con el desarrollo de la integración a muy gran escala (VLSI), muchos países han abierto la banda

alrededor 60 GHz para usos públicos, tales como IEEE 802.11ad y Wireless HD. Sin embargo, debido

a la longitud de onda corta y susceptibilidad al ambiente externo, el MMW se ha aplicado

principalmente en escenarios de corta distancia en interiores, por lo general menos de 100 metros.

Debido a esto, nuevos estudios y experimentos se han realizado para comprobar la viabilidad de

comunicación con MMW en exteriores. Estos demuestran que son capaces de proporcionar una

cobertura estable a una región con un radio de 200 a 300 metros. La cobertura también puede

ampliarse si se introducen relevos o colaboradores. Se han considerado en entornos de red

heterogénea (HetNet), en la que se estudia cómo utilizar estas frecuencias, tanto en enlaces de acceso

(fronthaul) como enlaces de backhaul. Se han tratado de resolver los puntos clave relacionados, con

los desafíos y posibles soluciones que implican las redes de infraestructura, tecnologías y factores

que afectan a la comunicación MMW [17].

2.1.2 Bases de la tecnología de radio sobre fibra

Es bien sabido que un enlace de comunicación de fibra óptica es superior a una conexión de radio

inalámbrica en términos de los principales y más importantes parámetros que determinan el valor de

las líneas de telecomunicación. El primero es el rango de la línea de telecomunicación medido en

unidades de longitud, donde la fibra óptica es el ganador absoluto con una atenuación típica de 0,2

dB por kilómetro, en comparación con el enlace de radio inalámbrico, donde la atenuación de la señal

es mayor y aumenta con la frecuencia. El segundo parámetro es la capacidad de enlace, que mide la

cantidad de información transmitida en una trama de tiempo, donde las propiedades de banda ancha

de la fibra óptica lo convierten en un medio prácticamente de ancho de banda ilimitado.

La idea básica de la tecnología de radio sobre fibra (RoF), la cual utiliza la transmisión de señales de

radiofrecuencia (RF) a través de enlaces de fibra óptica, es aprovechar la baja atenuación de la fibra

y el alto ancho de banda. Dado que una línea de fibra óptica tiene un gran ancho de banda, permite la

transmisión de señales de RF, microondas o incluso MMW. Hay varios principios detrás de los

diferentes métodos de transporte de señal RF en tecnología RoF. El método más sencillo para

distribuir ópticamente una señal de RF es simplemente modular directamente la intensidad de la

fuente de diodo láser (LD) con la señal de RF y utilizar la detección directa (DD) en el fotodiodo

(PD) para recibir la señal de RF. Para la transmisión de señales de mayor frecuencia como las MMW,

la modulación de intensidad (IM) no es posible modulando directamente la corriente del LD debido

22

al ancho de banda limitado del mismo. Afortunadamente, existe otra opción para la modulación de

intensidad en la que el LD opera en modo de onda continua (CW) y luego se usa un modulador

externo, como el modulador de electroabsorción o el modulador Mach-Zehnder (MZM) para modular

la intensidad de la luz. Después de la modulación de intensidad con la señal de RF real, tiene lugar la

transmisión a través del trayecto de fibra óptica. Finalmente, en el extremo de la fibra el PD receptor

extrae la señal RF por detección directa (DD) [18].

2.1.3 Perspectiva de ROF en Comunicaciones móviles

La estructura integrada de la tecnología RoF móvil interior y exterior podría tener la estructura que

se muestra en la Figura 2-1. Este sistema se puede utilizar en el futuro con alguna modificación en la

topología. Por ejemplo, una RBS se puede conectar a otra RBS central utilizando la topología BUS.

Al aplicar esta topología, el costo del sistema se reduce al ahorrar en el cable óptico aplicado en el

sistema. Como se puede ver en la Figura 2.1 mediante el uso de un repetidor RoF, más de 300

estaciones base en el sistema celular pueden ser multiplexadas por DWDM y transmitidas a través de

fibra monomodo (SMF, Single Mode Fiber) a la CBS. En esta estructura, cada estación base utiliza

una única longitud de onda para conectarse a la CBS. Las técnicas de Multiplexación WDM

(Wavelength Division Multiplexing) o DWDM (Dense-WDM) son el núcleo de este sistema. En cada

RBS, se puede utilizar un solo conjunto de antenas para recibir varias señales de RF en la

comunicación dentro de un sistema de transporte inteligente (ITS).

Mediante el uso del repetidor RoF, la fibra óptica pre-existente, que llega hasta la casa (FTTH), se

puede utilizar para aplicaciones móviles. Uno de los componentes de la Figura 2.1 es el sistema de

antenas distribuidas (DAS) que se utiliza para la comunicación en interiores. DAS aprovecha los

conmutadores ópticos que tienen muchas ventajas en comparación con los conmutadores RF. El alto

nivel de aislamiento y la muy baja intermodulación son las ventajas más significativas [4].

23

Figura 2-1 Perspectiva de RoF en Comunicaciones móviles.

Tomado de [4].

La Figura 2-2 muestra un ejemplo de los equipos disponibles en la RBS que pueden ser listados como:

un EAM (Eletroabsorbtion Modulator), una antena remota, diplexer, amplificador de alta potencia

(HPA), amplificador de bajo ruido (LNA) y fuente de alimentación. Sin embargo, la tendencia del

sistema RoF es simplificar la RBS y cambiarla a una unidad pasiva [4].

Figura 2-2 Diagrama de bloques de la estación base remota (RBS).

Adaptado de [4].

Rep

etid

or

Ro

F

WD

M

EAM

Dip

lexe

r

CBS

RBS_1

HPA

LNA RBS_2

RBS_n

R B S _ 1

Hacia

BTS

….

24

2.2 Estado del arte

2.2.1 Las ondas milimétricas en las futuras redes 5G

A pesar de los esfuerzos de investigación industrial para implementar las tecnologías inalámbricas

más eficientes posibles, la industria inalámbrica siempre enfrenta una demanda de capacidad

abrumadora para sus tecnologías inalámbricas actualmente desplegadas, provocadas por los continuos

avances y descubrimientos en computación y comunicaciones y la aparición de nuevos teléfonos

inteligentes y también la cada vez mayor necesidad de acceder a Internet. Esta tendencia se producirá

en los próximos años para 4G LTE, lo que implica que en algún momento alrededor de 2020, las

redes inalámbricas se enfrentarán a la congestión, así como la necesidad de implementar nuevas

tecnologías y arquitecturas para atender adecuadamente las demandas continuas de los operadores y

clientes. El ciclo de vida de cada nueva generación de tecnología celular es generalmente de una

década o menos, debido a la evolución natural de la informática y la tecnología de las comunicaciones.

Se contempla un futuro inalámbrico en el que las tasas de datos móviles se expanden al rango de

varios gigabits por segundo, posibilitado por el uso de antenas direccionables y el espectro de ondas

milimétricas (MMW) que simultáneamente podrían soportar comunicaciones móviles y de backhaul,

con la posible convergencia celular y servicios Wi-Fi [19].

Estudios recientes sugieren que las frecuencias de onda mm podrían utilizarse para aumentar las

bandas actualmente saturadas del espectro radioeléctrico de 700 MHz a 2,6 GHz para las

comunicaciones inalámbricas [20]. La combinación de tecnología CMOS rentable que ahora puede

funcionar bien en las bandas de frecuencias de onda mm y antenas orientables de alta ganancia en la

estación móvil y de base, refuerza la viabilidad de las comunicaciones inalámbricas de onda mm [21],

[22] Además, las frecuencias portadoras de ondas milimétricas permiten mayores asignaciones de

ancho de banda, que se traducen directamente a mayores velocidades de transferencia de datos. El

espectro de MMW permitirá a los proveedores de servicios ampliar significativamente los anchos de

banda del canal mucho más allá de los actuales canales de 20 MHz utilizados por los clientes 4G. Al

aumentar el ancho de banda del canal de RF para los canales de radio móviles, la capacidad de datos

se incrementa considerablemente, mientras que la latencia para el tráfico digital se reduce

considerablemente, lo que apoya mucho mejor el acceso basado en Internet y las aplicaciones que

requieren latencia mínima. Las frecuencias de MMW, debido a la longitud de onda mucho más

pequeña, puede aprovechar la polarización y nuevas técnicas de procesamiento espacial, como MIMO

masiva y beamforming adaptativo [23].

Dado este importante salto en el ancho de banda y las nuevas capacidades ofrecidas por las MMW,

los enlaces de estación base a dispositivo, así como los enlaces de backhaul entre oficinas centrales

(CO) y de fronthaul entre estas y las BS, podrán manejar una capacidad mucho mayor que las redes

4G de hoy en áreas altamente pobladas. Además, a medida que los operadores continúan reduciendo

las áreas de cobertura celular para explotar la reutilización espacial e implementando nuevas

arquitecturas cooperativas como MIMO cooperativo, relés y mitigación de interferencias entre

estaciones base, el costo por estación base disminuirá a medida que sean más abundantes y más

densamente distribuidos en las áreas urbanas, lo que hace que esta tecnología sea esencial para la

flexibilidad, el despliegue rápido y la reducción de los costos de operación [19].

25

Por último, a diferencia del espectro no continuo utilizado por muchos operadores celulares de hoy,

donde las distancias de cobertura de los sitios celulares varían ampliamente en frecuencia entre 700

MHz y 2,6 GHz, el espectro de MMW tendrá asignaciones espectrales relativamente más cercanas lo

que hace que las características de propagación de diferentes bandas de ondas milimétricas sean

mucho más comparables y "homogéneas". Las bandas de 28 GHz y 38 GHz están actualmente

disponibles con asignaciones de espectro de más de 1GHz de ancho de banda. Dicho espectro,

originalmente destinado a uso de servicio local de distribución multipunto (LMDS) a finales de 1990,

podría ser utilizado para las nuevas redes celulares 5G [19].

Un mito común en la comunidad de ingeniería inalámbrica es que la lluvia y la atmósfera hacen que

el espectro de las ondas milimétricas sea inútil para las comunicaciones móviles. Sin embargo, cuando

se considera el hecho de que el tamaño de las celdas en los entornos urbanos es del orden de 200 m,

se hace evidente que la MMW celular puede superar estas cuestiones. Las Figuras 2-3 y 2-4 muestran

la atenuación de la lluvia y las características de absorción atmosférica de la propagación de la MMW.

Se observa que, para tamaños de celdas del orden de 200m, la absorción atmosférica no crea una

pérdida de trayectoria adicional significativa para las MMW, particularmente a 28 GHz y 38 GHz.

Sólo se espera una atenuación de 7 dB/km debido a las fuertes precipitaciones de 1 pulgada / h para

la propagación celular a 28 GHz, lo que se traduce en sólo 1,4 dB de atenuación a más de 200 m de

distancia. El trabajo de muchos investigadores ha confirmado que para las pequeñas distancias

(menos de 1 km), la atenuación de la lluvia presentará un efecto mínimo sobre la propagación de las

MMW a 28 GHz y 38 GHz para las celdas pequeñas [24].

Figura 2-3 Atenuación de la lluvia en dB/km a través de la frecuencia a diversas tasas de precipitación.

Tomado de [24].

26

La Figura 2-3 muestra como la atenuación de la lluvia a 28 GHz tiene una atenuación de 7 dB/km

para una precipitación muy intensa de 25 mm/h (aproximadamente 1 pulgada por hora). Si las

regiones de cobertura celular son de 200 m de radio, la atenuación de la lluvia se reducirá a 1,4 dB.

Las futuras tecnologías inalámbricas deben ser validadas en los entornos más urbanos. Con el fin de

mejorar la capacidad y la calidad del servicio, la arquitectura de la red celular debe apoyar una mayor

reutilización espacial. Las estaciones base MIMO masivas y los puntos de acceso de pequeñas celdas

son dos enfoques prometedores para el futuro celular. Las estaciones base MIMO masivas asignan

las matrices de antena a las estaciones base macro existentes, las cuales pueden concentrar con

precisión la energía transmitida a los usuarios móviles [23].

Figura 2-4 Absorción atmosférica a través de las frecuencias de onda mm en dB/km.

Tomado de [25].

La Figura 2-4 muestra como la atenuación causada por la absorción atmosférica es de 0,012 dB sobre

200 m a 28 GHz y 0,016 dB sobre 200 m a 38 GHz. Frecuencias de 70 a 100 GHz y 125 a 160 GHz

también tienen pérdidas pequeñas.

Las celdas pequeñas descargan el tráfico de las estaciones base mediante la superposición de una capa

de pequeños puntos de acceso a las celdas, lo que en realidad disminuye la distancia media entre los

transmisores y los usuarios, lo que resulta en menores pérdidas de propagación y mayores tasas de

datos y eficiencia energética. Ambas tendencias importantes son fácilmente soportadas y, de hecho,

son realzadas por el paso al espectro de MMW, ya que las pequeñas longitudes de onda permiten que

docenas a cientos de elementos de antena se coloquen en una matriz en una plataforma física

27

relativamente pequeña en la estación base o el punto de acceso y la evolución natural a pequeñas

celdas asegura que las frecuencias de las MMW superarán cualquier atenuación debida a la lluvia.

La comprensión del canal de radio es un requisito fundamental para desarrollar futuros sistemas

móviles de MMW. Con una sólida comprensión técnica del canal, los investigadores y profesionales

de la industria pueden explorar nuevos métodos para la interfaz aérea, el acceso múltiple, los enfoques

arquitectónicos que incluyen la cooperación y la mitigación de la interferencia y otras técnicas de

mejora de la señal. Con el fin de crear un modelo de canal espacial estadístico (SSCM, statistical

spatial channel model) para canales de múltiples vías de MMW, así como también se deben realizar

mediciones extensas en condiciones y ambientes de operación típicos y en el peor de los casos en

diferentes entornos [19].

2.2.2 Tendencia futura de la tecnología móvil ROF

Varias cuestiones para el futuro de las comunicaciones móviles basadas en RoF deben ser abordadas.

La primera cuestión es simplificar el BS tanto como sea posible. La dirección de las investigaciones

en este sentido tiene como objetivo diseñar una BS pasiva que no necesite mantenimiento ni soporte.

La compacidad (tamaño) es otra cuestión para la BS, que es importante en la comunicación móvil en

interiores. Una posible solución es una BS sin fuente de alimentación. Dado que este sistema puede

funcionar sin fuente de alimentación eléctrica, puede utilizarse en diversas situaciones. En algunos

estudios se sugiere la eliminación de la fuente óptica en el BS utilizando un EAM (Elecro Absortion

Modulator).

En este método, el EAM actúa como un fotodiodo en el enlace descendente y funciona como un

modulador para el enlace ascendente. El portador óptico que es necesario para el enlace ascendente

se alimenta a la BS desde la CO de forma remota. Una de las ideas propuestas para centralizar el

procesamiento de la señal es la pre-distorsión en el enlace descendente y la post-distorsión en el

enlace ascendente para compensar el efecto del láser y la no linealidad de la fibra.

Uno de los inconvenientes del sistema de RoF es lo costoso de la CO debido al procesamiento de la

señal en frecuencia de RF ocasionado por el alto costo de estos dispositivos. Por lo tanto, algunas

investigaciones van a sustituir el procesamiento eléctrico por uno óptico. PDC (Photonic Down

Conversion) es la solución para eliminar el uso de componentes eléctricos RF en la CO. Utilizando

esta técnica el problema de la dispersión cromática en la fibra también puede ser resuelto.

Otra dirección de las investigaciones tiene como fin reducir el costo del sistema RoF mediante el uso

de fibra multimodo (MMF, Multi-Mode Fiber) en lugar de monomodo (SMF, Single Mode Fibre).

Se han realizado algunas investigaciones sobre el uso de fibra preexistente en el área urbana antigua

para reducir dicho costo. También las técnicas de Fibra al Hogar (FFTH) se pueden utilizar mediante

la aplicación de WDM. En esta estructura, se ha sugerido el uso del repetidor OEO (óptico-eléctrico-

óptico) y WDM para multiplexar diferentes señales procedentes de diferentes estaciones base. Por el

contrario, en el área urbana nueva donde no existe infraestructura de comunicación, el coste del

sistema puede reducirse compartiendo la fibra óptica desde las BS hacia la CO usando DWDM

(Dense Wave Length Division Multiplexing) sobre fibra monomodo. Mediante esta técnica se pueden

conectar cerca de 300 estaciones base a una oficina cenral [4].

28

2.2.3 Algunos desafíos de la tecnología ROF

Con el fin de diseñar el sistema de ROF con una alta tasa de transmisión y alta capacidad que estará

presente en la futura comunicación móvil, hay una cantidad de problemas técnicos que deben

resolverse. Algunos de estos desafíos se resumen en la Tabla 2-1.

Desafíos Algunas soluciones propuestas

Técnica de modulación Modulación directa sólo para frecuencias por

debajo de las MMW. La modulación externa, la

heterodinación óptica y el modulador EAM

pueden ser soluciones en MMW.

Dispersión cromática Modulación de banda lateral única (SSB),

conversión fotónica descendente.

Distorsión de fase 1. Método de cancelación de ruido de fase.

2. Bloqueo de inyección de banda lateral.

3. Codificación de corrección de errores.

4. Lazo de bloqueo de fase óptica (OPLL,

Optical Phase Locked Loop)

Láser y fibra óptica no lineal Técnica de pre-distorsión y post-distorsión

Caracterización y cancelación de ruido por

combinación de ruido óptico e inalámbrico.

Caracterizar el ruido óptico-inalámbrico

estableciendo la relación entre las propiedades

del enlace óptico y los dispositivos ópticos con

ruido inalámbrico.

Detección multiusuario en estimación óptica-

inalámbrica no lineal

Detección óptica inalámbrica mediante

propiedad de correlación del código PN.

Compacidad y costo de la BS Centralización del procesamiento de señales en

la CO, eliminación de fuente láser y mezclador

eléctrico en BS, Eliminación de alimentación en

la BS.

Enlace inalámbrico de alta velocidad de datos

como parte complementaria de RoF

Uso de MIMO-OFDM-CDMA y sistemas de

antenas inteligentes.

Enlace ascendente costoso y complejo Mediante la conversión fotónica hacia abajo, el

procesamiento de la señal eléctrica se puede

hacer en frecuencia IF para reducir el costo.

No disponibilidad de interfaces opto-eléctricas Las investigaciones van encaminadas a

proporcionar un tamaño pequeño y de bajo

costo para las interfaces óptico-eléctricas.

Diseño de conmutador óptico Tecnología 3DMEM de conmutadores ópticos

de bajo precio para una conmutación ultra

rápida.

Tabla 2-1 Desafíos de los sistemas RoF

Tomado de [4].

29

2.2.4 Oscilador para la distribución de señal de bajo ruido de fase

Se proponen diferentes esquemas de modulación y técnicas de multiplexación para ahorrar espectros

y aumentar la capacidad del sistema inalámbrico. En todos estos casos es evidente que el ruido de

fase de la señal transmitida está jugando un papel importante. Los transceptores de comunicaciones

móviles de hoy en día emplean osciladores que proporcionan la señal periódica necesaria para la

traducción de frecuencia en los circuitos de transceptor y para la temporización de los circuitos

digitales. Cuando las interfaces de radio se mueven a la región de MMW, es aún más difícil de

conseguir un bajo ruido de fase, ya que el piso de ruido de fase está aumentando cuando los

osciladores están operando a altas frecuencias. Se considera que un oscilador de frecuencia de bajo

ruido de fase en el rango de MMW es crítico para 5G y es un habilitador clave de esta tecnología.

Una solución propuesta a esta problemática es el Oscilador Opto Electrónico (OEO, optoelectronic

oscillator) [18].

Un oscilador de alto rendimiento con una alta pureza espectral es un elemento clave en todos los

sistemas de comunicación inalámbrica. Para la generación de señales de RF, microondas y MMW, se

utilizan diferentes aproximaciones, tales como osciladores de cristal de cuarzo, resonadores

dieléctricos, resonadores de zafiro o resonadores dieléctricos de aire. Desafortunadamente, en todas

estas implementaciones el ruido de fase del oscilador aumenta con la frecuencia. Un dispositivo que

no está sujeto a esta ley restrictiva de la física es el Oscilador Opto Electrónico (OEO), que se

introdujo a principios de 1990. Desde entonces, las propiedades clave de este dispositivo se han

mejorado continuamente y se han resuelto los problemas de diseño. Un diagrama esquemático de un

OEO de bucle sencillo se muestra en la Figura 2-5. El principal componente del OEO es una fibra

óptica de baja pérdida, que actúa como línea de retardo muy alargada. La mayor ventaja de un OEO

es que el factor de calidad (Q) del resonador es proporcional al producto del retardo de tiempo

introducido por la fibra y la frecuencia del oscilador. Dado que la pérdida de la fibra óptica está

determinada por la longitud de onda del diodo láser (LD), esta permanece constante para

prácticamente cualquier frecuencia de señal generada. Como resultado de esto, Q aumenta si la

frecuencia de oscilación está aumentando. En otras palabras, si la longitud del enlace de fibra óptica

con OEO aumenta, el ruido de fase del OEO disminuirá [18].

Figura 2-5 Componentes ópticos, eléctricos y opto electrónicos de un oscilador opto electrónico de bucle sencillo (OEO).

Adaptado de [18].

Diodo

Laser

Modulador

Óptico

Foto

Detector

Filtro Óptico

Amplificador

Óptico

Filtro Eléctrico Amplificador

Eléctrico

Salida Óptica

Salida Eléctrica

F.O

Retardo de

linea

30

Un OEO de bucle único consta de una sección óptica y una electrónica. Cada una de estas partes tiene

su propia salida de señal, es decir, óptica y eléctrica. En una propuesta para la distribución de una

señal de oscilador de bajo ruido de fase, se prefiere utilizar la salida de señal óptica y entregarla a

través de una fibra óptica a la estación base, donde se convierte en una forma eléctrica y así ser

utilizada para la transmisión inalámbrica.

Hoy en día, muchas estaciones base 2G, 3G y 4G ya están conectadas a una oficina central a través

de enlaces de fibra óptica con el propósito de llevar una señal de banda ancha a los dispositivos

móviles del usuario final. Esencialmente, estas redes móviles son una combinación de transmisión

fija e inalámbrica. En la estación base se produce la conversión entre la señal óptica y la señal de

radiofrecuencia. A través de grandes distancias, la transmisión desde la oficina central a las estaciones

base se consigue a través de fibra óptica, mientras que, a través de distancias más pequeñas, dentro

del área de cobertura de la celda, la transmisión desde la estación base hasta los dispositivos móviles

del usuario se logra mediante interfaces inalámbricas. El principio común, que ha estado en uso

durante varios años y se puede ver en las redes celulares comerciales 2G, 3G y 4G actualmente

disponibles, se ilustra en la Figura 2-6. La fibra óptica se utiliza como un sustituto efectivo de un

cable coaxial o un par trenzado. A través de una línea de fibra óptica, que comprende un LD emisor

y un PD receptor, se consigue la transmisión con PDH, SDH o ATM, que actualmente están siendo

reemplazados por IP. Con esta solución, la transición de la transmisión cableada a la inalámbrica

requiere una conversión de señal en cada estación base. En el lado del transmisor de la estación base,

el mezclador de frecuencia y un oscilador local (LO) de baja frecuencia de ruido de referencia, se

utilizan para convertir hacia arriba la señal de banda base sobre la portadora modulada necesaria para

la transmisión inalámbrica. De forma similar, el mezclador de frecuencias y el LO de bajo ruido de

fase se utilizan para la conversión descendente de la señal entrante en el lado receptor de la estación

base [18].

Figura 2-6 Transmisión sobre fibra óptica en banda base y procesamiento de la señal en la estación base.

Adaptado de [18].

Si se utilizan diferentes frecuencias para la transmisión y recepción de señales, la estación base suele

estar equipada con dos antenas separadas. También es posible utilizar simultáneamente una única

antena para la transmisión y recepción de la señal, haciendo que la salida del receptor sea totalmente

reflectante cuando se apague o mediante la aplicación de un circulador magnético o incluso con un

circulador de chip integrado, que encamina las señales desde el transmisor de radio a la antena y desde

LD

PD

PD

LD

Downlink

Uplink

LO

Dat

a in

D

ata

ou

t

CO BS Tx

Rx

31

la antena al receptor de radio. Esta solución de una sola antena es especialmente útil para la

comunicación semi-dúplex, pero en las comunicaciones full-dúplex, una gran cantidad de señal

transmitida puede filtrarse al receptor de radio en el caso de presentarse un desajuste de impedancia

de antena. Dado que la potencia de la señal transmitida es mucho mayor que la potencia de la señal

recibida, incluso una pequeña fuga puede destruir completamente la señal de recepción si no se utiliza

un circuito de cancelación.

Los sistemas inalámbricos de banda ancha de alta capacidad basados en la Multiplexación por

división de frecuencias ortogonales (OFDM) o los últimos, No- OFDM requieren una fuente de señal

de RF de bajo ruido de fase con una alta estabilidad situada en un entorno regulado por temperatura

de la estación base. Un oscilador de cristal suficientemente preciso, estabilizado en horno aumenta la

complejidad de la estación base y es una solución muy costosa. Cuando el número de celdas comience

a aumentar con la aparición de 5G, tales redes móviles se volverán inviables económicamente, debido

al gran número de estaciones base que se requerirían con la tecnología actual. Por esta razón se

requiere una nueva tecnología para superar el problema.

Una de las posibles soluciones es generar una señal de microondas por heterodinación óptica, en la

que los LD están situados en una oficina central y la luz de ellos se transmite por fibra óptica a la

estación base donde esas dos ondas ópticas de diferentes longitudes de onda se mezclan en el PD que

se encuentra en la estación base, como se muestra en la Figura 2-7. La generación de la señal de RF

mediante foto-mezcla óptica elimina la necesidad de cualquier estabilización de frecuencia del

oscilador local en la estación base [18].

Figura 2-7 Transmisión de dos señales ópticas desde una oficina central y mezcla óptica para generar una señal de microondas o mmw en el PD en la estación base.

Adaptado de [18].

