Tecnológico Nacional de México.

Instituto Tecnológico de Tijuana.

Departamento Académico de “Ingeniería Eléctrica y Electrónica”.

Ingeniería Electrónica.

Amplificadores Operacionales.

Ensayo Tipos de Osciladores.

Facilitador: MIP. José Serrano Pérez

Integrantes:

Flores Mojica Migue Ángel 12210304

Tijuana, BC, 13 de Abril del 2015

Introducción

Definiciones:

Oscilador es un circuito que genera una señal periódica, es decir, que produce una

señal periódica a la salida sin tener ninguna entrada periódica. Los osciladores se

clasifican en armónicos, cuando la salida es sinusoidal, o de relajación, si generan

una onda cuadrada.

Un oscilador a cristal es un oscilador armónico cuya frecuencia está determinada

por un cristal de cuarzo o una cerámica piezoeléctrica.

Los sistemas de comunicación suelen emplean osciladores armónicos,

normalmente controlados por cristal, como oscilador de referencia. Pero también

osciladores de frecuencia variable. La frecuencia se puede ajustar mecánicamente

(condensadores o bobinas de valor ajustable) o aplicando tensión a un elemento,

estos últimos se conocen como osciladores controlados por tensión o VCO, es decir,

osciladores cuya frecuencia de oscilación depende del valor de una tensión de

control. Y también es posible hallar osciladores a cristal controlados por tensión o

VCXO.

Parámetros del oscilador.

Frecuencia: es la frecuencia del modo fundamental

Margen de sintonía, para los de frecuencia ajustable, es el rango de ajuste

Potencia de salida y rendimiento. El rendimiento es el cociente entre la

potencia de la señal de salida y la potencia de alimentación que consume

Nivel de armónicos: potencia del armónico referida a la potencia del

fundamental, en dB

Pulling: variación de frecuencia del oscilador al variar la carga

Pushing: variación de frecuencia del oscilador al variar la tensión de

alimentación

Deriva con la temperatura: variación de frecuencia del oscilador al variar

la temperatura

Ruido de fase o derivas instantáneas de la frecuencia

Estabilidad de la frecuencia a largo plazo, durante la vida del oscilador

Criterio de oscilación

Para hallar el criterio de oscilación se puede asimilar el oscilador a un circuito con

realimentación positiva, como el que se muestra en la figura 1 xi y xo son las señales

de entrada y salida, mientras que xr y xe son, respectivamente, la señal de

realimentación y la señal de error.

Figura 1: Diagrama de bloques de un circuito lineal con realimentación positiva.

A es la ganancia del amplificador inicial, o ganancia en lazo abierto, β es el factor

de realimentación y Aβ es la ganancia de lazo. Todos son números complejos cuyo

módulo y fase varían con la frecuencia angular, ω. La ganancia del circuito

realimentado es

El comportamiento del circuito se puede predecir conociendo el módulo, |Aβ|, y la

fase, ϕAβ, de la ganancia de lazo.

Si |Aβ| < 1, el circuito es estable sea cual sea el valor de ϕAβ.

Si a una frecuencia determinada Aβ = 1, es decir |Aβ| = 1 y ϕAβ = 0, cualquier

oscilación presente en la entrada a esa frecuencia se mantiene

indefinidamente, a la misma amplitud.

Si a una frecuencia determinada Aβ > 1, es decir |Aβ| > 1 y ϕAβ = 0, cualquier

oscilación presente en la entrada a esa frecuencia se amplifica

indefinidamente hasta que la saturación del amplificador lo devuelve a la

condición anterior. Como la saturación es un fenómeno no lineal, al mismo

provoca la aparición de armónicos.

Si el circuito tiene Aβ > 1 podemos prescindir de la señal de entrada puesto que el

ruido, siempre presente, contiene componentes a todas las frecuencias. La

componente de ruido a la frecuencia en la que se cumpla esta condición, conocida

como condición de arranque, se amplifica indefinidamente hasta la saturación del

amplificador o hasta que un circuito auxiliar consiga que para esa frecuencia Aβ =

1. A partir de entonces la amplitud de la oscilación se mantiene, por eso a la

condición Aβ = 1se la denomina condición de mantenimiento. Estas condiciones

para que un circuito oscile se conocen como criterio de Barkhausen.

