ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL

FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA

"TRANSMISOR Y RECEPTOR DE TELEMETRÍA MEDICA

APLICACIÓN AL ELECTROCARDIOGRAMA"

CONSUELO DUEÑAS MONTERO

TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE INGENIERO EN LA

ESPECIALIZACION DE ELECTRÓNICA EN LA ESCUELA POLITÉCNICA

NACIONAL

Quito, Junio de 1983

Certifico que el presente tra-

bajo ha sido elaborado en su

totalidad por la señorita CON-

SUELO DUEÑAS MONTERO

Ing. HERBERT JACOBSONDirector de Tesis

AGRADECIMIENTO

Dejo constancia de mi más sincero a-

gradecimiento al Ing. Herbert Jacob-

son, por la valiosa y desinteresada _a

yuda que me ha brindado3 ya que gra-

cias a sus extensos conocimientos y e:x

periencia, se hizo posible la realiz_a

ción de este trabajo.

A MIS PADRES

ÍNDICE

Pag

1.- INTRODUCCIÓN Y OBJETIVO

2.- CAPITULO I

EL ELECTROCARDIOGRAMA

a) Qué es un electrocardiograma 1

b) Las señales del corazón 3

c) Electrocardiograma para pacientes ambulantes 9

3.- CAPITULO II

DESCRIPCIÓN DEL CIRCUITO 11

a) Bloques funcionales del transmisor -¡ -i

1 . Amplificadores y multiplex -j -,

2. Circuito de R.F 20

3. Convertidor de voltaj e 28

b) Bloques funcionales del receptor 29

1. Modificaciones al receptor F.M 29

2. Decodificación de canales multiplex 3-]

3. Filtros activos y compensación -7 A

4.- CAPITULO III '

DISEÑO DETALLADO

a} El amplificador operacional con conmutación 37

b) Control de tiempos en el transmisor y receg_

tor 44

Pag

c) Uso del oscilador controlado por fase para

demodulación 52

d) Compensación por errores de cero y calibr_a

ción de ganancia 53

e) Elementos y respuesta de frecuencia de los

filtros activos 54

5.- CAPITULO IV

RESULTADOS EXPERIMENTALES 62

6.- CONCLUSIONES GENERALES Y COMENTARIOS 72

7.- Apéndice A: Características de los circuitos

integrados.

Apéndice B: Tabla de valores del diagrama de

Bode .

8.- Bibliografía.

INTRODUCCIÓN Y OBJETIVO

El acelerado desarrollo de la Electrónica, especial-

mente en las últimas dos décadas, ha puesto en el mercado

una serie de nuevos elementos, mucho más precisos que los

existentes hasta entonces, de tamaño más re-ducido, gracias

al uso de nuevas técnicas, y ha impuesto la aplicación de

diversos métodos en el campo-de la transmisión de datos.

No poco influyó en este proceso el uso de satélites,

vuelos espaciales, vehículos espaciales y estímulos béljL

eos, que obligaron a los científicos a apresurar sus in-

vestigaciones y obtener resultados que permitan cumplir los

objetivos impuestos, en un tiempo inferior al que requie

ren normalmente este tipo de trabajos.

Una de las principales aplicaciones radica en los

prácticos y fabulosos métodos de medida de diversos pará-

metros y control de instrumentos a distancia, campo que a

barca la telemetría. La revolución de la telemetría y con

trol remoto viene como resultado de la necesidad de siste

mas de alta velocidad y los, requerimientos para control y

medidas de objetos en movimiento.

La telemetría es la indicación o registro de una can

tidad, en un punto distante. Prácticamente, cualquiercan

tidad eléctrica, capaz de ser medida, puede ser transmití

da? junto a un gran número de cantidades no eléctricas.

Gomo vemos, la telemetría es una forma especial de comunjl

cación que tiene determinadas características; y, aunque

existen diversos tipos de transmisiones telemétricas, to-

das tienen un hecho en común, que es la necesidad de "em-

paquetar" la información que tiene que ser transmitida me\e diversas técnicas de multiplexeo, ya que, en la ma.

yoría de los casos 3 se requieren los datos de muchas fuen

tes o los comandos para dirigir muchas funciones.

Entre las técnicas de multiplexeo más frecuentemente

utilizadas, tenemos el multiplexeo de tiempo y el multi-

plexeo de frecuencia. En el primero se utiliza típicameni

te modulación por posición de pulsos, modulación por dur_a

ción de pulsos, modulación por amplitud de pulsos y modu-

lación por código de pulsos, pudiendo la portadora, ser mo

dulada en amplitud o en frecuencia.

Los sistemas de multiplexeo de frecuencia utilizan -

portadoras moduladas, ya sea en amplitud o en frecuencia;

siendo, por lo 'general, técnicas de cumunicaciones bien co

nocidas.

Entre las consideraciones básicas que interesan a un

sistema de telemetría están el número de canales, el núme

ro de muestras, por segundo, por canal,y la exactitud de

los datos que van a ser muestreados. Todo esto puede dar

nos una idea cabal de la capacidad del sistema y determi

nar el ancho del espectro requerido para transmitir la in

formación.

Como resultado de los diversos programas espaciales,

la telemetría ha sido impulsada enormemente y su uso se ha

generalizado en todos los campos de la industria, amplián

dose su utilidad al campo de la medicina, en donde pres-

ta enormes e incontables servicios, puesto que todas las

señales existentes en el cuerpo humano pueden ser transmi_

tidas y, por consiguiente, medidas. Algunas de las vari_a

bles que se transmiten son: presión, temperatura, concen-

tración de oxígeno, acidez, intensidad de radiación, etc.

Muchos sistemas de telemetría médica han sido desa-

rrollados en los laboratorios e institutos de investiga-

ción de diversos países y con tecnologías diferentes. Mu_

chos otros se encuentran en su etapa experimental o han ŝ

do probados únicamente con animales. Se mencionará algu-

nos trabaj os realizados en este campo:

- Dr. D. H. Howry y Dr. J. Holmes, de la Universidad de Co_

lorado, desarrollaron un sistema utilizando ultrasoni-

do , que produce una imagen de dos dimensiones, en un. os

ciloscopio, similar a la de rayos X.

- Industrias Guitón elaboraron un aparato capaz de medir

catorce diferentes parámetros fisiológicos.

- En la Universidad de Búfalo se realizaron los estudios

y se diseñaron marcapasos que pueden ser implantados.

- Un pequeño transmisor ha sido diseñado para ser inser't_a

do en la cámara anterior del oj o, con el obj eto de es'tu

diar las fluctuaciones de presión y el glaucoma.

- Transmisores de radio que pueden ser tragados, se desa-

rrollaron para que realicen su función mientras viajan

por la longitud total del tracto gastro-intestinal.

Es obvio suponer que las mediciones médicas., a más de ser

imprescindibles para el diagnóstico de enfermedades, se u

til izan también para control de pacientes y para investi-

gaciones científicas y¿ en este último campo, los datos o_b

tenidos a través de dichas mediciones servirán para el de_s

cubrimiento de nuevas drogas y para el diseño de modernos

y cada vez más sofisticados aparatos de medición.

Muchos factores afectan el diseño de los instrumen-

tos llamados biornédieos, como son: médicos, ambientales y

económicos. En los primeros cabe anotar que la exactitud

que se requiera para cada propósito influye en la comple-

jidad del instrumento y en el método de medida. El terce

ro es, sin lugar a dudas, el factor más influyente en núes

tro medio, debido a la falta de elementos y tecnología a-

decuados.

Se indicó anteriormente que muchas de las señales bio

lógicas están siendo actualmente procesadas por radíetele

metría, y al ser ésta una técnica que provee una unión sin

alambres entre el paciente y los aparatos que procesan la

señal, los médicos pueden controlar y estudiar al pacien-

te cuando éste se encuentre en total movilidad, sin estar

restringido a un solo sitio ni a una sola posición. Al te

ner el paciente una mayor comodidad y libertad de desen-

volverse, tampoco se siente atemorizado como lo estaría

en otras circunstancias, siendo éste un factor que varia,

ría, en diferentes grados, las mediciones que se vayan a

obtener.

Este método de medida, también provee al paciente de

las mejores condiciones de aislamiento eléctrico con res-

pecto a los equipos de grabación y a las líneas de poten-

cia. En los sistemas convencionales, de electrocardiogra

fía por ejemplo, existen una infinidad de normas para pre

venir descargas eléctricas sobre el paciente 3 ya que éste

muchas veces constituye el paso para una descarga a tie-

rra.

Es importante anotar que, a pesar de las múltiples -

ventajas que presentan los sistemas de radiotelemetría, no

están completamente inmunizados contra problemas de ruido

eléctrico, puesto que, a pesar de que la señal de acopla-

miento es radiada electromagnéticamente, otras señales de

frecuencia similar pueden interferir y causar, encases ex

tremos, la pérdida completa de la señal en mención.

C A P I T U L O I

EL 'ELECTROCARDIOGRAMA

a) QUE ES UN ELECTROCARDIOGRAMA

La actividad eléctrica de las células, cuando éstas

están en estado de reposo, se caracteriza porque se en-

cuentran polarizadas pues en su interior existen cargas

negativas, en tanto que las positivas se encuentran en el

exterior.

De acuerdo con esto, se ha podido detectar la presen

cia de una línea de cargas positivas en el exterior y ne-

gativas en el interior de la fibra del miocardio, por lo

que la membrana se polariza. Durante la actividad cardia

ca, se crean diferencias de potencial de baj o voltaje, de

bidas a la pérdida brusca de la polaridad de dicha membra.

na.

