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MARCO TEORICO
CAPITULO II 10 MARCO TEORICO
A. BASES TEORICAS.
5. ANTECEDENTES HISTÓRICOS DE LAS TELECOMUNICACIONES.
En esencia, comunicaciones electrónicas es la transmisión, recepción
y procesamiento de información usando circuitos electrónicos. La información
se define como el conocimiento, la sabiduría o la realidad y puede ser en
forma analógica (proporcional o continua), tal como la voz humana,
información sobre una imagen de vídeo, o música en forma digital (etapas
discretas), tales como números codificados en binarios, códigos
alfanumericos, símbolos gráficos, códigos operacionales del microprocesador
o información de base de datos. Toda esta información se convierte a
energía electromagnética, antes de que pueda propagarse por un sistema de
comunicaciones electrónicas.
Existen dos tipos básicos de sistemas de comunicaciones
electrónicas; analógico y digital. Un sistema de comunicaciones analógico es
un sistema en el cual la energía electromagnética se transmite y recibe en
forma analógica (una señal variando continuamente tal como una onda
senoidal). Los sistemas de radio comerciales emiten señales analógicas. Un
sistema de comunicaciones digital es un sistema en el cual la energía
electromagnética se transmite y se recibe en forma digital (niveles discretos
tal como ±5 V y tierra). Con los sistemas de comunicaciones digitales, la
información analógica se convierte a una forma digital antes de la
transmisión, y con los sistemas de comunicaciones analógicas, la
información digital se convierte a la forma analógica antes de la transmisión.
Los sistemas de comunicaciones analógicas fueron los primeros en
desarrollarse, sin embargo, en los últimos años los sistemas de
comunicaciones digitales se han hecho mas comunes.
CAPITULO II 11 MARCO TEORICO
6. SISTEMAS DE RADIOCOMUNICACIÓN MÓVIL.
Es todo aquel sistema que permite la comunicación half-duplex a los
usuarios del sistema por medio de un transceptor de radio en un área
limitada dentro de la cual se pueden desplazar libremente de acuerdo a lo
expuesto por Gordon Wets (1992, p.22).
Su uso típico es para la comunicación de voz por la cual el ancho de
banda utilizado es de 4KHZ , sin embargo, recientemente se ha utilizado en
diversas aplicaciones diferentes a la voz, como es la transmisión de datos a
baja velocidad.
Las frecuencias de operación utilizadas en los sistemas de radio
móviles son las VHF, UHF y bandas de 800 Mhz, esta ultima destinada a los
sistemas troncalizadas, mientras las bandas VHF , UHF son usadas para
sistemas simples.
6.1 SISTEMAS DE RADIO MÓVILES SIMPLES.
Estos sistemas están compuestos por equipos móviles portátiles o
vehiculares y/o estaciones bases, además de una o mas estaciones
receptoras.
Su operación requiere de por lo menos una frecuencia (f) de
operación y si el sistema incorpora una repetidora con dos frecuencias
necesarias (f y f1) para su operación; mediante los cuales los móviles y las
estaciones se comunican entre si.
Las estaciones repetidoras son necesarias cuando los requerimientos
de comunicación cubren una área muy externa en donde un equipo no puede
CAPITULO II 12 MARCO TEORICO
enviar la señal a otro equipo en forma directa, por impedimentos de distancia
en obstrucciones en las trayectorias de propagación. Es por ello que las
estaciones repetidoras suelen estar ubicadas en lugares altos (sitios
estratégicos) desde donde pueden cubrir toda área de cobertura deseada.
La cobertura de los sistemas de radios móviles depende de diversos factores
entre ellos se encuentran:
• Frecuencia utilizada, puesto que ella depende de las atenuaciones que
sufre la señal por perdidas en el espacio libre y las líneas de RF(cables
coaxiales).
• Potencia transmitida por el emisor y el repetidor .
• Altura del sistema repetidor.
• Patrón de radiación y ganancia de sistema.
El proceso de radio comunicación implica una serie de pasos
consecutivos para el transporte de la información desde la fuente al destino.
Paso 1
Consiste en la modulación de la portadora en la fuente por la señal de
información, esta función es realizada por el transmisor.
Paso 2
Implica la traducción de la portadora modulada en la onda
electromagnética de propagación por la antena transmisora.
Paso 3
Consiste en la propagación de la onda electromagnética a través de la
atmósfera hasta que llega al destino deseado.
CAPITULO II 13 MARCO TEORICO
Paso 4
La antena receptora convierte la onda electromagnética recibida en el
destino en una señal portadora modulada.
Paso 5
Consiste en la demodulación o extracción de la información contenida
en la portadora.
7. EL ESPECTRO ELECTROMAGNETICO.
El propósito de un sistema de comunicaciones electrónicas es
comunicar información entre dos o mas ubicaciones (generalmente llamadas
estaciones). Esto se logra convirtiendo la información de la fuente original a
energía electromagnética y después transmitiendo la energía a uno o mas
destinos, en donde se convierte de nuevo a su forma original. La energía
electromagnética puede propagarse en varios modos: como un voltaje a una
corriente a través de un cable metálico, como ondas de radio emitidas por el
espacio libre o como ondas de luz por una fibra óptica.
La energía electromagnética está distribuida a través de un rango de
frecuencias casi infinito. Cada banda de frecuencias tiene una característica
única que le hace diferente de las otras bandas. Esta distribucion de bandas
esta contemplada en el Cuadro 1
Cuando se trata de ondas de radio, es común usar las unidades de la
longitud de onda en vez de la frecuencia. La longitud de onda es la longitud
que un ciclo de una onda electromagnética ocupa en el espacio (es decir, la
distancia entre dos puntos semejantes en una onda receptiva ). La longitud
de onda es inversamente proporcional a la frecuencia de la onda y
CAPITULO II 14 MARCO TEORICO
directamente proporcional a la velocidad de propagación la velocidad de
propagación de la energía electromagnética en el espacio libre se asume que
sea la velocidad de la luz, 810*3 m/s. La relación entre la frecuencia,
velocidad y longitud de onda se expresa matemáticamente como:
Longitud de onda =frecuenciavelocidad
7.1 DIVISION DE BANDAS DE RADIOFRECUENCIAS.
Todas las radiocomunicaciones se producen mediante las ondas
electromagnéticas con frecuencias inferiores a 3 000 GHz (por definición),
aunque raramente se utilizan frecuencias por encima de 300 GHz. La
propagación de las ondas radioeléctricas varía significativamente con la
frecuencia de éstas y con el medio utilizado para el transporte de la onda
(troposfera, ionosfera o espacio), y las técnicas utilizadas para las
radiocomunicaciones varían en consecuencia. Cerca de la Tierra, las ondas
radioeléctricas con frecuencias inferiores a 30 MHz (es decir, longitudes de
ondas superiores a 10 metros) resultan afectadas principalmente por las
características de la superficie de la Tierra y de la ionosfera, pero muy poco
por la troposfera.
En las bandas de ondas miriamétricas y kilométricas, en frecuencias por
debajo de unos 100 kHz (longitudes de onda superiores a 3 km), la
propagación se realiza por el modo de guía onda, o lo que es lo mismo, las
ondas radioeléctricas se propagan en un canal limitado por el suelo y la
ionosfera inferior, de unos 70 a 90 km de altura.
Las ondas radioeléctricas de frecuencia superior en las bandas
kilométricas, hectométricas y decamétricas, hasta unos 30 MHz, pueden
desplazarse directamente a lo largo de la superficie de la Tierra (propagación
CAPITULO II 15 MARCO TEORICO
por onda de superficie) o por reflexiones sucesivas entre la Tierra y la
ionosfera (propagación por onda ionosférica).
Por otro lado, la propagación por onda ionosférica puede servir para
comunicaciones de alcance medio a largo en ondas hectométricas y
decamétricas. En la ionosfera, la frecuencia de la onda en comparación con
la frecuencia crítica de las capas ionosféricas es un factor importante,
aunque también son significativos otros factores tales como la absorción y el
ruido.
En frecuencias superiores a 30 MHz, las ondas radioeléctricas se
desplazan directamente desde un punto a otro y pueden atravesar la
ionosfera. Se utilizan por tanto para las comunicaciones terrenales y para las
de Tierra a espacio. En las bandas de ondas métricas y decimétricas
predominan los efectos del terreno y de la troposfera que se tienen en cuenta
en el diseño del sistema. La ionosfera puede causar interferencia a los
servicios terrenales debido a los modos no deseados de propagación.
La propagación por onda ionosférica en frecuencias superiores a 30 MHz
puede ser debida a una ionización ionosférica superior a la normal causada
por la capa E esporádica, las trazas meteóricas o la ionización auroral. En
ondas decimétricas y en frecuencias superiores, los servicios Tierra-espacio
deben superar otros efectos ionosféricos. Dichos efectos son debidos al
contenido electrónico total a lo largo del trayecto que da lugar a absorción,
despolarización, retardo de grupo, dispersión y centelleos de la señal.
En la actualidad el servicio de radio comunicación móvil terrestre
cuenta con cuatro Sub-Bandas de radiofrecuencias desarrolladas y
aceptadas por las normas internacionales.
CAPITULO II 16 MARCO TEORICO
VHF BANDA BAJA (25-50MHZ)
Banda baja permite lograr una cobertura muy amplia, ya que las
señales en este rango de frecuencia tienen la capacidad de seguir una
trayectoria paralela a la de la tierra (distancias largas 100km o mas de
acuerdo con las condiciones del terreno ). En este tipo de bandas las ondas
no son fuertemente afectados por obstáculos tales como terrenos ondulados
o montañas, permiten mantener la relación señal /ruido adecuada para poder
comunicarse.
En este tipo de bandas se presentan muchas interferencias por su
gran alcance, también presentan mucha congestión debido a que hay
muchas personas que operan en esta y no están debidamente apermisadas
por el M.T.C. Presentan gran vulnerabilidad ante el ruido ambiental
generado por los diferentes equipos que trabajan con corriente eléctrica.
VHF BANDA ALTA (138-174MHZ).
No presenta tantas ventajas como la banda baja en lo que se refiere a
el alcance en los radiales emitidos pero se presta a que menos factores
afectan la propagación y no generan tanta interferencia y ruidos.
BANDA UHF (450-470MHZ).
Presenta menos cobertura pero su comportamiento en áreas urbanas
es mucho mas optimo, son mas inmunes a los ruidos por interferencias y el
ruidos eléctrico ambiental.
CAPITULO II 17 MARCO TEORICO
BANDA UHF (806-890MHZ).
En este tipo de banda por tener menos alcance que las demás, se ve
menos afectadas en lo que se refiere a interferencias y ruido.
Por otra parte debido, a los niveles de ruido, es posible la instalación de
equipos de alta sensivilidad, y el diseño de antenas de alta ganancia. El uso
de esta banda es particularmente apropiado en zonas urbanas en industrias
donde su nivel de vegetación es escaso.
8. PROPAGACION DE ONDAS.
En los sistemas de comunicación de radio, las ondas se pueden
propagar de varias formas, dependiendo del tipo de sistema y el ambiente.
Además, como se explicó anteriormente, las ondas electromagnéticas viajan
en línea recta, excepto cuando la Tierra y su atmósfera alteran su trayectoria.
Hay tres formas de propagación de las ondas electromagnéticas: ondas de
tierra, ondas espaciales (que incluyen tanto ondas directas como ondas
reflejadas a tierra), y propagación de onda del cielo.
La figura 9-12 muestra los modos normales de propagación entre dos
antenas de radio. Cada uno de estos modos existe en cada sistema de radio;
sin embargo, algunos son despreciables en ciertos rangos de frecuencias o
sobre un tipo de terreno en particular. En frecuencias por abajo de 1.5 MHz,
las ondas de tierra proporcionan la mejor cobertura. Esto se debe a que las
pérdidas de tierra se incrementan rápidamente con la frecuencia. Las ondas
del cielo se utilizan para aplicaciones de alta frecuencia, y las ondas
espaciales se utilizan para frecuencias muy altas y superiores.
CAPITULO II 18 MARCO TEORICO
figura 9-12 modos normales de propagacion de ondas 8.1 PROPAGACIÓN DE ONDAS DE TIERRA.