El circuito externo para establecer la condición de mantenimiento mide la amplitud

de la oscilación y varía la ganancia del amplificador de forma inversamente

proporcional. Si se emplea, se obtiene un tono más puro, con menos armónicos,

que si se deja a la saturación del amplificador la limitación de la amplitud. Aunque

la pureza de la oscilación depende de otros factores adicionales.

Aunque en general el funcionamiento del oscilador es no lineal, notar que la

condición de arranque se puede estudiar con un modelo lineal del amplificador

porque trabaja con señales muy pequeñas.

Análisis de las condiciones de oscilación.

El método de análisis consiste primero en identificar el lazo de realimentación y el

sentido del lazo.

Después el lazo debe abrirse en un punto cualquiera, situar al inicio un generador

de tensión auxiliar, vx, y al final un impedancia, Zin, equivalente a la impedancia de

entrada que se ve desde el inicio, tal como se muestra en la figura 2.

Figura 2: Ruptura del lazo de realimentación para calcular la ganancia de lazo.

A continuación debemos calcular la señal que llegó al final del lazo, x v′x, y la

ganancia de lazo como

Finalmente, aplicando el criterio de Barkhausen: ϕAβ = 0 y Aβ > 1, obtendremos la

frecuencia de oscilación y la condición de arranque.

La ganancia de lazo, Aβ, es independiente del punto en que rompamos el lazo, pero

la dificultad de su cálculo a menudo no. Elegir un punto en que Zin = ∞ puede

simplificar mucho este cálculo.

Alternativamente, se puede escoger un punto en que la impedancia de salida al final

del lazo es nula, de forma que el valor de Zin sea irrelevante.

Vamos a ilustrar este método con varios ejemplos de osciladores muy comunes. El

primero se ha elegido por su simplicidad, pero no es habitual usar osciladores con

Amplificador Operacional en equipos de RF.

Oscilador por desplazamiento de fase.

El circuito oscilador se muestra en la figura 3, el Amplificador Operacional se supone

ideal. Es importante notar que no necesitamos identificar los bloques A y β por

separado, tan sólo el lazo de realimentación. Este circuito tiene dos lazos, pero el

formado por RA y RF es de realimentación negativa, limita la ganancia del

Amplificador Operacional pero no produce oscilación, así que no interesa.

Figura 3: Oscilador por desplazamiento de fase.

Elegimos el punto M para abrir el lazo. La impedancia de entrada que debemos

calcular se indica en la figura, pero en este caso es Zin = ∞. El circuito que resulta

después de abrir el lazo se muestra en la figura 4.

Figura 4: Circuito de la figura 3 modificado para calcular la ganancia de lazo

El cociente Vo / Vx se obtiene asumiendo que el A.O. es ideal y por lo tanto que v+=v-

Para calcular Vx′ / Vo basta notar que Z1 y Z2 forman un divisor de tensión, por

consiguiente

La ganancia de lazo se calcula como

Sustituyendo en la ecuación anterior las expresiones correspondientes a Z1 y Z2.

Obtenemos finalmente

Aplicando el criterio de Barkhausen para la fase, ϕAβ = 0, resulta (𝜔RC)2, es decir

que la frecuencia de oscilación será

Sustituyendo este resultado en la expresión de Aβ y aplicando el criterio de

Barkhausen para el módulo, Aβ > 1, obtenemos la condición de arranque

Para garantizar el arranque a pesar de las posibles desviaciones en el valor de los

componentes y de las no idealidades del circuito, en la práctica se suele tomar un

valor doble del calculado. [1]

Oscilador Pierce con circuitos integrados

La siguiente figura muestra un oscilador de cristal Pierce utilizando circuitos

integrados (IC). Aunque proporciona menos estabilidad de frecuencia, se puede

implantar utilizando un diseño digital sencillo de IC y reduce sustancialmente el

costo sobre los diseños discretos convencionales.