Se puede, entonces, considerar tres estados de las

membranas del miocardio: inactividad, estado en el cual

las células están polarizadas; actividad que hace que las

células se despolaricen; y finalmente, recuperación que es el

momento en que las células se han repolarizado. Estos cam-

bios de estado de la membrana .producen rápidas y alternas

diferencias de potencial, del orden de los milivoltios, que

deben ser registradas para su estudio y análisis en apara-

tos de gran sensibilidad, que son los conocidos electro-

cardiógrafos .

"Un electrocardiograma es el registro de las corrien

tes de acción producidas por la actividad cardiaca, sien-

do un examen de gran valor, por el que se reflejan fiel-

mente en el registro, alteraciones del ritmo., de la con-

ducción, la contracción, etc." C1)

Estos aparatos de registro se basan en el hecho de

que, al estar un conductor eléctrico localizado en. un cam

po magnético y ser atravesado por una corriente eléctrica,

se desplaza en un sentido determinado por la dirección de

la corriente que lo atraviesa.

El registro-o electrocardiograma obtenido de estos a

paratos, se inscribe en papel provisto de una cuadrícula

cuyas líneas horizontales y verticales están separadas en

tre sí 1 milímetro. En la escala vertical se mide el

tiempo y en la horizontal, los voltajes, mediante las si

guientes equivalencias:

*

1 mm.= 0.04 s.

1 mm.= 0.1 mV.

El electrocardiograma esta caracter izado por seis ondas :

P, Q, R, S, T, y ocasionalmente U, durante cada ciclo del

corazón.

i] G . E . R . - Gran Enciclopedia Rialp.- Ediciones Rialp S.A. MADRID1972,- Tomo VI.- Pag. 467

b) LAS SEÑALES DEL CORAZÓN

La actividad eléctrica de las células está directa-

mente relacionada con la permeabilidad de sus membranas,

puesto que,' al ser éstas estimuladas por un impulso eléc-

trico, la permeabilidad de la membrana varía súbitamente;

el gradiente iónico cambia y el potencial en el interior

de la célula alcanza valores positivos. El proceso de re_

polarización es gemeralmente lento. La fig. 1.1 muestra,

en forma bastante explícita este fenómeno.

Cada una de las ondas electrocardiográficas representa un

período determinado, durante la actividad cardiaca. Así

tenemos que la onda P, en su fase inicial, representa la

despolarización de la aurícula derecha, es decir, su mo-

mento de activación. La parte terminal de la onda P indi

ca la despolarización auricular izquierda. El impulso se

transmite, entonces,al nodulo aurículo-ventricular, en for

ma bastante lenta y debilitada. Esta demora permite com-

pletar la contracción de las'aurículas antes de que se i-

nicie el proceso ventricular, fenómeno que es registrado

en el segmento isoeléctrico PR; es decir, este segmento co

rresponde al tiempo transcurrido desde el inicio de la ac

tividad ventricular hasta cuando dicha actividad ha cu-

bierto la totalidad de las aurículas.

Luego de que el impulso ha pasado por el nodulo a-v,

se transmite al haz de His que, mediante una derivación,

10

— 20

- 60

— 100

_Despolarízación (o}

M ó d u l o 3A

potencialmembrana de reposo (A]

Tiempo

CURVA ' DE POTENCIALES DE ACCIÓN DE DOS

TIPOS DE CÉLULAS

Fig. 1.1

penetra en el tabique interventricular, donde el impulso

despolariza al miocardio, de izquierda a derecha; enton-

ces, cuando el impulso se aleja del electrodo, se regis-

tra la deflexión negativa Q} y cuando sucede lo contra

rio, se dibuja la onda inicial R.

El complej o QRS , conocido como comple j o ventricular ,

registra la despolarización que se extiende a través del

ventrículo izquierdo y derecho. La repolarización ventri^

cular viene representada por la onda T. Una nota caracte^

rística del electrocardiograma standard, es que la repola_

rización auricular no suele ser registrada.

La onda U que, como habíamos dicho anteriormente, es

ocasional, representa el período de mayor excitabilidad de

los ventrículos, aunque, en realidad su significado aún no

está determinado con exactitud.

Veremos ahora algunos datos y características de ca-

da una de las ondas e intervalos:

La onda P es habitualmente pequeña y de forma redon-

deada; aparece gráficamente durante el momento de la acti^

vación auricular y precede al denominado complejo ventri-

cular. Su duración es no mayor de 0,10 seg. y su ampli-

tud puede ser de hasta 2 mm. (0,2 mV). La duración de la

onda P representa 'el tiempo total de la activación de las

aurículas, que es el mismo, aproximadamente, que el que se

necesita para que se efectúe la activación total de los

ventrículos.

A continuación de la onda P sigue un trazo recto, a

nivel isoeléctrico, denominado intervalo P-R o P-Q, según

sea que vaya seguido de la onda positiva R o de la negati

Vían Internoda!c Inleratrial

Ramade! haz de

Ventrículoderecho

Ventrículoizquierdo

Fibras posUrio-¡zquíerdaa

1.0Tibras ante- '

Registro electrocardtográfico normal

v '\quicrdasFibrassepUlea o

Tabique p¡bras de¡rttcn/entricular Purkínje

Marcapaaos y sistemade conducción

Fia. 1.2

va Q. El intervalo PR corresponde al tiempo transcurrido

desde que se inicio la activación, hasta cuando ésta in'va.

de la totalidad de las aurículas; la duración de este in-

tervalo varía notablemente según la edad y frecuencia del

ritmo cardiaco (0.13 a 0.18 s.)

Q es la primera onda del complej o ventricular; es ne_

gativa y generalmente pequeña. Su duración aproximada es

de 0.02 s. y en ocasiones puede faltar. La onda R, posi-

tiva y aguda, es normalmente la más amplia. Su altura v_a

ria entre 7 y 17 mm. (0.7 a 1.7 mV). A continuación, se

inscribe la onda S que es negativa. Estas tres ondas fo]r

man el llamado complej o ventricular QRS, cuya duración a-

proximada es de 0.10 s . , y es el resultado de la despola-

rización ventricular.

Después del complej o QRS se encuentra el segnento S-T,

de duración variable, peroren principio, isoeléctrico. Se

mide desde el final de QRS hasta el comienzo de la ondaT.

La onda T es de inscripción lenta y redondeada, y re-

presenta la repolarización ventricular o fase de recupe-

ración .

Otro espacio que debe ser considerado en toda Ínter

pretación electrocardiográfica es el espacio Q-T. Este es

pació comprende el tiempo transcurrido desde el comienzo

de la activación ventricular hasta el final de la recupe-

ración. Como se ve, incluye tanto la despolarización co-

mo la repolarización ventricular. Se mide desde el ini-

cio del complejo QRS hasta el final de la onda T3 y repre-

senta la sístole eléctrica ventricular. Su duración pro-

medio es de 0,32 a 0,40 s. y está directamente relaciona-

da con la frecuencia cardiaca.

T

U

ior 1.3

A continuación de la onda T se inscribe, a veces, una on-

da U redondeada y que se puede observar preferentemente en

derivaciones torácicas. La onda U es positiva, de bajo

voltaje y representa el potencial posterior positivo y el

período de mayor excitabilidad de los ventrículos, Su sig_

nificado, como se dij o anteriormente, no es aún claro.

c) ELECTROCARDIOGRAMA PARA PACIENTES'AMBULANTES

Las ondas electrocardiográficas y sus características

se han registrado, convencionalmente, en electrocardiógra.

fos de uso común. En nuestro caso, el aparato desarrolla,

do para pacientes ambulantes se diferencia de los anteri£

res en su tamaño reducido y bajo costo, sin contar con las

ventajas que proporciona para la comodidad del pacientey3

por ende, a su normal desenvolvimiento.

Una de las limitaciones del electrocardiógrafo común

es la de mantener al paciente en estado de reposo; estado

en el cual no se pueden detectar todos los mal-funciona-

mientos o anomalías que sufre el corazón. De aquí se de-

riva la importancia de este aparato 3 pues es posible obte

ner registros electrocardiográficos de pacientes en dife-

rentes estados de actividad, asi como también se pueden

realizar análisis del nivel de actividad sobre las carac-

terísticas del corazón.

Como aplicación práctica de lo anteriormente dicho,

se puede encontrar el control realizado sobre los astro-

nautas desde los laboratorios en tierra, en las diferen-

tes etapas de los vuelos espaciales.

Una característica importante de este trabajo es el

hecho de que fue desarrollado originalmente para uso en e_

lectroencefalografía y, con algunas modificaciones se ha

10

logrado adaptarlo para uso en cardiología. La variación

principal está en el distinto nivel de voltaje que deben so-

portar los amplificadores de entrada, en uno y en otro c_a

so. Este mismo diseño podría servir, con ligeros cambios 3

para medir diversas señales biológicas como temperatura,

ritmos respiratorios, etc., utilizando en cada caso tran_s_

ductores específicos.

En el presente trabaj o, las mediciones se realizan

con electrodos que deben mantenerse en contacto con la

piel, que es una capa aislante, por lo que éstos tienen im

pedancias del orden de -cientos de kilo-ohmios.