Una onda de tierra es una onda electromagnética que viaja por la
superficie de la Tierra. Por lo tanto, las ondas de tierra a veces se llaman
ondas superficiales. Las ondas de tierra deben estar polarizadas
verticalmente. Esto es debido al campo eléctrico, en una onda polarizada
horizontalmente estaría paralela a la superficie de la Tierra, y dichas ondas
harían cortocircuito por la conductividad de la tierra. Con las ondas de tierra,
el campo electrico variante induce voltajes en la superficie de la Tierra, que
causan que fluyan corrientes que son muy similares a las de una línea de
transmisión. La superficie de la Tierra también tiene resistencia y pérdidas
dieléctricas. Por lo tanto, las ondas de tierra se atendían conforme se
propagan. Las ondas de tierra se propagan mejor sobre una superficie que
sea un buen conductor, como agua salada, y áreas desérticas muy áridas.
Las pérdidas de ondas de tierra se incrementan rápidamente con la
CAPITULO II 19 MARCO TEORICO
frecuencia. Por lo tanto, la propagación de ondas de tierra se limita
generalmente a frecuencias por abajo de los 2 MHz.
La figura 9-13 muestra la propagación de ondas de tierra. La
atmósfera de la Tierra tiene una gradiente de densidad (o sea, que se reduce
gradualmente con la distancia de la superficie de la Tierra), que hace que el
frente de onda se incline progresivamente hacia adelante. Por lo tanto, la
onda de tierra se propaga alrededor de la Tierra, permaneciendo cerca de su
superficie, y si se transmite suficiente potencia, el frente de onda podría
propagarse más allá del horizonte o hasta alrededor de la circunferencia
completa de la Tierra. Sin embargo, se debe tener cuidado al seleccionar la
frecuencia y el terreno sobre el cual se propagaría la onda de tierra para
asegurarse que el frente de onda no se incline excesivamente y,
simplemente, se voltee, permanezca plana sobre la tierra, y cese de
propagarse.
Figura 9-13 propagación de ondas de tierra.
CAPITULO II 20 MARCO TEORICO
La propagación de ondas de tierra se utiliza comúnmente para
comunicaciones de barco a barco y de barco a tierra, para la radio
navegación, y para las comunicaciones marítimas móviles. Las ondas de
tierra se utilizan a frecuencias tan bajas como de 15 kHz.
Las desventajas de la propagación de ondas de tierra son las siguientes:
1. Las ondas de tierra requieren de una potencia relativamente alta para
transmisión.
2. Las ondas de tierra estén limitadas a frecuencias, muy bajas, bajas y
medias (VLF, LF y MF) que requieren de antenas grandes.
3. Las pérdidas por tierra varían considerablemente con el material de la
superficie.
Las ventajas de la propagación de ondas de tierra son las siguientes:
1. Dan suficiente potencia de transmisi6n, las ondas de tierra se pueden
utilizar para comunicarse entre dos ubicaciones cualesquiera en el
mundo.
2. Las ondas de tierra no se ven relativamente afectadas por los cambios
en las condiciones atmosféricas.
8.2 PROPAGACIÓN DE ONDAS ESPACIO.
La propagación de ondas espaciales incluye energía radiada que viaja
unas cuantas millas, en la parte inferior de la atmósfera de la Tierra. Las
ondas espaciales incluyen ondas directas y reflejadas de tierra (véase la
figura 14). Las ondas directas viajan esencialmente en línea recta, entre las
antenas transmisora y receptora. La propagación de ondas espaciales con
ondas directas se llama comúnmente transmisión de línea de vista (LOS).
Por lo tanto, la propagación de ondas epaciales se limita por la curvatura de
CAPITULO II 21 MARCO TEORICO
la tierra. Las ondas reflejadas a tierra son ondas reflejadas por la superficie
de la tierra conforme se propagan, entre las antenas transmisoras y
receptoras. La figura muestra la propagación de ondas espaciales, entre dos
antenas . Puede verse que la intensidad del campo en la antena receptora
depende de la distancia que hay entre las dos antenas (atenuación y
absorción) y si las ondas, directa y reflejada a tierra, estén en fase
(interferencia).
figura 9-14propagación de ondas espaciales
La curvatura de la tierra presenta un horizonte para la propagación de
ondas espaciales comúnmente llamado radio horizonte. Debido a la
refracción atmosférica, el radio horizonte se extiende más allá del horizonte
óptico para la atmósfera estándar común. El radio horizonte es
aproximadamente cuatro tercios del horizonte 6ptico. La troposfera causa la
refracción, debido a cambios en su densidad, temperatura, contenido de
agua vapor, y relativa conductividad. El radio horizonte puede alargarse
simplemente elevando las antenas, transmisora o receptora (o ambas), por
arriba de la superficie de la Tierra, con torres o colocándolas arriba de
montañas o edificios altos.
CAPITULO II 22 MARCO TEORICO
La figura 9-15 muestra el efecto que tiene la altura de la antena en el
radio horizonte. El radio horizonte de línea de vista para una sola antena se
da como
hd *2= (9-15)
en donde
d = distancia a radio horizonte (millas)
h = a la altura de la antena sobre el nivel del mar (pies)
Por lo tanto, para una antena transmisora y una receptora, la distancia
entre las dos antenas es
rt
t
hhd
drdd
*2*2 +=
+= 9-16)
en donde
d = distancia total (millas)
td = radio horizonte para antenas transmisora (millas)
rd = radio horizonte para antena receptora (millas)
rh = Altura de la antena transmisora (pies) hr = Almra de la antena receptora
(pies).
rt hhd *2*2 += (9-17)
en donde rdd , son distancias en kilometros rhh, son alturas en metros.
De las ecuaciones 9-16 y 9-17, puede verse que la distancia de la
propagación de ondas espaciales puede extenderse simplemente
incrementando la altura de la antena transmisora o receptora, o ambas.
CAPITULO II 23 MARCO TEORICO
Figura 9-15 ondas espaciales y radio horizonte
Debido a que las condiciones de la atmósfera mas baja de la tierra
estén sujetas a cambios, el grado de refracción puede variar con el tiempo.
Una condición especial llamada propagación de ducto ocurre cuando la
densidad de la atmósfera más baja es tal que las ondas electromagnéticas
están atrapadas, entre ésta y la superficie de la Tierra. Las capas de la
atmósfera actúan como un ducto, y una onda electromagnética se puede
propagar grandes distancias alrededor de la curvatura de la Tierra, dentro de
este ducto. La propagación de ducto se muestra en la figura 9-16.
Figura 9-16 Propagación de ducto.
CAPITULO II 24 MARCO TEORICO
8.3 PROPAGACIÓN DE ONDAS DEL CIELO.
Las ondas electromagnéticas que se dirigen por encima del nivel del
horizonte se llaman ondas del cielo. Típicamente, las ondas del cielo se
irradian en una dirección que produce un ángulo relativamente grande, con
referencia a la Tierra. Las ondas del cielo se envían hacia el cielo, donde son
reflejadas o refractadas nuevamente a Tierra por la ionosfera.
La ionosfera es la región de espacio localizada aproximadamente de
50 a 400 km (30 a 250 millas) arriba de la superficie de la Tierra. La
ionosfera, es la porción más alta de la atmósfera de la Tierra. Por lo tanto,
absorbe grandes cantidades de la energía radiante del sol, que ioniza las
moléculas del aire, creando electrones libres.
Cuando una onda de radio pasa a través de la ionosfera, el campo
eléctrico de la onda ejerce una fuerza en los electrones libres, haciéndolos
que vibren. Los electrones vibrantes reducen la corriente, que es equivalente
a reducir la constante dieléctrica. Reducir la constante dieléctrica incrementa
la velocidad de propagación y hace que las ondas electromagnéticas se
doblen alejándose de las regiones de alta densidad de electrones, hacia
regiones de baja densidad de electrones (o sea, incrementando la
refracción).
Conforme la onda se mueve más lejos de la Tierra, se incrementa la
ionización. Sin embargo, hay menos moléculas de aire para ionizar. Por lo
tanto, en la atmósfera, más alta, hay un porcentaje más elevado de
moléculas ionizadas que en la atmósfera más baja. Entre más allá sea la
densidad de iones, mayor la refracción. Además, debido a que la
composición de la ionosfera no es uniforme y alas variaciones en su
CAPITULO II 25 MARCO TEORICO
temperatura y densidad, está estratificada. Esencialmente, la ionosfera está
compuesta de tres capas, (las capas D, E y F), mostradas en la figura 9-17.
Puede verse que las tres capas de la ionosfera varían en ubicación y en
densidad de ionización, con la hora del día. También fluctúan en un patrón
cíclico todo el año y de acuerdo con el ciclo de manchas solares de 11 años.
La ionosfera es más densa en las horas de máxima luz solar (durante las
horas luz y en el verano).
Capa D. La capa D es la capa inferior de la ionosfera y se localiza
entre 30 y 60 millas (50 a I00 kilbmetros) arriba de la superficie de la Tierra.
Debido a que es la capa más lejana del sol, hay muy poca ionización en esta
capa. Por lo tanto, la capa D tiene muy poco efecto en la dirección de
propagación de las ondas de radio. Sin embargo, los iones de la capa D
pueden absorber cantidades apreciables de energía electromagnética. La
cantidad de ionización en la capa D depende de la altitud del sol sobre el
horizonte. Por consiguiente, desaparece de noche. La capa D refleja ondas
VLF y LF y absorbe ondas MF y HF.
Figura 9-17 Capas ionosfericas
CAPITULO II 26 MARCO TEORICO
Capa E. La capa E se localiza, entre 60 y 85 millas (de 100 a 140
kilómetros), arriba de la superficie de la Tierra. La capa E se llama a veces la
capa Kennelly-HeavMde, en honor a los dos científicos que la descubrieron.
La capa E tiene su mayor densidad a mediodía, aproximadamente a 70
millas, cuando el sol se encuentra en su punto máximo. Así como la capa D,
la capa E casi desaparece totalmente de noche. La capa E auxilia la
propagación de ondas de superficie MF y refleja ondas HF un poco durante
el día. La parte superior de la capa E a veces se considera por separado y se
llama la capa E esporádica porque parece que va y viene en forma
imprevisible. La capa E esporádica la causan la actividad de las manchas
solares y estallidos solares. La capa E esporádica es una capa delgada con
una densidad de ionización muy alta. Cuando aparece, por lo general hay
una mejora inesperada en las transmisiones de radio de larga distancia.
Capa F. La capa F está hecha realmente de dos capas, las capas F 1
y F2. Durante el día, la capa F1 se localiza entre 85 y 155 millas (de 140 a
250 kilbmetros), arriba de la superficie de la Tierra, y la capa F2 se localiza
de 85 a 155 millas (de 140 a 300 kil6metros) arriba de la superficie de la
Tierra, durante el invierno y de 155 a 220 millas (de 250 a 350 kilbmetros), en
el verano. Durante la noche, la capa F1 se combina con la capa F2, para
forman una sola capa. La capa F1 absorbe y atenúa algunas ondas HF,
aunque la mayoría de las ondas pasan a través de la capa F2, cuando se
refractan nuevamente a la Tierra.
CAPITULO II 27 MARCO TEORICO
9. PROPAGACIÓN TIERRA-ESPACIO EN BANDAS
DE ONDAS MÉTRICAS Y SUPERIORES.
9.1 PROPAGACIÓN TIERRA-ESPACIO.
En las frecuencias de ondas métricas y superiores, las ondas
radioeléctricas son capaces de penetrar la ionosfera y de proporcionar, por
consiguiente, comunicaciones transionosféricas. En las comunicaciones
transionosféricas, las degradaciones más importantes debidas a la ionización
de fondo comprenden la Rotación de Faraday y el retardo de grupo. Esas
degradaciones guardan todas relación con el contenido electrónico total
(CET) a lo largo del trayecto de propagación. Por otra parte, la degradación
principal debida a las irregularidades es el fenómeno llamado corrientemente
centelleo. Estas serán el tema principal del presente capítulo.
9.2 CONTENIDO ELECTRÓNICO TOTAL (CET).
Denominado NT, el contenido electrónico total (CET) puede
determinarse del siguiente modo:
N N sT es
= ∫ ( ) ds electrones/m2 (7.1)
siendo Ne la densidad electrónica (en m-3) a lo largo del trayecto y s el
trayecto de propagación en metros. Normalmente, NT varía entre 1 y 200
unidades CET (1 unidad CET = 1016 electrones/m2). Incluso conociendo el
trayecto de propagación exacto es difícil evaluar NT, porque Ne es muy
variable en el espacio y en el tiempo [Davies, 1980; Soicher y Gorman,
1985].
CAPITULO II 28 MARCO TEORICO
Para fines de modelación, el valor de CET se indica habitualmente
para un trayecto vertical utilizando la relación Ne(s) ds = Ne(h) sec φ dh,
donde φ es el ángulo cenital del rayo en una altura ionosférica media (~400
km). Conociendo el CET puede calcularse, para las aplicaciones de
comunicaciones, la rotación de Faraday y el retardo de grupo. Se facilita a
continuación el cálculo.