Para asegurar que empiecen las oscilaciones, se invierte la entrada y salida del

amplificador A1 para una operación de clase A. A2 convierte la salida de A1 a una

oscilación completa del punto de corte a saturación, reduciendo los tiempos de

crecimiento y descarga así como el búfer de la salida de A1.

La resistencia de salida de A1 se combina con el capacitor C1 para proporcionar el

atraso de fase necesario de RC. Las versiones de CMOS (semiconductor metálico

óxido complementario) operan hasta aproximadamente 2 MHz, y las versiones de

ECL (lógica acoplada al emisor) operan hasta 20 MHz. [4]

Figura 5: Oscilador con circuitos integrados.

Temporizador 555.

El 555 es un circuito integrado cuya función principal es producir pulsos de

temporización con precisión, entre sus funciones secundarias están la de oscilador,

divisor de frecuencia, modulador o generador. Este circuito integrado incorpora

dentro de sí, dos comparadores de voltaje, un flip flop, una etapa de salida de

corriente, un divisor de voltaje por resistor y un transistor de descarga. Dependiendo

de cómo se interconecten estas funciones utilizando componentes externos es

posible conseguir que dicho circuito realiza un gran número de funciones tales como

la del multivibrador astable y la del circuito monoestable.

El 555 tiene diversas aplicaciones, como: Control de sistemas secuenciales, divisor

de frecuencias, modulación por ancho de pulso, generación de tiempos de retraso,

repetición de pulsos, etc.

Figura 6: Temporizador.

Se alimenta de una fuente externa conectada entre sus terminales 8 (+Vcc) y

1(GND) tierra; el voltaje de la fuente va desde los 5 voltios hasta 15 voltios de

corriente continua, la misma fuente se conecta a un circuito pasivo RC, que

proporciona por medio de la descarga de su capacitor una señal de voltaje que está

en función del tiempo, esta señal de tensión es de 1/3 de Vcc y se compara contra

el voltaje aplicado externamente sobre la terminal 2 (TRIGGER) que es la entrada

de un comparador.

La terminal 6 (THRESHOLD) se ofrece como la entrada de otro comparador, en la

cual se compara a 2/3 de la Vcc contra la amplitud de señal externa que le sirve de

disparo. La terminal 5(CONTROL VOLTAGE) se dispone para producir modulación

por anchura de pulsos, la descarga del condensador exterior se hace por medio de

la terminal 7 (DISCHARGE), se descarga cuando el transistor (NPN) T1, se

encuentra en saturación, se puede descargar prematuramente el capacitor por

medio de la polarización del transistor (PNP) T2.

Se dispone de la base de T2 en la terminal 4 (RESET) del circuito integrado 555, si

no se desea descargar antes de que se termine el periodo, esta terminal debe

conectarse directamente a Vcc, con esto se logra mantener cortado al transistor T2

de otro modo se puede poner a cero la salida involuntariamente, aun cuando no se

desee.

La salida esta provista en la terminal (3) del microcircuito y es además la salida de

un amplificador de corriente (buffer), este hecho le da más versatilidad al circuito de

tiempo 555, ya que la corriente máxima que se puede obtener cuando la terminal

(3) sea conecta directamente al nivel de tierra es de 200 mA.

La salida del comparador "A" y la salida del comparador "B" están conectadas al

Reset y Set del FF tipo SR respectivamente, la salida del FF-SR actúa como señal

de entrada para el amplificador de corriente (Buffer), mientras que en la terminal 6

el nivel de tensión sea más pequeño que el nivel de voltaje contra el que se compara

la entrada Reset del FF-SR no se activará, por otra parte mientras que el nivel de

tensión presente en la terminal 2 sea más grande que el nivel de tensión contra el

que se compara la entrada Set del FF-SR no se activará.

Circuito astable básico:

Si se usa en este modo el circuito su principal característica es una forma de onda

rectangular a la salida, en la cual el ancho de la onda puede ser manejado con los

valores de ciertos elementos en el diseño.