La investigación de [18] propone tener un OEO de bajo ruido de fase en la oficina central en lugar de

dos LD. La Figura 2-8, muestra cómo el OEO de bucle simple puede implementarse en un sistema

RoF para simplificar las estaciones base de la red. La señal de bajo ruido de fase procedente de la

salida óptica del OEO se transfiere de la oficina central a la estación base mediante fibras ópticas

monomodo separadas. Además, se propone utilizar sólo un OEO en la oficina central y distribuir su

señal a muchas estaciones base mediante el uso de la tecnología RoF y una red óptica pasiva (PON).

Si la señal de oscilador de bajo ruido de fase se transmite desde la central a través de una

LD

PD

PD

LD

Downlink

Uplink

Enlace Oscilador

Dat

a in

D

ata

ou

t

PD LD1

LD2

CO BS

32

infraestructura de red óptica pasiva, se reduce el número de osciladores en el sistema. Se cree

entonces, que en una red práctica con un gran número de estaciones base terminales y una oficina

central, el tipo de transmisión RoF propuesto ofrece una ventaja económica significativa.

Figura 2-8 Transmisión RoF de señal de oscilador de bajo ruido de fase sobre fibra óptica y detección óptica en la estación base.

Adaptado de [18].

En la estación base remota, la señal de RF es detectada por el PD, creando una señal de RF adecuada

para la conversión de frecuencia de la señal de datos en el mezclador. Si deseamos crear una señal de

RF a través de la foto-detección, el PD necesita un ancho de banda suficiente para el rango de

frecuencia correspondiente.

Figura 2-9 Espectro de señal modulada en intensidad en la entrada de fibra y después de L-km de fibra.

Tomado de [18].

LD

PD

PD

LD

Downlink

Uplink

Enlace Oscilador

Dat

a in

D

ata

ou

t

PD OEO

CO BS

PON

33

La Figura 2-9 muestra como la dispersión cromática cambia la relación de fase entre el portador

óptico y las bandas laterales superior e inferior.

Una solución que utiliza líneas ópticas separadas para la señal de datos y para la señal de mezcla se

muestra en la Figura 2-8. Por supuesto, es posible unir las señales de las tres líneas de fibra óptica en

una única fibra óptica usando Multiplexación por división de longitud de onda (WDM). Debe

observarse que existen ciertas desventajas de distribuir la señal del oscilador desde la oficina central.

El principal es que la señal óptica que transporta la señal del oscilador a la salida del OEO es modulada

en intensidad. Es bien sabido que la modulación de amplitud (en intensidad) es muy sensible a la

dispersión cromática de la fibra óptica, la cual se acumula con la longitud de la fibra. Como la señal

óptica modulada se transmite a través de un enlace de fibra óptica, la dispersión cromática provoca

un cambio de fase diferente en cada uno de los componentes espectrales (el portador y las bandas

laterales dobles), como se muestra en la Figura 2-9.

El desplazamiento de fase de cada componente espectral depende de la longitud de la fibra, la

frecuencia del oscilador y el coeficiente de dispersión. En consecuencia, de acuerdo con [18], la

potencia de la señal detectada depende de la longitud.

2

0

0

coslog10),( OSCOSC fc

DLfLP

(2.1)

Donde L es la longitud de la fibra, c0 es la velocidad de la luz en el espacio libre, D es el coeficiente

de dispersión de la fibra, λ0 es la longitud de onda del portador óptico y fOSC es la frecuencia del

oscilador. En el caso en que el retardo de fase entre las bandas laterales en el extremo de la línea de

fibra es de 180º, la mezcla destructiva en el PD anulará toda la señal del oscilador, como se muestra

en la Figura 2-10.

Figura 2-10 Penalización de potencia de la señal del oscilador dependiente de la longitud de la fibra.

34

Tomado de [18].

Por ejemplo, cuando se transmite una frecuencia de oscilación de 10 GHz sobre el enlace de fibra

óptica a 1550 nm, donde la fibra monomodo estándar tiene una dispersión de 17,5 ps / (nm.km), se

produce una degradación de 3 dB en el oscilador a una distancia de 23,8 km. A una frecuencia de

oscilador de 40 GHz se produce una degradación de 3 dB después de sólo 1,5 km. Lo anterior significa

que la transmisión de la señal del oscilador por una señal óptica modulada en intensidad sólo es

aplicable para frecuencias de hasta 10 GHz. Para frecuencias de oscilador más altas, la incidencia de

dispersión limitante puede reducirse usando un OEO, donde se usa una modulación de banda lateral

única [23] con una filtración óptica o un modulador Mach-Zehnder (MZM) especialmente controlado.

Además de la dispersión cromática, la dispersión de modo de polarización (PMD) de un enlace de

fibra óptica también puede causar una degradación en la calidad de la señal transmitida por el

oscilador. En consecuencia, se requiere un enlace de fibra óptica de baja PMD. De igual manera, se

debe prestar atención a la dispersión de Rayleigh del enlace de fibra óptica y su contribución al ruido

de fase.

Se concluye en [18] que las futuras redes móviles requerirán de transmisión en la banda de las MMW

usando celdas pequeñas, para lograr estas altas frecuencias se requieren osciladores con alta

estabilidad y bajo ruido de fase las cuales se logran gracias a los OEO. La tecnología RoF es muy

adecuada para la transmisión de señales RF, usando un OEO estable, de bajo ruido de fase. La

combinación de estas tecnologías tiene como fin minimizar los costos del sistema de comunicaciones

móvil gracias a la distribución de la señal del oscilador desde un OEO hacia muchas estaciones base

usando tecnología RoF. Para la distribución de la señal del oscilador se propone una red de fibra

óptica pasiva (PON) con una topología de árbol. Finalmente, también se esbozaron algunos

fenómenos que pueden influir en la transmisión de una señal de oscilador a la estación base. Las

posibles limitaciones del sistema, tales como la dispersión cromática, la PMD y la dispersión de

Rayleigh. Un sistema RoF es susceptible a la dispersión cromática en el enlace de fibra óptica, lo cual

induce la supresión de la potencia de RF dependiente de la longitud y la frecuencia.

2.2.5 Arquitectura de acceso Integrado Fibra Óptica – Inalámbrica

Para soportar celdas pequeñas de próxima generación, las fibras ópticas en lugar de los cables de

cobre se consideran como el medio ideal para el backhaul y el fronthaul con el fin de proporcionar un

ancho de banda enorme y un medio de actualización hacia la capacidad futura. Por lo tanto, las

tecnologías integradas de acceso óptico e inalámbrico para la próxima generación de comunicaciones

inalámbricas 5G se convierten en temas importantes que requerirán una fuerte investigación

interdisciplinaria y el co-diseño de la interfaz óptica a eléctrica y aérea, la interfaz entre el fronthaul

y los recursos de banda base agrupados y compartidos, la ampliación de la capacidad de backhaul

para hacer frente al aumento del tráfico fronthaul, y el co-diseño de la interfaz de red backhaul-core

mejorada con centros de datos distribuidos utilizados en cloud computing. Varias de estas tecnologías

habilitadoras claves para los sistemas de próxima generación de celdas pequeñas de 5G, incluyendo

la tecnología de redes de acceso WDM-PON (Wavelength Division Multiplexing – Passive Optical

Network).

La tecnología de fibra óptica existente y emergente encuentra dos puntos de inserción principales que

permiten el máximo rendimiento de las redes inalámbricas integradas de 5G. Las redes de transporte

35

óptico (OTN, optical transport networks) existentes pueden utilizarse para el transporte de datos de

banda base en el backhaul, mientras que el transporte de frecuencia intermedia (IF, intermediate

frequency) y la generación óptica de ondas milimétricas son tecnologías emergentes para el fronthaul

que pueden utilizar la fibra existente en la fibra al hogar (FTTH, fiber to the home) y de las redes

ópticas pasivas (PON) para la capacidad agregada en 100 Gb/s, multiservicio, radio transmisión punto

a multipunto a través de fibras ópticas, como se muestra en la Figura 2-11.

La Multiplexación por división de longitud de onda densa (DWDM) sobre redes ópticas pasivas

(PON) muestra baja latencia y puede transportar simultáneamente múltiples servicios, incluyendo

ondas milimétricas, hacia la cabecera de radio remota (RRH, remote radio head) en un rango de

aproximadamente 30 km. WDM-PON ya ha demostrado ser un candidato prometedor para futuros

sistemas ópticos de acceso de banda ancha y redes de backhaul móviles de próxima generación.

Figura 2-11 Arquitectura de red de acceso óptico fronthaul y backhauls para redes móviles emergentes de información y comunicación. (RRH: cabecera de radio remota, CO: oficina central).

Tomado de [3].

En la gráfica, se usan dos topologías sobre WDM-PON para las redes backhaul y fronthaul. Para la

topología de red de árbol, cada nodo final está conectado a un nodo central denominado central office

(CO). Mientras que, en la topología del anillo, la red conecta todos los nodos de una manera circular

en los cuales los datos viajan alrededor del anillo en ambas direcciones. Una de las principales

limitaciones de las topologías basadas en árboles es la falta de capacidades de protección o

restauración sencillas y costo efectivas. Particularmente, una falla del tronco lleva a desconexiones

para todos sus nodos secundarios. Sin embargo, la red óptica de anillo requiere costosos multiplexores

ópticos add-drop (OADM) en cada nodo, lo que aumentará considerablemente su coste. Con sus

diferentes propiedades y aplicaciones, ambas topologías pueden desempeñar sus roles en una red de

36

acceso inalámbrico. Como se muestra en la Figura 2-11, se utiliza un anillo WDM PON como red de

backhaul móvil entre los grupos de unidades banda base (BBU) y una red de conmutación de etiquetas

multiprotocolo (MPLS), mientras que los WDM-PON de árbol se usan como la red fronthaul entre

un grupo BBU y RRHs en el sitio celular [3].

37

3 Características y requerimientos de transporte de

señales en 5G

En esta etapa de la investigación, se ofrece una visión general de las características de los sistemas

de comunicación inalámbrica de quinta generación (5G) que se están desarrollando ahora para su uso

en las bandas de frecuencia de onda milimétrica (MMW). Para atender el crecimiento exponencial en

la demanda de tráfico de datos, la industria inalámbrica se está moviendo a su quinta generación (5G)

de tecnología celular, la cual usará ondas milimétricas (MMW) para ofrecer espectro sin precedentes

y velocidades de datos Gigabit por segundo (Gbps) a un dispositivo móvil. Los dispositivos móviles

tales como teléfonos celulares inteligentes, se denominan típicamente equipo de usuario (UE). Un

análisis simple demostró que los canales de 1GHz de ancho en frecuencias de 28 o 73 GHz podrían

ofrecer varios Gbps de velocidad de datos al UE con un simple arreglo de fases de antenas (phased

array) en el teléfono móvil [26], y los primeros trabajos mostraron tasas de pico de 15 Gbps con

matrices de antena MIMO 4×4 en fase en el UE y un espaciamiento de 200 m entre estaciones base

(BS) [27][28]. Estudios prometedores como éstos, llevaron a la Comisión Federal de Comunicaciones

(FCC) de los Estados Unidos a autorizar la asignación en 2016 de estos rangos de frecuencia

"Spectrum Frontiers" de 10,85 GHz de espectro de ondas milimétricas para los avances 5G, y otros

varios estudios propuestos de nuevos conceptos de radio móvil para apoyar las redes móviles 5G. Los

anchos de banda del canal inalámbrico de MMW de 5G serán más de diez veces mayores que los

canales celulares de 20 MHz de 4G (LTE, Long Term Evolution) de hoy. Dado que las longitudes de

onda se contraen en un orden de magnitud en MMW en comparación con las actuales frecuencias de

microondas 4G, la difracción y la penetración en materiales sufrirán una mayor atenuación, elevando

así la importancia de la propagación, reflexión y dispersión de la línea de vista. Los modelos más

precisos de propagación son vitales para el diseño de nuevos protocolos de señalización de MMW

(por ejemplo, interfaces aéreas). En los últimos años, muchas empresas y grupos de investigación han

presentado mediciones y modelos para una amplia gama de escenarios [29].

3.1 Espectro disponible para trabajar en MMW

Además de la anterior banda mencionada, con fines investigativos, las bandas particulares de interés

son las bandas de onda milimétrica (MMW) de 20-90 GHz y más específicamente las bandas de 28

y 38 GHz (donde hay disponible de 3 a 4 GHz) y la banda E de 70 y 80 GHz donde hay hasta 10 GHz

de espectro disponible, como se muestra en la Figura 3-1. La banda E es de particular interés sobre

otras bandas MMW ya opera con “licencia ligera” (light licenced) y está provisto para permitir hasta

5 GHz de ancho de banda contiguos. La introducción de la quinta generación (5G) en la banda E,

requeriría un nuevo conjunto de reglas, sin embargo, reutilizar el ancho de banda de canal actualmente

permitido podría facilitar la introducción de 5G en esta banda desde un punto de vista regulatorio

[27]. La Figura 3-1. ilustra el espectro MMW potencialmente disponible para usarse en 5G.

38

Figura 3-1 Espectro potencial para 5G en mmw.

Tomado de [27].

Hasta la fecha, la industria celular se ha centrado principalmente en la obtención de espectro adicional

por debajo de 6 GHz. En particular, en Estados Unidos, la NTIA y el Plan Nacional de Banda Ancha

identificaron aproximadamente 2,27 GHz de nuevo espectro potencial, donde se prevé que

aproximadamente 550 MHz se pondrán a disposición de la industria celular en los próximos cinco

años. Sin embargo, lo que no se ha tenido en cuenta es el enorme espectro de 94 GHz de 6 a 100 GHz.

Incluso si sólo una fracción (digamos 1/3) de ese espectro se pusiera a disposición de la industria

celular, eso supondría alrededor de 31 GHz de nuevo espectro, que es significativamente mayor que

el espectro disponible por debajo de 6 GHz. Proporcionando más espectros para los futuros sistemas

celulares MMW, podrían satisfacerse las futuras demandas de capacidad, al tiempo que se

incentivarían inversiones y desarrollos tecnológicos que garantizarían la competitividad de la

ingeniería. En seguida se destacan las bandas en esta región con el mayor potencial, y discutiremos

cada una de ellas con más detalle a continuación.

28 GHz (rango de 27,5 - 29,5 GHz): Las porciones de 27,5 - 28,35 GHz (850 MHz) y 29,1 - 29,25

GHz (150 MHz) de esta banda operan bajo las normas de la Parte 101 de la FCC para Servicios de

Microondas Fijas. Estas dos sub-bandas se destinaron para (LMDS, Local Multipoint Distribution

Service) en los Estados Unidos. Otros servicios de esta banda incluyen FSS (Servicio fijo por satélite),

OSG (órbita geoestacionaria), NON-LTTS (servicio de transmisión de televisión no local), MSS

(servicio móvil por satélite) y NGSO (órbita no geoestacionaria).

38 GHz (rango de 36 - 40 GHz): La porción de 38.6 - 40 GHz de esta banda funciona bajo las reglas

de la Parte 101 de la FCC para Servicios de Microondas Fijos y se utiliza para operaciones de

microondas de punto a punto fijas que proporcionan enlaces de backhaul.

57-64 GHz (banda V o banda de 60 GHz): Actualmente esta banda está provista para operación sin

licencia de acuerdo con las regulaciones de la Parte 15.255 de la FCC. Esta banda tiene una gran

cantidad de absorción por efecto del oxígeno, pero no obstaculiza significativamente las

comunicaciones, especialmente para las celdas pequeñas (por ejemplo, distancias de menos de

aproximadamente 200 m). Estas frecuencias pueden no ser la primera opción para un sistema de

MMW celular ya que 802.11ad está diseñado para ser usado en esta banda y también debido a la

naturaleza sin licencia de esta banda.

39

71-76 GHz y 81-86 GHz (bandas E o 70 GHz y 80 GHz, respectivamente): Esta banda opera bajo

un paradigma de “licencias ligeras” según la FCC Parte 101 y no hay límites en la agregación de esta

banda hasta un total de 2 X 5 GHz. En esta banda, la absorción de oxígeno es mucho menos

problemática que a 60 GHz. La atenuación de la lluvia puede ser severa con distancias más largas,

pero no será un problema para distancias pequeñas, como menos de unos 200 m.

92-95 GHz (banda W o banda 90 GHz): Esta banda está provista para operaciones sin licencia, pero

sólo para aplicaciones en interiores, según la FCC Parte 15.257. Excepto en el caso de una banda de

radioastronomía excluida a 94-94.1 GHz, esta banda puede utilizarse para operaciones ópticas bajo

licencia de punto a punto de acuerdo con las regulaciones de la Parte 101 de la FCC.

Por lo tanto, las bandas de 28 GHz, 38 GHz, 71-76 GHz y 81-86 GHz son excelentes candidatos para

desplegar redes de área local 5G principalmente debido a los 16 GHz de ancho de banda disponible

y ancho de banda de canal actualmente disponible. Sin embargo, los 10 GHz disponibles en las bandas

71-76 y 81-86 GHz con hasta 5 GHz de ancho de banda contiguo hacen que estas bandas parezcan

más atractivas para un sistema MMW. Se debe tener en cuenta, sin embargo, que cualquier sistema

5G que funcione en las bandas de 71-86 GHz debe coexistir con el servicio fijo por satélite, el radar

para automóviles (77-81 GHz) y la radioastronomía [27].

3.2 Conceptos principales del sistema 5G

5G promete una gran flexibilidad para soportar una gran cantidad de dispositivos de Protocolo de

Internet (IP), arquitecturas de celdas pequeñas y áreas de cobertura densa. Las aplicaciones previstas

para 5G incluyen el Internet táctil, comunicación vehículo-vehículo, comunicación vehículo-

infraestructura, así como comunicación peer-to-peer y máquina a máquina, todo esto requerirá

latencia de la red extremadamente baja y alta demanda de llamadas en espera con grandes ráfagas de

datos en cortos períodos de tiempo.

Figura 3-2. Evolución de 4G hacia 5G: celdas pequeñas, servidores de borde, backhaul y la arquitectura de varios niveles 5G.

Tomado de [29].

40

Como se muestra en la Figura 3-2, la red celular 4G de hoy está evolucionando para soportar 5G,

donde la descarga WiFi, las celdas pequeñas y la distribución de datos de banda ancha se basarán en

servidores en los bordes de la red (Edge Servers) para permitir nuevos casos de uso con menor latencia

[29].

3.2.1 Backhaul y Fronthaul

La Figura 3-2 muestra cómo el backhaul conecta la infraestructura celular fija (por ejemplo, las CBS)

a la red telefónica principal e Internet. El fronthaul transporta tráfico entre la subred local (por

ejemplo, las conexiones entre UE y BSs) y la red central (por ejemplo, Internet y la Oficina Telefónica

de Conmutación Móvil - CO). 4G y WiFi, son a menudo fuentes de cuellos de botella de tráfico en

las redes modernas, ya que las conexiones de backhaul proporcionadas por los enlaces Ethernet sobre

fibra basados en paquetes suelen proporcionar sólo 1 Gbps [30], que puede ser fácilmente consumidos

por varios UE. En un sitio macrocelular típico, una unidad de banda base (BBU) está en un recinto

en la base de un sitio de celda remota y está conectada directamente al backhaul. La BBU procesa y

modula los datos de paquetes IP de la red central en señales digitales de banda base donde se

transmiten hacia Cabeceras de Radio Remotas (RRH). La señal de banda base digital viaja de la BBU

a una RRH a través de una Interfaz de Radio Pública Común (CPRI) a través de una conexión digital

de radio sobre fibra (D-RoF), también conocida como fronthaul. El RRH convierte la señal digital en

analógica para su transmisión sobre el aire a la frecuencia portadora conectada a amplificadores y

antenas para transmitir el enlace descendente desde la torre celular. La RRH también convierte la

señal de enlace ascendente de radiofrecuencia recibida (RF) de los UEs en una señal de banda base

digital que se desplaza desde la RRH a la BBU a través de la misma conexión CPRI y D-RoF a la

base de la torre celular. La BBU entonces procesa y empaqueta la señal de banda base digital

proveniente de la RRH y la envía a través de una conexión backhaul a la red central. En resumen,

fronthaul es la conexión entre el RRH y el BBU en ambas direcciones y backhaul es la conexión entre

el BBU y la red central en ambas direcciones. El backhaul y fronthaul inalámbrico sobre MMW

ofrecerán velocidades de datos y ancho de banda similares al de las fibras, sin el gasto de desplegar

redes de backhaul cableadas o de D-RoF de largo alcance [29].

3.2.2 Celdas pequeñas

Una manera efectiva de aumentar la eficiencia espectral de la zona es reducir el tamaño de la celda,

donde el número reducido de usuarios por celda, causado por el encogimiento de la celda, proporciona

más espectro a cada usuario [30], [31]. La capacidad total de la red aumenta enormemente al encoger

las celdas y reutilizar el espectro, también las futuras BS nómadas y las conexiones directas entre

dispositivos de UE (peer to peer) están previstas para emerger en 5G, lo cual traerá una mayor

capacidad por usuario [12]. Las femtoceldas que pueden cambiar dinámicamente su conexión a la red

principal del operador se enfrentarán a desafíos tales como la gestión de la interferencia de

radiofrecuencia y el mantenimiento de la temporización y sincronización, y deberá tener en cuenta

varias estrategias de prevención de interferencia y de control de potencia adaptativa. Un análisis del

tráfico de backhaul inalámbrico a 5,8 GHz, 28 GHz y 60 GHz en dos arquitecturas de redes típicas

mostró que la eficiencia espectral y la eficiencia energética aumentaron a medida que aumentaba el

41

número de celdas pequeñas [12]. El trabajar realizado en [32], mostró una teoría para el análisis de

consumo de energía, que es sorprendentemente similar a la Figura de Ruido, para comparar la

eficiencia energética y el consumo de energía en redes de banda ancha. Un primer documento sobre

celdas pequeñas dio ideas sobre la mejora del rendimiento de los usuarios, reduciendo el encabezado

de la señal, y la reducción de probabilidad de llamadas caídas [33].

3.2.3 Arquitectura de múltiples niveles

La hoja de ruta para las redes 5G incluirá una arquitectura de varios niveles de celdas 4G de mayor

cobertura con una red subyacente de BS´s 5G más cercanas como se muestra en la Figura 3-2. Una

arquitectura de múltiples niveles (multi-tier) permite a los usuarios de diferentes niveles tener

diferentes prioridades para el acceso de canales y diferentes tipos de conexiones (por ejemplo, macro

celdas, celdas pequeñas y conexiones de dispositivo a dispositivo), soportando tasas de datos más

altas, latencias más bajas, consumo de energía optimizado y gestión de interferencias mediante el uso

de criterios de reconocimiento de recursos para la asociación entre las BS y las cargas de tráfico

asignadas en el tiempo y el espacio [34]. De igual manera, se han propuesto esquemas y modelos de

carga equilibrada en redes heterogéneas en una arquitectura de múltiples niveles [35]. Las

aplicaciones 5G también requerirán nuevas arquitecturas de red que soporten la convergencia de

diferentes tecnologías inalámbricas (por ejemplo, WiFi, LTE, MMW, IoT de baja potencia) que

interactúan de una manera flexible y sin interrupciones utilizando los principios de Redes Definidas

por Software (Software Defined Networking) y Virtualización de Redes (Network Virtualization)

[13].

3.2.4 Interfaz de aire 5G

El diseño de nuevas interfaces de aire de capa física es un área activa de investigación en 5G. Se

requieren esquemas de señalización que proporcionen una menor latencia, una rápida formación de

haces y sincronización, con intervalos de tiempo mucho menores y una mejor eficiencia espectral que

la Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) utilizada en 4G. Entre otras,

podemos mencionar: Una nueva modulación que aprovecha el tiempo muerto en el método de

modulación en el dominio de la frecuencia de una sola portadora (SC-FDMA), usado en el enlace

ascendente 4G LTE de hoy [27]. Esquemas de modulación lineal tales como la modulación

multicarrier de banco de filtros (FBMC) en la que las subportadoras se pasan a través de filtros que

suprimen los lóbulos laterales [36]. Multiplexación por división de frecuencia generalizada (GFDM),

en la que se muestra que cuando se compara con el OFDM utilizado en la 4G LTE actual (que tiene

un prefijo cíclico por símbolo y altas emisiones fuera de banda), GFDM mejora la eficiencia espectral

y tiene aproximadamente 15 dB menos en emisiones fuera de banda [37]. También se ha sugerido

una modulación ortogonal tiempo-frecuencia-espacio (OTFS) que propaga las señales en el plano

tiempo-frecuencia, debido a la superior diversidad y a una mayor flexibilidad en el diseño del piloto

[38]. La retroalimentación y la gestión del estado del canal para soportar la búsqueda de rayos

directivos también será vital en este proceso [39], [40].

42

3.2.5 Desafíos de propagación en 5G

Hoy en día, la mayoría del espectro por encima de 30 GHz se utiliza para aplicaciones militares o

recepción de radioastronomía en espacio profundo, pero la reciente decisión de la FCC Spectrum

Frontiers ha asignado muchas bandas en este rango, para comunicaciones móviles y de backhaul. Las

diversas resonancias de oxígeno y otros gases en el aire, sin embargo, hacen que ciertas bandas sufran

de absorción de señal en la atmósfera. La Figura 3-3 ilustra cómo las bandas de 60GHz, 183 GHz,

325 GHz y especialmente 380 GHz sufren una atenuación mucho mayor a la distancia debido a las

resonancias moleculares de varios componentes de la atmósfera, además de la natural pérdida de

espacio libre de Friis, estas frecuencias son adecuadas para comunicaciones muy cercanas en las que

los canales masivos de ancho de banda se atenúan muy rápidamente a unos pocos metros o fracciones

de metro [19], [40].

Figura 3-3 Absorción atmosférica de las ondas electromagnéticas a nivel del mar frente a la frecuencia, mostrando la pérdida adicional de trayecto debido a la absorción atmosférica.

Tomado de [29].