11

C A P I T U L O I I

DESCRIPCIÓN DEL CIRCUITO

a) BLOQUES FUNCIONALES DEL TRANSMISOR

1 . Amplificadores j_ Multiplex

La configuración básica de cualquier sistema de ra-

dio telemetría, de los utilizados en instrumentación bio-

medica, es prácticamente la misma y, en líneas generales,

se dirá que consta de los siguientes bloques:

ECG

ENTRADA

AMPLlFICADOR .DEAF

a) Transmisor

12

DEMODULADOR

VOLTAJE DE LtNEA

b) Receptor

Fig. II.1.- Sistema de Radio Telemetría .

En la Fig. II, 1 .a) se ve que la señal de entrada es ampli-

ficada a un nivel en el cual pueda modular a la portadora

de radio frecuencia (RF) , generada por un oscilador. Los

sistemas de telemetría más recientes, utilizan modulación

por posición de pulsos o modulación por duración de pul-

sos, con modulación por código de pulsos donde se requie-

ra una mayor conflabilidad del sistema. La señal modula-

da de radio frecuencia, puede ser aplicada directamente a

la antena transmisora o, de otro modo, puede ser amplifi-

cada previamente para proveer altos niveles de señal. La

alimentación al transmisor se la hace por medio de una pe_

quena batería, que es portada por el paciente.

En el receptor, Fig. Il.l.b), la antena recibe la S£

nal modulada de radio frecuencia; es amplificada y luego

demodulada para recobrar la información original de la por_

13

tadora. Finalmente, la señal puede ser amplificada para

tener una salida utilizable.

Se pasará, ahora, a hablar de los amplificadores de

señal del circuito del transmisor. Como es de conocimien

to general, un amplificador operacional es un amplifica-

dor diferencial de corriente continua, de alta ganancia.

Se lo utiliza, principalmente, en circuitos cuyas caracte_

rísticas están determinadas por redes externas de reali-

mentación negativa.

Los amplificadores operacionales son una parte muy'im

portante en los sistemas modernos instrumentales, para me

dir biopotenciales. Dichas medidas involucran voltaj es

que siempre están a niveles bajos y tienen una alta impe-

dancia de fuente; ' por tanto, los amplificadores son req'ue

ridos para aumentar la potencia de la señal pero mantenien-

do su alta fidelidad.

La función esencial de un amplificador biopotencial,

es la de tomar una señal de origen biológico, que es eléc

tricamente débil, e incrementar su amplitud de modo que pue

da ser procesada, grabada o puesta en pantalla. Ya que los

amplificadores de voltaj e también sirven para incrementar

niveles de potencia, pueden ser considerados como amplifi_

cadores de potencia.

Para usos biológicos, es aconsejable que los amplifi

14

cadores tengan alta impedancia de entrada, para que pro-

vean una mínima carga a la señal que debe ser medida. Un

valor ideal para muchas aplicaciones es 10 Mfí.

Los circuitos de entrada de los amplificadores biopo_

tenciales, deben dar protección al organismo al que vayan

a ser aplicados, puesto que cualquier corriente o voltaje

que aparezca en los terminales de entrada del amplifica-

dor, puede afectar el potencial biológico que se va a me-

dir, y en algunos casos podría generar micro o macro shocks

en el paciente. Para evitarlo, la entrada de dichos am-

plificadores debe tener aislamiento y circuitos de pro-

tección.

Los circuitos de salida de estos amplificadores no

presentan problemas, ya que su función es la de encaminar

la carga del amplificador manteniendo su máxima fidelidad;

de este modo, la impedancia de salida del amplificador de_

be ser baja con respecto a la impedancia de carga.

Puesto que las señales biológicas tienen un nivel ba

jo, es importante limitar el ancho de banda del amplifica

dor, para que sea lo suficientemente grande para poder pro_

cesar las señales y obtener una relación señal/ruido máxi

ma. Las señales que provienen del cuerpo tienen amplitu-

des del orden de pocos milivoltios o menos, y es por esto

que estas señales deben ser amplificadas hasta llegar a ni

veles compatibles con los equipos de registro y muestreo.

15

Una última condición'de los amplificadores biopotenciales

es la de que deben tener la ganancia bien calibrada.

El sistema de radio telemetría que se ha construido,

utiliza amplificadores con un solo terminal de entrada,em

pleando un electrodo común de referencia. Los amplifica-

dores han sido diseñados para soportar una entrada de al-

rededor de 5mV. pico. Esta forma de utilización sirve pa.

ra grabación monopolar. Para ser utilizados en grabacio-

nes bipolares, los amplificadores podrían ir precedidos de

preamplificadores de baja ganancia, con entrada diferencial

y un sólo terminal de salida. Otra posibilidad sería em-

plear dos canales para una sola señal en la entrada y a

la salida un amplificador de ganancia uno, para uso dife-

rencial de dos canales como se muestra en la Fig. II.2.

Se ha acudido al muestreo por multiplexeo de tiempo,

por la mayor facilidad que para ello representa el uso de

diversos circuitos integrados. La unidad consta de siete

canales de entrada y un canal de referencia, de 200 Hz.

El rango básico que se ha previsto para la transmisión es

de 800 Hz.

Un contador binario provee frecuencias de 6400,3200 ,

1600, 800, 400 y 200 Hz. de onda cuadrada, como se mostra

rá en los diagramas de tiempos, en el capítulo siguiente.

16

Fig. II.2.- Amplificador de salida para uso diferencial de dos cana-les.

Un multivibrador aestable, tipo C-MOS, provee una se

nal de reloj, de 12800 Hz. al contador binario.

La frecuencia obtenida de este multivibrador llega al

contador binario, y se obtienen las frecuencias anterior-

mente indicadas, que hacen trabajar al multiplexer. Para

el multivibrador se utilizo 1/3 del circuito integrado CD

4049.

El multiplexer, de tecnología C-MOS, recibe tres se-

ñales de comando del contador, con lo cual muestrea secueii

cialmente sus salida, que son un total de ocho, X0 , Xi, X2;

....X7 . X0 es una señal de referencia de 200 Hz. y desde

X ! a X7 son las señales que corresponden a cada canal.

17

De acuerdo con los datos obtenidos de las hojas de ca-

racterísticas del CD4051, la tabla de verdad es la sieuien

te:

ENTRADAS DE CONTROL

INHIBIT

0

• 0

0

0

0

0

0

0

1

C B A

o' o o

0 0 1

0 1 0

0 1 1

1 0 0

1 0 1

1 1 0

1 1 1* & *

SALIDAS

x.X >

X 2

X 3

X,

xsXi

X 7

ninguna

TABLA II. 1.

En el funcionamiento de este circuito integrado, así

como en el de cualquier aplicación de multiplexeo, debe-

mos considerar los siguientes factores.

1) Atenuación del Sistema.- Este factor depende de la fr_e_

cuencia.

2) Aislamiento de cada canal.- A baj a frecuencia, es fun-

ción de las corrientes de

fuga de apagado del canal y, a alta frecuencia, es fun-

ción del aparato y del sistema de capacitancias.

3} Acoplamiento Parásito entre Canales.- Debido principal^

mente a escapes

de corriente, capacitancias de switcheo de apagado, c_a

pacitancias e.ntre switches, capacitancias parásitas,

distorsión en la transmisión media, etc.

4) Ruido.- Hay muchas fuentes de ruido, incluyendo el rui_

do térmico o de Johnson, que genera voltaj es al_

temos debido a movimientos por azar, de electrones en

resistencias térmicas, así como también EM% térmico,

que genera voltaj es continuos en el orden de los micr£

voltios, que se producen en junturas o conexiones de nía

teriales; y, finalmente, ruido debido a acoplamiento

inductivo o capacitivo en cables o interconexiones.

5) Ritmos de Switcheo.- Estos son importantes en sistemas

de muestreo, donde se determina la

máxima frecuencia de conducción de una señal análoga del

multiplexer, y define errores de acoplamiento parásito

entre canales.

La Fig. II.3 representa el circuito del transmisor.

19

iq

Fig. II.3 Circuito del Transmisor

20

2) Circuito de Radio Frecuencia

Debido a que el receptor utilizado en este trabajo

será un convencional de frecuencia modulada (FM) , se ha

utilizado, para el circuito del transmisor, una portadora

de frecuencia de 100 MHz, para el diseño teórico, aunque

en la práctica este valor pueda tener cierta desviación,

pues dependerá del hecho de que existan o no emisoras co-

merciales de FM a dicha frecuencia, y de la exactitud que

se consiga con el circuito práctico debido a los elemen-

tos utilizados [condensadores, inductancias, resistencias),

ya que sus valores se han escogido en forma empírica, de

acuerdo a diversos criterios de diseño.

El circuito de la etapa en estudio se muestra en la

Fig. II.4.

La salida del conmutador electrónico (multiplexer) es

alimentada a la base del transistor del oscilador a tra-

vés de una resistencia de .31.7 Kft (Fig. II. 4); de igual mane_

ra, la señal de 800 Hz. de onda cuadrada que se obtiene del

contador, con el objeto de lograr que la transmisión de RF

se prenda y apague con este intervalo.

En cuanto al circuito mismo de RF, se ve que consta

de dos etapas: el oscilador y el amplificador de potencia,

tal como se muestra en la figura II.4.

21

$•

Fig. II.4 Circuito de RF.

Para que el oscilador del circuito de RF funcione, es

necesario que exista un voltaje positivo en la base del tran

sistor Qj, puesto que de esta manera se logra una adecuada

polarización del transistor. Si se necesita que el oscila

dor se apague, se debe 3 entonces 9 poner un cero en la base.