9.3 EFECTOS DEBIDOS A LA IONIZACIÓN DE FONDO.
9.3.1 ROTACIÓN DE FARADAY.
En la propagación a través de la ionosfera, una onda con polarización
lineal experimentará una rotación progresiva de su plano de polarización a
causa de la presencia del campo geomagnético y de la anisotropía del medio
plasmático. La magnitud de la rotación de Faraday, Ω, dependerá de la
frecuencia de la onda radioeléctrica, la intensidad del campo geomagnético y
la densidad electrónica del plasma, del siguiente modo:
Ω = KM
ƒ 2 NT (7.2)
donde K = 2,36 × 104 (en unidades MKS), Ω se da en radianes, M es el valor
de BL secφ a 420 km de altura, BL es el componente longitudinal de la
inducción magnética de la Tierra, en Tesla, a lo largo del trayecto del rayo, φ
es el ángulo cenital del rayo y f es la frecuencia en hertzios. En la figura 7.1
se representan los valores típicos de Ω en función de la frecuencia para
valores representativos de CET.
En el cuadro 7.1 se indica la rotación de Faraday en grados que se
superará en determinados porcentajes de tiempo, en una frecuencia de 1
CAPITULO II 29 MARCO TEORICO
GHz, durante un año completo de observación, en los periodos de actividad
solar máxima (R12 = 157) y mínima (R12 = 42).
9.3.2 RETARDO DE GRUPO.
La presencia de partículas cargadas en la ionosfera disminuye la
velocidad de propagación de las señales radioeléctricas a lo largo del
trayecto y produce un adelanto de fase. El retardo que supera al tiempo de
propagación en el espacio libre se conoce con el nombre de retardo de grupo
(t). Es un factor importante que ha de tenerse en cuenta en los sistemas de
comunicaciones digitales y de posicionamiento de la navegación. Esa
cantidad se obtiene con la siguiente fórmula:
t = 1,34 x 10-7 NT/ƒ 2 (7.3)
donde
t = tiempo de retardo en segundos con respecto a la propagación
en vacío
f = frecuencia en Hz
NT= CET en electrones/m2.
En la figura 7.2 se representa el retardo de tiempo (t) en función de la
frecuencia f para varios valores de contenido electrónico a lo largo del
trayecto del rayo.
CAPITULO II 30 MARCO TEORICO
100 200 1000500 2000 3000
102
10– 4
10– 3
10– 2
10– 1
1
10
2
5
2
5
2
5
2
5
2
5
2
5
1019
1016
1017
1018
l/m2
Ion
osph
eric
tim
e de
lay
(µs)
Frequency (MHz) D10
e
Frecuencia (MHz)
FIGURA 7.2
Retardos de tiempo ionosférico en función de la frecuencia para
distintos valores de contenido electrónico
CAPITULO II 31 MARCO TEORICO
9.3.3 DISPERSIÓN.
Cuando las señales transionosféricas ocupan una anchura de banda
significativa, el retardo de propagación (función de la frecuencia) introduce
dispersión. El retardo diferencial a través de la anchura de banda es
proporcional a la densidad electrónica integrada a lo largo del trayecto del
rayo. Por ejemplo, en el caso de un contenido electrónico integrado de 5 x
1017 electrones/m2, una señal con una longitud de impulso de 1 µs mostrará
un retardo diferencial de 0,02 µs a 200 MHz, mientras que a 600 MHz el
retardo será sólo de 0,00074 µs (véase la figura 7.4) [Millman y Olsen, 1980;
Mawira, 1990].
τ = 1 µ s
τ = 10 µ s
2 5 2 5 2 510– 310– 4 10– 110– 2
2
5
102
2
5
103
104
Freq
uenc
y (M
Hz)
Group time delay difference (µ s)
τ = 0.01 µ s
τ = 0.1 µ s
FIGURA 7.4
Diferencia de retardo de tiempo entre las frecuencias superior e inferior
del espectro de un impulso de anchura ττ , transmitido a través de la
ionosfera, en una transversal unidireccional
CAPITULO II 32 MARCO TEORICO
9.3.4 DESPLAZAMIENTO DE FRECUENCIA DOPPLER.
El efecto del cambio de frecuencia debido a la variabilidad temporal de
la ionosfera sobre la frecuencia aparente de la portadora, esto es, la
portadora desplazada por el efecto Doppler, es un efecto de segundo orden.
Por ejemplo, para f = 1,6 GHz (sistema GPS), el cambio de frecuencia
observada ∆ f en latitudes altas es:
∆ ƒ
ƒ< −10 9 (7.4)
9.3.5 DIRECCIÓN DE LLEGADA DEL RAYO.
Cuando las ondas radioeléctricas se propagan oblicuamente a través
de la ionosfera, experimentan una refracción que produce un cambio en la
dirección de llegada del rayo.
9.3.6 ABSORCIÓN.
Cuando no se dispone de información directa puede calcularse la
pérdida por absorción ionosférica a partir de los modelos disponibles
conforme a la relación (sec φ)/f2, en el caso de frecuencias superiores a 30
MHz, siendo φ el ángulo cenital del trayecto de propagación en la ionosfera
[Davies, 1990]. En las regiones ecuatorial y de latitud media, las ondas
radioeléctricas de las frecuencias superiores a 70 MHz garantizarán la
penetración de la ionosfera sin absorción significativa.
Las mediciones efectuadas en latitudes medias muestran que, en el
caso de una transversal unidireccional de la ionosfera en incidencia vertical,
la absorción a 30 MHz en condiciones normales es típicamente de 0,2 a 0,5
CAPITULO II 33 MARCO TEORICO
dB. En el curso de una erupción solar aumentará la absorción, pero será
inferior a 5 dB. El aumento de la absorción puede producirse en latitudes
altas a causa de los fenómenos del casquete polar y la aurora; esos dos
fenómenos se producen a intervalos aleatorios, tienen duración variable y
sus efectos dependen del emplazamiento de los terminales y del ángulo de
elevación del trayecto. Por consiguiente, para obtener el diseño de sistema
más eficaz han de tratarse esos fenómenos en forma estadística, teniendo
en cuenta que la duración de la absorción auroral es del orden de horas y de
la absorción del casquete polar es del orden de días.
9.3.6.1 ABSORCIÓN AURORAL.
La absorción auroral se produce debido a un aumento de la
concentración electrónica en las regiones D y E causado por los electrones
energéticos incidentes. La absorción se observa en una gama de latitudes de
10º a 20º, centrada cerca de la latitud de máxima aparición de las auroras
visuales. Se produce en forma de una serie de aumentos discretos de la
absorción, cada uno de duración relativamente breve (unos minutos a unas
horas), con una duración media de 30 minutos aproximadamente; muestran
habitualmente una estructura temporal irregular [Hargreaves y Cowley, 1967].
Los aumentos nocturnos suelen consistir en incrementos rápidos y uniformes
y disminuciones lentas. Las magnitudes típicas a 127 MHz aparecen en el
cuadro 7.2.
CAPITULO II 34 MARCO TEORICO
10. PROPAGACIÓN TERRENAL EN BANDAS DE ONDAS MÉTRICAS
Y SUPERIORES.
10.1 PROPAGACIÓN IONIZADA EN BANDAS DE ONDAS MÉTRICAS Y
SUPERIORES.
La propagación radioeléctrica en ondas métricas es principalmente de
visibilidad directa y está controlada por objetos físicos, tales como el terreno
y el recubrimiento del suelo (ecos parásitos), así como por factores
troposféricos, tales como la refracción. Sin embargo, la propagación
ionosférica en largas distancias en ondas métricas puede tener lugar con
pérdidas relativamente pequeñas en ciertas horas y frecuencias. Estos casos
de propagación pueden ser importantes en la interferencia en ondas
métricas, especialmente para los sistemas que requieren alta fiabilidad.
Dicha propagación puede también tener aplicaciones de radiocomunicación.
En las bandas de ondas métricas y superiores hay también diversos
mecanismos de propagación inhabitual tales como el de la propagación en la
capa E esporádica, la propagación transecuatorial cordal, la dispersión
meteórica directa y la dispersión ionosférica que pueden ser útiles o
perjudiciales dependiendo de las circunstancias. Los más importantes se
describen en los puntos que siguen.
10.1.1 PROPAGACIÓN NORMAL EN ONDAS MÉTRICAS EN LA REGIÓN
F.
Cerca de los máximos del ciclo de actividad solar, la propagación a
larga distancia por la capa F2 es posible durante una fracción importante de
tiempo en frecuencias por encima de 30 MHz [Dyson y otros, 1992]. A bajas
latitudes, este efecto se produce hasta 70 MHz.
CAPITULO II 35 MARCO TEORICO
10.1.2 PROPAGACIÓN TRANSECUATORIAL (PTE).
Puede darse una fuerte transmisión, especialmente durante los años
de gran actividad solar, en trayectos largos Norte-Sur que atraviesan el
Ecuador geomagnético. Esta propagación se caracteriza por una atenuación
reducida, frecuencias máximas observadas elevadas (hasta 100 MHz en
trayectos de 4 500 km) y aparición hacia el máximo del ciclo solar a últimas
horas de la tarde y durante la noche, hasta la medianoche local, entre
emplazamientos situados entre 3 000 y 4 000 km del ecuador geomagnético.
La dirección de propagación ha de estar dentro de unos 30 grados de la línea
Norte-Sur para ser efectiva
CAPITULO II 36 MARCO TEORICO
J F M A M J J A S O N D
100
80
60
40
20
0
48 MHz
88
102
F dispersa
Datos distintosde los de laF dispersa
Apa
rici
ón (
%)
Meses (1970)
FIGURA 8.1
Tasas de aparición de recepción en el circuito PTE Darwin-Yamagawa y
de la capa F dispersa en el sector de Australasia durante 1970
Aparentemente hay dos tipos de propagación transecuatorial, caracterizados
por los momentos en que se producen los máximos, las características de
desvanecimiento y los modos de propagación [Heron y McNamara, 1979;
Tanohata y otros, 1980].
El primer tipo de PTE, que se denomina el tipo tarde, tiene las características
siguientes:
CAPITULO II 37 MARCO TEORICO
• un máximo alrededor de 1700-1900 LMT (hora media local); la hora se
mide en el punto en que el circuito corta el Ecuador magnético;
• normalmente, señales fuertes y estables con baja tasa de
desvanecimiento y pequeña dispersión Doppler (aproximadamente de 2-4
Hz);
• trayectos de aproximadamente 6 000-9 000 km de longitud y a veces más
largos.
• El segundo tipo de PTE, que se denomina tipo atardecer, admite por lo
general frecuencias mayores que el tipo tarde y tiene características muy
diferentes:
• un máximo alrededor de 2 000-2 300 LMT;
• altas intensidades de señal, pero no desvanecimiento importante y rápido
hasta unos 15 Hz y gran dispersión Doppler que a veces rebasa 40 Hz;
• longitudes de trayecto generalmente más cortas que para el tipo tarde, de
unos 3 000-6 000 km.
Ambos mecanismos PTE dependen de los gradientes formados en las
"burbujas" ionosféricas que se generan en las proximidades del terminador
del alba y cuya altura aumenta durante las primeras horas de la noche. La
aparición de las burbujas depende del ciclo solar y la existencia de una PTE
de tipo nocturno se identifica muy fácilmente por la presencia de la capa F
esporádica en los ionogramas de los emplazamientos próximos al trayecto o
a lo largo de él [Cole y McNamara, 1974]. Las irregularidades de la capa F
dispersa y la PTE de tipo nocturno tienen una aparición máxima en los
equinoccios (figura 8.1).
CAPITULO II 38 MARCO TEORICO
10.1.3 PROPAGACIÓN ESPORÁDICA EN LA REGIÓN E.
La ionización esporádica intensa en la región E que se manifiesta
como una capa horizontal que mide aproximadamente 1 km de espesor en
sentido horizontal y se sitúa a una altura de 100 a 120 km, puede causar
propagación anormal en ondas métricas durante periodos de varias horas.
La propagación esporádica en la región E disminuye al aumentar la
frecuencia, pero puede ser una causa importante de interferencia a
frecuencias de hasta unos 135 MHz.
El plano de polarización de las señales de ondas métricas recibidas
por propagación en la capa E esporádica tiende a variar de dos formas
distintas. Cuando la estructura de la capa Es es densa y constante, el plano
de polarización tiene fluctuaciones rápidas respecto a una dirección fija.