La Figura 3-3, también muestra que muchas bandas de MMW sólo sufren 1-2 dB más de pérdida que

las causada por la propagación del espacio libre por km en el aire [41], [42]. La lluvia y el granizo

causan una atenuación sustancial a frecuencias superiores a 10 GHz y las señales de 73 GHz atenúan

a 10 dB/km durante tasa de lluvia de 50 mm/h. Curiosamente, además, la atenuación de la lluvia se

aplana desde 100 GHz a 500 GHz, y para todas las frecuencias MMW, la lluvia o la atenuación de la

nieve se puede superar con la ganancia de antena adicional o la potencia de transmisión [43], [19].

Si bien comúnmente se cree que la pérdida de trayectoria aumenta dramáticamente al moverse hacia

las frecuencias MMW, un trabajo extenso en diversos entornos en [44], [45], [46], muestra que la

ecuación de Friis dice que esto es cierto sólo cuando se supone que la ganancia de antena es constante

43

sobre la frecuencia. Si el tamaño físico de la antena (por ejemplo, la apertura efectiva) se mantiene

constante con relación a la frecuencia en ambos extremos del enlace y el tiempo es claro, entonces la

pérdida de trayectoria en el espacio libre en realidad disminuye cuadráticamente a medida que

aumenta la frecuencia, igualmente, las mayores ganancias de antena en frecuencias más altas

requieren dirección de haz adaptable para uso general tanto en la BS como en el UE, en comparación

con las antenas móviles actuales con menor ganancia [43]. Las tecnologías de antena direccionables

por haz estiman las direcciones de llegada y adaptan de forma adaptativa patrones de haz para mitigar

la interferencia y capturar la señal de interés. Los arreglos adaptativos son esenciales para que las

comunicaciones de MMW compensen la pérdida de trayectoria causada por el bloqueo de los

obstáculos dinámicos [45], [42], [47], [48].

La penetración en los edificios puede representar un reto importante para la comunicación MMW, y

esto es una diferencia clara versus los actuales sistemas UHF / microondas. Algunas mediciones a 38

GHz encontraron una pérdida de penetración de casi 25 dB para una ventana de cristal opaco y 37 dB

para una puerta de vidrio [49]. Otras mediciones a 28 GHz mostraron que las columnas de vidrio

opaco y paredes de ladrillo tenían pérdidas de penetración de 40,1 dB y 28,3 dB, respectivamente,

pero el vidrio transparente y drywall solo tenía 3,6 dB y 6,8 dB de pérdida [19]. El trabajo en [50]

muestra pérdidas de penetración para muchos materiales comunes y proporciona atenuación

normalizada (por ejemplo, en dB/cm) a 73 GHz. Las MMW tendrán que adaptarse rápidamente a la

dinámica espacial del canal inalámbrico debido a que se utilizarán antenas de mayor ganancia para

superar la pérdida de trayecto. La dispersión difusa de superficies rugosas puede introducir grandes

variaciones de señal en distancias de recorrido muy cortas (sólo unos pocos centímetros) como se

muestra en la Figura 3-4. Tales variaciones rápidas del canal deben ser anticipadas mediante el diseño

apropiado de algoritmos de retroalimentación de estado de canal, algoritmos de formación y

seguimiento de rayos, así como asegurar un diseño eficiente de los protocolos de control de

transmisión de la capa MAC y de la red (TCP) que inducen re-transmisiones [29].

Figura 3-4 Resultados de las medidas de dispersión difusa a 60 GHz, donde las superficies lisas (por ejemplo, las ventanas) ofrecen una alta correlación a lo largo de la distancia, pero las señales de las superficies rugosas parecen estar menos correlacionadas a lo largo de la distancia.

Tomado de [29].

La medición de dispersión difusa a 60 GHz en varias superficies de pared rugosas y lisas demostró

grandes variaciones de nivel de señal en el primer orden especular y en los componentes no

especulares dispersos (con pérdidas profundas de hasta 20 dB) como en el caso de un usuario movido

44

por unos pocos centímetros [51], [52]. Además, la existencia de trayectorias múltiples a partir de

señales casi coincidentes puede crear variaciones graves a pequeña escala en la respuesta de

frecuencia del canal. También las mediciones mostraron que la reflexión sobre los materiales en bruto

podría sufrir de alta despolarización, un fenómeno que pone de relieve la necesidad de una mayor

investigación de los beneficios potenciales de la explotación de diversidad de polarización para

mejorar el rendimiento de los sistemas de comunicación MMW [51], [52].

El trabajo en [53], mostró el desvanecimiento superficial de Ricean de componentes multipath y

tendencias exponenciales de decaimiento para la autocorrelación espacial a 28 GHz y una rápida de-

correlación de alrededor de 2,5 longitudes de onda para el medio ambiente con LOS. El trabajo en

[54], muestra que la potencia recibida de las señales de banda ancha de 73 GHz tiene una media

estacionaria sobre ligeros movimientos, pero la potencia promedio puede cambiar en 25 dB cuando

el móvil transita una esquina del edificio de NLOS a LOS en un entorno urbano de microceldas (UMi)

[48], [55]. Mediciones a 10, 20 y 26 GHz demuestran que la pérdida de difracción puede predecirse

utilizando modelos bien conocidos, así como cuando un móvil se mueve alrededor de una esquina

utilizando antenas direccionales [56], y el bloqueo del cuerpo humano causa más de 40 dB de

atenuación [48], [55].

Las mediciones más recientes en [54], [51], [55] indican una de-correlación espacial muy acentuada

sobre pequeños movimientos de distancia de sólo unas pocas decenas de longitudes de onda en

MMW, dependiendo de la orientación de la antena, lo cual indica que se necesita más trabajo de

investigación en esta área. La necesidad y la forma apropiada de la coherencia espacial, si son

confirmadas por las mediciones, aún no han sido plenamente comprendidas por la comunidad

investigativa [29].

3.2.6 Modelamiento de canales

Los modelos de canal son necesarios para simular la propagación de una manera reproducible y

rentable, y se utilizan para diseñar y comparar con precisión las interfaces radioeléctricas y el

despliegue del sistema. Los parámetros comunes del modelo de canal inalámbrico incluyen la

frecuencia portadora, el ancho de banda, la distancia 2-D o 3-D entre el transmisor (TX) y el receptor

(RX), los efectos ambientales y otros requisitos necesarios para construir equipos y sistemas

globalmente estandarizados. El reto definitivo para un modelo de canal 5G es proporcionar una base

física fundamental, al tiempo que sea flexible y preciso, especialmente en una amplia gama de

frecuencias, como desde 0,5 GHz a 100 GHz. Recientemente, se ha publicado una gran cantidad de

investigaciones destinadas a comprender los mecanismos de propagación y el comportamiento del

canal en las frecuencias por encima de 6 GHz, algunas de ellas se encuentran en [19], [26], [31], [40],

[54], [45], [46], [49], [56], [57], [58], [59], [60], [61], [62], [63], [64]. Los tipos específicos de antenas

utilizadas y el número de mediciones recogidas varían ampliamente y generalmente se pueden

encontrar en el trabajo referenciado [29].

45

3.2.6.1 Principales organizaciones de investigación en modelamiento de canal

A continuación, se describen brevemente cuatro principales organizaciones internacionales de

investigación y normalización de modelos de propagación, las cuales han elaborado modelos de

probabilidad de línea de vista (LOS), pérdidas de propagación (Path Loss) en condiciones de línea de

vista (LOS) y No línea de vista (NLOS) y modelos de penetración en edificios, entre otros.

i) El Proyecto de Asociación de 3ª Generación (3GPP TR 38.901 [58]), intenta proporcionar

modelos de canal de 0.5-100 GHz basados en una modificación del anterior modelo 3GPP que

desarrolló modelos de 6 a 100 GHz en 3GPP TR 38.900 [65]. Los documentos 3GPP TR son un

trabajo en curso continuo y sirven como el estándar de la industria internacional para la red celular

5G.

ii) 5G Channel Model (5GCM) [57], un grupo ad hoc de 15 empresas y universidades que

desarrollaron modelos basados en amplias campañas de medición y ayudaron a mejorar la

comprensión del 3GPP para TR 38.900.

iii) METIS - Facilitadores para las comunicaciones móviles e inalámbricas de la Sociedad de

Información 2020 (Mobile and wireless communications Enablers for the Twenty-twenty Information

Society - METIS) [59], este es un gran proyecto de investigación patrocinado por la Unión Europea.

iv) mmMAGIC - Red de Acceso de radio Móvil basado en ondas milimétricas para las

comunicaciones integradas de quinta generación (Millimeter-Wave Based Mobile Radio Access

Network for Fifth Generation Integrated Communications - mmMAGIC) [52], otro proyecto de

investigación grande patrocinado por la unión europea.

Aunque muchos de los participantes se superponen en estos organismos de normalización, los

modelos finales entre esos grupos son algo distintos [29].

46

4 Métodos de Generación de señales en sistemas

RoF

4.1 Modulación óptica

Se conoce como modulación el proceso mediante el cual, y a partir de la modificación de algún

parámetro físico de una señal, se consigue insertar información dentro de una señal portadora. La

onda que ve modificado alguno de sus parámetros, es conocida como portadora, mientras que la señal

de información se conoce como moduladora. Los parámetros que pueden ser modificados para

insertar información son la amplitud, la fase, la frecuencia y la polarización de la señal. Según el

parámetro que se elija, en el mundo digital, se conocen a estas modulaciones como ASK (Amplitude

Shift Keying) o modulación de la amplitud, FSK (Frequency Shift Keying) o modulación de la

frecuencia, PSK (Phase Shift Keying) o modulación de la fase y PolSK (Polarization Shift Keying) o

modulación del estado de polarización. En la Figura 4-1 se pueden apreciar cuatro ejemplos de

modulación digital [66].

Figura 4-1 Formatos de modulación (a) ASK, (b) FSK, (c) PSK y (d) PolSK.

Tomado de [66].

Cada tipo de modulación digital presenta unas ventajas y unos inconvenientes; por ejemplo, una

modulación FSK es más robusta frente al ruido del canal que no una modulación ASK que es

vulnerable a la atenuación, sin embargo, la detección de una señal ASK es mucho más simple que la

detección de una señal FSK. Por tanto, para cada aplicación será necesario establecer criterios de

47

diseño en función de parámetros como velocidad, inmunidad frente a interferencias, simplicidad

constructiva (y por tanto coste reducido), etc. [66].

En la actualidad los formatos más extendidos son ASK y PSK, el primero debido a la simplicidad de

construir la modulación, típicamente por modulación directa del láser, existiendo diferentes

alternativas como On/Off Keying (OOK), Carrier suppressed return to zero (CS RZ). El segundo tipo

de modulación se encuentra altamente representado por el formato Differential PSK (DPSK) y por el

DPSK parcial. La modulación PSK se consigue habitualmente por medio del uso de moduladores

externos [66].

Para llevar a cabo la modulación digital óptica, se emplea generalmente un diodo láser de

semiconductor como fuente de luz, la cual puede salir modulada directamente del láser o pasar por

una etapa de modulación externa a la fuente. Así pues, existen básicamente dos grandes grupos de

tecnologías de modulación óptica ampliamente extendidas en la actualidad: generación de la

portadora óptica con láseres modulados directamente (modulación directa), o mediante dispositivos

externos al láser que modulen la luz radiada por los mismos antes de su acoplo a fibra (modulación

externa) [67].

4.1.1 Modulación Directa

La modulación directa de los láseres es el camino más fácil para imprimir la información digital de

la fuente sobre la portadora óptica. Los datos que se desean transmitir modulan la corriente de

conducción del láser modulado directamente (DML, Directly Modulated laser), y a través de ella se

consigue generar una modulación de intensidad, de fase o de frecuencia. La generación de una

modulación de intensidad (IM, Intensity Modulation), mediante un DML, se basa en generar una

corriente eléctrica que alimente al láser sincronizada con los datos digitales. Los bits “1” encienden

el láser mientras que los bits “0” estarán sincronizados con un valor de la corriente por debajo de su

corriente umbral, de manera que este no emita potencia óptica alguna. Sin embargo, la generación de

una modulación de frecuencia a través de un DML se basa en modificar la densidad de portadores de

carga en la cavidad resonante del láser. Por lo tanto, debemos generar una corriente con un valor de

pico suficientemente elevado como para modificar la temperatura y la concentración de portadores

de carga en la unión p-n. Ambos hechos inciden sobre el índice de refracción de la cavidad y

consecuentemente sobre la longitud de onda de emisión. Así los cambios sobre la corriente del láser

se traducen en variaciones en la frecuencia de emisión del láser [67].

Un fenómeno limitante para su uso es el ancho de banda de la modulación del láser. Los láseres

relativamente simples pueden ser modulados típicamente a frecuencias de entre 5 a 10 GHz. Es por

eso que, a frecuencias más altas, por ejemplo, por encima de 10 GHz, se aplica modulación externa

en lugar de modulación directa. Al entrar en la banda milimétrica se observa un nuevo efecto adverso,

tal como es la función de transferencia no convencional del medio de transmisión. Resulta que la

dispersión de fibras y la mezcla coherente de las bandas laterales de luz modulada pueden causar

ceros de transmisión, incluso en el caso de longitudes de fibra bastante moderadas [68].

48

Figura 4-2 Enlace óptico con modulación de intensidad de detección directa (IM-DD).

Adaptado de [68].

4.1.2 Modulación Externa

En este tipo de modulación, el láser genera una intensidad óptica constante en el tiempo (láser de

onda continua - CW) que pasa posteriormente por un dispositivo óptico externo al que se hace llegar

la señal moduladora. A la salida, la radiación estará modulada con la forma deseada y se acoplará a

la fibra. La modulación externa suele ser necesaria en los sistemas donde los DML se quedan cortos

en prestaciones. Ninguno de los problemas derivados de la modulación directa, como el chirp o el

derivado del comportamiento de los modos longitudinales de un láser, estarán aquí presentes. La

modulación externa provee de una señal de mejor calidad. Todos los moduladores empleados se basan

en la variación que sufren las propiedades de un material con la aplicación de determinadas señales

de distinta naturaleza. Los dos tipos más empleados son los electroópticos (EOM) y los de electro-

absorción (EAM) [67].

4.1.2.1 Moduladores Electro-ópticos (EOM):

En estos, es una señal eléctrica la que origina un cambio en el índice de refracción del material. Los

moduladores más extendidos tanto por sus prestaciones como por su economía de diseño son los de

tipo electroóptico. Es dentro de este grupo donde ubicamos a los moduladores Mach-Zehnder

(MZM), los cuales se basan en el efecto electroóptico lineal o efecto Pockels [69]. En un modulador

Electro-Óptico, un cristal electroóptico con la adecuada orientación puede modular la fase y la

intensidad de nuestra señal óptica con una tensión aplicada en la dirección correcta. El Niobato de

Litio (𝐿𝑖𝑁𝑏𝑂3) es el cristal electroóptico más común usado para fabricar moduladores externos de

tipo electroóptico. Los moduladores electro-ópticos pueden ser modulados en fase y en amplitud [67].

Los moduladores MZM, son apropiados para aplicaciones de largo alcance y su funcionamiento se

fRF

fOPT Modulación de Intensidad

fRF

Modulador

RF / Óptico

Fuente óptica

Fotodetector

FPB

FPB: Filtro Pasa Banda

RF entrada RF salida

Fibra óptica

Detección Directa

49

basa en el principio de interferometría. La modulación se consigue variando la fase de la señal óptica

que discurre por dos guías de onda. En la Figura 4-3, puede verse un esquema simplificado de un

modulador MZ [66].

Figura 4-3 (a) Modulador Mach-Zehnder y (b) potencia de salida.

Adaptado de [66].

De forma descriptiva se puede explicar el funcionamiento de este tipo de moduladores como que la

luz inyectada se ve derivada por dos caminos ópticos (guías de onda), de los dos caminos ópticos,

como mínimo uno de ellos está equipado con un modulador de fase el cual permite introducir una

diferencia de fase Δφ entre las dos ramas, de esta manera se puede provocar una cancelación de la

señal óptica si las señales se suman en contrafase. Estos moduladores de fase se controlan por medio

de dos tensiones. De igual modo si las señales de salida se hacen converger en fase, la señal quedará

reforzada al combinarse ambas potencias ópticas.

El parámetro 𝑉𝜋 es conocido como tensión de conmutación, definiéndose ésta como la tensión

necesaria para producir un cambio en la fase de la señal de uno de los caminos del modulador en un

valor de π radianes, consiguiendo de esta manera que el MZM conmute del estado de máxima

transmisión (full transmission) al de máxima o extinción (full extintion), y viceversa. Por otro lado,

si fuera necesario un cierto chirp, las tensiones V1 y V2 permitirían introducirlo. Si no se desea este

chirp, lo que suele ser el caso más común, los dos brazos del modulador deben estar atacados por

tensiones iguales, pero de signo opuesto 𝑉1 (𝑡) = −𝑉2(𝑡), esta condición es conocida como balanced-

driving o régimen pull-push. Habitualmente los moduladores de Mach-Zehnder se construyen con

niobato de litio (LiNbO3), aunque también pueden encontrarse moduladores fabricados con arseniuro

de galio (GaAs) o fosfuro de indio (InP). Los MZM muestran una buena relación de extinción (del

orden de 20dB), por otro lado, también presentan unas pérdidas de inserción menores que los

moduladores de electro-absorción (EAM) que veremos más adelante. En contramedida, los MZM

trabajan con tensiones superiores a la de los EAM, haciendo que sea necesario el uso de

amplificadores de banda ancha, los cuales para tasas binarias superiores a 10Gbps son más complejos

de fabricar [66].

Entrada Salida

Potencia Transmitida (%) V1(t)

V2(t)

PM

PM

Vπ

100

0

Diferencia de Potencial (ΔV)

(a) (b)

50

Figura 4-4 Modulador MZ de control doble.

Tomado de [69].

Un modulador tipo MZ también permite la aplicación de voltajes de control en ambas guías de onda,

lo que resulta en un dispositivo modulador externo de doble control. Esta característica permite la

generación de señales en cuadraturas arbitrarias [70], que encuentran aplicación en procedimientos

de transmisión, como modulación de portadora óptica suprimida. Los moduladores externos también

se pueden utilizar para la modulación de fase en sistemas coherentes usando una única guía de onda

con un índice de refracción modulado electroópticamente. Así pues, la modulación externa ofrece

ventajas sobre la modulación directa del diodo láser en sistemas de fibra óptica, principalmente en

términos de ancho de banda y rangos de linealidad. Este aspecto impulsó el desarrollo de tecnologías

de fabricación de los moduladores ópticos integrados a un nivel actual de madurez muy alto [71],

[72]. La Figura 4-5 muestra la curva de transferencia de un modulador tipo MZ. Esta curva representa

la transferencia de potencia óptica del dispositivo, en función del desfase electroóptico inducido sobre

la señal óptica [69].

51

Figura 4-5 Curva de transferencia de potencia de un modulador MZ.

Tomado de [69].

Este desfase depende a su vez de la tensión de polarización aplicada sobre los electrodos. Como se

puede observar existe una región donde la función de transferencia tiene carácter lineal y, por

consiguiente, resulta óptima para la modulación de la señal eléctrica sobre la portadora óptica. El

dispositivo trabaja en régimen lineal cuando se aplica una tensión de polarización tal que se induce

un desfase sobre la señal óptica igual a π/2, y además los niveles de tensión aplicados son lo

suficientemente pequeños para no distorsionar la señal de información. Las ecuaciones de modelado

del modulador MZ tienen como finalidad obtener la expresión del campo eléctrico de la señal óptica

a la salida del dispositivo, en función de las diferentes señales de entrada y de algunos parámetros del

mismo. Como punto de partida, se formula una primera aproximación que proporciona el campo

eléctrico a la salida del dispositivo en función del campo eléctrico a la entrada y de los desfases

inducidos por las señales eléctricas aplicadas sobre los electrodos del modulador MZ como

consecuencia del efecto electroóptico. La ecuación de campo se establece a partir de la geometría del

modulador. En el dispositivo mostrado en la Figura 4-4, se aplica una señal eléctrica sobre uno de los

dos brazos del interferómetro. Esta señal provoca, mediante el efecto electroóptico un cambio de fase

sobre la señal óptica que se propaga por dicho brazo. La función de transferencia se puede expresar

en términos del coeficiente de acoplo de la propagación del campo y el desfase producido en la señal

en ambas ramas del interferómetro de la siguiente forma [73]:

)exp()exp()(

2

1)( 2211

jAjAtEtE inout

(4.1)

52

Donde representa la atenuación de la señal a su paso por el dispositivo y A1 y A2 representan los

coeficientes de acoplo de las ramas superior e inferior respectivamente, en el modelo del modulador

de control doble mostrado en la Figura 4-4, 1, 2 representa los desfases en cada una de las ramas

debido al efecto electroóptico. Estas variables se pueden expresar de la siguiente forma [69]:

5.01A

(4.2)

2

2 1 A

(4.3)

)(1

)(

)(1

)(

1 )( dc

dc

RF

RF

VV

tVV

(4.4)

)(2

)(

)(2

)(

2 )( dc

dc

RF

RF

VV

tVV

(4.5)

El término ε en (4.2) representa la diferencia entre los coeficientes de acoplo de propagación de

energía de la rama superior e inferior. Para un modulador MZ ideal, ε = 0, lo cual indica que la

potencia es dividida en partes iguales en las dos ramas. A su vez, los términos de variación de fase

Δφ dependen de la tensión de polarización V(dc), este valor se define como aquella tensión que

aplicada sobre los electrodos del dispositivo provoca un cambio de fase de 180° sobre la señal óptica

que se propaga por la guía de onda como consecuencia del efecto electroóptico. Valores típicos de

tensiones de polarización para moduladores MZ LiNbO3 comerciales varían entre 4V y 6V. Del

mismo modo depende de V(RF), el cual representa el voltaje necesario en las entradas de RF (superior

e inferior) para provocar un cambio de fase de 180° entre los dos brazos del interferómetro. Si se

asume un coeficiente de acoplo direccional en el cual el campo se distribuye uniformemente en los

dos brazos, y α = 2 (para unas pérdidas de inserción típicas de un modulador MZ de 6 dB), la ecuación

(4.1) se puede expresar como [69]:

2

)exp(2

1)exp(

2

1

)(2

1)(

21

jj

tEtE inout

(4.6)

Simplificando se obtiene la expresión general del campo eléctrico a la salida del modulador MZ [69]:

)exp()exp()(4

1)( 21

jjtEtE inout

(4.7)

53

Finalmente, la expresión de una señal en un sistema radio sobre fibra se puede definir mediante [69]:

)cos()()()()( eeRF ttetctV

(4.8)

Donde c(t) es cualquier señal en banda base con cierta velocidad binaria transportada en la portadora

óptica y e(t) es la señal de datos que modula la portadora de RF definida por (ωe=2πfe) más una

constante de fase αe. Cabe resaltar que la modulación óptica es un proceso sensible a la polarización,

acá se asume un control de estado de polarización a la entrada del modulador. Así, el índice de

modulación (IM) se define a través de la relación entre la amplitud de la señal moduladora y la tensión

de desplazamiento de fase Vπ [69].

V

VIM

señal

señal

)(

)(

(4.9)

4.1.2.1.1 Modulación en fase en un EOM - MZM:

La generación de una señal de fase modulada requiere un modulador externo capaz de cambiar la fase

óptica cuando se aplique una tensión eléctrica al mismo. En un cristal de LiNbO3, si aplicamos un

campo eléctrico a lo largo del eje x de la guía onda, el índice de refracción del material cambia en un

valor dado por la expresión [67]:

xn Ern 33

3

02

1

(4.10)

Donde 𝑟33 es el coeficiente electro-óptico del modulador con un valor de 328X10-6 µm/V para el

LiNbO3, 𝑛0 es el índice de refracción material de la guía onda con tensión nula y 𝐸𝑥 es el campo

eléctrico aplicado a lo ancho de la guía (eje x). El desplazamiento de fase que sufre la señal óptica de

entrada, tras recorrer una longitud 𝐿𝑖 es [67]:

)(2

0

33

3

0

0 radd

VLrn

L ir

in

(4.11)

Siendo 𝜆0 la longitud de onda de la señal óptica en el vacío. La tensión necesaria para provocar un

desplazamiento de fase de 180º se define como 𝑉𝜋 y será un parámetro de diseño fundamental en el

modulador de fase. Su expresión para el modulador es [67]:

ir Lrn

dV

33

3

0

54

(4.12)

En el diseño de un modulador de fase, uno de los principales objetivos es reducir el valor de la tensión

𝑉𝜋 para consumir la menor potencia eléctrica posible durante la modulación. Esto lo conseguiríamos

incrementando el coeficiente 𝐿𝑖/𝑑 lo que aumentaría a su vez la capacidad interna del modulador

provocando una respuesta temporal más lenta a un estímulo en su entrada. La principal consecuencia

de esto es que el modulador se volvería más lento y su ancho de banda se reduciría. Por lo tanto,

debemos llegar a un compromiso de diseño entre ancho de banda y consumo de potencia eléctrica

[67].

De otra parte, los enlaces RoF que modulan la fase (PM, phase modulated) de la señal óptica

presentan ventajas con respecto a los sistemas IM/DD, además de permitir la implementación de unas

estaciones base más simples. Sin embargo, los enlaces RoF modulados en fase, requieren un receptor

óptico coherente combinados con módulos de Procesamiento Digital de Señales (DSP) para la

detección y la demodulación de señales lineales [74].

4.1.2.2 Moduladores de Electro Absorción (EAM)

Estos moduladores, están basados en la absorción de luz cuando ésta atraviesa un semiconductor y

sobre éste actúa un campo eléctrico. Los EAM se constituyen a partir de una región activa de

semiconductor, localizada entre una capa con dopado P y otra con dopado tipo N, de esta forma queda

conformada una unión PN. El dispositivo funciona por el efecto Franz-Keldysh, según el cual la

anchura de la banda prohibida en un semiconductor se puede expresar como la inversa del campo

eléctrico que la atraviesa. Cuando la caída de tensión en la unión PN es nula, se puede considerar que

la banda prohibida es lo suficientemente ancha como para no depender de la longitud de onda del

láser. Por otro lado, al aplicar una tensión inversa de un orden específico sobre la unión PN, la anchura

de la banda prohibida queda reducida hasta un punto en el que la zona activa absorbe luz láser,

convirtiéndose de esta manera en un cuerpo opaco. Se puede establecer la relación entre la potencia

de salida (Pout) y la caída de tensión en la unión PN (𝑉𝑚). En la Figura 4-6, se muestra esta relación.