En la primera etapa del circuito de RF> la oscilación

se debe a que la corriente del emisor de Qi pasa por una por

ción de la inductancia LI, la misma que funciona como un au

totransformador para RF; produciendo un voltaje algo mayor

en la base, en el mismo sentido que el voltaje en el emi-

22

sor; es decir que si aumenta el voltaje en la base aumen-

ta también la corriente de emisor, y esto, a su vez, pro-

duce un aumento adicional y progresivo de la corriente de

base por el hecho de que LI y C7 forman un circuito reso-

nante. Esta realimentación positiva tiene la suficiente

amplitud y la fase correcta como para producir oscilación,

pero sólo a la frecuencia de resonancia de ese circuito.

En la frecuencia de trabajo se debe considerar la exis

teñeia de capacitancias parásitas (líneas punteadas en la

Fig. II.4), como las de la juntura base-emisor y la de en-

trada al amplificador de potencia; es por esta razón que

la frecuencia de oscilación del oscilador es ligeramente

mayor que la deseada; entonces, para sintonizar el oscila

dor, se puede hacer un cálculo aproximado de capacitan-

cias parásitas, y luego, en forma empírica, efectuar la

sintonía.

La magnitud de la señal de realimentación, variará al

mover el punto de toma de L x. En el caso de que esta toma

esté muy cerca a la base de Q1:) la realimentación será muy

débil y el circuito puede no llegar a oscilar. Si ocurre

lo contrario, es decir, si la toma está muy cerca del pun

to de tierra, la realimentación dará lugar a un mayor vol

taje en la base, que resulta perjudicial, pues el aumento

inicial de oscilaciones en el momento del encendido es tan

rápido, que produce una corriente de base muy grande y una

carga en el condensador C 6 positiva-negativa (hacia la ba

se de Q i) , de tal magnitud, que se corta la conducción del

23

transistor, suprimiendo de esta manera la oscilación has-

ta que el condensador se descargue. Esto da lugar a una

oscilación intermitente que no es deseable. En este cir-

cuito y a frecuencias altas, la posición para la toma de

Li puede llegar a ser critica por el escaso número de vue^

tas .

Los condensadores de paso a tierra C8j C1 2 7 CÍ3? tie_

nen como función principal la de evitar que se produzcan

voltaj es apreciables de RF donde no son deseados.

A la frecuencia de 100 MHz., no es difícil obtener u

na reactancia capacitiva baj a - para 0.01yF es aproximada^

mente 0. 2fí-. En cualquier caso, la reactancia inductiva

que se produce en las conexiones del condensador es mayor

que el valor mencionado, y como para mantenerla baja es ne^

cesario reducir la inductancia al máximo, se han utiliza-

do condensadores de dimensiones físicas reducidas y se han

hecho las conexiones lo mas cortas posible.

Debido a que las reactancias inductivas mínimas son

del orden de algunos ohmios} la impedancia neta varía muy

poco si la capacitancia cambia entre O.OlyF y O.OOlyF.

El amplificador de potencia Q2 tiene un circuito re-

sonante en el colector, al cual se acopla la antena. La

inductancia L2 , actúa como un autotransformador, lo que ha_

ce que el extremo superior esté casi con 180° de defasa-

miento 3 con respecto al voltaje del colector. Esta inver_

sión de fase hace que la corriente que pasa por C i 0 tenga

una diferencia de fase de 180° con respecto a la corrien-

te de la capacitancia base-colector de Q2í con lo cual ,

escogiendo un valor adecuado para C i 0 > se logrará que las

dos corrientes sean iguales en magnitud y se anulen, evi-

tando así una realimentación positiva, que puede producir

oscilaciones parásitas en el amplificador .

El cálculo y diseño de las inductancias se realizo a

base de curvas elaboradas para este propósito y de acuer-

do a la siguiente ecuación;

en donde :

n = número de vueltas

L = inductancia, en y H

d = diámetro de la bobina, en pulgadas

F = factor de forma, y es función de la relación

á/SL

£ = longitud de la bobina en pulgadas

Para este caso, L = 0,1yH ; d^0.2 pulgadas

£ - 0 . 2 pulgadas

F = 0.0173 en la Fig . II. 5

25

F

0004

aoooe.

0.0004

FOR SOLENOIOS WHERETHE DIAMETER/LENGTHIS LESS THAN 0.02,USETHEFORMULA

F-0.025 ODIAMETER

LENGTH

Fig. II.5 Factor de forma F, para el cálculo de Inductancias

La etapa de RF se la construyó como circuito impreso.,

cuyo diagrama se adjunta a continuación. Esto se lo hizo

para evitar distorciones, pérdidas, acoplamientos parási-

tos, etc.

Como se había indicado anteriormente, el circuito de

RF transmite en FM. Del análisis hecho, se puede ver que

la modulación de frecuencia o la variación de la misma., se

26

Fig. II.6 Circuito impreso de la etapa de RF.

debe a la variación que existe en la corriente de base del

transistor Q i 3 con lo cual varia la capacitancia interna

del transistor, lo que se traduce en una variación de la

frecuencia.

Para analizar la forma de encendido y apagado de la

etapa de radio frecuencia, debemos considerar los siguien

tes datos:

- La entrada de inhibición del nvultiplexer, puede ponerse

a QL ° 1 L 3-e acuerdo al estado de la señal de onda cua-

drada del contador, de 800 Hz. Cuando se pone en OL,

27

permite que los datos de la entrada pasen a la salida y

cuando está en IL, impide su paso.

- El switch electrónico se conecta cuando en su entrada

de control existe un IL, en caso contrario, permanece a_

bierto.

- Cuando en la base del transistor Qi existe un IL, el -

transistor se polariza correctamente y la etapa de RF

comienza a trabajar. Si existe un 0^, el transistor de_

ja de funcionar y la etapa de RF no opera.

Con estas consideraciones se puede ver que si existe

un OL en la señal de inhibición, la salida del 4051 se pon

drá en IL, nivel que se transmite a la base de Qi. El

switch electrónico permanecerá desconectado y con ello, la

etapa de AF no trabaja. En el caso contrario, el switch

se cerrará con lo que el circuito de AF comienza a £uncip_

nar pero se corta la transmisión en RF por el OL que se p£

ne en la base de Qi.

Para hacer más clara esta explicación se ha elabora-

do una "tabla de verdad" para el proceso.

CondiciónInhibit 4041

Pin 6

0

1

Salida4051Pin 3

1

0.

Entrada control 4066Pin 13

0

1.

Salida4049

1

.0

CircuitoAF

OFF

O.N

CircuitoRF

ON

OFF

9 QL O

En el diseño del circuito de RF se ha escogido co-

mo alternativa la de trabaj ar a frecuencias altas, porque

se utilizan dos transistores; el uno para oscilación y el

otro para amplificación, para que los movimientos de la

antena no produzcan una variación perjudicial en la fre-

cuencia, aunque esto implique un mayor consumo de energía

que, en todo caso, no llega a ser crítico.

3)' Conve'r't'i'dor' 'de' Yo'l't'a'j e

Debido a que uno de los requerimientos del aparato d_i

señado es el hecho de que su tamaño debe ser el mínimo po_

sible, la fuente de voltaje consiste en un paquete de cu«a

tro baterías, que proveen un voltaje positivo que fluctúa

entre los 5V- y 6V., el mismo que es necesario para pola-

rizar los circuitos integrados. Sin embargo, existen al-

gunos de estos circuitos integrados que requieren también

de un voltaje negativo para su funcionamiento, por lo que

se ha hecho necesario construir un dispositivo que provea

de dicho voltaj e al circuito, sin que alteren mayormente,

el peso y tamaño del aparato.

Para este diseño, se ha puesto en práctica un circ'û

to sencillo, con diodos que forman un doblador de voltaj e

y dan un voltaje negativo suficiente para los requerimien

tos del circuito, como se muestra en la Fig. II.1.

29

-3V« o

Fig. II.7 Convertidor de Voltaje.

Se ha tomado una señal de la salida del oscilador que

debe ser amplificada; esta función es realizada por los -

"buffers" (4049) . Estos amplifican la señal hasta un ni-

vel pico a pico que es 1/2V. menor que el voltaje de fuen

te, el mismo que luego es rectificado en onda completa por

el circuito de los diodos, que producen un voltaje pico a

pico igual al amplificado _, menos la caída de •' tensión en

los dos diodos.

B. BLOQUES FUNCIONALES DEL RECEPTOR

1) Mo'di'fic'ac'i'on'es' al 'Rec'e'p't'or' F.M.

Como se indico anteriormente3 para el receptor se u-

tilizará un aparato convencional de FM que debe ser suje-

30

to a una ligera modificación.

El decodificador implementado en este trabajo requie

re una señal de sincronización, derivada de un detector de

modulación en amplitud que, normalmente, provee al recep

tor de control automático de ganancia.

Es necesario también tomar las salidas de la señal de

AF, es decir, justamente antes del parlante del receptor ,

que permita tener una señal para introducirla en la en-

trada del decodificador.

Por las características específicas del circuito del

receptor utilizado, se hizo necesario diseñar un detector

de modulación en amplitud, cuya configuración se muestra eni-

la Fig. II.8.

+ 7V.Pm13

Pin 11

Fig. 11. 8. Detector de Modulación en Aimplitud.

31

El transistor Q]_ trabaja como un seguidor de emisor y

presenta una impedancia lo suficientemente alta a la entra

da de esta etapa,-para que no existan problemas de carga

en la salida del circuito integrado utilizado. Q2 funció

na como detector; en su circuito de emisor tiene no sólo

una resistencia sino también un condensador, lo suficiente^

mente grande como para que el voltaje en el emisor no cam

bie con los cambios de RF; por eso, cuando hay una señal

de cientos de milivoltios de radio-frecuencia, aumenta la con

ducción y aparece un voltaje positivo en el circuito del

colector, en donde existe un condensador de InF para que a

parezcan, en ese punto, sólo las componentes de corriente

continua y baja frecuencia, esto es, 400 Hz y sus armóni-

cas .