Para esto debemos aplicar las siguientes formulas:

TA = 0.693 * (R1+R2) * C1 TB = 0.693 * (R2*C1)

Donde TA es el tiempo del nivel alto de la señal y TB es el tiempo del nivel bajo de

la señal. Este tiempo dependen de los valores de R1 y R2. Recordemos que el

periodo es = 1/f. La frecuencia con que la señal de salida oscila está dada por la

fórmula: f = 1/(0.693 * C1 * (R1 + 2 * R2))

Figura 7: Circuito Astable del Temporizador.

Circuito monoestable:

En este caso el timer 555 en su modo monoestable funcionará como un circuito de

un tiro. Dentro del 555 hay un transistor que mantiene a C1 descargado inicialmente.

Cuando un pulso negativo de disparo se aplica a terminal 2, el flip-flop interno se

setea, lo que quita el corto de C1 y esto causa una salida alta (un high) en el terminal

3 (el terminal de salida).

La salida a través del capacitor aumenta exponencialmente con la constante de

tiempo:

t = R1 * C1

Cuando el voltaje a través de C1 iguala dos tercios de Vcc el comparador interno

del 555 se resetea el flip-flop, que entonces descarga el capacitor C1 rápidamente

y lleva al terminal de salida a su estado bajo (low). El circuito e activado con un

impulso de entrada que va en dirección negativa cuando el nivel llega a un tercio de

Vcc. Una vez disparado, el circuito permanece en ese estado hasta que pasa el

tiempo de seteo, aun si se vuelve a disparar el circuito.

La duración del estado alto (high) es dada por la ecuación:

T= 1.1 * (R1*C1)

El intervalo es independiente del voltaje de Vcc. Cuando el terminal reset no se usa,

debe atarse alto para evitar disparos espontáneos o falsos. [2]

Figura 8: Circuito Monoestable del Temporizador.

Osciladores controlados por tensión (VCO)

La forma de hacer un VCO es reemplazar uno o varios de los componentes reactivos

que determinan la frecuencia de un oscilador por elementos de valor variable.

Elementos cuyo valor dependa de su tensión de polarización, es decir de la tensión

continua que tienen aplicada. Habitualmente se reemplazan los condensadores y

para sustituirlos tenemos de dos posibilidades: diodos varicap y capacidades MOS.

Un diodo semiconductor tiene asociada una capacidad en paralelo que depende de

su tensión de polarización. La dependencia de la capacidad con la tensión se

muestra en la figura 9a. Sólo la zona de polarización inversa es útil, porque en

directa el diodo es prácticamente un cortocircuito que se halla en paralelo con esta

capacidad. Los diodos de aplicación específica como condensadores variables se

denominan varicaps, el símbolo se muestra en la figura 9b. Por ejemplo el diodo

varicap MV205 equivale a C = 16 pF para VD = –1 V y C = 4 pF para VD = –10 V.

Figura 9: Dependencia de la capacidad del diodo con la tensión de polarización y (b)

símbolo del varicap

La otra posibilidad es emplear la capacidad variable de un condensador MOS

cuando pasa de acumulación a fuerte inversión. La dependencia de esta capacidad

con la tensión de polarización se ha representado en la figura 10. La variación de

esta capacidad con la tensión aplicada es mucho mayor que la del diodo, por

consiguiente, con menos variación de la tensión es posible tener un margen de

sintonía mayor. Pero la incertidumbre del valor inicial debida a tolerancias en

proceso de fabricación hace que no sea la opción más empleada.

Figura 10: Variación de la capacidad del condensador MOS con la tensión de polarización

de puerta.

Al convertir un esquema de oscilador en VCO se debe cuidar de que la tensión de

polarización que se aplica al elemento de capacidad variable no cortocircuite el lazo

de realimentación en ca., si es necesario se puede aplicar en serie con la tensión

de control una resistencia de valor elevado puesto que por ella no va a circular

corriente.

Figura 11: Dos ejemplos de VCO.