55

Figura 4-6 Relación Tensión de la unión - Potencia de salida

Tomado de [66].

La tensión necesaria para hacer conmutar al modulador de estado ON al estado OFF, o tensión de

conmutación (𝑉𝑆𝑊), está típicamente en el rango de 1.5 V a 4 V, mientras que la relación de extinción

dinámica (ER, dynamic Extintion Ratio) no suele exceder los 10 dB. Esto es así debido a que el campo

eléctrico aplicado en la región activa no modula únicamente la capacidad de absorción del modulador,

sino también su índice de refracción, es por este motivo que el EAM introduce cierto chirp en la señal.

Sin embargo, la magnitud del chirp introducido por este tipo de moduladores es en la mayoría de los

casos, es mucho menor que el introducido por los diodos láser modulados directamente. Existen

EAMs comerciales disponibles para modulaciones hasta 40 Gb/s, habiéndose realizado con éxito

pruebas de laboratorio que han alcanzado los 100 Gb/s [66].

4.1.3 Heterodinación óptica

Otro método utilizado para la transmisión y transporte de señales RF por la fibra es la generación

óptica remota de forma heterodina. Este es un método en el cual más de una señal óptica es generada

por la fuente de luz; una de las cuales es modulada por la señal que lleva la información, luego son

mezcladas o heterodinadas por un fotodetector o por un mezclador externo para formar la señal RF

de salida. La generación óptica heterodina tiene como ventaja la generación de señales de alta

frecuencia y es solo limitada por el ancho de banda del fotodetector. La generación heterodina soporta

una detección de más alta potencia (mayor ganancia del enlace) y mayor relación portadora a ruido

(CNR) [75], ya que bajo ciertas condiciones las potencias ópticas de los dos campos ópticos

interfieren constructivamente, lo cual contribuye al aumento de la potencia de la señal óptica generada

[74].

56

Debido a que el ruido de fase es un problema clave en la transmisión digital de ondas de microondas

o MMW, se debe tener cuidado de producir un pequeño ruido de fase sólo por las señales

heterodinadas. Esto puede lograrse si las dos (o más) señales ópticas son coherentes en fase; A su

vez, esto puede realizarse si las diferentes señales ópticas de frecuencia se deducen de alguna manera

de una fuente común o están sincronizadas en fase con una fuente maestra. Los beneficios de este

enfoque son que supera el efecto de dispersión cromática y ofrece una flexibilidad en la frecuencia

ya que las frecuencias de algunos megahercios hasta la región terahercios son posibles. Para lograr

eso, se utiliza un modulador electroóptico o un láser sofisticado [76].

Figura 4-7 Esquema de heterodinación óptica.

Adaptado de [75].

La Figura 4-7 muestra un diseño típico de la heterodinación óptica. La intensidad del láser maestro

es modulada por la señal de referencia RF no modulada; Se generan varios armónicos de la señal de

referencia y consecuentemente se generan varias bandas laterales. El láser de referencia es bloqueado

por inyección por una de estas y la señal del láser por la otra, de tal manera que la diferencia de sus

frecuencias corresponde a la frecuencia del oscilador local de MMW. Y, en consecuencia, el campo

óptico generado por la señal del láser también es modulado por la señal IF portadora de información

[75].

4.1.4 Conversión hacia arriba y abajo (Up and Down Conversion)

En esta técnica, la señal de banda IF se transporta sobre fibra óptica en lugar de señal de banda RF.

El transporte de la señal óptica de banda IF está casi libre del efecto de dispersión de fibra, sin

embargo, la conversión de frecuencia eléctrica entre la banda IF y la MMW, requiere mezcladores de

F.O.

CO

BS RF Ref.

Láser

Maestro

Láser

Ref.

Señal

Láser

Mod.

Óptico

Mod.

IF

Fuente

Digital

Foto

-detector

57

frecuencia y un LO de MMW, resultando en costo adicional para la BS. Otra ventaja de esta técnica

es el hecho de que ocupa una pequeña cantidad de ancho de banda, lo cual es especialmente

beneficioso cuando el sistema se combina con DWDM [68].

4.1.5 Transceptor óptico

La estructura de BS más sencilla puede implementarse con un transceptor óptico tal como un

transceptor de electro-absorción (EAT). Sirve tanto como un convertidor O/E para el enlace

descendente y un convertidor E/O para el enlace ascendente al mismo tiempo. Dos longitudes de onda

se transmiten a través de una fibra óptica desde el CS a la BS. Uno de ellos para la transmisión de

enlace descendente es modulado por datos de usuario mientras que el otro para la transmisión de

enlace ascendente no está modulado, como se muestra en la Figura 4-8.

Figura 4-8 Transceptor de electro-absorción (EAT).

Adaptado de [75].

La longitud de onda no modulada es modulada por datos de enlace ascendente en la BS y retorna a la

CS. Es decir, se utiliza un EAT como fotodiodo para la ruta de datos y también como un modulador

para proporcionar una ruta de retorno para los datos, eliminando así la necesidad de un láser en el

sitio remoto. Este dispositivo ha demostrado ser capaz de funcionamiento dúplex completo en bandas

de MMW [84]. Un inconveniente es que sufre de problema de dispersión cromática. La Figura 4-8,

muestra un sistema RoF basado en EAT desarrollado en [85]. Se debe tener en cuenta que siempre se

necesitan dos longitudes de onda para la comunicación ascendente y descendente, y así el

funcionamiento dúplex completo es posible [75].

Osc. Local

MMW fdown

Datos

LD1 EAM

LD2

PD

fup

Osc. Local

MMW

Datos

λ1

λ2

Acoplador

3-dB

EAM

λ1, λ2

λ2

F.O. Downlink

F.O. Uplink

CO

BS fdown

fup

58

4.1.6 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas

milimétricas

La Tabla 4-1, resume las ventajas y desventajas de las técnicas descritas anteriormente [77].

Técnica Ventaja Desventaja

Modulación Externa Configuración simple.

Uso de láser de

realimentación distribuida

(DFB-LD).

Efectos de dispersión

de fibra.

Altas pérdidas por

inserción.

Respuesta no lineal.

Moduladores de alta

frecuencia.

Heterodinación óptica Modulación profunda

completa

Libre de efectos de

dispersión

No requiere Oscilador

Local de mm

Fuente de luz

complicada

Conversión Up-Down Modulación directa en IF

Libre de efectos de

dispersión

Requiere Oscilador

Local de MMW

Moduladores de alta

frecuencia.

Transceptor óptico Modulador/Fotodetector

simultáneo

Requiere modulación

WDM

Moduladores de alta

frecuencia.

Tabla 4-1 Comparación de técnicas de generación y transporte de ondas milimétricas.

Tomado de [77].

4.2 Técnicas de Multiplexación en sistemas RoF

En sistemas RoF principalmente se usan dos técnicas de multiplexación, la Multiplexación por

División de longitud de Onda (WDM) y la Multiplexación por división en subportadoras (SCM). A

continuación, se describen cada una de ellas.

59

4.2.1 Multiplexación por División de Longitud de Onda (WDM) en RoF

La aplicación de WDM en redes RoF tiene muchas ventajas incluyendo la simplificación de la

topología de red al asignar diferentes longitudes de onda a las BS individuales, lo que facilita las

actualizaciones de red, de servicio y proporciona una gestión de red más sencilla. Por lo tanto, WDM

en combinación con el transporte óptico de onda mm ha sido ampliamente estudiado [78],[79]. Una

disposición esquemática se ilustra en la Figura 4-9, donde por simplicidad, sólo se representa la

transmisión de enlace descendente. Se multiplexan señales ópticas de onda mm de múltiples fuentes

y se amplifica ópticamente la señal compuesta, se transporta sobre una única fibra y se demultiplexa

hacia cada BS. Además, se ha utilizado WDM denso (DWDM) aplicado a las redes RoF. Aunque un

gran número de longitudes de onda están disponibles en las modernas tecnologías DWDM, ya que

las bandas de ondas mm para redes RoF pueden requerir aún más BS´s, los recursos de longitud de

onda deben ser utilizados eficientemente [68].

Figura 4-9 Esquema de una combinación de transmisión DWDM y RoF.

Adaptado de [75].

Un aspecto complicado, es que el ancho espectral óptico de una única fuente óptica de onda mm

puede aproximarse o superar el espaciamiento de canal WDM. Por ejemplo, la Figura 4-10 muestra

un espectro óptico de señales RoF de onda mm DWDM con modulación óptica de doble banda lateral

Osc. Local

MMW

Datos LD1

LD2

LD3

MUX

EDFA

λ1

λ2

λn

DEMUX

λ1

λ1 λ2

λ1

λn

λ1

……

……

……

60

(DSB) en (a) y modulación de banda lateral única (SSB) en (b), donde asumimos que la frecuencia

portadora de la señal de onda mm es 60 GHz. La Figura. 8.10 (a) indica que, para transmitir un canal

de datos único a una banda de 60 GHz, se necesita más de 120 GHz de ancho de banda para la

modulación DSB. Además, desde un punto de vista de reducción de costes, es preferible utilizar la

asignación de canal de acuerdo con el esquema ITU debido a la disponibilidad de componentes

ópticos. Entonces, el espaciamiento mínimo del canal en este caso es 200 GHz [80]. En caso de

modulación SSB, esto es 100 GHz como se muestra en la Figura 4-10 (b). Para aumentar la eficiencia

espectral del sistema, se ha propuesto el concepto de intercalación de frecuencia óptica [80], [81].

Otro problema está relacionado con el número de longitudes de onda requeridas por la BS. Es

deseable utilizar una longitud de onda para soportar la operación de dúplex completo [68]. Se ha

propuesto una técnica de reutilización de la longitud de onda, que se basa en la recuperación del

portador óptico utilizado en la transmisión de señales en sentido descendente y en la reutilización de

la misma longitud de onda para la transmisión de señales en sentido ascendente [82].

Figura 4-10 Espectros ópticos de señales RoF de onda mm en DWDM de óptica convencional: (a) DSB y (b) SSB.

Adaptado de [75].

…… ……

200GHz

60GHz 60GHz

Portadora óptica

Bandas laterales

f

60GHz

100GHz Portadora óptica

Banda lateral única

a)

b)

Portadora óptica

61

4.2.2 Multiplexación por división en subportadoras (SCM)

En este tipo de sistemas RoF, el transporte de la información se realiza mediante un múltiplex en

frecuencia óptica de las señales a radiar posteriormente. Tradicionalmente, este tipo de sistemas de

transmisión RoF se denominan de Multiplexación por Subportadoras (SCM, Sub-Carrier

Multiplexing). En los sistemas RoF con SCM, la señal RF se modula en intensidad sobre una

portadora óptica, obteniendo en frecuencias ópticas una doble banda lateral alrededor de la portadora

óptica donde se sitúan modulados los diferentes canales del múltiplex de RF, de ahí su denominación

de subportadoras. La señal modulada ópticamente en intensidad por dispositivos electro-ópticos es

transmitida por fibra óptica hasta llegar al terminal final, donde se detecta directamente mediante un

foto-detector para su posterior radiación y distribución hacia el equipo de usuario final [83].

Figura 4-11 Sistemas RoF con transmisiones basadas en SCM.

Adaptado de [83].

En la Figura 4-11 se presenta un esquema típico de sistema RoF basado en SCM. Un número de

canales RF con frecuencias portadoras fi forma un múltiplex en frecuencia, el cual se modula en

intensidad mediante un modulador externo Mach-Zehnder. En la señal óptica se distingue entonces

una portadora óptica, generada por un láser, y bandas laterales donde se encuentra modulado

ópticamente el múltiplex de RF. Esta señal óptica se transmite entonces a través de un enlace de fibra

óptica, que habitualmente se corresponde con un sistema óptico de tipo PON. Finalmente, la señal

óptica se detecta mediante un foto-detector adecuado al ancho de banda óptica de la señal modulada

MUX

RF, f1

RF, f2

RF, fM

EDFA

….

Rx, fi

….

f1 f2 fM

…. ….

f1 f2 fM -f1 -f2 -fM

fopt

fopt

F.O. PON

Fotodetector Modulador MZ

fGHz

62

para realizar la conversión opto-eléctrica. Posteriormente, la señal eléctrica se amplifica y la fi del

múltiplex de RF transmitido se demodula de acuerdo al canal deseado.

En el esquema de la Figura 4-11 se incluyen los principales elementos para el transporte de señales

RF en sistemas RoF SCM: los elementos de conversión electro-óptica y opto-eléctrica, los láseres y

los enlaces de fibra óptica. Estos elementos, introducen determinadas limitaciones sobre los sistemas

RoF con SCM. La primera limitación la impone la atenuación de la fibra óptica, que se supera

mediante el uso de amplificadores ópticos de banda ancha, como los EDFA (EDFA, Erbium Doped

Fibre Amplifier) actuales. Otra limitación en los sistemas RoF viene impuesta por la fibra óptica,

debido a su dispersión cromática asociada y a los efectos de no-linealidad o efecto Kerr. En sistemas

digitales, estos efectos generan el ensanchamiento temporal de los símbolos y, por lo tanto, introducen

interferencia entre símbolos y aumentan la tasa de error. En sistemas analógicos con SCM, el efecto

de la transmisión en fibra óptica se traduce tanto en el llamado efecto de supresión de portadora como

en la distorsión por intermodulación. El efecto de supresión de portadora implica que, para ciertas

combinaciones de distancia de propagación en fibra óptica y frecuencia de modulación, no existe

transmisión de la señal modulada. Por ello, este efecto limita el producto distancia por ancho de banda

que caracteriza una fibra óptica. Cabe destacar que la no-linealidad de la fibra genera productos de

intermodulación no deseados que degradan la señal propagada en la fibra, lo cual constituye una

fuente de ruido para la transmisión óptica. En un sistema RoF basado en SCM, se ha de contabilizar

la existencia de diversas fuentes de ruido que degradan la calidad de la señal transportada, como son

los ruidos shot, térmico y el efecto de distorsión por intermodulación [83].

Para minimizar el efecto de la supresión de portadora, se han desarrollado técnicas como la

introducción de una modulación de fase residual en los moduladores externos, comúnmente conocida

como chirp, que permite incrementar el ancho de banda de modulación de la fibra [84]. También se

ha propuesto el uso de redes difractivas de Bragg, y de fibras compensadoras de la dispersión, que

implementan una dispersión inversa a la de la fibra óptica en transmisión. Por último, se ha estudiado

la transmisión en bandas de frecuencias intermedia, que evita la degradación debida a la dispersión

cromática de la fibra [83].

4.3 Modelos de Generación se señales para sistemas RoF

A continuación, se describen dos esquemas de generación de señal para sistemas convergentes usando

técnicas de la fotónica de microondas. El espectro de señal generada, corresponde a una señal

multiplexada en subportadora que transporta la señal combinada en banda base (BB) y radio

frecuencia (RF). Particularmente se presentan las técnicas de combinación directa en radiofrecuencia

en doble banda lateral y modulación diferencial [85].

4.3.1 Combinación directa en radio frecuencia

La combinación directa de la señal de RF multiplexada en subportadora es el método más directo

para la generación de señales en un sistema de radio sobre fibra. De forma directa las señales en banda

base y RF se mezclan en el dominio eléctrico usando un mezclador de microondas. Posteriormente,

63

la señal combinada se convierte al dominio óptico mediante un modulador MZM de control sencillo.

Las señales de banda base y RF utilizadas tienen la forma [69]:

dcBBBB VtVAtc )()( 1

(4.13)

(4.14)

En donde c(t) está conformada por una señal de información de banda base VBB(t) de amplitud A1 y

un voltaje DC VdcBB. Por otro lado, la señal de radiofrecuencia e(t) está conformada por una señal de

datos VDRF(t), con amplitud A2 [69]. La Figura 4-12 muestra la configuración para este esquema:

Figura 4-12 Generación de señales mediante combinación directa en el dominio RF utilizando un modulador MZM de un solo brazo.

Adaptado de [69].

En esta figura, debido a que solo se utiliza un brazo del modulador, la ecuación que describe el campo

de salida es [69]:

2exp

2cos

4)(

jEtE in

out

(4.15)

Donde ∆ϕ = ∆ϕ1.

)()( 2 tVAte DRF

64

La señal de información que se modula ópticamente está compuesta por las señales de banda base y

de radiofrecuencia definidas en (4.8), al sustituirla en (4.4) y reemplazando en (4.15) se obtiene el

campo eléctrico a la salida del modulador de la siguiente forma [69]:

2)(1

)()( 2)cos()()(

2cos

2)(

j

dc

dc

ee

RF

inout eV

Vttetc

V

EtE

(4.16)

Usando (4.13) y (4.14) se obtiene [69]:

2)(1

)(

21

)( 2)cos()()(

2cos

2)(

j

dc

dc

eeDRFdcBBBB

RF

inout eV

VttVAVtVA

V

EtE

(4.17)

Finalmente, se obtiene la expresión en términos de los índices de modulación tanto de la señal de

radiofrecuencia como de banda base [69]:

2)(1

)()( 2)cos()(

2)(

22cos

2)(

j

dc

dc

eeRFRFBBBBdcBB

RF

inout eV

VttVmtVmV

V

EtE

(4.18)

Donde mBB es el índice de modulación de la señal banda base y mRF es el índice de modulación de la

señal de radiofrecuencia [69].

Con este método de generación, el espectro óptico es de doble banda lateral con frecuencia central en

la longitud de onda del láser y con una separación de las bandas laterales equivalente a la frecuencia

RF. Esto pude provocar ciertas limitaciones debido al efecto de desvanecimiento por dispersión si la

detección de la señal multiplexada en subportadora se realiza directamente junto con la portadora

óptica. Por otro lado, el modulador MZ de control sencillo no permite controlar el chirp sobre la

modulación de banda base, ocasionando posibles problemas en redes de larga distancia con dispersión

acumulada y velocidades binarias de carga superiores a 10 Gb/s si no se realiza regeneración en los

nodos de la red. Por otro lado, la calidad de la señal de RF decrece al aumentar el índice de modulación

de la banda base ya que la modulación de la subportadora se hace en los extremos de la curva de

transferencia del modulador y al aumentar el índice de modulación de la banda base de la señal de

RF, se acerca cada vez más a los extremos de dicha curva de transferencia donde la respuesta es

menos lineal y, por lo tanto, la amplitud de dicha señal disminuye [85].

65

4.3.2 Modulación Diferencial

Una alternativa a la combinación directa en RF y posterior aplicación a un modulador óptico MZM,

es la modulación diferencial. Esta técnica se basa en el uso de un modulador con control doble, en el

cual cada entrada se utiliza separadamente para alimentar el dispositivo con la señal de banda base y

la señal de radio frecuencia. El esquema del generador se muestra en la Figura 4-13. Este sistema

presenta ventajas de simplicidad, robustez y solo utiliza un modulador óptico, lo cual evita la

necesidad de utilizar elementos de RF aparte de los mezcladores [85].

Figura 4-13 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación diferencial en doble banda lateral (DSB).

Adaptado de [85].

El campo a la salida del modulador está definido por [85]:

2cos

2exp

4

)()( 2121

jtE

tE inout

(4.19)

Para este sistema, las expresiones de las señales eléctricas suministradas a los puertos del modulador

son dadas por [85].

)()cos()()()(1 temttetV eeRF

(4.20)

66

)()()(2 tctV RF

(4.21)

Al igual que en el modelo anterior, la potencia óptica a la salida del modulador MZ tiene componentes

frecuenciales en todos los armónicos pares e impares de la subportadora )cos( eet . Sin embargo,

esta técnica presenta algunas de las limitaciones de la combinación directa de RF, tales como el

control limitado del chirp en las señales moduladas, la codificación de la señal de RF que resulta de

una modulación de doble banda lateral (DSB) con las consideraciones de desvanecimiento por

dispersión aplicables al esquema descrito previamente, y finalmente, la falta de control independiente

de los índices de modulación de la señal de banda base y radio frecuencia [85].

Cuando una señal está modulada en doble banda lateral (DSB), en la fibra óptica se produce el efecto

de supresión de portadora, debido a que cada una de las dos bandas laterales sufre un retardo diferente

respecto a la portadora óptica. Al realizar el batido en detección, la amplitud resultante es la suma de

las dos bandas, que depende del desfase relativo entre ellas. Si este desfase es de π radianes, existe

una interferencia destructiva que anula la señal recibida. El fenómeno de supresión de portadora es

una limitación importante en los sistemas DSB pues a determinadas longitudes no se recibe la señal

de forma adecuada. Una solución a esta limitación es cambiar la técnica de modulación, de modo que,

en lugar de transmitir las dos bandas laterales, sólo transmitamos una de ellas. Esta técnica es

conocida como banda lateral única (SSB).

Para obtener un sistema RoF de banda lateral única, dos frecuencias de RF se combinan

eléctricamente y se corren 90° entre sí antes de aplicarse a los dos brazos del modulador óptico. Las

dos copias de la señal de RF desplazada 90° en fase pueden expresarse de la siguiente manera:

)cos()()(1 eettetem

(4.22)

)sin()()(2 eettetem

(4.23)

Donde e(t) representa la banda de información, ωe(t) la frecuencia de la subportadora y αe representa

la fase de la señal. Por lo tanto, las expresiones que definen las señales eléctricas a la entrada del

modulador están dadas por:

eeRF ttetV cos)(2

1

2

1)()(1

)(2

1

2

1)( 1)(1 temtV RF

(4.24)

67

2

cos)(2

1

2

1)()(2

eeRF ttetV

eeRF ttetV sin)(2

1

2

1)()(2

)(2

1

2

1)( 2)(2 temtV RF

(4.25)

Usando la ecuación general de campo eléctrico a la salida del MZM en (4.7), las variaciones de las

fases en función de los voltajes aplicados en las ecuaciones (4.4) y (4.5); y valores estándar para VRF

y Vπ de: Vπ(RF) = 5, Vπ(dc) = 5 y V1(dc) = V2(dc) = 3.75, se obtiene la ecuación general que define

el campo eléctrico en la salida del modulador para una modulación óptica de banda lateral única:

2

3)()((

2

1

52

1cos))()((

252exp)(

2

1)( 2121

temtemtemtem

jtEtE inout

(4.26)

Nótese como el exponencial y el argumento del coseno son cero para una de las dos expresiones

em1(t) o em2(t) cuando hay una diferencia de 90° entre ellas, produciendo la modulación SSB.

La figura 4-14 muestra el esquema para la modulación diferencial de doble banda lateral.

Figura 4-14 Generación de señales multiplexadas en subportadora mediante modulación diferencial en banda lateral única (SSB).

68

4.4 Detección de señales en sistemas RoF

El proceso de detección de señales es un proceso esencial en la implementación de sistemas de radio

sobre fibra (RoF). Su principal función consiste en extraer de la señal compuesta por la señal banda

base y la señal de radiofrecuencia, la información de cada una de ellas para ser enviada a los sistemas

posteriores de procesamiento, tanto en la parte de la unidad óptica de red (UNU, Optical Network

Unit) en el lado del usuario final, como en el lado del terminal de línea óptica (OLT, Optical Line

terminal) en el nodo u oficina central (CO). Existen principalmente dos técnicas para separar señales

compuestas en banda base y radio frecuencia: la extracción basada en detección directa y el filtrado

óptico [85].

4.4.1 Detección Directa

En esta técnica, una fracción de la señal entrante a la ONU o a la OLT se intervienen mediante un

acoplador direccional para dividirla en dos ramas diferentes: una para detectar la banda base (BB) y

otra para detectar la señal de radio frecuencia (RF). Con el acoplador direccional, se extrae alrededor

del 50% de la señal de entrada, aunque existen también, sistemas capaces de extraer el 10% de la

señal de radio frecuencia [86]. En ambos casos, esta fracción de señal transporta una señal combinada

de tipo convergente, por lo tanto, en la rama de detección de la señal de RF, se ha de suprimir

electrónicamente la señal en banda base, mediante un filtro pasabanda centrado en la frecuencia de la

subportadora, obteniendo de esta forma solo a la subportadora RF. Posteriormente la señal filtrada se

puede aplicar a un diodo Schottky para detectar su envolvente o se puede mezclar con un tono a la

frecuencia de la subportadora. Cualquiera de estas dos técnicas permite bajar la señal de

radiofrecuencia a su banda base. No obstante, la utilización del diodo limita el sistema a la utilización

de bajas frecuencias de subportadora, es este contexto, la utilización de osciladores y mezcladores

construidos con tecnologías de integración monolítica permite escalar a frecuencias mayores de 15

GHz y tasas de transmisión mayores a 10 Gb/s [85].

El proceso de detección se completa mediante la amplificación eléctrica y un filtro basa bajo de la

señal resultante para eliminar potencia de ruido. La señal presente en la otra rama igualmente

transporta ambas señales, en este caso la señal de radio frecuencia se puede suprimir eléctricamente

mediante detección óptica de la señal entrante y posterior filtrado pasa bajo. En la Figura 4-15, se

muestra el esquema funcional de detección directa de señales convergentes usando un mezclador y

oscilador local [85].

En general, las desventajas de la técnica de detección directa están relacionadas con la penalización

en potencia producida por la extracción de una parte de la señal óptica de entrada a fin de detectar la

señal de RF y la escasa flexibilidad del sistema, ya que cualquier cambio en el valor de frecuencia de

la subportadora requiere un nuevo diseño de los circuitos de extracción de la señal de RF. Aún más

importante, es el efecto de supresión de portadora debido a la transmisión de la información modulada

en doble banda lateral a través de la extracción de un medio dispersivo y con posterior detección en

un fotodiodo [85].

69

Figura 4-15 Esquema de detección de señal convergente usando detección directa.

Adaptado de [85].