La frecuencia de 100 MHz, que se escogió para este cir

cuito, hace que no sean necesarias más modificaciones en

el receptor, cosa que hubiera sucedido de escogerse la fr_e

cuencia de la portadora fuera del rango comercial de FM.

2) Decodificación de canales multiplex

Las señales multíplexadas, que se obtienen a la sal_i

da del receptor FM, deben por supuesto, ser decodificadas

en siete canales de salida. El circuito del decodificador

se muestra en la Fig. II.9.

La entrada al multiplexer pasa, primero, por un switch

32

electrónico CD 4066. Esta señal es amplificada y luego

alimenta .el muestreador CD4051, que realiza la opera-

ción inversa al proceso de eneedificación. Los pulsos de

muestreo prenden al conmutador durante los 39 ys de cada

canal. Cada nivel de muestreo se mantiene constante a tra^

vés de un capacitor de O.lyF, hasta el siguiente período

de muestreo que llega 1250 ys más tarde.

El switch electrónico en la entrada del multiplex, es_

tci comandado por una onda cuadrada de 800 Hz . El proposi_

to de este dispositivo es el de suprimir el ruido que exis_

te entre los pulsos, a la salida del transmisor, puesto que

durante los intervalos en que la transmisión de RF se cor_

ta, el receptor FM opera con ganancia completa.

En el proceso de demultiplexeo, la señal que se ob~i

tiene a la salida del 4051, sirve para muestrear los dife_

rentes canales, luego de ser amplificados con una ganan-

cia de dos, como se muestra en la Fig. II.9. La señal de

referencia es también filtrada para remover la componente

de 200 Hz y otras frecuencias no deseadas, y retener los

cambios pequeños debidos a movimientos del aparato,

En este circuito no existe conexión para corriente -

continua sino sólo a través de C 9. Este capacitor de una

constante de tiempo que debe ser lo suficientemente larga

para permitir que se produzca la forma de onda que ha en-

trado al transmisor: durante el instante de conmutación de

Ve CD/,049 &MC4070 '/4CL4075

Fig. II.9. Circuito del Decodificador.

34

cada canal, se cierra el demultiplexer, y el voltaje antes

de Cg sube o baja para reproducir la onda que ingresa en

la pata 3 del demultiplexer; en el momento en que el con-

mutador se abre, existe un voltaje entre pulso y pulso, de^

bido a que Ci0 retiene los voltajes del momento de la con

mutación.

En el circuito de salida, para tomar la señal de re-

ferencia, ocurre lo mismo pero con el condensador C5 . Lu_e_

go, esta señal es filtrada mediante un filtro pasa-bajos,

que se utiliza para retener la componente lenta.

En esta porción del circuito se puede ver cómo se u-

tiliza el un canal como referencia, y, para la presentación

de los datos, se establece una diferencia entre cada uno

de los canales y dicha señal, para lograr que la salida no

fluctúe o no varíe, debido a los movimientos del aparato.

Esta forma de obtener los datos se debe a que en el cir-

cuito no existe mucha estabilidad de frecuencia, por lo

que, al presentar'una salida como una diferencia entre 2

señales que fluctúan en la misma proporción, se obtendrá-

una señal estable.

3) 'Filtros' 'Activos v_ Comp'ens'ac'ión.

Un filtro pasa-bajos es un dispositivo que permite el

paso de las señales de baja frecuencia y atenúa aquellas

35

de alta frecuencia. Las respuestas ideal y real de ampli_

tud de este tipo de filtros se muestran en la figura siguien

te :

U/c

Fig. 11.10 Respuestas Ideal y Real de un Filtro Pasa-Bajos.

La banda pasante es 0

36

H (j w) = n = 1,2,3....

donde n es el orden del filtro.

El filtro Butterworth tiene una característica de "am

plitud excelente, cerca de (D=0, pero su característica de

corte (cerca de w = íoc) es bastante pobre.

La señal de refereneia, como se muestra en la Fig.

II.9 (Decodificador), está filtrada por este tipo de cir-

cuito para remover la componente de 200 Hz.

Las salidas de los siete canales así como también la

señal de referencia, están amplificadas con una ganancia

de dos. Luego de que la señal de referencia es filtrada,

se realimenta a todos los canales, de modo que las sali-

das de éstos se presentan como' una diferencia entre la 'se

nal de referencia y cada una de las señales de los siete

canales, para evitar cambios en dichas señales debido amo_

vimientos del aparato.

37

C A P I T U L O III

D I S E Ñ O D E T A L L A D O

a) EL AMPLIFICADOR OPERACIONAL CON CONMUTACIÓN

En el diseño presentado en este trabajo se ha utili-

zado un método un tanto interesante para prevenir la rea-

limentación de RF a AF, mediante un modo de conmutación a

la velocidad del ciclo básico, con lo cual, mientras los

amplificadores de AF están encendidos, el circuito de RF

está apagado, y viceversa,

Esta técnica se desarrolló debido a que se comenzaron

a utilizar electrodos externos superficiales, y las seña-

les que éstos proporcionan tienen un orden de magnitud mu-

cho más débil que en el caso de electrodos implantables.

Con esto, los amplificadores de entrada necesitan mayor ga

nancia y, al mismo tiempo, la señal de RF debe ser más fuer_

te. La combinación de alta ganancia para AF y un fuerte

nivel de RF, daban una señal muy inestable debido a la rea

lamentación que se producía.

La Fig. III.1 muestra las formas de ondas de la técni

ca implementada, es decir que la portadora, a la salida de

RF, transmite durante el período TI, y el amplificador de

AF está apagado aunque su salida no es cero y se mantiene

aproximadamente constante. Durante el período T2 se en-

ciende el amplificador, y al mismo tiempo el oscilador de

RF se corta. Con este método se ha logrado que el siste-

ma sea estable, ya que la amplificación de AF y la trans-

misión de RF no ocurren simultáneamente.

SALIDA DE RF

ENTRADA AL AMPLIFiCAó

DOR

SALIDA DEL

AMPLIFICADOR

T-, = RF encendido y amplificador apagado

T2 = RF apagado, amplificador encendido

Fig. III.1

Para prender y apagar la transmisión de RF se ha aljl

mentado una onda cuadrada en la base del transistor del o_s_

cilador.

En el caso del amplificador, como es de alta ganan-

cia, el cambio de encendido a apagado es más complicado,

39

puesto que se generan señales transitorias que son inace£

tables. Sin embargo, este problema se solucionó con la u

tilización del circuito de la Fig. III.2, cuyo análisis se

realizará a continuación:

ENTRADA

AL AMPLIFICADORS A L I D A DEL

AMPLIFICADOR

= amplificador apagado

= amplificador encendido

Fig. III.2

La onda cuadrada del ciclo básico es alimentada al

switch electrónico CD4066 (Fig. II.3), con lo cual éste

prende y apaga al amplificador.

Para analizar el circuito anterior3 se aplicará a la

entrada del amplificador una señal escalón unitaria, es de

cir una señal de 1 voltio.

40

Durante el período TU. el switch está abierto; el ca-

pacitor Ci se descarga a través de RI y la ganancia del am

plificador decrece a la unidad. La salida del amplifica-

dor, como respuesta a la señal escalón unitario, es una ex

ponencial decreciente, cuya constante de tiempo es RiCn..

En el período T2, el switch está cerrado y, por lo tan

to, el circuito es el de un amplificador operacional con-

vencional . La ganancia nominal de voltaj e estaría expre-

sada por la relación R1/R2. La señal de salida del ampli

ficador es una exponencial creciente con constante de tiem

po RJ.C!.

En resumen, la respuesta al escalón unitario es una

exponencial que crece hacia RX/R2V durante T2 y decrece

hacia 1 V en el transcurso de T1. La forma de onda resul

tante se muestra en la Fig. III. 1, que se ha dibujado pa-

ra T!=T2=̂ i.

Para el circuito de la Fig. III.2, la frecuencia de

corte ocurre cuando:

f = 2-rrdRx

Luego de un tiempo relativamente largo, la onda de sa.

lida del amplificador, como respuesta a una entrada esca-

lón unitaria, decae exponencialmente a 1 V, porque C2 blo-

quea la componente continua, con lo que se mantiene una ga

41

nancia unitaria en d.c. Con el switch cerrado, la onda de

salida decae con una constante de tiempo de R2C2j mientras

C2 se carga a IV. Cuando el switch está abierto,, C2 perma.

nece con su carga constante; entonces, en el proceso de

conmutación para una onda cuadrada, la constante de tiempo

para la carga de C se duplica y la frecuencia inferior de

corte se divide por un factor de 2, y sería:

-p —4TrR2C2

Para el circuito de la Fig. III.2 se utilizaron ampli

ficadores operacionales LM324N, (cuatro amplificadores en

un solo chip). El filtro RC, a la entrada, sirve para ate

nuar el voltaje de RF hasta niveles que no sobrecarguen al

amplificador operacional y así poder ser compensados por

el proceso de conmutación. La resistencia de entrada sirve

para prevenir excesivos voltaj es y corrientes de offset.

En la Fig. III.1 se observa que existe un decremento

exponencial de AI a A2, que puede producir una desigual ga

nancia de los diferentes canales, que debe ser compensada.