La figura 11 muestra dos ejemplos típicos de VCO. La tensión de control puede

variar desde un valor negativo hasta VCC como máximo. La figura 12 muestra un

oscilador a cristal controlado por tensión, un VCXO. El cristal trabaja en modo serie

por lo que el varicap se ha puesto en serie con el cristal. La bobina Ls está para

compensar la reactancia del varicap a la frecuencia de oscilación cuando la tensión

de control está en su valor medio La resistencia R∞ evita que el generador de

tensión de control cortocircuite el camino de señal en el lazo de realimentación.

Figura 12: Ejemplos de VCXO.

La frecuencia de salida del VCO es una función no lineal de la tensión de control.

Sólo en un margen de variación pequeño esta dependencia se puede aproximar por

una función lineal, en ese caso

donde fc es la frecuencia libre del oscilador (Vcont = 0). La tensión de salida es pues

una onda sinusoidal modulada en frecuencia por la tensión de control [1]

PLL

El oscilador enganchado en fase es un sistema de realimentación consistente en un

controlador de fase, un filtro pasó bajo, un amplificador de la señal error y un

oscilador controlado por tensión (VCO) en el camino de la realimentación.

Figura 13: El esquema de bloques de un sistema básico PLL.

Quizás el punto más importante a tener en cuenta cuando diseñamos el PLL es que

es un sistema de realimentación como cualquier otro y, de lo que se deduce, que

está caracterizado matemáticamente con las mismas ecuaciones que aplican a los

otros sistemas de realimentación más convencionales. Sin embargo, los parámetros

de las ecuaciones son algo diferentes ya que en los PLL's la señal de error de

realimentación es un error de fase mientras que en los convencionales es una señal

error de voltaje o corriente.

FUNCIONAMIENTO DE UN PLL

El principio básico del funcionamiento de un PLL puede explicarse como sigue:

Cuando no hay señal aplicada a la entrada del sistema, la tensión Vd(t) que controla

el VCO tiene un valor cero. El VCO oscila a una frecuencia, f0 (o lo que es

equivalente en radianes Wo) que es conocida como frecuencia librede oscilación.

Cuando se aplica una señal a la entrada del sistema, el detector de fase compara

la fase y la frecuencia de dicha señal con la frecuencia del VCO y genera un voltaje

de error Ve(t) que es proporcional a la diferencia de fase y frecuencia entre las dos

de señales. Este voltaje de error es entonces filtrado, ampliado, y aplicado a la

entrada de control del VCO. De esta manera, la tensión de control Vd(t) fuerza a

que la frecuencia de oscilación del VCO varíe de manera que reduzca la diferencia

de frecuencia entre f0 y la señal de entrada fi. Si la frecuencia de entrada fi está

suficientemente próxima a la de f0, la naturaleza de la realimentación del PLL

provoca que el oscilador VCO sincronice y enganche con la señal entrante. Una vez

enganchado, la frecuencia del VCO es idéntica a la de la señal de entrada a

excepción de una diferencia de fase finita.

Esta diferencia de fase neta es Fe, donde:

Fe = Fo - Fi

es la diferencia de fase necesaria para generar el voltaje de error corrector Vd para

conseguir el desplazamiento de la frecuencia libre del VCO para igualarse a la

frecuencia fi de la señal de entrada y así mantener el PLL enganchado. Esta

capacidad de autocorrección del sistema también permite al PLL "encarrilar" los

cambios de frecuencia con la señal de entrada una vez se ha enganchado. La gama

de las frecuencias sobre las que el PLL puede mantener el enganche con una señal

de entrada se define como “gama de enganche o cierre” del sistema. La banda de

las frecuencias sobre las que el PLL pueden engancharse con una señal de entrada

conocida como “gama de captura” del sistema y nunca es mayor que la gama de

enganche.

Otros medios de describir la operación del PLL están en observar que el comparador

de fase es en realidad un circuito multiplicador que mezcla la señal de entrada con

la señal del VCO. Esta mezcla produce una gama de frecuencias que son sumas y

diferencias de frecuencias (fi + fo) y (fi - fo).

Cuando el bucle está enganchado (fi = fo; entonces fi + fo= 2fi y fi - fo=0); de ahí

que, a la salida del comparador de fase solamente tengamos una componente DC.