Cuando la capa Es es débil e intermitente, la polarización tiene variaciones
lentas.
11. DEFINICIÓN DE LAS FRECUENCIAS MÁXIMAS Y MÍNIMAS DE
TRANSMISIÓN.
-MUF operacional, es la frecuencia más elevada que permitiría una calidad
de funcionamiento aceptable de un circuito radioeléctrico, establecido por
propagación de señales a través de la ionosfera, entre determinados
terminales, en un momento dado y en condiciones de trabajo especificadas.
- La frecuencia mínima utilizable (LUF) es la frecuencia más baja que
permitiría una calidad de funcionamiento aceptable de un circuito
radioeléctrico, establecido por propagación de señales a través de la
ionosfera, entre determinados terminales, en un momento dado y en
condiciones de trabajo especificadas.
CAPITULO II 39 MARCO TEORICO
- NOTA 1 – La calidad de funcionamiento aceptable puede expresarse, por
ejemplo, en términos de máxima proporción de errores o relación señal/ruido
requerida.
- NOTA 2 – Las condiciones de trabajo especificadas pueden incluir factores
tales como tipos de antena, potencia del transmisor, clase de emisión y
velocidad de información requerida.
- MUF básica es la frecuencia más elevada en que una onda radioeléctrica
puede propagarse entre determinadas estaciones terminales, en un
momento dado, mediante refracción ionosférica solamente.
- La frecuencia óptima de trabajo (FOT) es el decilo más bajo de los valores
diarios de la MUF operacional en un momento dado, durante un periodo
específico, normalmente de un mes. Quiere decirse que es la frecuencia
rebasada por la MUF de explotación durante el 90% del periodo especificado.
Cuando la MUF básica se limita a un modo particular de propagación
ionosférica, los valores pueden indicarse acompañados de la mención de ese
modo (por ejemplo, 1E MUF, 2F2 MUF).
Si interviene la componente de la onda extraordinaria, se debe indicar
(por ejemplo, 1F2 MUF(X)). La falta de una referencia concreta a la
componente magnetoiónica significa que el valor citado se refiere a la onda
ordinaria. A veces, conviene señalar la distancia sobre la superficie a que se
aplica la MUF básica. Esto se expresa en kilómetros, después de la
indicación del tipo de modo (por ejemplo, 1F2 (4 000) MUF(X)).
Aunque la difracción se produce únicamente por la superficie del
suelo u otros obstáculos, para evaluar los parámetros geométricos situados
en el plano vertical del trayecto (ángulo de difracción, radio de curvatura,
CAPITULO II 40 MARCO TEORICO
altura del obstáculo) ha de tenerse en cuenta la refracción media de la
atmósfera en el trayecto. Para ello, se traza el perfil del trayecto con el radio
ficticio de la Tierra que convenga . De no disponer de otras indicaciones, se
puede tomar un radio efectivo de la Tierra de 8 500 km.
11.1 ELIPSOIDES DE FRESNEL Y ZONAS DE FRESNEL.
Al estudiar la propagación de las ondas radioeléctricas entre dos
puntos A y B, el espacio correspondiente puede subdividirse en una familia
de elipsoides, llamados elipsoides de Fresnel, todos con sus focos en los
puntos A y B, de manera que cualquier punto M de uno de esos elipsoides
satisface la relación:
AM + MB = AB + n l2
(1)
donde n es un número entero que caracteriza el elipsoide correspondiente,
n =1 corresponde al primer elipsoide de Fresnel, etc., y es la longitud de
onda.
A efectos prácticos se considera que la propagación se efectúa con
visibilidad directa, es decir, con fenómenos de difracción despreciables, si no
existe ningún obstáculo dentro del primer elipsoide de Fresnel.
El radio de un elipsoide, en un punto situado entre el transmisor y el receptor,
viene dado por la fórmula siguiente:
Rn =
n l d1 d2d1 + d2
1/2
(2)
o, en unidades prácticas:
Rn = 550
n d1 d2
(d1 + d2) f
1/2 (3)
CAPITULO II 41 MARCO TEORICO
donde f es la frecuencia (MHz) y d1 y d2 son las distancias (km) desde el
transmisor y desde el receptor al punto en que se evalúa el radio (m) del
elipsoide.
Para ciertos problemas hay que tener en cuenta las zonas de Fresnel,
que son las zonas obtenidas tomando la intersección de una familia de
elipsoides con un plano. La zona de orden n es la parte comprendida entre
las curvas obtenidas con las elipsoides n y n – 1, respectivamente.
11.2 DIFRACCION EN UNA TIERRA ESFERICA.
La pérdida adicional de transmisión debida a la difracción en una tierra
esférica puede calcularse por la fórmula clásica de la serie de residuos. Para
distancias grandes sobre el horizonte, sólo es importante el primer término de
esa serie, y puede escribirse como el producto de un término de distancia, F,
y dos términos de ganancia de altura, GT y GR. Pueden obtenerse estos
términos bien de fórmulas simples o de nomogramas.
11.3 CALCULOS NUMERICOS
11.3.1 INFLUENCIA DE LAS CARACETRISTICAS ELECTRICAS DE LA
SUPERFICIE DE LA TIERRA.
El grado en que las características eléctricas de la superficie de la
Tierra influyen en la pérdida por difracción puede determinarse calculando un
factor normalizado de admitancia de superficie K, obtenido por las siguientes
fórmulas.
En unidades coherentes:
CAPITULO II 42 MARCO TEORICO
KH =
2p ael
–1/3
(e – 1)2 + (60 l s)2 –1/4
(4)
para polarización horizontal, y:
KV = KH
e2 + (60 l s)2
1/2 (5)
para polarización vertical;
o, en unidades prácticas:
KH = 0,36 (ae f )–1/3
(e – 1)2 + (18 000 s / f )2 –1/4
(4a)
KV = KH
e2 + (18 000 s / f )2
1/2 (5a)
donde:
ae :radio efectivo de la Tierra (km)
e : permitividad relativa efectiva
s :conductividad efectiva (S/m)
f : frecuencia (MHz).
Si K es inferior a 0,001, las características eléctricas de la Tierra no revisten
importancia. Para valores de K superiores a 0,001, han de utilizarse las
fórmulas apropiadas que se indican a continuación.
11.3.2 FORMULAS DE LA INTENSIDAD DE CAMPO POR DIFRACCION.
El valor relativo de la intensidad de campo por difracción, E, con
respecto a la intensidad de campo en el espacio libre, E0, viene dado por la
fórmula siguiente:
CAPITULO II 43 MARCO TEORICO
20 log EE0
= F(X) + G(Y1 ) + G(Y2 ) dB (6)
donde X es la longitud normalizada del trayecto entre las antenas de alturas
normalizadas Y1 e Y2 (y donde 20 log EE0
es generalmente negativa).
CAPITULO II 44 MARCO TEORICO
0526-01
5 5 5 5 5 510 kHz 100 kHz 1 MHz 10 MHz 100 MHz 1 GHz 10 GHz
5
2
2
5
2
5
2
5
10
1
–210
–310
–110
ε = 80 σ =
5
ε = 30 σ = 10 –2
ε = 30 σ = 10 –2
ε = 3 σ = 10 –4
ε = 3 σ = 10 –4
ε = 15 σ = 10 –3
ε = 15 σ = 10 –3
Fact
or n
orm
aliz
ado
de a
dmita
ncia
de
supe
rfic
ie, K
Frecuencia
Polarización vertical
Polarización horizontal
FIGURA 1
Cálculo de K
FIGURE 1..[526-01] = 19 cm
CAPITULO II 45 MARCO TEORICO
En unidades coherentes:
X = b
p
l a2e
1/3
d (7)
Y = 2 b
p2
l2 ae
1/3 h (8)
o, en unidades prácticas:
X = 2,2 b f 1/3 ae–2/3 d (7a)
Y = 9,6 ´ 10–3 b f 2/3 ae–1/3 h (8a)
donde:
d : longitud del trayecto (km)
ae :radio efectivo de la Tierra (km)
h : altura de la antena (m)
f : frecuencia (MHz).
b es un parámetro que tiene en cuenta la naturaleza del suelo y la
polarización. Está relacionado con K por la siguiente fórmula semiempírica:
42
42
35.15.4175.06.11
KKKK
b++
++= (9)
Con polarización horizontal en todas las frecuencias y con polarización
vertical por encima de 20 MHz sobre tierra o de 300 MHz sobre el mar, se
puede considerar que b es igual a uno.
Con polarización vertical por debajo de 20 MHz sobre tierra o de 300
MHz sobre el mar, hay que calcular b en función de K. En cambio, cabe
entonces prescindir de S y escribir:
K 2 _~ 6,89 s
k2/3 f 5/3 (9a)
CAPITULO II 46 MARCO TEORICO
donde s se expresa en S/m, f (MHz), y k es el factor multiplicador del radio
terrestre.
El término de distancia viene dado por la fórmula:
F(X) = 11 + 10 log (X) – 17,6 X (10)
El término de ganancia de altura de la antena, G(Y), viene dado por
las siguientes fórmulas:
G(Y) @ 17,6 (Y – 1,1)1/2 – 5 log (Y – 1,1) – 8para Y= 2 (11)
Para Y = 2, el valor de G(Y) es función del valor de K :
G(Y) @ 20 log (Y + 0,1 Y 3) para 10 K= Y 2 (11a)
G(Y) @ 2 + 20 log K + 9 log (Y / K) [log (Y / K) + 1] para Y = 1K (11b)
G(Y) @ 2 + 20 log K para Y = K / 10 (11c)
11.4 CALCULO MEDIANTE MONOGRAMAS.
Para las mismas condiciones de aproximación (el primer término de la
serie de residuos es dominante), los cálculos pueden hacerse utilizando la
siguiente fórmula:
20 log EE0
= F(d) + H(h1) + H(h2) dB (12)
donde:
E : intensidad del campo recibido
E0 : intensidad de campo en el espacio libre, a la misma distancia
d : distancia entre los extremos del trayecto
h1 y h2 : altura de las antenas sobre la superficie de la Tierra esférica.
Las funciones F (influencia de la distancia) y H (ganancia de altura) están
representadas por nomogramas en las Figs. 2, 3, 4 y 5.
CAPITULO II 47 MARCO TEORICO
Estos nomogramas (Figs. 2 a 5) dan directamente el nivel recibido con
relación al nivel del espacio libre, para k = 1 y k = 4/3, y frecuencias
superiores a 30 MHz aproximadamente. k es el factor del radio efectivo de la
Tierra. Sin embargo, el nivel recibido para otros valores de k debe
calcularse utilizando la escala de frecuencias para k = 1, pero reemplazando
la frecuencia en cuestión por una frecuencia hipotética igual a f / k2 para las
Figs. 2 y 4, y a f / k para las Figs. 3 y 5.
Muy cerca del suelo, la intensidad de campo es prácticamente
independiente de la altura. Este fenómeno es particularmente importante
para polarización vertical sobre el mar. Por esta razón, la Fig. 5 incluye una
línea vertical AB de trazo grueso en negro. Si la línea recta cortara la
línea AB, la altura real debería ser reemplazada por un valor mayor, tal que
la línea recta pase por el extremo superior de la línea A.
NOTA 1 – Si se desea obtener la atenuación con relación al espacio libre,
debe tomarse el valor opuesto en signo de la ecuación (12). Si la
ecuación (12) indica un valor superior al de la intensidad de campo en el
espacio libre, el método no es válido.