Esto se lo hace a través de la resistencia R2 por medio

del siguiente cálculo:

e~t/RidA - A! III-l

A = ganancia nominal de los amplificadores.

42

AI y A2 = crecimiento y decremento exponencial

t = tiempo medido desde el inicio de T (Fig.III.l)

RI y Ci = elementos de realimentación

Para t = TU. ,

Si hacemos que TI =T2=:T el crecimiento y decremento ex

ponencial son simétricos. EnlaFig. III.1:

Ai+A2 = -^ III.3

Resolviendo las ecuaciones III.2 y III.3 para Ai se

tendrá,

R-

R2(l+e"Tl/RlCl) III.4

Reemplazando III. 4 en III. 1 tenemos la expresión de

la ganancia :

A = , _ l _ ±. TTT C•*»- rp " /tj P X X X . J"

En la presente aplicación se requiere que la ganancia

nominal de los amplificadores sea de 50. Con referencia al

diagrama del circuito del transmisor (Fig. II. 3) se tienen

los valores de RI y Cx , que son 10 Mfi y 270 yF, respecti-

43

vamente; con esto, RiCi es igual a 2700ys. De la Fig.III.6

se puede obtener T, es decir, el semiperíodo de transmi-

sión, y es igual a 625ps; de igual manera obtenemos el -

tiempo de muestre o de cada canal, que es de 78.125ys?y p_a

ra el caso práctico, se utilizará el valor redondeado de

78ys. De esta forma, para el canal I, t sería igual a 78

ys , más 39ys, hasta el centro de dicho canal, lo que da-

ría un valor de 117ys. Sustituyendo estos valores en la

expresión III.5, se obtiene el valor de R2 para cada ca-

nal , en la forma siguiente:

Canal 1.

R!= 10 MU

C!= 2700ys

A = 50

T - 625ys

t = 117ys

R = IQxlO6 -117/2700

50(l+e" ' )

R2 = 106,8 Kñ.

Para el canal 2 y subsiguientes el cálculo es similar

con la consideración de los valores de t que son:

44

No . deCanal

1

2

3

4

5

6

7

A^alor det f y s ]

117

195

273

351

429

507

585

. R2 [K«]

106,8

103,8

100,8

9 7 , 9

95,1

9 2 , 4

8 9 , 8

TABLA III. 1

b) CONTROL DE TIEMPOS EN EL TRANSMISOR Y RECEPTOR

El circuito integrado utilizado para producir las se

nales de tiempo es un SCL4024, que tiene normalmente sie-

te etapas de división binaria, pero en este diseño no se

han utilizado las salidas de 100 y 400 Hz. Las señales de

onda cuadrada de 6400, 3200 y 1600 Hz, hacen que el muíti

plexer muestree secuencialmente sus salidas, cerrando sus

switches. La señal de 800 Hz, de onda cuadrada, mantiene

habilitado al multiplexer que en este caso es un 4051

En el transmisor, un multivibrador aestable, tipo C-

MOS, provee una señal de reloj de 12800 Hz al contador bi

nario (4024). El multivibrador se ha diseñado de la si-

guiente forma:

45

Fig. III.3 Multivibrador Aestable.

Para su análisis y diseño se considerará a las com-

puertas como ideales., con lo que V2 y V3 son voltajes com

plementarios, es decir, que si el uno está al vol ta je de

fuen te^ el otro está a cero y vice-versa.

= O V3 = Vf

La característica de entrada-salida de las compuer-

tas (idealmente)3 es la siguiente:

vf

Ta,Jff = voltaje de fuente= voltaje de transición

Fig. III.4 Característica Ideal de Compuertas

46

Un análisis de las formas de onda del oscilador, se

puede enfocar de la siguiente manera: se asume que Vi es-

tá sobre Vt; Va será cero y Va estará a un voltaje fijo

Vf. De aquí, Vi tiende a decaer asint6ticamente hacia ce_

ro. Cuando Vi llega a Vt, Va cambiará abruptamente hasta

Vf y Va cambiará, también abruptamente, hacia cero. Este

cambio abrupto de Va, debido a la realimentación positiva,

se transmitirá, a través de C, a Vi. La pendiente resul-

tante que oscila a Vi, deberá ser limitada a tierra, debi_

do a la acción del diodo protector de la entrada de la com

puerta 1. Ahora, Vi está bajo Vt y es encaminado asintó-

ticamente hacia Vf, que es el voltaje en el punto Va. Con

esto, se ve que hay un cambio periódico de atrás hacia a-

delante en Va, Va y Vi, como se muestra en la siguiente fí

gura, en donde las curvas se han idealizado.

Fig. III.5 Formas de Onda idealizadas del multivibrador aestable,

47

Para el gráfico se ha considerado que V-t es igual a

Vf/2, cosa que no siempre ocurre y que no afecta al fun-

cionamiento del circuito, pues si Vt^Vf/2 las formas de on

da no serán simétricas, con lo cual el período T será:

T = T1+T2 =

Si se da el caso de que T1 = T2J tendremos :

T = 1.4 R C

La Fig. III.6 da las formas de onda de las etapas de

control de tiempos (4024) en el transmisor y receptor, a-

sí como otras formas de onda relativas a esta etapa y a

otras señales que comandan los circuitos integrados.

En el transmisor, la forma de onda (2), corresponde

a la señal de reloj proveniente del multivibrador aesta-

ble que ingresa al contador binario, en donde esta frecuen_

cia se divide en siete pasos, Las señales (3), (4) y (5),

provenientes ya del contador, son las que comandan los con

troles del multiplexer para muestrear sucesivamente las en

tradas del mismo.

La señal numerada (6) habilita al multiplexer y al

mismo tiempo enciende y apaga los amplificadores de la en

trada para que su funcionamiento, cuya explicación deta-

llada se dio ya en el numeral anterior, no interfiera con

la transmisión de la etapa de RF.

48

Fig. III.6. Diagrama de Tiempos.

49

La onda cuadrada de 200 Hz (8), corresponde a la se-

ñal de referencia, y la señal (9) viene a ser la salida del

multiplexer.

En cuanto al control de tiempos en el decodificador

vemos que el proceso es similar, aunque existen pequeñas

variaciones como la frecuencia de la señal de reloj que en

tra al contador binario y que, en este caso, es de 25600

Hz (1). Esta señal se divide luego en frecuencias que se

reducen en un factor de dos y que, al igual que en el tráns_

misor, comandan las señales del demultiplexer en este ca-

so .

La señal de sincronismo> proveniente del receptor FM,

así como las otras formas de onda, se muestran también en

la Fig. III.6. Como se indica en la figura, las transicio

nes de esta onda, casi cuadrada, de sincronismo están re-

trasadas con respecto a la señal que proviene del trans'mi

sor debido a la capacitancia del filtro colocada en para-

lelo con el diodo detector en el receptor, por lo que se

hace necesario retrasar la señal de salida del oscilador

controlado por fase en igual medida; y con esto, el mues-

treo de las señales se realiza en la mitad de cada pulso,

puesto que se hace necesario eliminar la parte de las tran_

siciones entre pulsos en vista de que ellas contienen una

mezcla no definida de los niveles de las dos muestras.

Los cinco elementos lógicos que aparecen en • cadena,

50

en la parte inferior de la Fig. II.9, generan un adecuado

retraso a la señal que ingresa al comparador del PLL. Es_

ta cadena está formada por un inversor, un multivibrador

monoestable, integrado por dos compuertas ÑOR-CMOS, y, fi

nalmente, un multivibrador biestable, conformado de la mi_s_

ma manera.

El multivibrador monoestable se muestra en la figura

siguiente:

Fig. III. 7

La resistencia variable R se usa como retorno a la

fuente de voltaje V̂ j) . La compuerta G2 trabaja como un in

versor . Se considerará ahora que las compuertas tienen u

na característica ideal, es decir, sufren una caída abrup_

ta desde VDD a cero, cuando la entrada está en el volta-

je de transición.

En el estado estable, las entradas Vi 2 y Vi 3 de Gi e_s_

tan a cero lógico (0]J y la entrada V8 a la compuerta G2

51

estara al nivel lógico 1 (1]J- Entonces, VB=VDD y V10 = 0.

Para iniciar el estado cuasi - estable, se aplica al

terminal de entrada, (13), a través de un capacitor con

T^4.7ySí una transición positiva de Vi. La constante de

tiempo t debe ser lo suficientemente pequeña para que V^ 3

regrese en pocos microsegundos a cero, Con la transición

positiva de V 1 3 j Vn baja, en nanosegundos, a OL, V8 le si_

gue (acoplado por C12), Y V10(V12) sube a IL. Cuando Vi 3 re-

gresa a OL, Vi2 mantiene a Vi i en su nivel bajo. V8 co-

mienza a cambiar en sentido positivo, con una constante de

tiempo que es mayor que la del pulso de V13. Cuando V8

llega al voltaje de transición, VIQ comienza a bajar, ha-

ciendo que Vi i suba. El momento en que Vn cambia su es-

tado, V8 también sube abruptamente por la realimentación

positiva de Vi o a Vi2.

La señal que se obtiene en Vll pasa a través de un

condensador a la entrada del biestable, que cambia sus es_

tados con pulsos positivos en sus entradas, y de esta for_

ma, en la salida se obtiene una señal retrasada (A^s) , co-

mo se muestra en el diagrama de tiempos, que debe ingre-

sar al comparador del PLL. La transición positiva de es-

ta señal, podrá variarse, retrasándola o adelantándola, me_

diante la resistencia variable RI5. Las formas de onda C£

rrespondientes se encuentran en la Fig.III.6: (13), (14).