El filtro paso bajo anula la componente de frecuencia suma por estar (fi + fo) fuera

de su ancho de banda pero deja pasar la DC que se amplifica entonces y ataca al

VCO. Observar que cuando el bucle está enganchado, la componente diferencia de

frecuencia es siempre DC, de tal manera que la gama de enganche es

independiente del flanco del ancho de banda del filtro paso bajo.

ENGANCHE Y CAPTURA

Consideremos ahora el caso en que el bucle no está aún enganchado. El

comparador de fase mezcla nuevamente las señales de la entrada y del VCO

produciendo componentes suma y diferencia de frecuencia. Sin embargo, la

componente diferencia puede caer fuera del ancho de banda del filtro paso bajo y

anularse al mismo tiempo con la componente de frecuencia suma. Si este es el

caso, no se transmite ninguna información al VCO y este permanece es su

frecuencia libre inicial.

Cuando la frecuencia de entrada se aproxima a la del VCO, la componente

diferencia de frecuencias disminuye y se acerca el borde de la banda del filtro paso

bajo. Ahora alguna componente de la diferencia de frecuencias pasará, haciendo

que la frecuencia del VCO se acerque a la frecuencia de la señal de entrada. Esto,

producirá a la vez, que disminuya la frecuencia de la componente diferencia lo que

permite a su vez que pase más información a través del filtro paso bajo. Hacia el

VCO. Esto es esencialmente un mecanismo de realimentación positiva que provoca

que el VCO enganche con la señal de entrada. Teniendo en cuenta lo dicho,

podríamos definir de nuevo el término “gama de captura” como `la gama de

frecuencia alrededor de la cual, la frecuencia libre inicial del VCO puede enganchar

con la señal de entrada'. La gama de captura es una medida de qué frecuencias de

señal de entrada debemos tener para enganchar al VCO. Esta “gama de captura”

puede llegar a tener cualquier valor dentro de la gama de enganche y depende en

primer lugar del flanco del ancho de banda del filtro paso bajo y en segundo lugar

de la ganancia del lazo-cerrado del sistema. Es este fenómeno de captura de señal,

el que le da al bucle, las propiedades selectivas de frecuencia. Es importante

distinguir la “gama de captura” de la “gama de enganche” que puede, nuevamente,

definirse como `la gama de frecuencias normalmente centradas alrededor de la

frecuencia inicial libre del VCO por el que el lazo puede encaminar a la señal de

entrada una vez logrado el enganche. Cuando el lazo está enganchado, la

componente diferencia de frecuencia a la salida del comparador de fase (voltaje

error) es DC y pasará siempre a través del filtro paso bajo. Así, la gama de enganche

estará limitada por la gama de voltaje de error que puede generarse y la

correspondiente desviación de frecuencia producida por el VCO. La gama de

enganche es esencialmente un parámetro DC y no está afectada por el ancho de

banda del filtro paso bajo.

CAPTURA TRANSITORIA

El proceso de captura es altamente complejo y no se presta a un análisis

matemático simple. Sin embargo, una descripción cualitativa del mecanismo de

captura puede entenderse como se indica a continuación. Sabiendo que la

frecuencia es derivada de la fase con respecto al tiempo, los incrementos

(variaciones) de la frecuencia y de la fase en el bucle pueden relacionarse como

df =dFe/dt

donde df es la variación de la frecuencia instantánea entre las frecuencias de la

señal y del VCO y Fe es la diferencia de fase entre la señal de entrada y la señal

del VCO.

Si el lazo de realimentación del PLL se abriera entre el filtro paso bajo y la entrada

del VCO, entonces para una condición determinada de fo y fi la salida del

comparador de fase sería un batido sinusoidal a una frecuencia fija df. Si fo y fi se

acercaran suficientemente en su frecuencia, este batido aparecería a la salida de

filtro con insignificante atenuación.