CAPITULO II 48 MARCO TEORICO
0526-02
10090
80
70
60
50
40
30
20
10
15
1009080
70
60
50
40
30
20
10
15
89
150
200
300
400
500
600
700
800
9001 000
1
2
3
4
5
6
7
8
9
20
15
10
5
0
– 5
– 10
– 15
– 20
– 10
– 15
– 20
– 25
– 30
– 35
– 40
– 50
– 60
– 70
– 80
– 90
– 100
– 150
– 200
– 250
– 300
– 35030
40
50
60
708090100 MHz
150
200
300
400
500
600
7008009001 GHz
2
3
4
5
6
78910 GHz
15
GHz 10987
6
5
4
3
2
900800700
600
500
400
300
200
150
MHz 100908070
60
50
40
30
GHz 1
20
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
1,5
FIGURA 2
Difracción en una tierra esférica – Efecto de la distancia
Frec
uenc
ia, p
ara
k =
1
Dis
tanc
ia (
km)
Niv
el re
spec
to d
el e
spac
io li
bre
(dB
)
Frec
uenc
ia, p
ara
k =
4/3
Polarización horizontal sobre tierra y marPolarización vertical sobre tierra
(Las escalas unidas por flechas han de utilizarse conjuntamente)
FIGURE 2..[526-02] = 20
CAPITULO II 49 MARCO TEORICO
0526-03
2 000
1 500
1 000900800700
600
500
400
300
200
150
100908070
60
50
40
30
20
15
10987
6
5
4
3
180160140
120
100908070
60
50
40
30
20
10
0
– 10
– 20
– 30
15
GHz 10987
6
5
4
3
2
900800700
600
500
400
300
200
150
MHz 100908070
60
50
40
3030
40
50
60
708090100 MHz
150
200
300
400
500
600
7008009001 GHz
2
3
4
5
6
78910 GHz
15
GHz 1
1,5
1,5
FIGURA 3
Difracción para una tierra esférica – Ganancia de altura
Altura de la antena sobre el suelo (m)
Ganancia de altura (dB)H(h)
Polarización horizontal – tierra y marPolarización vertical – tierra
Frecuencia parak = 1 k = 4/3
3..[526-03]
CAPITULO II 50 MARCO TEORICO
0526-04
1009080
70
60
50
40
30
20
10
15
10090
80
70
60
50
40
30
20
10
15
89
150
200
300
400
500
600
700
800900
1 000
1
2
3
4
5
6
7
89
20
15
10
5
0
– 5
– 10
– 15
– 20
– 10
– 15
– 20
– 25
– 30
– 35
– 40
– 50
– 60
– 70
– 80
– 90
– 100
– 150
– 200
– 250
– 300
– 350
GHz 10987
6
5
4
3
2
900800700
600
500
400
300
200
150
MHz 1009080
70
60
50
40
30
30
40
50
60
70
8090100 MHz
150
200
300
400
500
600
7008009001 GHz
2
3
4
5
6
78910 GHz
15
GHz 1
1,5
1,5
1,5
Polarización vertical sobre el mar
(Las escalas unidas por flechas han de utilizarse conjuntamente)
FIGURA 4
Difracción en una tierra esférica – Efecto de la distancia
Frec
uenc
ia, p
ara
k =
1
Dis
tanc
ia (
km)
Niv
el re
spec
to d
el e
spac
io li
bre
(dB
)
Frec
uenc
ia, p
ara
k =
4/3
CAPITULO II 51 MARCO TEORICO
0526-05
2 000
1 500
1 000900800
700
600
500
400
300
200
150
1009080
70
60
50
40
30
20
15
1098
7
6
5
4
3
180
160
140
120
10090
8070
60
50
40
30
20
10
0
– 10
– 20
– 30
A
B
100 MHz
1 GHz
10 GHz
15
GHz 1098
7
6
5
4
3
2
900800
700
600
500
400
300
200
150
MHz 10090
80
70
60
50
40
30
30
40
50
60
70
80
90
150
200
300
400
500
600
700
800900
2
3
4
5
6
7
89
15
GHz 1
1,5
1,5
FIGURA 5
Difracción para una tierra esférica – Ganancia de altura
Altura de la antena sobre el suelo (m)
Ganancia de altura (dB)H(h)
Polarización vertical – mar
Frecuencia parak = 1 k = 4/3
CAPITULO II 52 MARCO TEORICO
12. DIFRACCION SOBRE OBSTACULOS Y TERRENO IRREGULAR.
Numerosos trayectos de propagación comprenden un obstáculo o
varios obstáculos separados, e interesa calcular la pérdida que éstos
introducen. Para realizar el cálculo hay que idealizar la forma de tales
obstáculos, considerándola bien como de arista de grosor despreciable o
como de arista gruesa y lisa, cuyo radio de curvatura en la cima está bien
definido. Claro está que los obstáculos reales tienen formas más complejas,
y, por consiguiente, las indicaciones dadas en la presente Recomendación
se han de considerar nada más que como una aproximación.
En aquellos casos en que el trayecto directo entre los terminales es
mucho más corto que el trayecto de difracción, es preciso calcular la pérdida
de transmisión adicional debida al trayecto más largo.
Los datos que se facilitan a continuación son aplicables cuando la longitud de
onda es suficientemente pequeña con relación a las dimensiones del
obstáculo, o sea, principalmente en el caso de ondas métricas y más cortas
(f = 30 MHz).
12.1 OBSTACULO UNICO EN FILO DE CUCHILLO.
En este caso extremadamente idealizado (Figs. 6a) y 6b)), todos los
parámetros geométricos se agrupan en un solo parámetro sin dimensión, que
normalmente se designa por n y que puede tomar distintas formas
equivalentes según los parámetros geométricos elegidos:
n = h 2l
1d1
+ 1d2
(13)
CAPITULO II 53 MARCO TEORICO
n = q 2
l
1d1
+ 1d2
(14)
n = 2 d
l × a1 a2(n tiene el mismo signo que a1 y a2) (16)
donde:
h : altura de la cima del obstáculo sobre la recta que une los dos
extremos del trayecto. Si la cima queda por debajo de esa línea, h
es negativa
d1 y d2 : distancias desde los dos extremos del trayecto a la cima del
obstáculo
d : longitud del trayecto
q : ángulo de difracción (rad); tiene el mismo signo que h. Se supone
que el ángulo θ es inferior a unos 0,2 rad, o sea,
aproximadamente 12m
a1 y a2 : ángulos bajo los que, a partir de un extremo, se ven la cima del
obstáculo y el extremo opuesto; tienen el mismo signo que h en
las relaciones anteriores.
NOTA 1 – En las ecuaciones (13) a (16) inclusive, h, d, d1, d2 y q deben
expresarse en unidades coherentes.
La Fig. 7 da la pérdida (dB) causada por la presencia del obstáculo, en
función de v. Para v mayor que – 0,7, un valor aproximado puede obtenerse
de la expresión:
J(n) = 6,9 + 20 log
(n – 0,1)2 + 1 +n – 0,1 dB
(17)
CAPITULO II 54 MARCO TEORICO
12.2 PANTALLA DE ANCHURA FINITA.
La supresión de la interferencia en un emplazamiento de recepción
(por ejemplo, una estación terrena pequeña) puede conseguirse mediante
una pantalla artificial de anchura finita transversal a la dirección de
propagación. En este caso, se puede calcular el campo en la sombra de la
pantalla teniendo en cuenta tres aristas, a saber: cima y los dos lados de la
pantalla. Las interferencias constructiva y destructiva de las tres
contribuciones independientes producirán fluctuaciones rápidas de la
intensidad de campo a distancias del orden de una longitud de onda. El
modelo simplificado que se ofrece a continuación proporciona estimaciones
de las pérdidas por difracción mínima y media en función de la ubicación.
Consiste en la suma de las amplitudes de las contribuciones individuales
para obtener una estimación de la pérdida por difracción mínima, y en una
suma en potencia para obtener una estimación de la pérdida por difracción
media. Este modelo se ha verificado por comparación con cálculos exactos
mediante la teoría de la difracción uniforme y mediciones de gran precisión.
CAPITULO II 55 MARCO TEORICO
0526-06
h > 0
θ > 0
α 2
d2
a)
α1
d1
d2 d1
h
R
α1
α2
d
c)
α 1
d1
h < 0
θ < 0
α 2
b)
d2
FIGURA 6
Elementos geométricos
1 2 1 2(Para las definiciones de θ, α , α , d , d , d y R, véanse los § 4.1 y 4.3)
CAPITULO II 56 MARCO TEORICO
FIGURE 6..[526-06] = 20.5 cm
0526-07
– 3 – 2 – 1 0 1 2 3
– 2
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
22
24
J(ν )
(dB
)
FIGURA 7
Pérdida por difracción en filo de cuchillo
ν
FIGURE 7..[526-07] = 15.5 cm
CAPITULO II 57 MARCO TEORICO
Paso 1: Calcular el parámetro geométrico v para cada una de las tres aristas
(cima, lado izquierdo y lado derecho) mediante cualquiera de las ecuaciones
(13) a (16).
Paso 2: Calcular el factor de pérdida j(n) = 10 J(v)/20 asociado con cada
arista mediante la ecuación (17).
Paso 3: Calcular la pérdida por difracción mínima Jmín mediante la
expresión:
Jmín = –20 log
1
j1(n) +
1j2(n)
+ 1
j3(n) dB (18)
o bien:
Paso 4: Calcular la pérdida por difracción media Ja mediante la expresión:
Jav = –10 log
1
j21(n)
+ 1
j22(n)
+ 1
j23(n)
dB (19)
12.3 OBSTACULO UNICO DE FORMA REDONDEADA.
En la Fig. (6c) se indica la geometría de un obstáculo de forma
redondeada de radio R. Obsérvese que las distancias d1 y d2 y la altura h
por encima de la línea de base, se miden con respecto al vértice formado por
la intersección de la proyección de los rayos sobre el obstáculo. La pérdida
por difracción de esta geometría puede calcularse así:
A = J(v) * T(m,n) dB (20)
donde:
a) J(v) es la pérdida de Fresnel-Kirchoff debida a una arista equivalente
cuya cresta esté en el vértice. Se puede evaluar el parámetro n
adimensional mediante cualquiera de las ecuaciones (13) a (16) inclusive.
Por ejemplo, la ecuación (13) puede escribirse en unidades prácticas así:
CAPITULO II 58 MARCO TEORICO
n = 0,0316 h
2(d1 + d2)
l d1 d2
1/2 (21)
donde h y I se expresan en metros, y d1 y d2, en kilómetros.
J(v) puede obtenerse de la Fig. 7 o de la ecuación (17). Obsérvese que en el
caso de una obstrucción en el trayecto de propagación con visibilidad
directa, n es positivo y la ecuación (17) es válida.
b) T(m,n) es la atenuación adicional debida a la curvatura del obstáculo:
T(m,n) = k mb (22a)
siendo:
k = 8,2 * 12,0 n (22b)
b = 0,73 * 0,27 [1 – exp ( – 1,43 n)] (22c)
y:
m = R
d1 + d2
d1 d2
p R
l 1/3
(23)
n = h
p R
l 2/3
R (24)
y R, d1, d2, h y p se expresan en unidades coherentes.
T(m,n) puede también obtenerse a partir de la Fig. 8.
Téngase en cuenta que, cuando R tiende a cero, m, y, en consecuencia
T(m,n) tienden también a cero. Por ello, la ecuación (20) se reduce a la
difracción en filo de cuchillo para un cilindro de radio nulo.
CAPITULO II 59 MARCO TEORICO
Véase que el modelo de cilindro está pensado para obstrucciones típicas
del terreno. Este método no es fiable para los trayectos transhorizonte sobre
terreno llano o sobre mar
12.4 DOS ARISTAS AISLADAS.
El método consiste en aplicar sucesivamente la teoría de la difracción
en filo de cuchillo a los dos obstáculos; la parte superior del primer obstáculo
actúa como fuente de difracción sobre el segundo (véase la Fig. 9). El primer
trayecto de difracción, definido por las distancias a y b y la altura h´1,
produce una pérdida L1 (dB), y el segundo, definido por las distancias b y c y
la altura h´2, una pérdida L2 (dB). L. Debe añadirse un término de corrección
Lc (dB) para tener en cuenta la separación b entre las dos aristas. Lc puede
estimarse por la siguiente fórmula:
Lc = 10 log
(a + b) (b + c)b (a + b + c)
(25)
válida cuando L1 y L2 son ambas superiores a unos 15 dB. La pérdida por
difracción total viene dada entonces por:
L = L1 * L2 * Lc (26)
CAPITULO II 60 MARCO TEORICO
0526-08
50
45
40
35
30
25
20
15
10
5
00
n = 10100T
(m,n
) (d
B)
0,5
0,25
0,0
0,4 0,8 1,2 1,6 2 2,4 2,8 3,2 3,6 4
FIGURA 8
Valor de T(m,n) (dB) y en función de m y n
m
5,0 2,0 1,0
FIGURE 8..[526-08] = 13.5 cm
El método anterior es particularmente útil cuando ambas aristas
producen pérdidas similares.
CAPITULO II 61 MARCO TEORICO
0526-09
h'1h'2
b ca
FIGURA 9
Método para dos aristas aisladas
FIGURE 9..[526-09] = 5.5 cm
Si predomina una arista (véase la Fig. 10), el primer trayecto de
difracción viene definido por las distancias a y b + c y la altura h1. El segundo
trayecto de difracción viene definido por las distancias b y c y la altura h´2.
Las pérdidas correspondientes a estos dos trayectos se suman, sin adición
de un tercer término.