El campo eléctrico de la señal después de propagarse por un medio dispersivo es [85]:

))(exp()(exp))(exp()exp( 1100110 tjAjAtjAtjE ss

(4.27)

Donde, 0 es la frecuencia de portadora óptica, s es la frecuencia angular de la subportadora o señal

de RF, A0 representa la información de la señal banda base y A-1 y A+1 representa la señal de RF. φ-1,

φ+1 y φ0 corresponden a los desplazamientos de fase en el receptor, producidos por los leves cambios

de velocidad de fase a raíz de los efectos dispersivos de propagación en la fibra óptica [85].

En la ecuación (8.22) se definen las componentes de las señales convergentes transportadas,

correspondientes a una portadora óptica y dos bandas laterales con diferentes fases. En detección

directa, estas portadoras interactúan entre sí para recuperar las subportadoras. Sin embargo, debido a

la dispersión cromática las dos componentes tienen fases distintas a lo largo de la distancia de

transmisión, por lo tanto, el batido entre la portadora óptica y las bandas laterales, genera una

cancelación de la señal de radiofrecuencia cuando existe una diferencia de fase de π entre las dos

bandas laterales. De esta forma, la potencia total de las dos componentes de subportadora fluctúan de

acuerdo con la distancia de transmisión, generando el efecto de supresión de portadora que limita la

transparencia del sistema. En relación con las pérdidas en la fibra óptica, estas solamente contribuyen

con un factor constante en la respuesta en frecuencia [85].

Acoplador

90/10 o 50/50

Señal entrante

BB + RF

Banda Base + Radiofrecuencia

Amplificador

Amplificador

Filtro pasa bajo

Filtro pasa bajo Filtro pasa banda

Banda Base

Oscilador

f = Frecuencia subportadora

Señal de RF bajada a

Banda Base

70

4.4.2 Detección a través de filtrado óptico

Usando la técnica de filtrado óptico, la señal de RF se separa de la señal de BB en el dominio óptico,

lo cual trae consigo varias ventajas como [85]:

El receptor óptico para la señal de RF es simple, ya que no es necesario ningún procesamiento

adicional debido a que dicha señal se recupera directamente en banda base una vez pasa por

el detector óptico; además, el ancho de banda del receptor solo debe ser compatible con la

tasa de bits de la señal de RF.

Si la portadora óptica se elimina completamente desde el bloque de filtrado, no habrá efectos

de supresión de portadora y el sistema, por lo tanto, es tolerante a fallos; de este modo, no

hay desvanecimiento de subportadora provocados por la dispersión cromática.

Si las pérdidas de inserción del filtro son suficientemente bajas, la recuperación de la señal

de BB y RF se implementa con bajas penalizaciones en potencia, en comparación con la

técnica de detección directa.

El filtrado óptico permite reducir de forma considerable los efectos de diafonía producidos

entre las señales transportadas en una red convergente.

De forma general, el campo eléctrico de la señal óptica, después del filtrado óptico, se da en la

siguiente ecuación [85]:

))(exp())(exp()exp( 11110 tjAtjAtjE ss

(4.28)

Nótese que, a diferencia de la ecuación (8.22), en este caso no se tiene la componente de la señal

correspondiente a la señal BB [85].

Finalmente, la señal recibida contiene únicamente la información de la señal de radiofrecuencia y los

términos de supresión RF desaparecen. Solo se requiere un filtro pasa bajo para eliminar las

componentes que contienen el duplo de la frecuencia angular de la subportadora ( s2 ). Para separar

señales convergentes, se pueden diseñar varias configuraciones que hacen uso de dispositivos ópticos,

tales como redes de difracción de Bragg, filtros Fabry-Perot e Interferómetros Sagnac [85]. Dichos

dispositivos se describen a continuación.

4.4.2.1 Filtrado óptico con redes de difracción

Las redes de período corto o de reflexión, mejor conocidas como redes de rejilla de Bragg en fibra

(FBG, Fiber Bragg Grating), se definen así por su comportamiento como filtros que reflejan de un

haz de luz incidente de gran ancho de banda espectral, una porción específica llamada longitud de

onda de Bragg (λB) y transmiten, con un pequeño factor de atenuación, las longitudes de onda restante,

como se observa en la Figura 4-16. Por lo tanto, las características de filtrado de una FBG se

caracterizan mediante su respuesta en reflexión y su respuesta en transmisión [85].

71

Figura 4-16 Principio de operación de una red de difracción de Bragg.

Adaptado de [85].

En una rejilla de fibra el índice de refracción no es uniforme. Estas variaciones en el índice de

refracción de la fibra provocan la refracción de la luz, el llamado efecto Bragg. La dispersión de

Bragg no es exactamente igual al fenónemo de la difracción en una red de difraccion. Una red de

Bragg, como una rejilla de fibra, tiene la propiedad de reflejar selectivamente una banda de

frecuencias estrecha centrada en la longitud de onda de Bragg, λB. Esta longitud de onda es

proporcional al periodo de variación del índice de refracción, Λ, y al índice de refracción efectivo de

la guía de onda neff [85].

(4.29)

Las FBG no son de longitud infinita, por lo tanto, comienzan y terminan abruptamente. La

transformada de Fourier de una función de este tipo rectangular produce inmediatamente la función

seno, bien conocido, como su estructura de lóbulo lateral asociado con el espectro de reflexión; la

transformada de una función gaussiana, por ejemplo, es una función gaussiana, sin lóbulos laterales.

La supresión de los lóbulos laterales en el espectro de reflexión aumenta gradualmente el coeficiente

de acoplamiento con la penetración en la rejilla. Este fenómeno se llama apodización [85].

effB 2

Λ

Cubierta Núcleo

FBG

Señal incidente

Señal reflejada

Señal transmitida

λB

72

Hay muchas técnicas que se pueden utilizar para la modulación de amplitud del índice de refracción,

de manera que se logre el resultado final. Sim embargo, todas ellas se basan en un solo principio:

mantener la suma del cambio de índice efectivo y la amplitud de la modulación del índice de

refracción constante a lo largo de la rejilla. Algunas de las funciones más utilizadas para la

apodización son: coseno realzado, gaussiana, tangente hiperbólica, Blackman, Seno y Cauchy [85].

El chirp de una FBG define un período no uniforme a lo largo de su longitud. El chirp de una FBG

puede adoptar muchas formas diferentes: puede ser lineal, es decir, el período varía linealmente con

la longitud de la rejilla; puede ser cuadrático, o incluso puede tener saltos en el período. Una FBG

con chirp también puede llegar a tener un período que varía al azar a lo largo de su longitud, por

encima de una tendencia general. Las FBG con chirp han encontrado un lugar especial en las

comunicaciones y redes ópticas como un dispositivo de compensación de dispersión [85].

Una de sus principales características reside en la flexibilidad a la hora de conseguir diversas

respuestas espectrales. Para ello se pueden modificar varios parámetros físicos de su estructura, tales

como, longitud, apodización, chirp e índice de refracción.

La Figura 4-17. representa la respuesta de transmisión y reflexión de una red de difracción de Bragg

apodizada. Nótese en la traza continua la fuerte supresión de los lóbulos laterales y la alta selectividad

del filtrado de la FBG en la respuesta de reflexión alrededor de la frecuencia de resonancia del filtro,

es decir, la frecuencia de Bragg. Del mismo modo, en la respuesta de transmisión de la FBG mostrada

en la traza punteada, se puede mostrar la fuerte supresión que se impone a una señal alrededor de la

longitud de onda de Bragg. Se puede observar como la respuesta en transmisión y reflexión de la red

de difrección se produce no solo para esta longitud de onda, sino que se extiende en un ancho de

banda alrededor de la misma que depende de la amplitud de la perturbación del índice y su longitud

[85].

Figura 4-17 Respuesta de filtrado en transmisión y reflexión de una red de difracción de Bragg apodizada.

Tomado de [85].

73

En la configuración mostrada en la Figura 4-18, la separación de la señal de BB y RF se puede realizar

por medio de la combinación de una red de difracción y un circulador óptico. En este contexto la

señal entrante al dispositivo receptor (OLT o UNU) se dirige a la FBG a través del circulador. La

FBG cuya frecuencia central corresponde a la frecuencia portadora de la señal entrante, refleja dicha

señal mientras que las subportadoras que transportan la señal de radiofrecuencia pasan a través de la

FBG debido a la respuesta propia del filtro. Es importante resaltar que el valor de la señal de

radiofrecuencia o subportadora impone ciertos requerimientos al ancho de banda de la FBG, ya que

entre menor sea dicho valor, menor debe ser el ancho de banda del filtro y por lo tanto menor será la

característica de rechazo que posea [85].

El esquema de filtrado debe garantizar que la banda base residual en el espectro extraído de la señal

de RF presenta una supresión superior a los 35 dB a fin de obtener un procesamiento libre de errores.

Un aspecto clave en esta configuración radica en que la señal de banda base no debe distorsionarse

cuando se refleja en la red de difracción; por lo tanto, el filtro debe satisfacer los requerimientos de

ancho de banda y rizado de retardo de grupo adecuados a la tasa de transmisión de la señal banda

base (alrededor de 25 ps para 10 Gb/s). Además, para obtener buena eficiencia de potencia, el filtro

debe ser los suficientemente fuerte para reflejar la mayor parte del espectro que contiene la señal en

BB y aún ser más fuerte para suprimir la portadora óptica y obtener una señal de RF limpia [85]. Lo

anterior se muestra en la Figura 4-18.

Figura 4-18 Esquema básico de extracción de señal de RF usando redes de difracción de Bragg.

Adaptado de [85].

4.4.2.2 Filtrado óptico usando un interferómetro de Sagnac

La configuración de esta técnica se muestra en la Figura 4-19. En este caso la señal de entrada es la

misma que se describió en el apartado anterior. El filtro en este caso, se realiza por medio de un bucle

de fibra con un segmento de fibra mantenedora de polarización dentro de la cavidad [85].

La configuración de este filtro, hace que sea periódico en frecuencia, lo cual permite la extracción de

múltiples canales de RF de un flujo de señales WDM al mismo tiempo que la BB se mantiene intacta.

Con esta configuración se llegan a tener valores de hasta 15 dB de rechazo a la frecuencia central.

74

Debido a la configuración Sagnac, el anillo es independiente de la polarización, tanto para la respuesta

en amplitud, como para la respuesta en fase [85].

Figura 4-19 Esquema de señal de extracción de RF basado en un interferómetro de Sagnac.

Adaptado de [85].

La Figura 4-20, muestra la función de transferencia correspondientes a las dos salidas del

interferómetro con una constante de acoplamiento de 0,5 [85].

Figura 4-20 Función de transferencia normalizada de transmisión y reflexión de un interferómetro de Sagnac.

Tomado de [85].

75

En general, el interferómetro de Sagnac tiene, sin embargo, a pesar de ser un sistema de bajo costo,

ciertas desventajas como [85]:

Requiere un cuidadoso diseño del acoplador 2X2, ya que se requiere una constante de

acoplamiento de 0,5.

No es un sistema muy flexible, ya que el cambio de frecuencia subportadora, obliga a

rediseñar el filtro.

Se basa en efectos de interferencia balanceada en una cavidad de fibra, de esta manera,

requiere un extremo cuidado en el manejo de la estructura, además de estabilización contra

variaciones ambientales externas.

4.4.2.3 Filtrado óptico usando un filtro Fabry-Perot

La estructura del filtro Fabry-Perot (FFP), también es de tipo interferométrico y se basa en una

cavidad de dos espejos de reflectividad (R), en la que se producen múltiples reflexiones, obteniendo

a la salida la suma de múltiples contribuciones con un retardo correspondiente al tiempo de ida y

vuelta dentro de la cavidad. Como consecuencia de la suma coherente de las contribuciones

anteriores, se obtiene una respuesta en frecuencia de tipo periódico, en la que las bandas de paso o

resonancia se corresponden con las frecuencias de paso de la señal de entrada para las que las

múltiples aportaciones retardadas se han sumado constructivamente. La función de transferencia del

filtro se puede expresar en función de la reflectividad de los espejos (R) y de la atenuación de la

cavidad (A), como se muestra en la siguiente ecuación [85]:

FSR

fRsenR

RAT f 22

2

41

1

(4.30)

Donde f es la frecuencia en la que se encuentra situada la resonancia en consideración. La separación

frecuencial entre dos resonancias contiguas se conoce como rango espectral libre (FSR, Free Spectral

Range) y viene dado por la ecuación [85]:

nL

cFSR

2

(4.31)

Donde c es la velocidad de la luz en el vacío y n es al índice de refracción de la cavidad en fibra. La

relación entre el rango espectral libre del filtro y el ancho de la resonancia, da una idea del número

de canales que pueden ser seleccionados por el filtro. Esta relación se conoce como finura del filtro

(F) y está definida por la ecuación [85]:

R

RF

1

(4.32)

76

El ancho de banda a -3dB (Δf), está relacionado con la finura del filtro por la ecuación [85]:

F

FSRf

(4.33)

En la Figura 4-21, se representa la función de transferencia del filtro Fabry-Perot con las

características mencionadas previamente. Se incluye la respuesta para varios valores de R a fin de

comprobar el comportamiento del ancho de banda de paso cuando la reflectividad cambia [85].

Figura 4-21 Respuesta en transmisión del filtro Fabry-Perot en función de la reflectividad del filtro.

Tomado de [85].

De esta forma, una reflectividad alta (R=0,8) genera bandas de paso estrechas y una reflectividad baja

(R=0,2), bandas de paso espectralmente anchas. A continuación, se describe el uso de un filtro de

corte muy estrecho provisto por la reflectividad de un filtro FFP, el cual permite borrar las bandas

laterales superiores e inferiores de la señal convergente. La resonancia periódica complementaria de

la función de transmisión del FFP, se emplea para permitir el paso de solamente las bandas laterales,

cancelando de esta forma la portadora óptica. El esquema se muestra en la Figura 4-22. El principal

problema de esta configuración es que las dos bandas laterales ópticas de la señal banda base y de la

señal de RF se encuentran a ambos lados de la portadora óptica. De esta forma para extraer la RF

ambas subportadoras se deben filtrar, lo cual requiere que el FSR del filtro sea exactamente igual a la

separación de las dos bandas laterales; de esta manera, el filtro debe presentar unas características de

filtrado de banda estrecha para que la banda base no se vea afectada [85].

77

Figura 4-22 Extracción óptica de señal de RF usando un filtro Fabry-Perot.

Adaptado de [85].

Para superar este problema y disminuir los requerimientos en el diseño del filtro, se recomienda el

uso de la modulación de banda lateral sencilla (SSB, Single Side Band) para transportar la señal de

RF, de manera que una simple banda lateral esté presente en la señal compuesta y se elimine la

restricción en el FSR (Free Spectral Range) del filtro. El sistema tiene una ventaja importante que

está relacionada con la tolerancia de la dispersión debido al uso de una modulación de banda lateral

única (SSB), pero que, a la vez, presenta un inconveniente referido al diseño un poco más elaborado

en el sistema generador de la señal convergente; además, cualquier desbalanceo en la modulación en

cuadratura generará diafonía debido a la existencia de potencia residual en una de las bandas [85].

Otra propuesta usando un FFP como filtro para señales convergentes se basa en la sintonización de

su frecuencia de resonancia, de manera que esta coincida con las frecuencias de la Unión Internacional

de Telecomunicaciones (ITU); de este modo, las portadoras ópticas que transportan la BB, se

transmiten a través del filtro, mientras que las señales de RF en doble banda lateral se reflejan. Con

este modelo de filtrado, el FSR corresponde con la separación existente entre las dos bandas laterales

de la señal de RF [85].

4.4.3 Receptores ópticos coherentes basados en procesamiento digital de

señales

Los enlaces RoF que modulan la fase (PM) requieren un receptor óptico coherente combinados con

módulos de Procesamiento Digital de Señales (DSP) para la detección y la demodulación de señales

lineales. La detección coherente en sistemas ópticos ha sido demostrada para realizar la demodulación

de señales lineales de MMW, codificada sobre la fase de una portadora óptica [9]. Las principales

ventajas ofrecida por los sistemas RoF-PM con detección coherente sobre los sistemas RoF IM/DD

son [74]:

78

1) Mayor rango dinámico libre de espurios (SFDR, larger spur-free dynamic range), el cual

describe la relación entre la amplitud de la frecuencia fundamental generada y la amplitud de

la armónica más prominente.

2) Transmisión óptica de datos con mayor eficiencia espectral en formatos avanzados de

modulación.

3) Mayor ancho de banda y selectividad del canal.

4) Menores requerimientos en la potencia de la señal de transmisión.

Los receptores coherentes basados en Procesamiento Digital de Señales (DSP) reconstruyen la señal

de RF transmitida a partir de la fase óptica de la portadora, para luego realizar la demodulación [74].

En la Figura 4-23, se muestra un esquema de un receptor digital coherente para sistemas RoF-PM.

Figura 4-23 Receptor Digital Coherente para sistemas RoF-PM.

Tomado de [74].

Las principales ventajas de los receptores digitales coherentes comparado con los receptores

tradicionales son: 1) costo efectivo y de tamaño reducido, 2) compensación adaptiva de las

imperfecciones del canal en el dominio electrónico usando técnicas de procesamiento de señales, 3)

versatilidad en el diseño y robustez en la operación, lo cual permite diferentes formatos usando el

mismo hardware en el receptor [87].

4.5 Tecnología de Radio sobre Fibra (RoF)

La tecnología de radio sobre fibra (RoF) permite ofrecer conectividad de manera flexible y con

grandes anchos de banda, manteniendo una alta disponibilidad de la red y permitiendo lograr altos

niveles de servicio. RoF es una tecnología que integra las ventajas de las redes de fibra óptica con las

79

de las redes inalámbricas, permitiendo el acceso de alta velocidad con una relación beneficio/costo

muy alto para los servicios de telecomunicación que se ofrecen en lugares apartados de las grandes

urbes o con densidad poblacional baja. Con el fin de lograr configuraciones de sistemas de RoF cada

vez más eficientes, se busca aumentar la distancia en el transporte sobre fibra óptica sin tener que

utilizar etapas de amplificación. Una de las estrategias que se adoptan para lograr esto es aumentar la

potencia de transmisión; sin embargo, cuando esto se hace aparecen problemas de dispersión

cromática (CD) y dispersión por el modo de polarización (PMD). Estos problemas pueden ser

mitigados usando multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM), la cual ha sido

implementada en los sistemas de RoF mostrando una alta eficiencia espectral y resistencia a la

dispersión cromática y de tipo PMD. La modulación OFDM ha sido ampliamente utilizada en

sistemas de acceso inalámbrico como WiMax y 4G-LTE [88].

La característica principal de un sistema de RoF es la presencia de enlaces ópticos que transmiten

señales de RF moduladas. El esquema de transmisión determina la complejidad y el costo de la

implementación. En los diseños de sistemas de RoF para el canal ascendente y descendente se debe

asegurar la reducción de costos, y es necesario emplear la configuración adecuada de los componentes

de RoF que dependen directamente de la frecuencia de la portadora, la modulación, el ancho de banda,

el medio, entre otras variables. Las frecuencias típicas de portadora de los sistemas de comunicación

inalámbrica clásicamente implementados como las redes de celular actuales, están alrededor de los 3

GHz, sin embargo, con el fin de aumentar la eficiencia espectral y de disminuir las pérdidas por

congestión del espectro, los sistemas típicos de RoF utilizan portadoras de más alta frecuencia, en la

banda de las ondas milimétricas (MMW), donde se hace esencial el uso de moduladores externos. En

los sistemas RoF la información es mapeada usando modulaciones multinivel en fase (m-PSK) ó en

cuadratura (m-QAM). Posteriormente, la información es modulada para luego ser entregada al láser.

[88].

Para el desarrollo de sistemas que trabajen en bandas de MMW se presentan problemas como, por

ejemplo, el costo de los equipos electrónicos utilizados y el aumento de las estaciones base (BS, base

station) que deberían implementarse. Además, la transmisión de señales de MMW necesita mayor

potencia, debido a las altas pérdidas en el medio inalámbrico, lo cual genera inconvenientes en la

implementación [74]. Las ventajas de usar la fibra óptica como medio para transmitir señales de

MMW consiste en su inmunidad a las interferencias electromagnéticas, la gran capacidad de

transmisión, pérdidas en la propagación entre los 0,2-0,5 dB/km, dependiendo del tipo de fibra

utilizada, y la longitud de onda de operación, siendo estos valores muy bajos con respecto al cobre y

el aire [89]. Por otra parte, los sistemas RoF que operan en la banda MMW requieren de celdas

pequeñas debido a la corta distancia de propagación [90]. La convergencia de las comunicaciones

inalámbricas y los sistemas de fibra óptica se han convertido en una técnica prometedora para proveer

servicios de acceso inalámbrico de banda ancha, en un rango de aplicaciones que incluyen soluciones

en redes de acceso, en extensión de la cobertura y de la capacidad en las redes de radio. En este

sentido, los sistemas RoF proporcionan la sinergia adecuada entre la óptica y la radio, lo cual permite

la fusión de estas tecnologías, que han sido fundamentales en el avance de las telecomunicaciones,

en las que las redes de acceso inalámbrico y de fibra están requiriendo de actualizaciones, con el fin

de responder al aumento exponencial de la demanda de ancho de banda de las sociedades modernas

de la información. Se espera que la próxima generación de redes de acceso garantice la disposición

de servicios de banda ancha, y aplicaciones multimedia a los usuarios finales en cualquier momento

y lugar [74].

80

4.5.1 Arquitectura de Sistemas RoF que operan en la banda de las MMW

Los sistemas de RoF transmiten señales de radio a través de la fibra óptica directamente hasta la BS.

Cuando existen varias BS, un dispositivo pasivo, conocido como divisor (splitter) [91], divide la señal

a las BS, como se observa en la Figura 4-24.

Figura 4-24 Sistema de radio sobre fibra para aplicaciones móviles.

Tomado de [74]

Una de las ventajas más importantes de la tecnología RoF es la habilidad de concentrar lo más costoso

del equipo de alta frecuencia en un lugar central u oficina central (CO, Central Office), lo cual permite

la instalación del equipo restante en un lugar distante, debido a su sencillez, bajo peso, tamaño

reducido y bajo consumo de potencia [91]. Entre otras ventajas adicionales se destaca el gran ancho

de banda que proporciona la fibra en el transporte de señales de radiofrecuencia (RF). También el

aumento de la flexibilidad operacional y el potencial para reutilizar o compartir entre una cantidad

determinada de usuarios los servicios implementados. Con los sistemas de RoF, las BS solo son

utilizadas para realizar la conversión opto-eléctrica, por lo que su configuración es más simple e

independiente del protocolo y del formato de modulación [92]. La implementación y uso de servicios

basados en IP se lleva a cabo más frecuentemente, con conexiones de forma inalámbrica, donde los

usuarios finales por medio de sus teléfonos inteligentes acceden a internet y usan algún tipo de

servicio [93]. En la Figura 4-25, se muestra una red heterogénea de banda ancha para diversos

servicios.

Para tener uniformidad en la cobertura, los sistemas inalámbricos se configuran en un sistema de

antenas distribuidas (DAS, Distributed Antennas System). Su implementación es un método común

para extender la cobertura inalámbrica desde múltiples BS para múltiples ubicaciones [94]. Los

sistemas RoF están diseñados para desempeñar funciones de sistemas de radio, además de funciones

de transporte y movilidad. Todas estas funciones incluyen modulación de datos, procesamiento de la

señal y conversión de frecuencia [74].

81

Figura 4-25 Redes de acceso heterogéneas de banda ancha.

Tomado de [74]

4.5.2 Evolución y tendencia de la tecnología RoF

Los usuarios finales de las redes inalámbricas y cableadas están demandando grandes volúmenes de

información a elevadas velocidades. En este escenario, los sistemas basados en RoF y de fibra hasta

el hogar (FTTH, Fiber to the Home) son los candidatos más prometedores para dar soporte a estos

requerimientos de las redes de acceso. Las redes de acceso de próxima generación progresan hacia la

convergencia de servicios cableados e inalámbricos, con el objetivo de ofrecer eficientemente

servicios de gran ancho de banda a bajo costo. Los sistemas RoF lideran el progreso de las redes de

acceso mediante los avances significativos en aspectos como: el incremento en la capacidad de

transmisión y el ancho de banda, así como la disminución de los costos de las redes fijas y móviles

[95]. En esta red de configuración híbrida hay un punto clave en el éxito de su operación que consiste

en la generación y la transmisión de señales a alta velocidad en modo cableado o inalámbrico de

manera simple y confiable.

En los últimos años se ha observado el gran avance de las aplicaciones multimedia. Este hecho ha

estimulado el desarrollo de sistemas de comunicación inalámbrica a altas velocidades, para la

provisión de servicios con la misma capacidad de transmisión de las redes cableadas. Por esta razón,

se empezó a estudiar nuevas regiones del espectro, debido a que la alta demanda en la tasa de

transmisión produjo una congestión en las bandas actuales. Este suceso resultó en un gran interés de

la comunidad científica por investigar en los temas referentes a la generación y transmisión de señales

de onda milimétrica [74].

Hace casi dos décadas se empezaron a estudiar los sistemas de RoF con MMW, pero estos no

modulaban la señal de MMW dentro de la portadora óptica en la fibra, por lo que se necesitaba una

BS compleja para la conversión [96]. El uso de señales de radio sobre fibra en sistemas de antenas

distribuida (DAS) desplaza el procesamiento electrónico de la antena a un punto central (CO, Central

82

Office), abriendo nuevas oportunidades en la creación de redes híbridas. Cambiar la ubicación de los

equipos significa que la capacidad ahora se puede reasignar a cualquier punto de la red, en lugar de

ser fijada por el equipo que se instala en una BS particular [74].

Otro de los aspectos importantes que se tienen en el área de la RoF es poder tener unidades de antenas

remotas (RAU, Remote Antenna Units) que puedan cubrir múltiples bandas facilitando su

distribución. En este escenario se podrían implementar esquemas de asignación dinámica de ancho

de banda, con el fin de proporcionar eficientemente el ancho de banda a los usuarios finales, los cuales

cambian dinámicamente su demanda de acuerdo con los servicios requeridos en diferentes instantes

y lugares. De esta manera, este tipo de redes ofrece una ventaja adicional basada en la posibilidad de

cambio de capacidad asignada, la cual puede variar en la red de acuerdo con las densidades de tráfico

y las demandas de los usuarios [90].