Supongamos ahora el lazo de realimentación se cierra conectando la salida del filtro

paso bajo a la entrada de control del VCO. La frecuencia del oscilador VCO estará

modulada por ese batido de frecuencia. Cuando esto sucede, df será una función

de tiempo. Si, durante este proceso de modulación, la frecuencia del VCO se

desplaza acercándose a fi, (es decir, disminuyendo df), entonces dFe/dt disminuye

y la salida del comparador de fase variará lentamente en función de tiempo. Del

mismo modo, si el VCO se modula lejos de fi, dFe/dt aumenta y el voltaje de error,

es decir la salida del comparador de fase variará rápidamente en función del tiempo.

Bajo esta condición la forma de onda de la nota de batido no será sinusoidal; sino

que estará formado por una serie de picos aperiódicos.

A causa de su asimetría, esta nota de batido contiene una componente DC finita

cuyo valor medio hace tender la frecuencia del VCO hacia fi y se establezca el

enganche. Entonces df vale cero. Y el voltaje de error DC permanece constante.

El tiempo total que tarda el PLL en establecer el enganche se llama el pull-in-time.

Dicho tiempo depende de las diferencias de fase y frecuencia inicial entre las dos

señales así como también de la ganancia total del lazo y del ancho de banda del

filtro paso bajo. Bajo determinadas condiciones, el pull-in-time puede ser más corto

que el período de la nota de batido y el bucle puede cerrar sin ninguna oscilación

transitoria.

EFECTOS DEL FILTRO PASO BAJO

En la manera de comportarse el lazo. El filtro paso bajo efectúa una doble función.

La primera, atenuar y rechazar las componentes de alta frecuencia a la salida del

detector de fase, mejorando las características de rechazo de interferencias, la

segunda, proporcionar durante un corto tiempo (memoria del filtro) al PLL

asegurando un rescate rápido de la señal si el sistema se sale del enganche debido

a algún ruido transitorio.

Disminuir el ancho de banda del filtro paso bajo tiene los efectos siguientes sobre

el rendimiento de sistema (Constante de Tiempo grande):

a.- El proceso de captura llega a ser más lento, y el pull-in-time aumenta.

b.- La gama de frecuencias de captura disminuye.

c.- Las propiedades de rechazo de interferencias del PLL mejoran ya que el voltaje

de error ocasionado por una frecuencia perturbadora adicional se atenúa por el filtro

paso bajo.

d.- La respuesta transitoria del bucle (la respuesta del PLL a los cambios súbitos de

la frecuencia de entrada dentro de la gama de captura) llega a ser muy amortiguado.

FUNCIONAMIENTO SINTESIS DE FRECUENCIA

Se puede construir un sintetizador de frecuencia alrededor de un PLL, tal como se

muestra en la figura 13. Un divisor de voltaje se inserta en la salida del VCO y el

comparador de fase, para que la señal del lazo al comparador este a la frecuencia

Fo mientras que la salida e la fase del VCO es Nfo. Esta salida es un múltiplo de la

frecuencia de entrada, pero siempre y cuando el lazo este en seguimiento. La señal

de entrada puede estabilizarse en f1, con la salida del VCO resultante en Nf1, si el

lazo se ajusta para seguimiento a la frecuencia fundamental. [3]

Bibliografía

[1]UIB. (NA). Osciladores. 6 - 4 - 15, de Apuntes SEC Sitio web:

http://www.uib.cat/depart/dfs/GTE/education/telematica/sis_ele_comunicacio/Apunt

es/Capitulo%206.pdf

[2]NA. (2012). Temporizador. 6-4-15, de Foros de Electrónica Sitio web:

http://www.forosdeelectronica.com/tutoriales/555.htm

[3] Nanita. (NA). Oscilador enganchado en fase o PLL (Phase-Locked Loop). 6-4-

15, de Rincón del Vago Sitio web:

http://html.rincondelvago.com/oscilador-enganchado-en-fase-o-pll.html

[4] Unicrom. (NA). Oscilador de cristal Pierce con circuitos integrados. 6-4-15, de

Electrónica Unicrom Sitio web:

http://www.unicrom.com/Tut_OsciladoresCristal5.asp