0526-10
ba c
h'2
1h
FIGURA 10
Método con una arista predominante
FIGURE 10..[526-10] = 5.5 cm
Este mismo método puede aplicarse a los obstáculos de forma
redondeada.
CAPITULO II 62 MARCO TEORICO
En los casos en que el obstáculo que produce difracción puede
identificarse claramente como un edificio con techo plano, una aproximación
simple en filo de cuchillo no es suficiente. Es necesario calcular la suma de
las fases de las dos componentes: una de ellas experimenta una difracción
doble en filo de cuchillo y la otra está sujeta a una reflexión adicional
causada por la superficie del tejado. Se ha demostrado que, cuando no se
conocen de forma precisa la reflectividad de la superficie del tejado y
cualquier diferencia de altura entre dicha superficie y los muros laterales, un
modelo en doble filo de cuchillo es adecuado para la predicción de la
intensidad de campo de difracción, sin tener en cuenta la componente
reflejada.
12.5 METODO GENERAL PARA UNO O MAS OBSTACULOS.
Se recomienda aplicar el método siguiente para determinar la pérdida
por difracción en un terreno irregular que presente uno o más obstáculos a la
propagación con visibilidad directa. El cálculo tiene en cuenta la curvatura de
la Tierra mediante el concepto de radio efectivo de la Tierra.
Se debe disponer de un perfil de trayecto radioeléctrico que conste de
un conjunto de muestras de la altura del terreno sobre el nivel del
marordenadas en intervalos a lo largo del trayecto, siendo la primera y la
última las alturas del transmisor y el receptor sobre el nivel del mar, y un
conjunto correspondiente de distancias horizontales desde el transmisor. A
cada par de altura y distancia se lo llama "punto" de perfil y se le asigna un
índice, incrementándose los índices de un extremo al otro del trayecto.
Aunque no es esencial para el método, en la descripción que sigue se
supone que la numeración de los índices aumentan en el sentido del
transmisor al receptor.
CAPITULO II 63 MARCO TEORICO
Es preferible, pero no fundamental, que las muestras de perfil tengan
la misma separación horizontal.
La construcción Deygout se aplica a todo el perfil de un trayecto o a
una parte del mismo definiéndolo desde el punto de índice a hasta el punto
de índice b (a y b). Si a = 1 = b, no existe ningún punto intermedio y la
pérdida por difracción es cero. En otros casos, la construcción se aplica
evaluando νn (a < n < b) y seleccionando el punto con el valor más alto de ν.
El valor de ν para el punto de perfil n-ésimo viene dado por:
ν λn ab an nbh d d d= 2 / (27)
donde:
h = hn * [ dan dnb / 2 re ] – [ ( ha dnb * hb dan ) / dab ] (27a)
ha, hb, hn : alturas verticales indicadas en la Fig. 11
dan, dnb, dab : distancias horizontales indicadas en la Fig. 11
re : radio efectivo de la Tierra
λ : longitud de onda
y todas las h, las d, re y λ están en unidades coherentes.
La pérdida por difracción viene dada como pérdida de arista J(ν)
según la ecuación (17) para ν = – 0,78, y en otros casos es cero.
Obsérvese que la ecuación (27) se deriva directamente de la ecuación (13).
En la Fig. 11 se ilustra la geometría de la ecuación (27a). El segundo
término en la ecuación (27a) es una buena aproximación a la altura adicional
en un punto n debido a la curvatura de la tierra.
CAPITULO II 64 MARCO TEORICO
0526-11
hbhn
ha
h
dan dnb
dab
re
Punto a
Punto n
Punto b
Nivel del mar
«Protuberancia» de la Tierra
FIGURA 11
Geometría para una sola arista
FIGURE 11..[526-11] = 11 cm
La construcción Deygout se aplica en primer lugar a todo el perfil del
transmisor al receptor. Al punto con el valor más alto de ν se le llama arista
principal, p, y la pérdida correspondiente es J(νp ).
Si νp = – 0,78 la construcción se aplica dos veces más:
– del transmisor al punto p para obtener νt, y a continuación J(νt );
– del punto p al receptor para obtener νr, y a continuación J(νr ).
El exceso de pérdida por difracción en el trayecto viene dado por:
L = J(νp ) * T [ J(νt ) * J(νr ) * C ] para νp = – 0,78 (28a)
L = 0 para νp = – 0,78 (28b)
donde:
C : corrección empírica
CAPITULO II 65 MARCO TEORICO
C = 8,0 * 0,04D (29)
D : longitud total del trayecto (km)
y:
T = J(νp ) / 6 para J(νp ) = 6 (30a)
T = 1 para J(νp ) = 6 (30b)
13. CÁLCULO DE LA ATENUACIÓN EN EL ESPACIO LIBRE
13.1 FÓRMULAS FUNDAMENTALES PARA ENLACES DE
TELECOMUNICACIÓN.
La propagación en el espacio libre puede calcularse de dos formas
diferentes, cada una de las cuales se adapta a un tipo particular de servicio.
13.2 ENLACES PUNTO A ZONA
En el caso de un solo transmisor que dé servicio a varios receptores
distribuidos al azar (radiodifusión, servicio móvil), se calcula el campo en un
punto situado a una cierta distancia del transmisor mediante la relación
siguiente:
e = 30p
d (1)
donde:
e : intensidad de campo eficaz (V/m) (véase la nota 1)
p : potencia isótropa radiada equivalente (p.i.r.e.) del transmisor en la
dirección del punto considerado (W) (véase la nota 2)
d : distancia del transmisor al punto considerado (m).
CAPITULO II 66 MARCO TEORICO
Se sustituye a menudo la ecuación (1) por la ecuación (2), en la que
se emplean unidades prácticas:
emV/m = 173 pkW
dkm (2)
Para las antenas que funcionan en condiciones de propagación en el
espacio libre, la fuerza cimomotriz puede obtenerse multiplicando e por d en
la ecuación (1), y su dimensión corresponde a la de una tensión.
Nota 1 – Si la onda es de polarización elíptica y no rectilínea, y se designan
por ex y ey los componentes del campo eléctrico que siguen dos ejes
ortogonales, el primer miembro de la ecuación (1) debe sustituirse por
e ex y2 2+ . Sólo puede deducirse ex y ey si se conoce la relación de
elipticidad. En el caso de una polarización circular se debería sustituir e por
e 2 .
Nota 2 – En el caso de antenas situadas en la superficie del suelo, que
funcionan a frecuencias relativamente bajas con polarización vertical, sólo se
considera en general la radiación en el semiespacio superior. Debe tenerse
en cuenta este hecho para determinar la p.i.r.e.
13.3 ENLACES PUNTO A PUNTO
Cuando se trata de un enlace punto a punto, es preferible calcular la
atenuación en el espacio libre entre antenas isótropas, denominada también
pérdida básica de transmisión en el espacio libre (símbolos: Lbf o A0) de la
manera siguiente:
Lbf = 20 log
4p d
lmmmmmmdB (3)
donde:
Lbf : pérdida básica de transmisión en el espacio libre (dB)
CAPITULO II 67 MARCO TEORICO
d : distancia
I : longitud de onda
d y I se expresan en las mismas unidades.
La ecuación (3) puede también escribirse en función de la frecuencia
en vez de la longitud de onda:
Lbf = 32,4 * 20 log f * 20 log dmmmmmmdB (4)
donde:
f : frecuencia (MHz)
d : distancia (km).
13.4 RELACIONES ENTRE LAS CARACTERÍSTICAS DE UNA ONDA
PLANA
Existen, además, relaciones entre las características de una onda
plana (o de una onda asimilable a la onda plana) en un punto:
s = e2
120 p =
4p pr
l2 (5)
donde:
s : densidad del flujo de potencia (W/m2)
e : intensidad de campo eficaz (V/m)
pr : potencia disponible en una antena isótropa situada en este punto (W)
I : longitud de onda (m).
CAPITULO II 68 MARCO TEORICO
13.5 PÉRDIDA BÁSICA DE TRANSMISIÓN EN EL ESPACIO LIBRE EN
LOS SISTEMAS DE RADAR (SÍMBOLOS: LBR O A0R)
Los sistemas de radar constituyen un caso especial en cuanto que su
señal sufre una pérdida al propagarse, tanto desde el transmisor hasta el
blanco como desde éste hasta el receptor. En el caso de los radares dotados
de una antena común para la transmisión y la recepción, la pérdida básica de
transmisión en el espacio libre, Lbr, puede expresarse como sigue:
Lbr = 103,4 * 20 log f * 40 log d – 10 log σ mmmmmmdB (6)
donde:
σ : sección transversal del blanco del radar (m2)
d : distancia del radar al blanco (km)
f : frecuencia del sistema (MHz).
La sección transversal del blanco del radar para un objeto es la relación
entre la potencia total dispersada isotrópicamente equivalente y la densidad
de potencia incidente.
13.6 FÓRMULAS DE CONVERSIÓN
Sobre la base de la propagación en el espacio libre, se pueden utilizar
las fórmulas de conversión siguientes:
Intensidad de campo para una onda dada transmitida isotrópicamente:
E = Pt – 20 log d * 74,8 (7)
Potencia recibida isotrópicamente para una intensidad de campo
dada:
Pr = E – 20 log f – 167,2 (8)
CAPITULO II 69 MARCO TEORICO
Pérdida de transmisión básica en el espacio libre para una potencia e
intensidad de campo dadas transmitidas isotrópicamente:
Lbf = Pt – E 20 log f * 167,2 (9)
Densidad de flujo de potencia para una intensidad de campo dada:
S = E – 145,8 (10)
donde:
Pt : potencia transmitida isotrópicamente (dB(W))
Pr : potencia recibida isotrópicamente (dB(W))
E : intensidad de campo eléctrico (dB(µV/m))
f : frecuencia (GHz)
d : longitud del trayecto radioeléctrico (km)
Lbf : pérdida básica de transmisión en el espacio libre (dB)
S : densidad del flujo de potencia (dB(W/m2)).
Téngase presente que se pueden utilizar las ecuaciones (7) y (9) para
derivar la ecuación (4).
14. ATENUACIÓN DEBIDA A LA VEGETACIÓN
En ciertos casos, la atenuación causada por la vegetación puede ser
importante, tanto para los sistemas terrenales como para los sistemas Tierra-
espacio. Pero la gran diversidad de condiciones y tipos de follaje dificultan la
elaboración de un procedimiento de predicción general.
En los estudios se describen dos tipos de mediciones:
a) medidas tierra-tierra en trayectos de 100 m o más, en zonas boscosas o
junglas, con antenas de 2-3 m por encima del suelo, y en las que sólo
una parte del trayecto del rayo atraviesa el follaje;
CAPITULO II 70 MARCO TEORICO
b) medidas tierra-tierra en trayectos cortos, o medidas en trayectos
inclinados, a través del follaje de cada árbol, con un espesor de follaje no
mayor que unos 10-15 m.
Por conveniencia, estas categorías se denominan trayectos «largos» y
«cortos», respectivamente.
En la fig. 1 se muestran curvas de atenuaciones específicas medidas en
trayectos «largos» a frecuencias entre 30 MHz y 3 GHz; el cuadrado oscuro
corresponde a una sola medición efectuada justo por encima de 10 GHz. Los
cuadrados corresponden a mediciones de trayectos «cortos», con valores
dB/m hasta siete veces mayores que los de trayectos «largos». Los datos se
refieren únicamente a la atenuación adicional causada por la zona boscosa a
un rayo que la atraviesa, y es un promedio aproximado de todos los tipos de
zona boscosa.
Cabe señalar que, cuando la atenuación dentro de la vegetación es
considerable (por ejemplo, más de 30 dB), es posible que se produzca
difracción o modos de onda de superficie.
En frecuencias superiores a 1 GHz, no hay indicios de dependencia
específica de la polarización, mientras que en frecuencias más bajas, la
estructura vertical del bosque (troncos de árboles) puede ser un factor
significativo. En frecuencias de 10 GHz, la atenuación específica a través de
árboles con hojas parece ser alrededor de 20% (dB/m) mayor que la de
árboles sin hojas. También pueden producirse variaciones de la atenuación
debido al movimiento del follaje, por ejemplo, el causado por el viento.