El gran ancho de banda óptico ofrecido por la fibra permite el procesamiento de señales a alta

velocidad que podría ser más difícil de hacer en sistemas electrónicos; por ejemplo, el filtrado de

señales de MMW se puede lograr convirtiendo la señal eléctrica a óptica y realizar el filtrado usando

componentes ópticos. No obstante, el gran problema al transmitir señales de MMW sobre fibra óptica

es la degradación de la señal debido a la dispersión de la fibra. Una de ellas, la dispersión cromática,

es el fenómeno más relevante que afecta estos sistemas, ya que causa la interferencia inter-símbolo

(ISI, Inter-symbol Interference), debido al ensanchamiento temporal de los pulsos en el receptor [97].

Este fenómeno depende de las componentes espectrales de la fuente de luz, de la frecuencia de la

portadora y la longitud de la fibra. Los sistemas inalámbricos de MMW con canales de ancho de

banda por encima de los 10 GHz podrían fácilmente proveer capacidades multi-Gbps, incluso con

formatos de modulación simples como ASK o QPSK. La banda ubicada en el rango de los 75 y 110

GHz, denominada banda W, es de interés particular, debido a que presenta una ventana de transmisión

más amplia, con pérdidas mínimas de propagación, y sería más adecuada para aplicaciones multiGbps

en exteriores en un futuro cercano [98].

Los principales retos de los sistemas fotónicos basados en MMW son: mejorar el desempeño de los

dispositivos que los integran, adaptar estos sistemas a la región espectral de operación, aumentar la

eficiencia de conversión de los dispositivos opto-electrónicos e incrementar su rango dinámico,

compensar las dispersiones de la fibra, y a su vez, reducir los costos de estos avances tecnológicos.

Se espera que la tecnología RoF pueda proveer una arquitectura que soporte múltiples servicios y

estándares de radio, que sea flexible y confiable, con BS cada vez más simplificadas [74].

83

5 Diseño de arquitectura de transporte óptico de

señales de MMW

5.1 Caracterización de esquemas RoF y comportamiento frente

al cambio de frecuencia

En la siguiente sección se proponen dos arquitecturas básicas de transporte de señales de Radio

frecuencia sobre fibra (RoF). Para la caracterización de la respuesta en frecuencia en el segmento de

las ondas milimétricas, se proponen dos esquemas de configuración:

5.1.1 Esquema 1

El primer esquema para la transmisión de la señal en las bandas de las ondas milimétricas (MMW),

lo constituye un generador binario con una tasa de bit de 1Gb/s, un codificador de pulsos NRZ, un

modulador eléctrico de amplitud cuyo parámetro de variación frecuencia de operación se configura

entre 12GHz hasta 60GHz, en pasos de aumento de 6GHz; un láser con frecuencia de operación en

193,1THz; un modulador óptico externo Mach-Zehnder al cual se conecta la señal óptica del láser y

la señal de RF del modulador eléctrico. Entre el transmisor y el receptor, se propone usar un tramo

de fibra óptica monomodo de 10 km de longitud con una atenuación de 2 dB/km. En el receptor se

utiliza un Fotodetector PIN, el cual convierte la señal óptica a eléctrica, un filtro pasa banda

sintonizado a la frecuencia del modulador eléctrico con un BW de 1.5GHz (1.5*Bit rate Hz); un

demodulador eléctrico de amplitud, igualmente sintonizado a la frecuencia del modulador, con una

frecuencia de corte (Cutoff frecuency) de 750MHz (0.75*Bit rate Hz); finalmente, un regenerador de

señal a la salida del demodulador. El esquema antes descrito se ilustra en las figuras 5-1 y 5-2 para el

transmisor y receptor respectivamente.

Figura 5-1 Transmisor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el esquema 1.

MZM

Generador

de Bits

1Gbps

Generador

de pulsos

NRZ

Modulador de

amplitud (GHz)

193.1 THz F.O. 20Km Hacia el Rx

Láser

F.O. 10km

Tx

84

Figura 5-2 Receptor RoF de ondas milimétricas con variación de frecuencia portadora en el

esquema 1.

La Figura 5-3, representa el esquema antes mencionado, simulado en el software OptiSystem. Se

muestrean las señales con analizadores de espectro óptico y eléctrico y de diagrama de ojo en

diferentes partes de la configuración. En esta gráfica se muestra la frecuencia inicial de barrido en

12GHz.

a)

Demodulador

de amplitud

12GHz

F.O. 10km Fotodetector BPF

Analizador

de BER

Desde el Tx

Rx

Regenerador

de señal

Analizador

Espectro 1

Analizador

Espectro 2

85

b)

Figura 5-3 Simulación del esquema 1: a) Transmisor RoF, b) Receptor RoF de ondas milimétricas.

5.1.1.1 Comportamiento del Esquema 1 frente a la variación de frecuencia

A continuación, se muestran los resultados de la simulación en pasos de variación de frecuencias de

6 GHz a partir de 12 GHz y hasta 84 GHz, lo anterior con el fin de realizar la caracterización del

comportamiento del Esquema 1 frente al cambio de la frecuencia portadora. Para ello, en las

siguientes figuras, se muestran los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama de ojo del

esquema a las diferentes frecuencias en el receptor. En el diagrama de ojo se puede apreciar el factor

de calidad (Q) obtenido, al igual la tasa de bits errados (BER) para esta portadora.

Portadora = 12GHz: La Figura 5-4 muestra los espectros ópticos y eléctricos, junto con el diagrama

de ojo del esquema a la frecuencia de 12 GHz obtenidos en la simulación.

a) b)

86

c) d)

Figura 5-4. a) Espectro óptico después del modulador MZ en el Tx; b) Espectro eléctrico después del

Fotodetector PIN en el Rx; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo

para la portadora de 12GHz en el Rx.

Se puede apreciar a la salida del MZM en el transmisor, el espectro óptico con la portadora óptica y

sus armónicos, en el receptor, el espectro eléctrico después de la fotodetección y el filtrado y

finalmente, el diagrama de ojo con la información del factor de calidad (Q) y la tasa de bits errados

(BER). En las siguientes frecuencias de barrido se pueden observar los mismos parámetros.


de ojo del esquema a la frecuencia de 18 GHz.

a) b)

87

c) d)

Figura 5-5 a) Espectro óptico después del modulador MZ; b) Espectro óptico después del Fotodetector

PIN; c) Espectro eléctrico después del filtro pasa banda y d) Diagrama de ojo para la portadora de

18GHz.



a) b)

88

c) d)



24GHz.



a) b)

89

c) d)



30GHz.



a) b)

90

c) d)



36GHz.

Con el fin de no hacer tan extensa esta sección, para las siguientes frecuencias solo se ilustra el

diagrama de ojo obtenido para cada una de ellas, de donde se aprecia el factor de calidad (Q) y la tasa

de bits errados (BER).

Portadora = 42GHz: La Figura 5-9 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de 42

GHz.

Figura 5-9 Diagrama de ojo para la portadora de 42GHz.

91


GHz.



GHz.


92


GHz.



GHz.


93

Portadora = 72GHz: La Figura 5-14 muestra el diagrama de ojo del esquema a la frecuencia de

72GHz.



78GHz.


94


84GHz.


Una vez barridas todas las frecuencias de espectro a usar para este esquema de transporte RoF, se

muestra una tabulación de los datos obtenidos con el propósito de ver el comportamiento tanto del

factor de calidad (Q), como de la tasa de bits errados (BER) para cada frecuencia. La tabla 5-1,

muestra el comportamiento de Q y BER frente a la frecuencia. Se adiciona una columna con los

valores de inverso aditivo del logaritmo del BER, para efecto de escalas en la gráfica.

Esquema 1

Frecuencia

(GHz)

Factor de

calidad (Q)

Tasa de Bits

Errados (BER) "-Log(BER)"

12 20,67 3,17E-95 94,5

18 0 1 0,0

24 0 1 0,0

30 0 1 0,0

36 0 1 0,0

42 12,91 1,81E-38 37,7

48 25,26 4,33E-141 140,4

54 26,93 5,05E-160 159,3

60 28,73 6,59E-182 181,2

66 12,58 1,26E-36 35,9

72 12,92 1,62E-38 37,8

95

78 2,33 9,64E-03 2,0

84 4,25 1,04E-05 5,0


portadora para el esquema 1.

En la anterior tabla se resalta en color amarillo las frecuencias en donde el comportamiento del Q y

el BER fueron buenos. Por el contrario, los resaltados con anaranjado, son resultados malos o poco

satisfactorios.

En las siguientes figuras, se muestran las gráficas del comportamiento del factor de calidad (Q) y la

tasa de bits errados (BER) frente a la variación de la frecuencia.

En la Figura 5-17, se muestra la gráfica del comportamiento del factor de calidad (Q) vs la frecuencia

de la portadora de acuerdo con la tabla 5-1.

Figura 5-17 Comportamiento del factor de calidad (Q) vs la frecuencia para el esquema 1.

En la Figura 5-18, se muestra la gráfica del comportamiento de la tasa de bits errados (BER) versus

la frecuencia de la portadora de acuerdo con la tabla 5-1. Para ello, se grafica el inverso aditivo del

logaritmo de los valores del BER, -log(BER), junto con un valor de referencia, en este caso, una tasa

mínima de BER de 1X10-9, cuyo inverso aditivo de su logaritmo es: –log[1X10-9] = 9.

0

5

10

15

20

25

30

35

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

Fact

or

de

calid

ad (

Q)

Frecuencia (Hz)

Q vs f(GHz)

96

Figura 5-18 Comportamiento del BER vs la frecuencia para el esquema 1.

De los anteriores resultados, obtenidos de la simulación del esquema 1, podemos concluir que la

variación de frecuencia de RF afecta la calidad de la señal en el receptor de manera no lineal, dando

buenas prestaciones en las frecuencias de 12, 42, 48, 54, 60 y 72 GHz, para las demás frecuencias

probadas el desempeño es deficiente debido a la transmisión de la portadora, la cual produce una

interferencia destructiva a estas frecuencias y distancia de detección establecida en el esquema.

A continuación, se propone un segundo esquema en el cual se pretende mejorar el desempeño del

esquema uno, usando en el receptor un filtro de supresión de portadora óptica.

5.1.2 Esquema 2

El esquema dos, es similar en el transmisor al esquema uno, luego del tramo de fibra óptica, en el

receptor, se introduce un filtro supresor de portadora, cuya función es eliminar la portadora óptica y

dejar pasar solo las bandas laterales, con un ancho de banda de 5GHz; un foto-detector que convierte

la señal óptica en eléctrica; luego un filtro pasa bajo, que dejará pasar la señal en Banda Base con una

frecuencia de corte de 750MHz (0.75*Bit rate Hz) y finalmente un regenerador de señal al cual se

conecta el analizador de diagrama de ojo.

La Figura 5-19, muestra el diagrama del receptor para el esquema dos.

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

200

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

-lo

g(B

ER)

Frecuencia (GHz)

-log(BER) vs f(GHz)

"-Log(BER)"

"-log (1E-9)"

97

Figura 5-19 Receptor RoF de ondas milimétricas con filtración de portadora óptica en el esquema 2.

La implementación de este esquema en Optisystem, se muestra en la Figura 5-20.

Figura 5-20 Simulación del receptor RoF de ondas milimétricas en el esquema 2.

5.1.2.1 Comportamiento del Esquema 2 frente a la variación de frecuencia

Nuevamente llevamos a cabo el barrido en las diferentes frecuencias entre 12 y 84 GHz.



F.O. 10km Fotodetector Filtro óptico

Bessel Invertido

Analizador

de BER

Desde el Tx

Rx

Regenerador

de señal

Analizador

óptico

Analizador

Espectro 1

Filtro Bessel

Pasa bajo

Analizador

Espectro 2

98

a) b)

c) d)



Bessel; d) Diagrama de ojo a la salida del regenerador de señal para la portadora de 12GHz.

Se observa ahora en el espectro óptico a la salida del filtro invertido tipo Bessel, como se suprime la

portadora óptica de 193.1 THz. Esto evitará el efecto de interferencia destructiva a ciertas frecuencias

como se podrá observar para el barrido de las frecuencias en el espectro de las ondas milimétricas.

En el espectro eléctrico después del Fotodetector se observa la portadora modulada de 12GHz y sus

armónicos en frecuencias múltiplos de esta, también se aprecia el espectro de RF a la salida del filtro

pasa bajo, con la banda base recuperada y finalmente en el analizador de BER el factor de calidad Q

y la tasa de bits errados.



99

a) b)

c) d)






100

a) b)

c) d)






101

a) b)

c) d)






102

a) b)

c) d)




Nuevamente, con el fin de no hacer tan extensa esta sección, para las siguientes frecuencias solo se

ilustra el diagrama de ojo obtenido para cada una de ellas, de donde se aprecia el factor de calidad

(Q) y la tasa de bits errados (BER).

103


GHz.



GHz.


104


GHz.



GHz.


105


GHz.



GHz.


106


78GHz.



84GHz.


De nuevo, una vez barridas todas las frecuencias de espectro a usar para este esquema de transporte

RoF, se muestra una tabulación de los datos obtenidos con el propósito de ver el comportamiento

tanto del factor de calidad (Q), como de la tasa de bits errados (BER) para cada frecuencia. La tabla

5-2, muestra el comportamiento del Q y el BER frente a la frecuencia.

107

Esquema 2

Frecuencia

(GHz)

Factor de

calidad (Q)

Tasa de Bits

Errados (BER)

12 62,39 0

18 64,86 0

24 57,94 0

30 78,27 0

36 85,61 0

42 66,44 0

48 75,29 0

54 61,09 0

60 75,13 0

66 63,08 0

72 83,77 0

78 50,29 0

84 54,71 0


portadora para el esquema 2.

Podemos apreciar un comportamiento ideal en este esquema al obtener factores de calidad bastante

altos y tasas de bits errados (BER) nulos, esto gracias a la supresión de la portadora óptica en el

receptor.

La figura 5-34, muestra el comportamiento del factor de calidad frente al cambio de frecuencia

portadora.

Figura 5-34. Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia.

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

Fact

or

de

calid

ad (

Q)

Frecuencia (GHz)

Q vs f(HGz)

108

La Figura 5-35, muestra el comportamiento del BER frente a la variación de frecuencia.

Figura 5-35 Variación del BER en función del cambio de frecuencia.

5.1.3 Comportamiento de los Esquemas 1 y 2 frente al cambio de la

frecuencia portadora y el aumento de la tasa de transmisión.

Para complementar la caracterización, se incrementa la tasa de bits transmitidos, en este caso

analizaremos el comportamiento para tasas de transmisión de 2Gbps y 5Gbps.

5.1.3.1 Tasa de transmisión de 2Gbps

Para esta tasa de transmisión, se configura en el generador de señal del transmisor en las dos

configuraciones a 2Gb/s. Para la Configuración 1, en el receptor se cambia el ancho de banda del

filtro pasa banda a 3GHz (1.5*Bit rate Hz) y la frecuencia de corte (Cutoff frecuency) del

demodulador a 1.5GHz (0.75* Bit rate Hz). Para la configuración 2, no hay ningún cambio. De esta

manera, se obtienen los siguientes resultados para las mismas frecuencias antes probadas:

Esquema 1: La tabla 5-3 muestra los resultados de los factores de calidad (Q) y las tasas de bit errados

(BER) para las diferentes frecuencias:

0

0,2

0,4

0,6

0,8

1

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

BER

Frecuencia (GHz)

Tasa de Bits Errados (BER)

109

Esquema 1

Frecuencia

(GHz)

Factor de

calidad (Q)

Tasa de Bits

Errados (BER) -Log (BER)

12 20,61 1,09E-94 94,0

18 0 1 0,0

24 0 1 0,0

30 1,99 2,27E-02 1,6

36 0 1 0,0

42 8,11 2,51E-16 15,6

48 31,69 1,02E-220 220,0

54 47,34 0 ∞

60 37,58 0 ∞

66 3,11 9,28E-04 3,0

72 21,96 3,33E-107 106,5

78 2,37 8,55E-03 2,1

84 2,56 5,05E-03 2,3


portadora para el esquema 1 a 2Gbps.

La tabla 5-3 presenta en amarillo las frecuencias en las cuales la señal en el receptor tiene un Q y

BER suficientes y en anaranjado donde las prestaciones no son buenas.

En la figura 5-36 se muestra el comportamiento del factor de calidad (Q) en función de la frecuencia

de la portadora.

Figura 5-36 Variación del factor de calidad en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 2Gbps.

0

10

20

30

40

50

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90Fact

or

de

calid

ad (

Q)

Frecuencia (GHz)

Q vs f(GHz)

110

La Figura 5-37 muestra la variación del BER frente al cambio de frecuencia, para esto, nuevamente

se grafica el inverso del logaritmo del BER y un valor de referencia considerado aceptable en la

transmisión de 1X10-9 cuyo valor del inverso del logaritmo es 9.

Figura 5-37 Variación del BER en función del cambio de frecuencia para esquema 1 a 2Gbps.

Se aclara que para las frecuencias de 54GHz y 60GHz el BER obtenido fue cero (0) o muy cercano,

cuyo inverso del logaritmo tiende infinito, para efectos de la visualización de la gráfica este valor se

acotó en 1000.

A continuación, vemos los resultados obtenidos para el esquema dos, a la misma tasa de transmisión

(2Gbps).



Esquema 2

Frecuencia

(GHz)

Factor de

calidad (Q)

Tasa de Bits


12 7,04 9,46E-13 12,0

18 6,7 1,04E-11 11,0

24 5,63 8,64E-09 8,1

30 6,43 6,15E-09 8,2

36 5,71 5,61E-09 8,3

42 7,68 7,79E-15 14,1

0

200

400

600

800

1000

1200

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

-lo

g(B

ER)

f(GHz)

-log(BER) vs. f(GHz)

"-Log (BER)"

"-log(1E-9)"

111

48 5,45 2,58E-08 7,6

54 5,38 3,71E-08 7,4

60 5,21 9,63E-08 7,0

66 4,94 3,97E-07 6,4

72 5,29 5,91E-08 7,2

78 5,08 1,84E-07 6,7

84 5,88 2,09E-09 8,7



Los datos anteriores muestran un comportamiento estable del Q y el BER de la señal en el transmisor

a las diferentes frecuencias de muestreo, con unos niveles de factor de calidad (Q) entre 5 y 7

aproximadamente y unos BER del orden de entre 1X10-7 y 1X10-15. Sin embargo, se resaltan en

amarillo, las frecuencias y sus valores de BER por debajo de 1X10-9 como valor de referencia.

La figura 5-38 muestra el comportamiento del factor de calidad (Q) frente a la frecuencia


2Gbps

La Figura 5-39 muestra la variación del BER frente al cambio de frecuencia, para esto, de nuevo se

grafica el inverso aditivo del logaritmo del BER y un valor de referencia considerado aceptable en la

transmisión de 1X10-9, cuyo inverso del logaritmo es 9.

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

Fact

or

de

calid

ad (

Q)

Frecuencia (GHz)

Factor de calidad (Q) vs. Frecuencia

112


Para el segundo esquema las prestaciones son apenas aceptables a esta tasa de transmisión, y por

supuesto, desmejoran considerablemente con respecto a la tasa de 1Gb/s.

5.1.3.2 Tasa de transmisión de 5Gbps

Nuevamente se cambia la tasa de transmisión en los dos esquemas, en este caso a 5 Gbps y se observan

los resultados obtenidos en cada uno de ellos a las diferentes frecuencias portadoras.

En el esquema uno en el receptor, se incrementa el ancho de banda del filtro pasa banda a 7.5GHz

(1.5*Bit rate Hz) y la frecuencia de corte del demodulador a 3.75GHz (0.75*Bit rate Hz), la segunda

configuración continua igual.



Esquema 1

Frecuencia Factor de

calidad (Q)

Tasa de Bits

Errados

(BER)

-Log (BER)

12 15,75 3,14E-56 55,5

18 3,8 7,00E-05 4,2

24 0 1 0,0

30 2,24 1,21E-02 1,9

36 0 1 0,0

42 6,37 9,33E-11 10,0

48 6,21 2,49E-10 9,6

0

2

4

6

8

10

12

14

16

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

-Lo

g (B

ER)

Frecuencia (GHz)

-log(BER) vs. f(GHz)

"-Log (BER)"

"-log (1E-9)"

113

54 3,03 1,09E-03 3,0

60 4,29 8,81E-06 5,1

66 0 1 0,0

72 2,36 8,86E-03 2,1

78 2,38 8,21E-03 2,1

84 2,75 2,93E-03 2,5



De la tabla anterior, se observa que las prestaciones desmejoran drásticamente en casi todas las

frecuencias portadoras con excepción de las frecuencias de 12, 42 y 48 GHz, donde son aceptables.

En la Figura 5-40 observamos el comportamiento del factor de calidad frente a la variación de la

frecuencia.


5Gbps.

La Figura 5-41 muestra la variación del BER frente al cambio de frecuencia, para esto, de nuevo, se

grafica el inverso del logaritmo del BER y un valor de referencia considerado aceptable en la

transmisión de 1X10-9 cuyo inverso del logaritmo es 9.

0

2

4

6

8

10

12

14

16

18

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

Fact

or

de

calid

ad (

Q)

Frecuencia (GHz)

Factor de calidad (Q) vs. Frecuencia (GHz)

114




Esquema 1

Frecuencia Factor de

calidad (Q)

Tasa de Bits


12 1,97 2,44E-02 1,6

18 2,04 2,06E-02 1,7

24 1,97 2,43E-02 1,6

30 1,97 2,45E-02 1,6

36 1,97 2,44E-02 1,6

42 1,81 3,53E-02 1,5

48 1,91 2,79E-02 1,6

54 1,8 3,51E-02 1,5

60 1,95 2,54E-02 1,6

66 2,16 1,50E-02 1,8

72 1,96 2,46E-02 1,6

78 1,79 3,64E-02 1,4

84 1,87 3,01E-02 1,5



0

10

20

30

40

50

60

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

-Lo

g(B

ER)

f (GHz)

-Log (BER) vs. f(GHz)

"-Log (BER)"

"-Log(1E-9)"

115

De acuerdo con los resultados anteriores se observan unas prestaciones deficientes en todas las

frecuencias tanto en factor de calidad como en la tasa de bits errados.

La Figura 5-42 muestra los niveles de Q frente a la frecuencia.


5Gbps.

La Figura 5-43 muestra la variación del BER frente a la frecuencia. Al igual que las gráficas

anteriores, se gráfica el inverso del logaritmo del BER frente a un valor de referencia de 9.


En conclusión, para las anteriores caracterizaciones haciendo el barrido en las diferentes frecuencias

se pudo apreciar que el esquema dos es más eficientes que el esquema uno para un sistema de

transporte de ondas milimétricas a una tasa de transmisión baja de 1GHz, debido al filtrado y

supresión de la portadora óptica. También se pudo apreciar que en la medida en que se aumenta la

tasa de transmisión, las prestaciones en los dos esquemas desmejoran considerablemente, por lo cual

se haría necesario replantear los esquemas de transmisión para tasas más altas.

0

0,5

1

1,5

2

2,5

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

Fact

or

de

Cal

idad

(Q

)

Frecuencia (GHz)

Factor de calidad (Q) vs Frecuencia

0

2

4

6

8

10

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90

-Lo

g(B

ER)

Frecuencia (GHz)

-Log (BER) vs. f(GHz)

"-Log (BER)"

"-Log(1E-9)"

116

5.2 Diseño punto a punto entre una oficina central (CO) y una

estación base (BS)

A continuación, se propone un sistema de enlace bidireccional de Radio Sobre Fibra (RoF) para la

generación y transporte de señales de onda milimétrica capaz de conectar la Oficina Central (CO,

Central office) con una o varias Estaciones Base (BS, Base Station) a través de fibra óptica, haciendo

de esta manera el fronthaul de la red celular de próxima generación (5G).

Para el enlace descendente que llevará la información desde la CO hasta las BS y desde allí a los

usuarios finales (UE, User Equipment), se propone un diseño que consiste en ubicar en la CO, una

señal RF mediante un generador de señal sinusoidal puro a una frecuencia de 72GHz (se escoge esta

frecuencia por estar dentro del espectro disponible para trabajar en MMW, banda E) la cual se desfasa

900, este desfase producirá un efecto de eliminación de una de las bandas laterales con lo cual se

elimina la aparición del efecto de supresión de portadora, como se mostró en la sección 4.3.2

produciendo una modulación de banda lateral única (SSB).

Por otro lado, se tiene un generador de bits aleatorio a una tasa de 1Gbps, que simula los datos de la

CO hacia las BS, conectado a un generador de pulsos NRZ con la misma tasa de transmisión, la señal

producida por estos elementos se modula eléctricamente con una frecuencia de 12GHz. En la CO, se

utiliza un Modulador Mach Zehnder (MZM) de control doble, alimentado por un Diodo Láser a una

frecuencia de 193,1THz (1554,4nm, tercera ventana óptica) a una potencia de 6dBm, las dos entradas

del Modulador MZ, son la señal sinusoidal desfasa 90° y la señal modulada a 12GHz, haciendo de

esta manera una modulación diferencial doble con banda lateral única (SSB), al desfasar las dos

señales de RF en 90°. Esta combinación de señales se envía a través de un tramo de fibra óptica

monomodo con pre-amplificación óptica usando un EDFA (Erbium Doped Fiber Amplifier) con una

ganancia de 20 dB y una figura de ruido de 5dB.

En la estación base (BS) el diseño propuesto consiste en usar una red de difracción de Bragg (FBG)

cuyo propósito, como ya vimos, es filtrar la señal de RF modulada a 12GHz, reflejando su

componente armónico principal y dejando pasar las demás componentes espectrales, para ello se usa

un circulador el cual deja pasar la señal proveniente de la CO a través del tramo de fibra óptica hacia

el FBG. La señal reflejada (12GHz) va hacia un fotodetector PIN, el cual convierte la señal óptica a

eléctrica, siendo esta filtrada mediante un filtro pasa banda (BPF), amplificada eléctricamente y

finalmente demodulada para obtener la información en banda base que será radiada desde la BS hacia

los UE.