... (21).

52

Las señales (10), (11) y (12) corresponden a la se-

cuencia utilizada para habilitar el demultiplexer en cada

intervalo de la frecuencia de transmisión y de modo que el

muestreo se haga a la mitad de cada pulso.

c) USO DEL OSCILADOR CONTROLADO POR FASE PARA DEMODULACIÓN

El oscilador controlado por fase consta de dos compa_

radores de fase, un oscilador controlado por voltaje., un

seguidor de fuente y un diodo zener. En este caso, está

trabajando como comparador de fase II, es decir, mantiene

una diferencia de fase de 0° entre PCAin y PCBin.

HoPCAui

3o-PC&m

So-VCOin

S o-

í\-

ii1ii

ii

•iIit

11i

iV1 r

SS

'

r^

^

_

T?

Cohiparador de

ase I

Comparador de

fase je

veo

Seguidoh

-i

i pc/u, A

i! . U

1 Pftout1 >1I1

— Í-12R.1

II

1

Fig. III.8 Diagrama de Bloques del PLL

El papel que desempeña el PLL en este circuito es el

de sincronizar los bits para que el muestreo se realice en

el centro de cada canal, ya que hace que el flanco positi_

vo de la señal de sincronismo coincida, aproximadamente,

con el flanco positivo de la señal del comparador o señal

53

de salida del multivibrador biestable.

De este modo, la señal de salida del multivibrador m

noestable de la Fig.II.9 provee el retrazo para la señal

de sincronismo; y esta señal, luego de pasar a través del

multivibrador biestable, ingresa al comparador del PLL que

toma esta señal y la de sincronismo, que viene del recep-

tor, y las mantiene con una diferencia de fase de 0°.

El PLL trabaj a con el comparador de fase II que ac-

túa en las transiciones positivas de las señales a ser com

paradas. Las características del circuito integrado PLL,

se encuentran en el Apéndice A.

d) COMPENSACIÓN POR ERRORES DE CERO Y CALIBRACIÓN DE GA-

NANCIA.

Se ha diseñado un transmisor lo más pequeño posible

y cuyo consumo de energía es mínimo. Por esta razón, la

frecuencia puede cambiar algo con variaciones de tempera-

tura y el movimiento de la persona. Esto se compensa por

usar un canal como referencia, pues las variaciones de es_

te canal se restan de los otros canales. La salida a un

grafizador o a un osciloscopio representa una diferencia

entre las dos frecuencias.

En el circuito del transmisor (Fig.II.3) se ve que la

54

señal de referencia alterna entre dos niveles, con una d_i

ferencia de voltaje constante, que puede ser usado para u

na calibración, en voltaje, del aparato, como sería un a-

juste de ganancia. Para aprovechar esta particularidad,

se puede conectar al receptor, en la señal utilizada como

referencia y en el punto llamado calibración, antes del

filtro activo, un detector de amplitud u osciloscopio. Con

esto, utilizando el control de ganancia luego del amplifi^

cador de entrada, se puede-hacer una calibración absoluta

(probablemente con un factor d e l O a l o l O O a l ) .

e) ELEMENTOS Y RESPUESTA DE FRECUENCIA DE LOS FILTROS AC-

TIVOS .

Para el diseño del filtro activo se ha escogido el si_

guiente método: para una frecuencia de corte dada, fc[Hz],

se diseñará la red normalizada, con capacitancias norma-

lizadas como Cj ~ 1 F; luego se reemplazarán las capaci-

tancias normalizadas por un -valor práctico y standard de

Ci, y multiplicaremos a cada elemento normalizado por el

factor:

1K - 2ir fe

Se han diseñado tablas propias para estos cálculos -

(Tabla III. 1) El factor de escala K ha sido dividido en

dos factores, uno de los cuales está incorporado en las ta_

blas, El otro parámetro K, está dado por:

55

K «

1

100fe C 1

donde C 1 es el valor de Cx en yF. Las tablas están cons-

truidas para mantener valores de resistencia en KQ, para

un parámetro K = 1. El escalamiento se completa multipli_

cando la resistencia de las tablas por el factor de K, da_

do anteriormente. También existen curvas o gráficos que

sirven para el mismo efecto (Fig. III. 9)

El procedimiento para el uso de las curvas o las ta-

blas es el siguiente:

TABLA II1.1

' PILTRO PASA-BAJO BUTTER1YORTH DE 2° 'ORDEN

GANANCIA

RiR2

R3

R,C2

VALORES DE LOS ELEMENTOS DEL CIRCUITO*

1

1.422

5.399

Abierto

0

0.33C,

2

1.126

2.250

6.752

6.752

Cl .

4

0.824

1.537

3.148

9.444

. . . 2 C V .

6

0.617

2.051

3.203

16.012

2Cl .

8

0.521

2.429

3.372

23.602

. . . 2Cl

10

0.462

2.742

3.560

32.038

. . 2Cl

* Resistencia en kiloohmios para un valor del parámetro K = 1

56

Dados la frecuencia de corte fc [Hz] , la ganancia G,

el orden n y el tipo de filtro (Butterworth o Chebyshev),

se realizan los siguientes pasos, para un filtro de 2° or

den, o para cada etapa de un filtro en cascada, de alto or_

den O=4,6,8)

1. Seleccionar el valor de la capacitancia Cx y determi-

nar el valor de K, de acuerdo a la formula, o en las

curvas de la siguiente figura.

1 10 10frecuencia de corte f (Hz)

Fig. III.9 Parámetro K versus Frecuencia

2. Encontrar los valores de los otros elementos en la ta.

bla III. 1, de la siguiente f orma: el valor de C2 se de_

termina directamente desde las tablas usando el valor

escogido de C^ . Las resistencias están dadas para

57

K=l, por lo que los valores obtenidos en las tablas

deben ser multiplicados por el valor de K, del núnie

ral anterior, para obtener los valores verdaderos.

3. Seleccionar los valores standard de los elementos ca_l

culados y construir el filtro, o sus etapas, tomando

para ello el circuito general que se indica en la Fig

III.10.

o -YW 2 3

.-

i VW

R2

*"* ¿. ~~-N

iL_

L,̂ ^

+ \. +

16

V2

Fig. III.10 Filtro Pasa-Bajo de 2° Orden. Forma General

Parámetros :

G « 1

n = 2

fe « 2 Hz

1. G! « 0 . 4 7 yF K = 1000 . 4 7 x 2 = 106.31

En las curvas, el valor aproximado de K es 102.

2. De la tabla III .1.

C2 = 0 . 3 3 C =^> C2 « 0 . 3 3 x 0 . 4 7 y F

R! = 1 . 4 2 2 K rr> R!' = 1 . 4 2 2 x 1 0 6 . 3 í

R2 = 5 . 3 9 9 K => R2 = 5 . 3 9 9 x 1 0 6 . 3 i

C2 « 0 . 1 6 p F

Ri = 151 .27 KÍ2

R2 = 5 7 4 . 3 5 Kíí

El circuito quedaría así:

150K o &60K 3V Y V '

R1

a-

V v v

R21 * í..

cz=

¿

0.1 S^F

:

," \̂

>v - í /.

-/~

Is

w -f

V2

Fig. III.11

Para la respuesta de frecuencia de este tipo de £!!•

tros se realizará el siguiente análisis:

V 2 — G b.

G = 1 para este caso

b 0 R j R z Ci

R i C : C1/

V2r ^ = RiRa CiC2V!lsj " ,2+s_rj_ + U +

5 CiLR 2 Rij RiR

j_, , ̂ViL S J

-ir

-CJw) = AV(JÍÜ) =

59

Para poder realizar el diagrama de Bode de este cir-

cuito se necesita obtener el módulo de la expresión ante-

rior .

Av - x/(Real)2 + (Imag)2'

60

Av C1 -Ri-RgCiCaQ)2) 2 + [oiCaC

[(1-RiR2CiC2ü)2)2+ü)2C22

Av = [>C2 (Ri+R2) J1/2

x

|Av| = I (1-RiR2CiC2üJ2)2-i-[ü3C2(Ri+R2)J-1/2

1/2

Av = * 1

Se debe obtener esta expresión en decibelios:

Av db = -20 log /(1-RiR2CiC2ü)2)2+ [o)C2(Ri+R2}]21

Reemplazando para diferentes valores de frecuencias

se puede obtener el diagrama de Bode correspondiente (fi-

gura Til . 12)

H-

CQ M M INJ

tí

H-

P OQ H bd o

p

62

C A P I T U L O I V

RESULTADOS EXPERIMENTALES

Para lograr que el aparato diseñado trabaje de acuer_

do a los requerimientos establecidos y a las metas propues_

tas, se hicieron necesarios algunos cambios, muchos de

ellos fundamentales, que se explicarán a continuación.

La frecuencia de transmisión del sistema está entre

90 y 100 MHz, según lo dispuesto. Los osciladores, tanto

del transmisor como del receptor, están entregando las se_

nales de las frecuencias deseadas.

El rango de transmisión, que en un principio fue pro

gramado para ser de 800 Hz, fue necesario disminuirlo a

la mitad para evitar una cierta interferencia que se pro

dujo entre los diferentes canales, ya que el hecho de dis_

minuir la frecuencia hace que no haya, prácticamente, nin

guna demora de fase y, de este modo, la señal de onda cua

drada que modula al transmisor se obtiene, igualmente cua

drada, a la salida del receptor.