CAPITULO II 71 MARCO TEORICO
D01
2 5 2 5 2 5 2 5
1
10– 1
10– 2
10– 3
10
FIGURA 1
Atenuación específica en la vegetación
Polarizaci
ón horizontal
Pér
dida
(dB
/m)
Frecuencia (MHz)
Datos de trayecto «largo»
Datos de trayecto «corto»
Polarizac ión v ertical
102 103 104 10510
GURE 1/PN.833...[D01] = 3 CM
CAPITULO II 72 MARCO TEORICO
15. EFECTOS DE LA REFRACCIÓN TROPOSFÉRICA SOBRE LA
PROPAGACIÓN DE LAS ONDAS RADIOELÉCTRICAS
15.1 CURVATURA DE LOS RAYOS.
Un haz radioeléctrico que atraviesa la porción inferior (no ionizada) de
la atmósfera experimenta curvaturas debidas al gradiente del índice de
refracción. Como el índice de refracción varía principalmente con la altitud,
por lo general sólo se considera su gradiente vertical. Por ello, la curvatura
en un punto está contenida en el plano vertical, y se expresa por:
1r = –
cos jn
dndh
(1)
donde:
r : radio de curvatura del trayecto del rayo
n : índice de refracción de la atmósfera
dn/dh : gradiente vertical del índice de refracción
h : altitud del punto por encima de la superficie terrestre, y
j : ángulo del trayecto del rayo con la horizontal en el punto
considerado.
Esta curvatura del rayo se considera positiva cuando se dirige hacia la
superficie de la Tierra. Este fenómeno es prácticamente independiente de la
frecuencia cuando el gradiente no varía significativamente a lo largo de una
distancia igual a la longitud de onda.
CAPITULO II 73 MARCO TEORICO
15.2 RADIO FICTICIO DE LA TIERRA EN TRAYECTOS CASI
HORIZONTALES.
Si el trayecto es casi horizontal, r se aproxima a cero. Como, por otra
parte, n se aproxima mucho a 1, la ecuación (1) puede simplificarse:
1r = –
dndh
(2)
Como se verá, si el gradiente vertical es constante, las trayectorias
serán arcos de círculo.
Una transformación muy conocida permite considerar rectilínea la
propagación por encima de una Tierra hipotética de radio ficticio Re = k a,
donde:
1
k a =
1a
+ dndh
= 1
Re (3)
siendo a el radio verdadero de la Tierra y k es el factor del radio ficticio de la
Tierra. El modelo exponencial del índice de refracción, utilizado en el primer
kilómetro de la atmósfera, puede aproximarse por otro lineal, que
corresponde a un radio ficticio de la Tierra, k = 4/3.
15.3 ÍNDICE DE REFRACCIÓN MODIFICADO
Para ciertas aplicaciones, como, por ejemplo, para trayectografía, se
utiliza un índice de refracción modificado o un módulo de refracción. El
módulo de refracción, M, viene dado por:
M = N + ha
(4)
donde h es la altitud del punto considerado expresada en metros y a el radio
de la Tierra, expresado en miles de kilómetros. Esta transformación permite
CAPITULO II 74 MARCO TEORICO
referir la propagación a una Tierra plana rodeada por una atmósfera cuyo
coíndice sea igual al módulo de refracción M.
15.4 ÁNGULO DE PUNTERÍA APARENTE EN LOS TRAYECTOS
OBLICUOS.
Es necesario estimar con estudios de compartición el ángulo de
elevación aparente de una estación espacial teniendo en cuenta la refracción
atmosférica. Seguidamente figura un método de cálculo.
15.5 VISIBILIDAD DE LA ESTACIÓN ESPACIAL
Según se dice , un haz radioeléctrico emitido desde una estación en la
superficie de la Tierra (altitud de h (km) y ángulo de elevación de θ (grados))
se curva hacia la Tierra a causa del efecto de la refracción atmosférica. La
corrección de la refracción, τ (grados), se puede evaluar con la siguiente
integral:
( )( )
τϕ
= −⋅
∞
∫n x
n xx
h
'
tgd (5)
donde ϕ se determina de la siguiente manera, aplicando la ley de Snell en
coordenadas polares:
( ) ( )
cos ϕ =+ ⋅
cr x n x
(6)
( ) ( )c r h n h= + ⋅ ⋅ cos θ (7)
r : radio de la Tierra (6 370 km)
x : altitud (km)
CAPITULO II 75 MARCO TEORICO
Como la curvatura de los rayos viene fundamentalmente determinada por
las características de la parte inferior de la atmósfera, el índice de refracción
a una altitud x en el caso de atmósfera típica puede obtenerse mediante la
siguiente ecuación:
( ) ( )n x a bx= + ⋅ −1 exp (8)
donde:
a = 0,000315
b = 0,1361
Este modelo se basa en la atmósfera exponencial para la propagación
terrenal. Además, n'(x) es la derivada de n(x), es decir, n'(x) = – a b exp (–
bx).
Los valores de τ (h, θ) (grados) se han evaluado en la condición de la
atmósfera de referencia y se ha observado que se obtiene una buena
aproximación con la fórmula numérica siguiente:
τ (h, θ) = 1/[1,314 * 0,6437 θ 0,02869 θ2 * h (0,2305 * 0,09428 θ *
0,01096 θ2) * 0,008583 h2] (9)
Esta fórmula se ha derivado como una aproximación para 0 ≤ h ≤ 3 km y θ m
≤ h ≤ 10θ m, donde θ m es el ángulo para el cual el haz radioeléctrico resulta
interceptado por la superficie de la Tierra y viene dado por:
( )( )
θ mr
r h
n
n h= −
+⋅
arc cos
0 (10)
o, aproximadamente, θ m h= − 0 875, (grados).
La ecuación (9) da también una aproximación razonable con 10m ≤ θ ≤ 90m.
CAPITULO II 76 MARCO TEORICO
Si el ángulo de elevación de una estación espacial es de θ0 (grados)
en condiciones de propagación en espacio libre y si el ángulo mínimo de
elevación desde una estación en la superficie de la Tierra para la cual el haz
radioeléctrico no es interceptado por la superficie de la Tierra, es de θm, la
corrección de la refracción correspondiente a θm es τ (h, θm). Por lo tanto, la
estación espacial sólo es visible cuando se verifica la siguiente desigualdad:
( )θ τ θ θm mh− ≤, 0 (11)
15.6 ESTIMACIÓN DEL ÁNGULO DE ELEVACIÓN APARENTE.
Cuando se verifica la desigualdad de (11), el ángulo de elevación
aparente θ (grados) se puede calcular, teniendo en cuenta la refracción
atmosférica, resolviendo la ecuación siguiente:
( )θ τ θ θ− =h, 0 (12)
y la solución de la ecuación (12) será:
( )θ θ τ θ= +0 0s h, (13)
donde los valores de τs (h, θ0) son idénticos a los de τ (h, θ), pero se
expresan en función de θ0.
Se puede obtener una muy buena aproximación de la función τs (h,
θ0) (grados) con la siguiente fórmula numérica:
τs (h, θ0) = 1/[1,728 * 0,5411 θ0 * 0,03723 θ02 * h (0,1815 * 0,06272 θ0 *
0,01380 θ02) * h2 (0,01727 * 0,008288 θ0)] (14)
El valor de θ calculado con la ecuación (13) es el ángulo de elevación
aparente.
CAPITULO II 77 MARCO TEORICO
15.7 DISPERSIÓN DEL HAZ EN TRAYECTOS OBLICUOS.
La atenuación de la señal puede deberse igualmente a la dispersión
adicional del haz de la antena, causada por la variación de la refracción
atmosférica con el ángulo de elevación. Este efecto debiera ser despreciable
para ángulos de elevación superiores a unos 3 grados. La Fig. 1 muestra una
estimación de las pérdidas al atravesar completamente la atmósfera debidas
a los efectos de la refracción atmosférica. Las pérdidas debieran ser
independientes de la frecuencia en la gama de 1 a 100 GHz, en la que el
vapor de agua contribuye al perfil de refracción.
15.8 LONGITUD DE TRAYECTO DEL RADIO FICTICIO Y SUS
VARIACIONES.
Como el índice de refracción troposférica es mayor que la unidad y
varía en función de la altitud, una onda que se propaga entre el suelo y un
satélite tiene una longitud de trayecto radioeléctrico que rebasa la longitud
del trayecto geométrico. La diferencia de longitud se puede obtener con la
siguiente integral:
∆ L n sA
B
= −∫ ( )1 d (15)
donde:
s : longitud del trayecto
n : índice de refracción
A y B : extremos del trayecto.
La ecuación (15) sólo se puede emplear si se conoce la variación del
índice de refracción n a lo largo del trayecto.
CAPITULO II 78 MARCO TEORICO
0834-01
1
10
10–1
10–2
10–3
2 5 2 5 2 5
2
5
2
5
2
5
2
5
1 1010–1 10 2
A
B
Pérd
ida
(dB
)
Ángulo de elevación inicial (grados)
FIGURA 1
Estimación de la pérdida debida a la dispersión adicional de un hazy desviación típica con respecto a la media
Curvas A:B:
Pérdida mediaDesviación típica
CAPITULO II 79 MARCO TEORICO
Cuando no se conoce la temperatura, T, la presión atmosférica, P, y la
humedad relativa, H, a nivel del suelo, el rebasamiento de la longitud de
trayecto, D L, se calculará utilizando el método semiempírico descrito más
adelante, que se ha preparado utilizando los perfiles de sondeo radioeléctrico
atmosférico suministrado por la campaña de mediciones realizada durante un
año en 500 estaciones meteorológicas en 1979. En este método la expresión
general del rebasamiento de la longitud de trayecto, D L, viene dada por:
D L = D LV
sen j0 (1 + k cotg2 j0)1/2 + d (j0, D LV) (16)
donde:
D L,(1donde):
j0 : ángulo de elevación en el punto de observación
D LV : rebasamiento vertical de la longitud del trayecto
k y d (j0, D LV) : términos correctivos, para cuyo cálculo se utiliza el
modelo atmosférico exponencial.
El factor k tiene en cuenta la variación del ángulo de elevación a lo
largo del trayecto. El término d (j0, D LV) expresa los efectos de la refracción
(el trayecto no es una línea recta). Este término siempre es muy pequeño,
salvo en ángulos de muy baja elevación, y se desprecia en el cálculo, pues
entraña un error de sólo 3,5 cm para un ángulo j0 de 10 grados y de 0,1 mm
para un ángulo j0 de 45 grados. Además, cabe observar que en ángulos de
elevación muy bajos en los que el término j0 no sería despreciable, la
hipótesis de una atmósfera estratificada plana, que constituye la base de
todos los métodos de cálculo del rebasamiento de la longitud del trayecto, ya
no es válida.
CAPITULO II 80 MARCO TEORICO
El rebasamiento de la longitud del trayecto en la dimensión vertical (m)
viene dado por:
D LV = 0,00227 P * f (T ) H (17)
En el primer término teórico de la ecuación (17), P es la presión
atmosférica (hPa) en el punto de observación.
En el segundo término empírico, H es la humedad relativa (%); la
función de la temperatura f (T ) depende de la ubicación geográfica y viene
dada por:
f (T ) = a 10bT (18)
donde:
T : se expresa en °C,
a : en m/% de humedad relativa,
b : en °C–1.
En el Cuadro 2 se indican los parámetros a y b de acuerdo con la
ubicación geográfica.
CAPITULO II 81 MARCO TEORICO
CUADRO 2
Para calcular el factor de corrección k de la ecuación (16) se supone
una variación exponencial en función de la altura h del coíndice de refracción
atmosférica N:
N(h) = Ns exp (– h / h0) (19)
donde Ns es el valor medio del coíndice de refracción en la superficie de la
Tierra. h0 viene dado por:
h0 = 106 D LVNs
(20)
k se calcula entonces mediante la siguiente expresión:
k = 1 –
ns rs
n (h0) r (h0)
2 (21)
Ubicación a
(m/%)
B
(°C–1)
Zonas costeras
(islas, o ubicaciones
a menos de 10 km
de la costa)
5,5 *10– 4 2,91 * 10–2
Zonas ecuatoriales
no costeras
6,5 * 10– 4 2,73 * 10–2
Todas las demás
zonas
7,3 * 10– 4 2,35 * 10–2
CAPITULO II 82 MARCO TEORICO
donde ns y n (h0) son los valores del índice de refracción en la superficie de
la Tierra a la altura h0 (dada por la ecuación (20) respectivamente, y rs y
r (h0) son las distancias correspondientes al centro de la Tierra.
Para los trayectos Tierra-satélite con un ángulo de elevación θ mayor de 10,
el exceso de longitud del trayecto troposférico (m) se puede expresar como la
suma de los componentes seco y húmedo:
∆ ∆ ∆L L L PTdry wet= + = 0,00227 +1,79 V
sen
θ m (22)
donde P es la presión total (hPa), T la temperatura (K) a nivel del suelo, θ el
ángulo de elevación y V (kg/m2) o, de modo equivalente, (mm) de agua
precipitable) es el contenido total de columna del vapor de agua.