La señal transmitida por la FBG contiene la señal RF de alta frecuencia (72GHz) desfasada 90° sin

modular más la portadora óptica original, sobre la cual se llevará la información del enlace

ascendente. Para ello en la BS se usa un Modulador Óptico de Amplitud, alimentado por la señal

proveniente desde los UE, simulados por un Generador de Bits aleatorios con una tasa de 1Gbps y un

generador de pulsos NRZ con la misma tasa de transferencia, más la señal RF desfasada en 90° y la

portadora óptica. En este punto se genera la señal modulada ópticamente que lleva la información

desde la BS hacia la CO a través del tramo de fibra.

En la CO la señal recibida, es filtrada ópticamente a la frecuencia de la portadora óptica más la señal

de RF, esta señal es foto detectada y convertida al dominio eléctrico en donde se extrae la banda base

usando un filtro pasa bajo. Esta última parte simula los datos que llegan a la CO desde las BS,

117

provenientes de los UE. Los tramos de fibra simulados para los enlaces de subida y bajada, son de

20km, esta distancia se considera razonable para entornos urbanos y suburbanos entre la CO y las BS.

A continuación, se describen los diagramas de bloques diferenciando entre el Downlink y el Uplink

para la CO y la BS. La Figura 5-44 muestra el diagrama de bloques en la CO para el enlace

descendente.

Figura 5-44 Diagrama para el enlace descendente en la CO.

La Figura 5-45 muestra el diagrama de bloques en la BS para el enlace descendente.

Figura 5-45 Diagrama para el enlace descendente en la BS.

Generador

RF 72GHz

MZM

Generador

de Bits

1Gbps

Generador

de pulsos

NRZ

Modulador de

amplitud

12GHz

EDFA 193.1 THz

F.O. 20Km Hacia la BS

Demodulador

de amplitud

12GHz

F.O. 20km

FBG

Fotodetector BPF Amplificador

Analizador

BER 1

Láser

Señal 72GHz hacia

modulador óptico

usado para Up Link Desde la CO

Acoplador

híbrido 90°

F.O. 20km

CO

BS

0° 900

0° 900

12GHz

118

La Figura 5-46 muestra el diagrama de bloques en la BS para el enlace ascendente.

Figura 5-46 Diagrama para el enlace ascendente en la BS.

La Figura 5-47 muestra el diagrama de bloques en la CO para el enlace descendente.

Figura 5-47 Diagrama para el enlace ascendente en la CO.

En la sección 6, se hará la simulación del esquema antes descrito y se obtendrán sus resultados.

Modulador

óptico de

amplitud 72GHz

Generador

de Bits

1Gbps

Generador

de pulsos

NRZ

72GHz

FBG

Hacia la CO

F.O. 20km

Desde la BS

F.O. 20km Filtro óptico

193.172THz Fotodetector

Filtro pasa

bajo

Datos en

Banda Base

Analizador

BER 2

BS

CO

119

5.3 Diseño de un Sistema Punto a Multipunto

A continuación, se esboza un posible modelo de arquitectura propuesto para un sistema que conecta

una oficina central (CO) con varias estaciones base (BS) las cuales conforman un cluster de siete (7)

celdas. Esto con el fin de reutilizar frecuencias con los eventuales cluster vecinos. En este esquema,

y para efectos de demostrar el uso de un nuevo rango de frecuencias disponibles en banda

milimétricas, en el enlace descendente se usará la banda de 28GHz (Downlink), al usar este rango se

disminuye la distancia de propagación entre la CO y la BS, manteniendo los demás parámetros

iniciales del diseño, en este caso con un máximo de 5 km, la cual es una distancia suficiente para

conectar la CO con las BS operando en el rango de las MMW. La separación entre frecuencias

centrales por celda es de 100MHz (0.1GHz).

La Figura 5-48 muestra el esquema propuesto, donde se tendrán diferentes módulos de transmisión

y recepción (Tx/Rx), para la conexión entre la CO y cada una de las BS.

Figura 5-48 Esquema punto a multipunto entre una CO y un cluster de 7 BS´s

Se asignarán las frecuencias y las distancias, a manera de ejemplo, mostradas en la tabla 5-7:

Tx/Rx BS2

Tx/Rx BS3

Tx/Rx BS7

Tx/Rx BS1

Tx/Rx BS6

Tx/Rx BS4

Tx/Rx BS5

BS2

BS7 BS3

BS1

BS6

BS5

BS4

CO

120

No. de BS

Frecuencia

Downlink

(GHz)

Frecuencia

Uplink (GHz)

Distancia a la

CO (km)

1 27.5 71.5 5

2 27.6 71.6 4

3 27.7 71.7 4.2

4 27.8 71.8 4.8

5 27.9 71.9 4.9

6 28.0 72.0 5

7 28.1 72.1 4.8

Tabla 5-7 Distribución de frecuencias de enlace ascendente y descendente entre la CO y la BS

Los resultados de la simulación de este esquema se muestran en la siguiente sección.

121

6 Resultados

6.1 Simulación de sistema punto a punto

Se utilizó el software OptiSystem para la simulación de la arquitectura propuesta. Las siguientes

figuras muestran los módulos antes descritos en el diagrama de bloques de la Figura 5-44, simulados

con sus diferentes componentes. Se ilustra a continuación en la Figura 6-1 el enlace descendente

(downlink) en la CO.

Figura 6-1 Simulación del enlace descendente en la CO.

El analizador de espectro a la salida del Modulador Mach-Zehnder (MZM), muestra los componentes

espectrales de las frecuencias convergentes. En la Figura 6-2, se puede observar la portadora óptica

de 193.1 THz con mayor potencia, al lado izquierdo la subportadora modulada a 12GHz y a la derecha

la subportadora sin modular de 72GHz. Nótese como se suprimen las banda laterales derecha e

izquierda respectivamente de cada subportadora gracias al desfasamiento de esta señal 90° antes de

la módulación óptica en el MZM. Esta señal es preamplificada en la CO antes de iniciar su recorrido

por el tramo de fibra óptica, usando un amplificador óptico EDFA.

122

Figura 6-2 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO a la salida del MZM.

A continuación, en la Figura 6-3. se muestra la simulación en Optisystem del diagrama de bloques

de la Figura 5-45. referente al enlace descendente en la BS.

Figura 6-3 Simulación del enlace descendente en la BS.

Subportadora

72GHz Subportadora

12GHz

123

En la BS, podemos observar en la Figura 6-4, el espectro de frecuencia en el dominio óptico. (a)

después del tramo de fibra y del circulador, en donde se observa la portadora óptica (color rojo) junto

con todas las demás componentes espectrales provenientes de la CO; (b) el espectro reflejado por el

FBG que detecta la subportadora de 12 GHz modulada desde la CO sobre la portadora óptica, esta

señal es fotodetectada, filtrada y demodulada para obtener los datos en banda base; (c) el espectro RF

luego de demodular los datos de la portadora de 12GHz con los datos en banda base y (d) el diagrama

de ojo y el BER obtenido. Las líneas verdes representan el ruido de emisión espontánea (ASE)

generado por el amplificador.

(a) (b)

(c)


FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base.

124

Finalmente, en la Figura 6-5 se observa el diagrama de ojo, el factor de calidad Q y la tasa de bits

errados que llegan a la BS.

Figura 6-5 Diagrama de ojo, factor de calidad y BER en la BS.

Para el enlace ascendente, la Figura 6-6 muestra la simulación para la BS en Optisystem del

diagrama de bloques de la Figura 5-46.

Figura 6-6 Simulación del enlace ascendente en la BS.

125

Para lograr el enlace ascendente (Uplink), en la BS se utiliza el espectro óptico transmitido por la

FBG, el cual deja pasar las demás componentes espectrales provenientes de la CO entre ellas y

principalmente la señal sin modular de 72GHz que servirá como moduladora de los datos del enlace

ascendente. La figura 6-7 muestra el espectro óptico después del modulador óptico de amplitud, en

donde se aprecia la subportadora de 72GHz.

Figura 6-7 Espectro óptico del enlace ascendente en la BS

La Figura 6-8 muestra la simulación en Optisystem del enlace ascendente en la CO.

Figura 6-8 Simulación del enlace ascendente en la CO.

En la CO para la recepción de la señal de Uplink, se usa un filtro pasa banda sintonizado a la

frecuencia portadora óptica, más la subportadora de 72GHz, que transporta los datos desde la BS. A

continuación, esta señal es convertida al dominio eléctrico mediante fotodetección y finalmente

Subportadora

72 GHz

126

procesada por un filtro pasa bajo que recupera la señal banda base. La Figura 6-9 muestra: (a) el

espectro óptico después del filtro pasa banda y (b) el espectro eléctrico después del filtro pasa bajo.

(a) (b)

Figura 6-9 Espectros de frecuencia en la CO: (a) Espectro después del filtrado óptico; (b)

Espectro eléctrico después del filtro pasa bajo.

Finalmente, la Figura 6-10 muestra el diagrama de ojo en el dominio eléctrico, después de la

fotodetección y filtrado.

Figura 6-10 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el Uplink en la CO.

127

6.2 Simulación de sistema punto a multipunto

El esquema básico configurado sobre OptiSystem para un sistema punto a multipunto, es similar al

de la arquitectura punto a punto. En este caso, se propone cambiar las frecuencias del modulador

eléctrico de amplitud del rango de 12GHz al rango de 28GHz de acuerdo con el espectro disponible

para trabajar en MMW, visto en la Sección 3.1 y las distancias entre la CO con las diferentes BS´s

mostradas en la tabla 5-7.

Se muestra a continuación el esquema detallado para la frecuencia de 28 GHz en el Downlink, 72GHz

en el Uplink y 5km de distancia entre CO y BS antes descrito en la sección 5.3.

La Figura 6-11 muestra la simulación del enlace descendente en la CO a las frecuencias antes

mencionadas

Figura 6-11 Simulación del enlace descendente en la CO.

La Figura 6-12 muestra el espectro óptico observado a la salida del Modulador Mach-Zehnder antes

de ser amplificado.

128

Figura 6-12 Espectro de frecuencia del enlace descendente en la CO.

A continuación, se ilustra en la Figura 6-13 la simulación en Optisystem del enlace descendente en

la BS.

Figura 6-13 Simulación del enlace descendente en la BS.

La Figura 6-14 muestra los espectros ópticos antes de la FBG, reflejado por la FBG y eléctrico

después del demodulador de amplitud con la información en banda base para el enlace descendente

en la BS.

Subportadora

28GHz

Subportadora

72GHz

129

(a) (b)

(c)


FBG; (c) eléctrico después del demodulador con datos en banda base.

La Figura 6-15 muestra el diagrama de ojo, el factor de calidad (Q) y el BER obtenidos a la salida

del demodulador lo cual corresponde a los datos en banda base del enlace descendente en la BS.

130

Figura 6-15 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER en la BS para el enlace descendente.

La Figura 6-16 muestra la simulación en Optisystem para el enlace ascendente en la BS

Figura 6-16 Simulación del enlace ascendente en la BS.

La Figura 6-17 muestra el espectro óptico transmitido por el FBG en la BS para el enlace ascendente

en donde se puede apreciar la subportadora usada en dicho enlace.

131

Figura 6-17 Espectro óptico transmitido por el FBG para el enlace ascendente en la BS

Finalmente, la Figura 6-18 muestra la simulación en Optisystem del enlace ascendente en la CO en

la cual se aprecia el tramo de FO entre la BS y la CO, el filtro óptico de Bessel, el Fotodetector y el

filtro pasa bajo que toma la señal final en la CO.

Figura 6-18 Simulación del enlace ascendente en la CO.

La Figura 6-19 muestra los espectros obtenidos luego del filtrado óptico y después de la fotodetección

y filtrado pasa bajo en donde se observa nuevamente la información en banda base.

Subportadora

72 GHz

132

(a) (b)


eléctrico después del filtro pasa bajo.

La Figura 6-20 muestra el diagrama de ojo, el factor de calidad (Q) y el BER obtenido en el enlace

ascendente en la CO.

Figura 6-20 Diagrama de ojo, factor de calidad (Q) y BER para el uplink en la CO.

A continuación, en la Figura 6-21, se muestran los diagramas de ojo, el BER y el factor de calidad

(Q), obtenido para las frecuencias y distancias mencionadas en la tabla 5-7.

Subportadora

72 GHz

133

BS1: (5km). DL:27.5GHz UL:71.5GHz

BS2: (4km). DL:27.6GHz UL:71.6GHz

BS3: (4.2km). DL:27.7GHz UL:71.7GHz

134



BS6: (5km). DL:28GHz UL:72GHz

135


Figura 6-21 Diagramas de ojo, factores de calidad (Q) y BER para los enlaces bidireccionales entre

la CO y las diferentes BS de descritos en la tabla 5-7.

En la tabla 6-1 se muestran los diferentes resultados obtenidos para cada enlace entre la CO y las BS:

BS

Frecuencia

Downlink

(GHz)

Frecuencia

Uplink

(GHz)

Distancia

CO-BS

(km)

Q

Downlink

BER

Downlink

Q

Uplink

BER

Uplink

1 27.5 71.5 5 8.94545

1.85083E-

019

59.4302

0

2 27.6 71.6 4 6.00932

9.27905E-

010

64.4412

0

3 27.7 71.7 4.2 8.83765

4.8765E-

019

59.1922

0

4 27.8 71.8 4.8 5.94973

1.3323E-

009

63.1404

0

5 27.9 71.9 4.9 8.20815

1.12303E-

016

69.7594

0

6 28.0 72.0 5 8.43802

1.60807E-

017

56.3864

0

7 28.1 72.1 4.8 8.60664

3.76082E-

018

58.6918

0

Tabla 6-1 Resultados de los siete (7) enlaces bidireccionales entre la CO y las siete BS.

Como se puede apreciar en la tabla 6-1, los resultados para los enlaces ascendentes y descendentes

desde la CO hasta las diferentes BS usando frecuencias diferentes para cada una de las celdas del

cluster fueron satisfactorios. Esto debido la eliminación del efecto de supresión de portadora gracias

al desfase en 90° en la CO de la señal de RF para el enlace descendente y la utilización del FBG en

la BS cuya señal reflejada, será finalmente demodulada para obtener los datos a transmitir desde la

BS hacia los UE de forma inalámbrica. Por otra parte, la señal transmitida por el FBG, misma señal

136

RF desfasada sin modular, más la portadora óptica, son usadas como modulante de los datos

provenientes desde los EU que serán transmitidos desde la BS hasta la CO a través de modulación

óptica en amplitud. En este sentido ascendente se observa una muy alta calidad de la señal, casi ideal,

para los datos recibidos en la CO.

137

6.3 Validación experimental del sistema punto a multipunto

Con el fin de validar experimentalmente los resultados anteriormente mostrados mediante software

de simulación, se propone una arquitectura similar a la anteriormente descrita cambiando algunos

valores como las frecuencias de trabajo las cuales se cambian a 6GHz y 8GHz para el enlace

descendente y 13GHz y 15GHz para el enlace ascendente.

El esquema para transmisión de ondas milimétricas de banda lateral bidireccional sobre fibra para el

enlace de fronthaul en futuras redes 5G se representa en la figura 6-22. La parte superior de la figura

(a) representa el diseño para el enlace descendente y la parte inferior (b) representa el diseño del

enlace ascendente. El sistema permite la centralización de fuentes ópticas a través de la conformación

simultánea de dos esquemas de modulación óptica de banda lateral única. En la CO, se utiliza un

MZM de doble control alimentado por un diodo láser a una frecuencia de 1532,7 nm y una potencia

óptica de 0dBm.

Dos tipos diferentes de servicios sobre dos subportadoras diferentes se transmitieron en el enlace

descendente. El primer servicio consistió en una señal de banda base de 1 Gb / s codificada en NRZ

sobre 6 GHz. El otro servicio transmitido fue una señal a 10 MBauds, 16QAM modulada a 6 GHz.

Uno de estos servicios fue inyectado por uno de los brazos del modulador óptico. En el otro brazo se

inyecta una subportadora a 13 GHz sin modulación, este tono se usará como portador para el enlace

ascendente. Las dos subportadoras de RF se cambiaron 90º por un acoplador híbrido antes de

alimentar cada uno de los brazos del modulador óptico. Con esta configuración se elimina una de las

bandas laterales de cada subportadora y en la salida se obtiene una respuesta espectral como se

muestra en el recuadro (a) de la Fig. 6-22. Esta combinación de señales se envía a través de una fibra

monomodo de 5 km con amplificación óptica usando un amplificador de fibra dopada con Erbio

(EDFA) con una ganancia de 20 dB.

En las estaciones base (BS), el diseño propuesto consiste en una red de difracción de Bragg (FBG)

centrada en la frecuencia óptica de la señal modulada a 6 GHz. Por lo tanto, esta subportadora se filtra

y se lleva por un circulador permitiendo que pasen los otros componentes espectrales. La señal

reflejada en 6 GHz se recibe en un fotodetector de PIN y se filtra mediante un filtro pasa banda (BPF)

para obtener la subportadora que se irradiará de la BS a los usuarios. La señal óptica transmitida a

través de la FBG contiene la señal de RF no modulada de 13 GHz en la que se transportará la

información de enlace ascendente, como se puede ver en el recuadro (b) en la figura 6-22.

Del mismo modo, se transmitían dos tipos de servicios en el enlace ascendente, uno en banda base a

1 Gb / s codificado en NRZ y una señal en 10 MBauds, QPSK modulado a 13 GHz. Después de la

transmisión de fibra, la señal de enlace ascendente se recibe y procesa en el CO para evaluar su calidad

correspondiente.

138

Figura 6-22 Esquemas de enlace y espectro óptico: (a) enlace descendente; (b) enlace ascendente

139

Para la evaluación experimental, se midió la calidad de las señales para los servicios transmitidos

desde el CO y BS tanto en enlace descendente como en enlace ascendente. La Fig. 6-23 muestra el

rendimiento de Tasa de Error de Bit (BER) del servicio examinado de 1 Gb / s en 6 GHz (RF-1) y

también en 8 GHz (RF-2) mostrando una penalización de aproximadamente 2,3 dB y 1,8 dB

respectivamente para un BER de 1x10-12 en comparación con las curvas back to back (B2B). La Fig.

6-24 muestra la calidad del servicio (Q), para la señal 16QAM en 6 GHz (RF-1) y 8 GHz (RF-2).

Se midió la degradación de la señal y se encontró una Magnitud de Vector de Error (EVM) por debajo

del 11% para potencias ópticas recibidas por encima de -25dBm con una degradación de

aproximadamente 7% en comparación con el valor back to back (B2B). Además de la penalización

debida a las pérdidas inherentes de inserción de los dispositivos ópticos y la propagación de la fibra,

la respuesta no lineal del modulador óptico impone una supresión de banda lateral del orden de

aproximadamente 20 dB. Por lo tanto, los armónicos de ambas subportadoras derivan en diafonía

entre sí. Este hecho afecta el servicio de banda base en mayor medida debido a la mayor cantidad de

componentes de frecuencia en comparación con el servicio 16QAM digital.

Figura 6-23 Resultado experimental del desempeño del BER para el servicio de 1Gb/s a 6GHz (RF-1) y a 8GHz (RF-2) en el enlace descendente.

140

Figura 6-24 Resultado experimental de la Magnitud del Vector de Error (EVM) para el servicio

16QAM

Los resultados muestran que es factible un margen de potencia EVM de 6 dB (las mediciones se

realizaron entre -25 dBm y -31 dBm, como se puede ver en la Fig. 6-24. El margen de potencia se

define como la diferencia entre la potencia de RF máxima y mínima recibida que cumple el valor

límite de EVM. En particular, para el Sistema de Telecomunicaciones Móviles Universales (UMTS)

del Proyecto de Asociación de Tercera Generación (3GPP) y la Evolución a Largo Plazo (LTE)

usando la modulación 16QAM, el límite de EVM es del 12.5% [99].

Los resultados experimentales para la calidad de las señales ascendentes de banda base se muestran

en la Fig. 6-25. En general, la penalización completa se midió en 0,9 dB para un BER de 1x10-12 del

servicio de 1 Gb / s en 13 GHz (RF-1) y 1.6 dB en 15 GHz (RF-2). La figura 6-26 muestra los

resultados obtenidos del servicio QPSK, el EVM medido es aproximadamente 6.3% para potencias

recibidas por debajo de -25dBm y muestra una degradación promedio de 2.3% en comparación con

el back-to-back de la señal en 13 GHz (RF -1) y 6.5% para la potencia recibida por debajo de -25dBm

que muestra una degradación del 2.1% en 15 GHz (RF-2).

Como se puede observar, la degradación de las señales de enlace ascendente es causada por la diafonía

después del proceso de filtrado en la FBG, lo que da como resultado que la señal permanezca en el

proceso de detección y conversión hacia abajo, respectivamente. Sin embargo, como se puede

observar, la señal de enlace ascendente se penaliza en menor grado en comparación con los resultados

obtenidos para las señales de enlace descendente. Las señales de enlace ascendente también cumplen

el límite de EVM, ya que los valores aceptables para los servicios de QPSK deben cumplir con un

valor de EVM máximo del 17,5% [99].

141

Figura 6-25 Resultados experimentales para el BER del enlace ascendente

Figura 6-26 Resultados experimentales para el EVM del enlace ascendente.

142

7 Conclusiones y líneas futuras

En el presente trabajo de investigación planteado como tesis de grado de la Maestría en

Telecomunicaciones Móviles, se ha dado una introducción al estado del arte de las comunicaciones

móviles enfocadas en la próxima generación 5G, como evolución natural de las anteriores

generaciones. Se ha presentado el origen del proyecto 5G/IMT-2020 and Beyound, como la base

científica de investigación mundial en la planificación y desarrollo de una plataforma unificada de

comunicaciones 5G que se espera comience a operar cerca del año 2020. Esto como producto del

crecimiento exponencial de la demanda de capacidad, velocidad, requerimiento de menor latencia e

innovaciones en nuevas aplicaciones y tecnologías que demandan las comunicaciones móviles.

Estas investigaciones han llevado a plantear la necesidad de usar un nuevo segmento del espectro

radioeléctrico, superior en frecuencia a los actualmente utilizados por los sistemas de comunicaciones

móviles, los cuales ya representan un recurso escaso y costoso, el cual estará por encima de los 6GHz

y hasta las centenas de GHz incluso. Estas frecuencias son denominadas ondas milimétricas (MMW),

debido a su corta longitud de onda. Estas ondas milimétricas serán por ende el espectro más probable

a usar para el transporte de la información entre las radio-bases móviles o cabeceras de radio remotas,

de manera inalámbrica, hasta los equipos de usuario final en 5G. Se han indicado los segmentos de

este espectro actualmente disponible para usar en la próxima generación con sus ventajas y

desventajas desde el punto de vista regulatorio y de características físicas.

El uso de este nuevo espectro implicará el rediseño de la infraestructura actualmente utilizada en 4G

y las generaciones anteriores, ya que debido a las características físicas de su propagación, las

distancias entre las radio bases y los terminales de usuario deben ser más cortas, sin embargo, también

se podrán hacer más compactas, simples, fáciles de implementar y menos costosas, y por lo tanto, se

podrán densificar más fácilmente, teniendo en cuenta las condiciones de los entornos de propagación

interiores y exteriores.

Para poder interconectar esta gran cantidad de nuevas radio bases (RB´s) con una central de

procesamiento u oficina central (CO), se plantea una conectividad usando la fibra óptica como medio

de transporte, aprovechando sus bondades de capacidad, baja atenuación, facilidad de instalación y

bajo costo, aprovechando también la fibra óptica existente o de ser necesario la implementación de

nuevos segmentos en ambientes urbanos principalmente. Este segmento en la comunicación conocido

como fronthaul se planteó como enfoque principal del presente trabajo de investigación. Se presentó la tecnología de transporte de radio sobre fibra óptica (RoF) como la base del transporte

de señales convergentes entre la CO y las RB´s. Dada la capacidad de transportar señales de RF en el

espectro de ondas milimétricas sobre portadoras ópticas, se plantearon los principales métodos de

generación de señales de ondas milimétricas sobre RoF dentro de las cuales las más conocidas y

apropiadas para el segmento de las ondas milimétricas son la modulación externa mediante el uso de

moduladores electro-ópticos como los moduladores Mach-Zehneder o la técnica de modulación por

electro-absorción. De igual manera, se plantearon métodos alternativos de generación de señales

como la heterodinación óptica y la conversión up-down indicando las ventajas y desventajas de cada

uno de ellos.

En cuanto a los métodos de detección, se presentaron las ventajas de las técnicas de filtrado óptico

mediante el uso de dispositivos como las redes de difracción tipo Bragg, los interferómeros de Sagnac

y los filtros Fabry-Perot. De igual manera se presentaron las principales técnicas de Multiplexación

143

en sistemas RoF como la Multiplexación por longitud de onda (WDM y DWDM) y la Multiplexación

por división en subportadoras (SCM). Todos estos métodos de detección y generación de señales

estarán presentes en las nuevas tecnologías de transporte tanto en el backhaul como en el fronthaul

de las futuras redes 5G.

En cuanto a la arquitectura para el transporte de señales de ondas milimétricas para el fronthaul de

una red 5G usando RoF, se plantearon dos posibles escenarios de transporte sobre el cual se realizó

una caracterización de su comportamiento, para una distancia del tramo de FO constante, al variar la

frecuencia de la portadora óptica para determinadas tasas de velocidad de transportes (1Gbps, 2Gbps

y 5Gbps), dichas frecuencias se variaron en pasos de 6GHz comenzando en 12GHz y terminando en

84GHz, barriendo así gran parte del espectro de frecuencias de ondas milimétricas posibles para el

transporte en 5G, teniendo en cuenta finalmente el factor de calidad (Q) obtenido y la tasa bits errados

(BER) para cada uno de los escenarios. Dentro de estos escenarios, se plantearon dos esquemas de

transporte cuya principal diferencia es que, en el primero, en el receptor se hace foto-detección

directa, donde la señal óptica completa, con todos sus componentes espectrales se filtra y se demodula

la señal para obtener la información en banda base enviada desde el transmisor. En el segundo

esquema se usa el filtrado óptico introduciendo un filtro supresor de portadora en el receptor, cuya

función es eliminar la portadora óptica y dejar pasar solo las bandas laterales.