Tanto en el transmisor como en el receptor se conec

taron algunos condensadores entre las fuentes y tierra, p a

ra tener una mayor estabilidad en las señales y evitar

interferencias.

63

En el circuito de RF, en el transmisor, fue necesa.

rio hacer una modificación en el diseño original para e_

vitar que la señal fluctúe debido a movimientos de la an

tena. En un principio, el transistor de la etapa de osci

lación estaba conectado, a través de C9, directamente a

la base del transistor de la etapa de amplificación y, al

mismo tiempo, a la inductancia La. El cambio consistió

en desconectar los dos transistores entre sí, pero mante_

nerlos conectados a la inductancia LI : el transistor Qj.

en el punto de toma original (la localixación de ésta to_

ma fue explicada anteriormente) y, Q2, en un punto más

cercano a tierra para lograr una mayor estabilidad. Debí

do a esto fue también necesario cambiar el valor de R6.

Las resistencias R7 y R8, que alimentan a la base

del transistor del oscilador de la frecuencia del rango

básico del transmisor y de la señal de salida del multi

plexer, respectivamente, también fueron cambiadas, para

que la desviación de la frecuencia con la modulación, sea

compatible con el ancho de la característica del discri

minador del receptor y caiga dentro de su rango lineal.

En el circuito del decodificador también se introdu

jeron algunas modificaciones, especialmente en los cir-

cuitos externos del integrado PLL (4046) . También fue nê

cesario añadir, a la salida de cada canal un filtro RC

para que la señal decodificada sea una reproducción bue

na de la señal de entrada al transmisor, en lugar de una

64

serie de escalones como ocurre usualmente con los equipos

de multiplexeo.

La señal de sincronismo, que se obtuvo del receptor,

no es completamente nítida pues tiene un pequeño nivel de

ruido superpuesto, y es por esto que se han debido tomar

algunas precausiones.

Para alimentar al decodificador se construyó un ci:r

cuito rectificador tomando la señal alterna del receptor,

rectificándola y fijándola, mediante diodos zener, a aproxji

madamente 5.1 V. positivos y negativos.

El aparato construido, en sus dos partes, fue proba-

do paso por paso y calibrado de modo que se puedan obte-

ner señales claras y estables. Se realizaron mediciones

y se tomaron algunas fotografías de las señales más impor

tantes, tanto en el transmisor como en el receptor, las

mismas que permitirán tener una mayor visión del funciona

miento del circuito.

La fotografía No. 1, nos muestra el funcionamiento -

del amplificador operacional con conmutación. Para demos_

trar esto se desconectó la etapa de RF y se puso, a la en

trada del amplificador, una señal constante de 5 mV y la

salida de este circuito se indica en la parte superior de

dicha fotografía. La señal de la parte inferior correspon

de a la señal de conmutación y se puede apreciar claramen

65

te .los tiempos de transmisión y amplificación.

La parte superior de la fotografía No. 2, nos indica

la señal que se obtiene a la salida del multiplexer y que

luego es alimentada al circuito de RF; la parte inferior

corresponde a una de las señales de selección que coman-

dan al multiplexer, provenientes del contador binario, es_

pecíficamente la señal de selección C, así denominada en

las hojas de características del multiplexer. Esta medí

ción se realizó manteniendo desconectada la etapa RF3 al

igual que en la fotografía siguiente.

La fotografía No. 3 muestra las señales correspondien

tes a la fuente de voltaj e negativo} implementada en el

transmisor. La parte superior es la señal del nivel con

tinuo de voltaje negativo y la inferior es la forma de on

da antes de ser rectificada.

En la fotografía No. 4 se representa la señal de sa

lida de la etapa de radio-frecuencia y se puede -apreciar,

claramente, como se corta la transmisión durante la mitad

del ciclo del rango básico, 400 Hz.

En el receptor, la fotografía No. 5 nos indica las se_

nales de entrada al decodificador, que es la señal de au

dio proveniente del receptor FM? y la de sincronismo Prov£

niente del mismo, y que ingresa al circuito integrado PLL.

En ambas señales se puede notar que la porción correspon

66

diente al canal de referencia fluctúa entre dos niveles.

Como se indicó anteriormente, y se aprecia aquí, la se-

ñal de sincronismo no es una onda perfectamente cuadrada

La fotografía No. 6, también en el decodificador., nos

muestra, en su parte superior, la señal proveniente del

circuito de demora y que ingresa al PLL, y en su porción

inferior se aprecia la señal de salida de este integrado,

es decir, la señal de reloj para el contador binario.

En la fotografía No. 7 se puede ver la señal de mués

treo del demultiplexer y la señal de audio proveniente -

del receptor,, en la parte superior e inferior de la toma,

respectivamente. En la señal de audio se puede distin-

guir la presencia de una señal proveniente del receptor

y que, en este caso, ha sido alimentada a la entrada del

canal 2.

A continuación^ las señales mostradas en la fotogra

fía número ocho corresponde-a la calibración, en la par

te superior, y la señal decodificada y a la salida de uno

de los canales en la parte inferior, que corresponde a

una señal sinusoidal colocada en un canal de entrada, en

el transmisor.

Las fotografías numeradas 9 y 10 muestran la señal

decodificada, antes y después del filtro de salida.

67

Foto No. 1. a) Amplitud =0.08 Vpp Frecuencia = 380 Hz

b) Amplitud =0,3 Vpp Frecuencia = 380 Hz

Foto No. 2. a) Amplitud = 1,17 Vpp Frecuencia = 380 Hz

b) Amplitud =5,2 Vpp Frecuencia = 770 Hz

68

7~T

Foto No, 3. a) Amplitud = 3 Vdc

b) Amplitud =4,2 Vpp Frecuencia - 5.900 Hz

Foto No. 4. Amplitud =0,45 Vpp Frecuencia = 380 Hz

69

Foto No. 5. a) Amplitud = 2,4 Vpp Frecuencia = 380 Hz

b) Amplitud = 3 Vpp Frecuencia = 380 Hz

1 1

"

x̂ ^

Foto No. ó. a) Amplitud = 10 Vpp

b) Amplitud = 10 Vpp

Frecuencia - 380 Hz

Frecuencia - 11.000 Hz

70

Foto No. 7. a) Amplitud = 10 Vpp

b] Amplitud =1,25 Vpp.

Foto No. 8 a} Amplitud =1,5 Vpp Frecuencia « 10 Hz

b) Amplitud - 150 mVpp Frecuencia « 30 Hz

71

Foto No. 9. a) Amplitud = 180 m Vpp Frecuencia ^ 30 Hz

Foto No. 10. a) Amplitud = 150 m Vpp Frecuencia - 30 Hz

72

CONCLUSIONES GENERALES Y COMENTARIOS

Uno de los principales objetivos de esta tesis era

el lograr construir un aparato lo más pequeño posible y cu

yo peso sea también mínimo; pues al ser un equipo porta-

til, debe aportar la mayor comodidad al paciente. Este o_b

jetivo se logró, en un grado Ipastante aceptable, pues las

dimensiones del aparato son 85 x 70 x 128 mm. y su peso

total es de 540 gr. Sin embargo, existe la posibilidad de

reducir aún más las dimensiones físicas de aparato y mejo_

rar la tecnología utilizada en éste, que llegó a ser un

tanto inconveniente, puesto que resultan demasiadas c£

nexiones en la parte posterior de la plaqueta y, al ser el

alambre muy delgado, éstas se rompen con suma facilidad.

La solución sería hacer un circuito impreso no solamente

de la etapa de radio frecuencia como se lo ha hecho, sino

de todo el diseño, con lo cual se reducirían las dimelisio

nes y, tambiém, se conseguirían señales más estables y me

nos ruidosas.

El principal problema que se suscitó durante las -

pruebas realizadas con este aparato, es el de la presencia

de ruido de 60 Hz que se mezcla con las señales provenien

tes del cuerpo.y, como éstas tienen un nivel muy bajo,

prácticamente las elimina. Tratando de solucionar este

problema se invirtieron mucho tiempo y esfuerzos, y se ten

taron diversos circuitos que se pensó, podrían ayudar ? pe

ro no se pudieron obtener resultados satisfactorios. Una

futura y no muy complicada solución a ésto sería el lo-

73

grar que cada canal tenga entradas diferenciales y, con

otro tipo de amplificadores operacionales, lograr una im

pedancia de entrada de 10 M , en lugar de la de 1 M que

existe actualmente, de modo que permita tener una señal

buena, aún con electrodos de alta resistencia.

Evitando los problemas de la interferencia de ruido,

se podría tener un aparato bastante confiable., de fácil

manejo y de reducido costo, tanto de fabricación, como de

operación. Para tener una idea mas precisa del costo que

ha tenido este equipo, se ha hecho un cálculo aproximado

y se ha fijado el mismo en S/. 10.000.

Para uso clínico se recomienda tener un cuarto en el

que se reduzcan al mínimo los campos de inducción de 60 Hz,

debidos a las conexiones de fuerza, pues se presentaría el

problema antes explicado.

Si bien, como parte primordial de los resultados expe

rimentales se debería incluir una gráfica de la forma de -

onda o la señal obtenida de hacer pruebas 'con electrodos en

contacto con la piel, no se lo ha podido hacer ante la im-

posiblidad de ver este tipo de señal con un osciloscopio,

por problemas de interferencia de ruido con el bajo nivel

de la señal.

APÉNDICE A

CARACTERÍSTICAS DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS

B-S

UF

FIX

SE

RIE

S C

MO

S G

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ES

The B

Ser

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