Al comparar los resultados en cada uno de los dos esquemas de transporte se concluye que la variación

frente a la frecuencia del comportamiento del Q y el BER es no lineal. También, se pudo concluir que

el esquema dos, presenta mejores prestaciones que el uno debido a que el filtrado de la portadora

óptica en el receptor mitiga el efecto de supresión de portadora que se origina en el proceso de

detección directa. También se pudo apreciar que en la medida en que se aumenta la tasa de transmisión

(2Gbps y 5Gbps), las prestaciones en los dos esquemas desmejoran considerablemente, por lo cual se

haría necesario replantear los esquemas de transmisión para tasas más altas.

También se planteó el diseño de una arquitectura punto a punto bidireccional entre una oficina central

y una estación base a una distancia típica de 10km, donde se usan varios de los dispositivos más

comúnmente usados en el transporte de MMW sobre RoF, entre ellos un Modulador Mach-Zehnder,

en la generación de señales, el cual es doblemente alimentado, por un lado, por una señal sinusoidal

pura de 72GHz y por el otro, por una señal de 12GHz modulada en amplitud ambas previamente

mezcladas a través de un acoplador híbrido el cual produce un desfase entre las señales de 90°

logrando de esta manera una doble modulación en banda lateral única (SSB) lo cual resulta en la

eliminación del efecto de supresión de portadora, y por ende evita interferencia destructiva en la

recepción de la señal, mejorando las prestaciones del sistema. Se usó también una red de difracción

de Bragg en la detección y filtrado de señales ópticas. El diseño propuesto permite la centralización

de fuentes ópticas a través de la conformación simultánea de dos esquemas de modulación óptica de

banda lateral única. Con esta configuración, se elimina una de las bandas laterales de cada

subportadora.

De esta manera, se obtuvo finalmente para el enlace descendente en el receptor de la BS, un factor de

calidad Q del orden de ocho (8) y una tasa de bits errados del orden de 5X10-16, los cuales son

satisfactorios. En cuanto al enlace ascendente, al hacer las mediciones en el receptor de la CO se

obtuvo un Q del orden de 38 y un BER de cero (0) los cuales se consideran óptimos.

Finalmente se planteó una arquitectura punto a multipunto, simulando el transporte de señales con

longitudes de onda diferentes (frecuencias aledañas espaciadas 100MHz), tanto para el enlace

descendente como para ascendente, entre una CO y un cluster de siete (7) BS´s, para de esta manera

144

hacer una posible reutilización de frecuencias con clusters vecinos. Se simularon también diferentes

distancias entre la CO y cada una de las BS de cada celda. El diseño de cada uno de los enlaces es

similar al planteado en la arquitectura punto a punto, cambiando solamente el rango de las frecuencias

moduladas en amplitud el cual se cambió a 28GHz, frecuencia disponible y recomendada para trabajar

en MMW. Los resultados obtenidos para el enlace descendente estuvieron para el Q en un rango entre

6 y 9 y para el BER entre 9X10-9 y 5X10-19 aproximadamente, los cuales de igual manera se

consideran satisfactorios. Para el enlace ascendente se obtuvieron factores de calidad entre 56 a 69 y

tasas de bit errados para todos los casos de cero lo cual se considera un resultado óptimo.

Adicionalmente, para la arquitectura punto a multipunto, se realizó una validación experimental en

laboratorio, en donde se trabajó con frecuencias de 6 y 8 GHz para el enlace descendente y 13 y 15

GHz para el enlace ascendente, en ellas se transportaron dos tipos de servicios, el primero banda base

de 1Gb/s con codificación NRZ y el segundo de 10 MBaudios modulados en 16QAM para el enlace

descendente logrando resultados satisfactorios en el BER para el servicio banda base y en el EVM

para el servicio 16QAM. Para enlace ascendente se implementaron igualmente dos servicios, el

primero banda base de 1Gb/s con codificación NRZ y el segundo de 10 MBaudios modulados en

QPSK para el enlace ascendente, logrando igualmente resultados satisfactorios comparados con los

estándares para estos tipos de servicio en sistemas UMTS y LTE.

Cabe destacar las múltiples de posibilidades de diseñar arquitecturas de transporte punto a multipunto

diferentes a la planteada en este trabajo, usando diversas configuraciones como por ejemplo un

Splitter óptico a la salida de la CO y llevando la misma longitud de onda hasta las diferentes BS´s

haciendo una Multiplexación temporal (TDM-PON).

A pesar de estar a solo dos años de la expectativa de tiempo para la definición de las normas que

regirán la próxima generación 5G en comunicaciones móviles, queda mucho por investigar y explorar

en este campo y será ciertamente difícil llegar a un consenso mundial sobre una única arquitectura de

red en este sentido. Sin embargo, ya se ven algunas pruebas de algunos fabricantes y operadores, los

cuales compiten por ser los primeros en lanzar comercialmente el 5G.

145

8 Aportes

Con el anterior trabajo de investigación se consiguió producir los siguientes aportes de conocimiento:

Aplicación de la técnica SSB para proveer esquemas de centralización de unidades de banda

base (BBU).

Generación de un sistema para centralización de fuentes ópticas.

Comprobación de la viabilidad del transporte de MMW sobre fibra y sus limitantes.

146

9 Referencias

[1] Y. Yu, “Mobile Edge Computing Towards 5G : Vision , Recent Progress , and Open Challenges,” pp. 89–99.

[2] R. Services, “5G ‘IMT for 2020 and beyound ,’” no. August, pp. 2–3, 2015.

[3] G. Chang, L. Cheng, M. Xu, and D. Guidotti, “Integrated Fiber-Wireless Access Architecture for Mobile Backhaul and Fronthaul in 5G Wireless Data Networks,” 2014 IEEE Avion. Fiber-Optics Photonics Technol. Conf., pp. 49–50, 2014.

[4] R. Abdolee, R. Ngah, V. Vakilian, and T. A. Rahman, “Application of Radio-Over-Fiber (ROF) in mobile communication,” 2007 Asia-Pacific Conf. Appl. Electromagn., pp. 1–5, 2008.

[5] L. Cheng, S. Member, M. Zhu, S. Member, M. Muhammad, and U. Gul, “Adaptive Photonics-Aided Coordinated Multipoint Transmissions for Next-Generation Mobile Fronthaul,” vol. 32, no. 10, pp. 1907–1914, 2014.

[6] N. Panwar, S. Sharma, and A. Kumar, “A survey on 5G : The next generation of mobile communication,” Phys. Commun., vol. 18, pp. 64–84, 2016.

[7] X. Zhou et al., “Toward 5G: When Explosive Bursts Meet Soft Cloud,” no. December, pp. 12–17, 2014.

[8] J. Wu, Z. Zhang, Y. Hong, and Y. Wen, “Cloud Radio Access Network (C-RAN): A Primer,” no. February, pp. 35–41, 2015.

[9] E. Oh, K. Son, and B. Krishnamachari, “Dynamic Base Station Switching-On / Off Strategies for Green Cellular Networks,” vol. 12, no. 5, pp. 2126–2136, 2013.

[10] W. Nam, D. Bai, J. Lee, and I. Kang, “Advanced Interference Management for 5G Cellular Networks,” no. May, pp. 52–60, 2014.

[11] F. Boccardi, T. L. Marzetta, and B. Labs, “Five Disruptive Technology Directions for 5G,” no. February, pp. 74–80, 2014.

[12] S. Fletcher and N. E. C. Telecom, “Cellular Architecture and Key Technologies for 5G Wireless Communication Networks,” no. February, pp. 122–130, 2014.

[13] P. Kwadwo, “Design Considerations for a 5G Network Architecture,” no. November, pp. 65–75, 2014.

[14] Z. Pi, J. Choi, and R. H. Jr, “Millimeter-Wave Gigabit Broadband Evolution toward 5G : Fixed Access and Backhaul,” no. April, pp. 138–144, 2016.

[15] M. Agiwal, A. Roy, and N. Saxena, “Next Generation 5G Wireless Networks : A Comprehensive Survey,” IEEE Commun. Surv. Tutorials, vol. 18, no. 3, pp.

147

1617–1655, 2016.

[16] J. I. H. G. Uey et al., “On 5G Radio Access Architecture and Technology,” no. October, pp. 5–8, 2015.

[17] T. Wang and B. Huang, “Millimeter-wave Techniques for 5G Mobile Communications Systems : Challenges , Framework and Way Forward 2 . Access Links,” no. 80, pp. 4–7, 2014.

[18] M. Alp and B. Batagelj, “Proposal for Distribution of a Low-Phase-Noise Oscillator Signal in Forthcoming Fifth-Generation Mobile Networl ( by Radio-Over-Fibre Technology,” no. September, pp. 12–14, 2016.

[19] T. S. Rappaport et al., “Millimeter Wave Mobile Communications for 5G Cellular : It Will Work !,” pp. 335–349, 2013.

[20] Z. Pi and F. Khan, “An introduction to millimeter-wave mobile broadband systems,” IEEE Commun. Mag., vol. 49, no. 6, pp. 101–107, 2011.

[21] F. Gutierrez, S. Agarwal, K. Parrish, and T. S. Rappaport, “On-chip integrated antenna structures in CMOS for 60 GHz WPAN systems,” IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 27, no. 8, pp. 1367–1378, 2009.

[22] T. S. Rappaport, E. Ben-Dor, J. N. Murdock, and Y. Qiao, “38 GHz and 60 GHz angle-dependent propagation for cellular & peer-to-peer wireless communications,” IEEE Int. Conf. Commun., pp. 4568–4573, 2012.

[23] F. Rusek et al., “Scaling up MIMO : Opportunities and challenges with very large arrays,” IEEE Signal Process. Mag., vol. 30, no. 1, pp. 40–60, 2013.

[24] Z. Qingling and J. Li, “Rain Attenuation in Millimeter Wave Ranges,” 2006 7th Int. Symp. Antennas, Propag. EM Theory, pp. 1–4, 2006.

[25] T. S. Rappaport, J. N. Murdock, and F. Gutierrez, “State of the art in 60-GHz integrated circuits and systems for wireless communications,” Proc. IEEE, vol. 99, no. 8, pp. 1390–1436, 2011.

[26] B. S. Rangan, T. S. Rappaport, and E. Erkip, “Millimeter-Wave Cellular Wireless Networks : Potentials and Challenges,” Proc. IEEE, vol. 102, no. 3, pp. 366–385, 2014.

[27] A. Ghosh et al., “Millimeter-Wave Enhanced Local Area Systems : A High-Data-Rate Approach for Future Wireless Networks,” vol. 32, no. 6, pp. 1152–1163, 2014.

[28] W. Roh et al., “Millimeter-Wave Beamforming as an Enabling Technology for 5G Cellular Communications : Theoretical Feasibility and Prototype Results,” no. February, pp. 106–113, 2014.

[29] T. S. Rappaport, Y. Xing, S. Member, and G. R. Maccartney, “Overview of Millimeter Wave Communications for Fifth-Generation ( 5G ) Wireless Networks-with a focus on Propagation Models,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 65, no. 12, pp. 6213–6230, 2017.

148

[30] E. Bas, “Living on the Edge : The Role of Proactive Caching in 5G Wireless Networks,” no. August, pp. 82–89, 2014.

[31] J. G. Andrews et al., “What Will 5G Be ?,” IEEE J. Sel. Areas Commun., vol. 32, no. 6, pp. 1065–1082, 2014.

[32] J. N. Murdock and T. S. Rappaport, “Consumption Factor and Power-Efficiency Factor : A Theory for Evaluating the Energy Efficiency of Cascaded Communication Systems,” vol. 32, no. 2, pp. 221–236, 2014.

[33] F. Haider et al., “Spectral Efficiency Analysis of Mobile Femtocell Based Cellular Systems.”

[34] E. H. et Al, “Evolution toward 5G multi-tier cellular wireless networks: An interference management perspective,” no. June, pp. 118–127, 2014.

[35] J. G. Andrews, S. Singh, and X. Lin, “An overview of load balancing in hetnets: old myths and open problems,” no. April, pp. 18–25, 2014.

[36] P. Banelli, S. Buzzi, G. Colavolpe, A. Modenini, F. Rusek, and A. Ugolini, “Modulation formats and waveforms for 5G networks: Who will be the heir of OFDM?,” no. november, pp. 80–93, 2014.

[37] N. Michailow et al., “Generalized Frequency Division Multiplexing for 5th Generation Cellular Networks,” vol. 62, no. 9, pp. 3045–3061, 2014.

[38] R. Hadani et al., “Orthogonal Time Frequency Space ( OTFS ) modulation for millimeter-wave communications systems,” no. 2, pp. 4–6.

[39] S. Sun, T. S. Rappaport, R. W. Heath, A. Nix, and S. Rangan, “MIMO for Millimeter-Wave Wireless Communications : Beamforming , Spatial Multiplexing , or Both ?,” no. December, pp. 110–121, 2014.

[40] I. Paper, “Channel Models and Beamforming at Millimeter-Wave Frequency,” no. 5, pp. 755–772, 2015.

[41] U. I. de Telecomunicaciones, “UIT-R P.676-11 Attenuation by atmospheric gases P Series Radiowave propagation,” Uit, vol. 11, p. 24, 2016.

[42] S. Sun, G. R. MacCartney, and T. S. Rappaport, “A Novel Millimeter-Wave Channel Simulator and Applications for 5G Wireless Communications,” vol. 10, no. May, 2017.

[43] T. S. Rappaport, R. W. H. Jr., R. C. Daniels, and J. N. Murdock, Millimeter Wave Wireless Communications. 2015.

[44] S. Sun et al., “Investigation of Prediction Accuracy, Sensitivity, and Parameter Stability of Large-Scale Propagation Path Loss Models for 5G Wireless Communications,” IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 65, no. 5, pp. 2843–2860, 2016.

[45] M. K. Samimi and T. S. Rappaport, “3-D Millimeter-Wave Statistical Channel Model for 5G Wireless System Design,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech.,

149

vol. 64, no. 7, pp. 2207–2225, 2016.

[46] S. Sun et al., “Propagation Path Loss Models for 5G Urban Micro- and Macro-Cellular Scenarios,” no. May, pp. 1–6, 2016.

[47] I. Uchendu and J. R. Kelly, “Survey of Beam Steering Techniques Available for Millimeter Wave Applications,” Prog. Electromagn. Res. B, vol. 68, no. March, pp. 35–54, 2016.

[48] G. R. Maccartney, S. Deng, S. Sun, and T. S. Rappaport, “Millimeter-wave human blockage at 73 GHz with a simple double knife-edge diffraction model and extension for directional antennas,” IEEE Veh. Technol. Conf., pp. 1–6, 2017.

[49] I. Rodriguez et al., “Analysis of 38 GHz mmWave Propagation Characteristics of Urban Scenarios,” Eur. Wirel., pp. 374–381, 2015.

[50] J. Ryan, G. R. MacCartney, and T. S. Rappaport, “Indoor Office Wideband Penetration Loss Measurements at 73 GHz,” no. May, pp. 1–6, 2017.

[51] M. Rumney, “Testing 5G : Time to Throw Away the Cables,” no. November, 2016.

[52] D. Number, P. Name, M. B. Mobile, R. Access, F. Generation, and I. Communications, “Measurement Results and Final mmMAGIC Channel Models,” 2017.

[53] M. K. Samimi and T. S. Rappaport, “28 GHz Millimeter-Wave Ultrawideband Small-Scale Fading Models in Wireless Channels,” CoRR, vol. abs/1511.0, 2015.

[54] T. S. Rappaport, G. R. MacCartney, S. Sun, H. Yan, and S. Deng, “Small-Scale, Local Area, and Transitional Millimeter Wave Propagation for 5G Communications,” no. c, 2017.

[55] M. K. Samimi and T. S. Rappaport, “Local multipath model parameters for generating 5G millimeter-wave 3GPP-like channel impulse response,” 2016 10th Eur. Conf. Antennas Propagation, EuCAP 2016, 2016.

[56] S. Deng, G. R. Maccartney, and T. S. Rappaport, “Indoor and outdoor 5G diffraction measurements and models at 10, 20, and 26 GHz,” 2016 IEEE Glob. Commun. Conf. GLOBECOM 2016 - Proc., 2016.

[57] U. of S. C. Aalto University, BUPT, CMCC, Ericsson, Huawei, INTEL, KT Corporation, Nokia, NTT DOCOMO, New York University, Qualcomm, Samsung, University of Bristol, “5G Channel Model for bands up to100 GHz,” 2015.

[58] T. Report, “TR 138 901 - V14.0.0 - 5G; Study on channel model for frequencies from 0.5 to 100 GHz (3GPP TR 38.901 version 14.0.0 Release 14),” vol. 0, 2017.

[59] L. Raschkowski, P. Kyösti, K. Kusume, and T. Jämsä, “METIS D1.4: METIS

150

Channel Models,” Seveth Framew. Program., 2015.

[60] S. Hur et al., “Proposal on millimeter-wave channel modeling for 5G cellular system,” IEEE J. Sel. Top. Signal Process., vol. 10, no. 3, pp. 454–469, 2016.

[61] J. J??rvel??inen, S. L. H. Nguyen, K. Haneda, R. Naderpour, and U. T. Virk, “Evaluation of Millimeter-Wave Line-of-Sight Probability with Point Cloud Data,” IEEE Wirel. Commun. Lett., vol. 5, no. 3, pp. 228–231, 2016.

[62] E. Semaan, F. Harrysson, A. Furuskar, and H. Asplund, “Outdoor-to-indoor coverage in high frequency bands,” 2014 IEEE Globecom Work. GC Wkshps 2014, pp. 393–398, 2014.

[63] G. MacCartney, T. Rappaport, M. Samimi, and S. Sun, “Millimeter Wave Omnidirectional Path Loss Data for Small Cell 5G Channel Modeling,” IEEE Access, vol. 10.1109/AC, pp. 1–6, 2015.

[64] G. R. MacCartney and T. S. Rappaport, “Study on 3GPP Rural Macrocell Path Loss Models for Millimeter Wave Wireless Communications,” 2017 IEEE Int. Conf. Commun., no. May, pp. 1–7, 2017.

[65] T. Specification, G. Radio, and A. Network, “3gpp tr 38.900,” vol. 1, no. Release 14, 2017.

[66] A. Lerín, “Modulación directa de diodos láser de alta velocidad para sistemas de transmisión coherente,” 2012.

[67] M. Ortiz, “Estudio y Caracterización de un Modulador Electroóptico,” 2012.

[68] H. B. Kim, “Radio over Fiber based Network Architecture,” Ph.D. Diss. Dept. Elect., Tech. Berlin Univ., Berlin, 2005.

[69] M. Cely, R. Muñoz, G. Puerto, and C. Suárez, “Generación de señales para sistemas de radio sobre fibra basados en la combinación eléctrica de componentes de banda base y radiofrecuencia,” Ingeniare, vol. 24, no. 3, pp. 403–411, 2016.

[70] K. P. Ho and H. W. Cuei, “Generation of arbitrary quadrature signals using one dual-drive modulator,” J. Light. Technol., vol. 23, no. 2, pp. 764–770, 2005.

[71] N. Kikuchi, E. Yamada, Y. Shibata, and H. Ishii, “High-speed InP-based Mach-Zehnder modulator for advanced modulation formats,” Tech. Dig. - IEEE Compd. Semicond. Integr. Circuit Symp. CSIC, pp. 0–3, 2012.

[72] R. Kaiser et al., “Medium and large scale Mach-Zehnder modulator ICs on InP for fabrication of advanced transmitters,” Int. Conf. Transparent Opt. Networks, pp. 4–7, 2012.

[73] M. F. R. Links, T. Kurniawan, S. Member, A. Nirmalathas, and S. Member, “Performance Analysis of Optimized Millimeter-Wave Fiber Radio Links,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 54, no. 2, pp. 1–8, 2006.

151

[74] J. J. Granada, C. Serpa, V. Gloria, and G. Neil, “Hacia la proxima generación de sistemas de radio sobre fibra de banda ancha: Retos tecnológicos en la banda de las ondas milimétricas,” Ing. y Desarro., 2011.

[75] A. Ng, Radio-over-Fibre Technology for Broadband Wireless Communication Systems door. 2005.

[76] D. Novak, Z. Ahmed, and R. S. Tucker, “Lasers for Application in Millimeter- Wave,” vol. 43, no. 9, pp. 2257–2262, 1995.

[77] K. Kitayama, “Architectural considerations of radio-on-fiber millimeter-wave\nwireless access systems,” 1998 URSI Int. Symp. Signals, Syst. Electron. Conf. Proc. (Cat. No.98EX167), pp. 378–383, 1998.

[78] R. a Griffin, “DWDM aspects of radio-over-fiber,” Lasers Electro-Optics Soc. 2000 Annu. Meet. LEOS 2000. 13th Annu. Meet. IEEE, vol. 1, pp. 76–77 vol.1, 2000.

[79] R. A. Griffin, P. M. Lane, and J. J. O. Reilly, “Radio-Over-Fiber Distribution Using an Optical Millimeter- WaveDWDM Overlay,” pp. 70–72, 1999.

[80] H. Toda, T. Yamashita, T. Kuri, and K. I. Kitayama, “Demultiplexing using an arrayed-waveguide grating for frequency-interleaved DWDM millimeter-wave radio-on-fiber systems,” J. Light. Technol., vol. 21, no. 8, pp. 1735–1741, 2003.

[81] C. G. Schäffer, M. Sauer, K. Kojucharow, and H. Kaluzni, “Increasing the channel number in WDM mm-wave systems by spectral overlap,” Int. Top. Meet. Microw. Photonics, MWP 2000, pp. 164–167, 2000.

[82] A. Nirmalathas, D. Novak, C. Lim, and R. B. Waterhouse, “Wavelength reuse in the WDM optical interface of a millimeter-wave fiber-wireless antenna base station,” IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 49, no. 10 II, pp. 2006–2012, 2001.

[83] J. Pérez Soler, “Coexistencia e integración de comunicaciones inalámbricas en sistemas de transmisión ópticos.,” Riunet, 2009.

[84] V. Polo, J. Martí, F. Ramos, and D. Moodie, “Mitigation of chromatic dispersion effects employing electroabsorption modulator-based transmitters,” IEEE Photonics Technol. Lett., vol. 11, no. 7, pp. 883–885, 1999.

[85] G. Puerto, “Redes ópticas de acceso convergente,” 2016.

[86] A. Carena, M. D. Vaughn, R. Gaudino, M. Shell, and D. J. Blumenthal, “OPERA: An optical packet experimental routing architecture with label swapping capability,” J. Light. Technol., vol. 16, no. 12, pp. 2135–2145, 1998.

[87] N. Guerrero, “Digital Photonic Receivers for Wireless and Wireline Optical Fiber Transmission Links,” Dept. Fotonik, Denmark Tech. Univ.,

152

Copenhagen, 2011.

[88] G. Darío, V. Revelo, J. Rafael, O. Arroyave, D. Patricia, and T. Vallejo, “Descripción Y Análisis De Desempeño De Sistemas De Radio Sobre Fibra Con Enlaces De 900Mhz Con Modulaciones En Fase Y En Cuadratura,” Rev. Politec., pp. 51–63, 2013.

[89] C. L. G. Smith, D. Novak, “A millimeter-wave full-duplex WDM/SCM fiber-radio access network,” pp. 1–2, 1996.

[90] J. E. Mitchell, “Radio over fibre Networks : Advances and Challenges .,” Ecoc 2009, pp. 4–7, 2009.

[91] M. Milosavljevic, P. Kourtessis, A. Gliwan, and J. M. Senior, “Advanced PON topologies with wireless connectivity,” Ict. 2009 11th Int. Conf. Transparent Opt. Networks, pp. 2–5, 2009.

[92] T. Taniguchi, N. Sakurai, H. Kimura, and K. Kumozaki, “Technical Trends in Millimeter-wave Band Radio-On-Fiber Access System,” PIERS Online, vol. 5, pp. 297–300, 2009.

[93] A. Stohr, “10 Gbit/s wireless transmission using millimeter-wave over optical fiber systems,” 2011 Opt. Fiber Commun. Conf. Expo. Natl. Fiber Opt. Eng. Conf., pp. 1–3, 2011.

[94] M. Fabbri and P. Faccin, “Radio over Fiber Technologies and Systems: New Opportunities,” 2007 9th Int. Conf. Transparent Opt. Networks, vol. 00, pp. 230–233, 2007.

[95] C. T. Lin et al., “Hybrid optical access network integrating fiber-to-the-home and radio-over-fiber systems,” IEEE Photonics Technol. Lett., vol. 19, no. 8, pp. 610–612, 2007.

[96] Y. Zhang and T. T. Y. Wong, “Prospects of CMOS technology for millimeter-wave radio-over-fiber applications,” 2010 Int. Conf. Microw. Millim. Wave Technol. ICMMT 2010, pp. 476–479, 2010.

[97] K. Cecilia and P. López, “Compensación de la dispersión cromática presente en la fibra óptica utilizando métodos de ecualización Chromatic dispersion compensation present in the fiber optics using equalization,” no. 21, pp. 11–29, 2016.

[98] F. M. Kuo et al., “Spectral power enhancement in a 100 GHz photonic millimeter-wave generator enabled by spectral line-by-line pulse shaping,” IEEE Photonics J., vol. 2, no. 5, pp. 719–727, 2010.

[99] Rohde & Schwarz, O. Werther, and R. Minihold, “LTE System Specifications and their Impact on RF & Base Band Circuits,” Rohde Schwarz App Note, p. 37, 2013.

Documents

Diseño de un sistema de radio sobre fibra óptica para ...repository.udistrital.edu.co/bitstream/11349/14500... · 2 Diseño de un sistema de radio sobre fibra óptica para ondas