L va de 2,2 a 2,7 m a nivel del mar y en la dirección del cenit. La máxima
contribución con gran diferencia, unos 2,4 m, se debe al componente seco.
El componente húmedo, que va de 0,05 a 0,6 m, es proporcional al contenido
total de vapor de agua a lo largo del trayecto atmosférico y es sumamente
variable.
15.9 PROPAGACIÓN POR CAPAS DE CONDUCCIÓN.
Los conductos radioeléctricos existen cuando el gradiente vertical del
coíndice de refracción a una altura y lugar dados es menor que –157 N/km.
La existencia de conductos es importante porque pueden originar una
propagación anómala de las ondas radioeléctricas, especialmente en enlaces
terrenales o enlaces Tierra-espacio de ángulo muy bajo. Los conductos
proporcionan un mecanismo para que las señales radioeléctricas de
CAPITULO II 83 MARCO TEORICO
frecuencias suficientemente altas se propaguen más allá de la distancia de
visibilidad directa normal, causando posible interferencia con otros servicios .
Constituyen también un factor importante en la aparición de la interferencia
debida a la propagación por trayectos múltiples.
15.9.1 INFLUENCIA DEL ÁNGULO DE ELEVACIÓN.
Cuando una antena transmisora está situada dentro de un conducto
radioeléctrico estratificado horizontalmente, los rayos emitidos en ángulos de
elevación muy rasantes pueden quedar «atrapados» dentro de los límites del
conducto. Para el caso simplificado de un perfil de coíndice de refracción
«normal» por encima de un conducto de superficie que tiene un gradiente de
coíndice de refracción fijo, el ángulo de elevación crítico (rad) para que los
rayos sean guiados, viene dado por la siguiente expresión:
a =
2 ´ 10– 6
dM
dhD h (23)
donde dM/dh es el gradiente vertical del coíndice de refracción modificado
dM
dh < 0 y D h, es el espesor del conducto, que es la altura del límite del
conducto por encima de la antena transmisora.
En la Fig. 2 se indica el ángulo de elevación máximo para que los
rayos sean «guiados» dentro del conducto. El ángulo máximo de
propagación guiada aumenta rápidamente cuando los gradientes de coíndice
de refracción disminuyen por debajo de –157 N/km (es decir, incremento de
régimen de disminución térmica con la altura) y cuando aumenta el espesor
del conducto.
CAPITULO II 84 MARCO TEORICO
15.9.2 FRECUENCIA MÍNIMA DE LA PROPAGACIÓN POR CONDUCTOS.
La existencia de un conducto, aunque esté situado
convenientemente, no implica necesariamente que la energía se acoplará
eficazmente al mismo de modo que se produzca una propagación a larga
distancia. Además de satisfacer la condición de ángulo de elevación máximo
indicada anteriormente, la frecuencia de la onda debe estar por encima de un
valor crítico determinado por la profundidad física del conducto y por el perfil
del coíndice de refracción. Por debajo de esta frecuencia mínima, las
cantidades de energía cada vez mayores se «fugarán» a través de los límites
del conducto.
La frecuencia mínima para que una onda pueda propagarse dentro
de un conducto troposférico se puede estimar utilizando un método integral
de fase. En la Fig. 3 se indica la mínima frecuencia para conductos en la
superficie (curvas de trazo continuo) en los que se supone que un gradiente
de coíndice de refracción (negativo) constante se extiende desde la
superficie hasta una altura dada con un perfil «normalizado» por encima de
esta altura. Para las frecuencias utilizadas en sistemas terrenales
(típicamente 8-16 GHz), se requiere una capa de propagación guiada con un
espesor mínimo de unos 5 a 15 m y en esos casos, la frecuencia de
propagación mínima, fmín, que depende en gran medida del espesor del
conducto y del gradiente de índice de refracción.
CAPITULO II 85 MARCO TEORICO
0834-02
– 100 – 200 – 300 – 400
5,0
0,0
1,0
2,0
3,0
4,0
0,25
0,20
0,15
0,10
0,05
0,00
Gradiente del coíndice de refracción (N/km)
Áng
ulo
críti
co (
mra
d)FIGURA 2
Ángulo máximo para un conducto de superficie de gradientede coíndice constante sobre una tierra esférica
Áng
ulo
críti
co (
grad
os)
Espesor del conducto = 100 m
50 m
20 m
10 m
FIGURE 2/P.834...[D02] = 3 CM
CAPITULO II 86 MARCO TEORICO
0834-03
25
20
15
10
5
00 10 20 30 40
–600 N/km
–400 N/km
–300 N/km
–250 N/km
–200 N/kmFrec
uenc
ia m
ínim
a (G
Hz)
Espesor de la capa (m)
FIGURA 3
Frecuencia mínima en conductos radioeléctricos atmosféricosde gradiente de coíndice constante
Conductos de superficie
Conductos elevados por encima del perfil de coíndice de refracción normalizado
FIGURE 3/P.834...[D03] = 3 CM
En el caso de conductos elevados, interviene un parámetro adicional
aún para el caso simple de un perfil de coíndice de refracción lineal. Este
parámetro se relaciona con la configuración del perfil de índice de refracción
que está por debajo del gradiente de conducción. Las curvas de trazo
interrumpido de la Fig. 3 muestran la frecuencias mínima de propagación
guiada para una capa de conducción de gradiente constante que está por
CAPITULO II 87 MARCO TEORICO
encima de una capa de superficie que tiene un gradiente de coíndice de
refracción normal de – 40 N/km.
Para capas que presentan gradientes de disminución de temperatura
que sólo son ligeramente superiores que el mínimo requerido para que se
produzca un conducto radioeléctrico, la frecuencia mínima de propagación
guiada aumenta realmente por el conducto de superficie equivalente. Sin
embargo, para gradientes de conducción muy intensos, la propagación
guiada por un conducto elevado requiere una capa mucho más delgada que
un conducto de superficie de igual gradiente para cualquier frecuencia dada.
16. SISTEMA DE ANTENAS.
Para los servicios de radio móviles de dos vías, las antenas son lo
mas importante para determinar la eficiencia en la operación del sistema.
Primero, su operación de transmisión convierte la energía en la línea de
transmisión en radiación, el patrón de este puede ser formado y direccionado
para cubrir los requerimientos particulares de cobertura. Segundo, su
operación en el ciclo de recepción es de atrapar las débiles señales
provenientes de los alrededores (con la misma eficiencia con la que son
transmitidas) y dirigirlas al receptor. En un buen diseño de antena, la
eficiencia en la conservación de la energía recibida desde el transmisor y la
radiada se aproxima al 100% con una perdidas despreciable en forma de
calor y radiaciones de ruido.
Una adecuada cobertura es un problema constante en los sistemas de
dos vías. Siempre se presenta la necesidad de expandir o fortalecer la señal
radiada. Por ello, existen reglamentos que limitan la potencia de !as unidades
transmisoras y la sensibilidad de los receptores, y donde solo las antenas
pueden ser usadas para expandir la cobertura y fuerza de la señal. Esto se
CAPITULO II 88 MARCO TEORICO
!ogra con el mejoramiento en el diseño de las antenas y la aplicación
inteligente de ellas para los requerimientos específicos de cada situación,
Fuente: (Mobile Radio Antenna Systems, 30 to 1000 Mhz., Engineering,
Decibel).
16.1. CARACTERISTICAS ELECTRICAS.
Patrones de radiación de antena Vs. Cobertura. (PIano Azimuth). El
diseñador del sistema realmente necesita saber el patrón del rango de
cobertura de una antena en particular para así, poderla utilizar en un área
determinada. Para esto en vez del patrón de área, se utiliza un patrón de
radiación que debe ser mostrado en Decibeles (dBm) con 0 dB. Referidos a
un dipolo de media onda. Además debe ser dibujado en una gráfica en
coordenadas polares con el centro en -40 dBm. la forma de cada patrón de
radiación se aproximara a la forma de su patrón de rango para la mayoría de
las antenas usadas en sistemas de radio de dos vías.
16.2 PATRONES O RANGOS DE COBERTURA DE ANTENAS
OMNIDIRECCIONAL:
Este tipo de patrón puede ser aplicado en aquellas áreas que son
particularmente de forma circulares o cuadradas y donde la estación base
esta localizada esencialmente en el centro. Para esas áreas, un patrón de
cobertura de una antena omnidireccional es la opción mas lógica.
FORMAS DE COBERTURA
Son requeridas para muchas áreas especificas como penínsulas, líneas
costeras y otras, algunos ejemplos serian:
CAPITULO II 89 MARCO TEORICO
• Areas Circulares o cuadradas con la estación base fuera del centro del
patrón, pueden ser cubiertas con un patrón de radiación fuera del centro.
• Area Rectangular con la estación base en el centro, puede ser cubierta
con un patrón de radiación bidimencional. Además también pueden ser
usadas antenas direccionales en lados opuestos.
• Area Rectangular con la estación base fuera del centro, generalmente
puede ser cubierta con antenas direccionales.
• Areas Limítrofes con la estación base cerca del limite, como lo es una
línea costera.. Generalmente, se adapta a un patrón de radiaci6n fuera
del centro o un patrón direccional de 180° de ancho.
• Areas de forma irregular pueden ser cubiertas por una combinación de
antenas. Algunas veces es necesario cubrir uno o más puntos lejanos de
un área circular y es en esos casos donde una antena omnidireccional es
combinada para resolver el problema.
16.3 POLARIZACION.
La mayoría de las antenas de dos vías utilizan una polarización
vertical, porque verticalmente es mas practica para antenas móviles. Es
posible diseñar antenas móviles polarizadas horizontalmente con patrones
circulares y con la ganancia de las antenas verticales, pero la forma y tamaño
muchas veces es poco practica desde el punto de vista del usuario.
Estaciones horizontalmente polarizadas frecuentemente son utilizadas para
el control punto a punto de las estaciones base de repetición.
CAPITULO II 90 MARCO TEORICO
17. COMUNICACIONES DE RADIO EN BANDAS UHF DE DOS VIAS.
La comunicación de radio de FM de dos vias se usa extensamente
para las comunicaciones movíles de seguridad publica, en los departamentos
de policia, bomberos y servicios médicos de emergencia. Se alojan tres
bandas de frecuencia primarias por la FCC para las comunicaciones de radio
de FM de dos vias: 132 a 174 MFlz, 450 a 470 MHz y 806 a 947 MHz. La
maxima desviación de frecuencia para los transmisores de FM de dos vias
normalmente es de 5 kHz y la máxima frecuencia de serial modulante es 3
kHz. Estos valores dan una relación de desviacibn de 1.67 y un máiximo
ancho de banda de Bessel de aproximadamente 24 kHz. Sin embargo, el
espacio del canal alojado por la FCC es de 30 kHz. La radio de FM de dos
vias es de half-duplex, la cual aporta las comunicaciones de dos vias pero no
simultaneamente; solo un lado puede transmitir a la vez. Las transmisiones
se inician cerrando un interruptor de oprima para hablar (PTT), el cual
enciende el transmisor y apaga el receptor. Durante condiciones ociosas, el
transmisor esta apagado y el receptor encendido, para permitir el monitoreo
del canal de radio, para las transmisiones de otros transmisores de otras
estaciones.
17.1 TRANSMISOR DE RADIO DE FM DE DOS VIAS.
El diagrama a bloques simplificado para un transmisor de radio de FM
indirecto de dos vias, con circuito integrado modular se muestra en la Figura
1. La FM indirecta generalmente se usa debido a que los transmisores de FM
directos no tienen la estabilidad de frecuencia necesaria para llenar los
estandares de la FCC, sin usar circuitos de AFC. El transmisor mostrado es
una unidad de cuatro canales que opera en la banda de frecuencia de 150 a
174-MHz. El interruptor selector de canales aplica potencia a uno de cuatro
módulos del oscilador de cristal que opera entre 12.5 y 14.5 MHz,
CAPITULO II 91 MARCO TEORICO
dependiendo de la frecuencia de la portadora de transmisión final. La
frecuencia del oscilador se compensa en temperatura por el módulo de
compensación para asegurar una estabilidad de %0002.0± . El modulador de
fase utiliza un diodo varactor que se modula por la señal de audio a la salida
del limitador de audio. La amplitud de la serial de audio esta limitada para
asegurar que el transmisor este sobredesviado. La portadora de IF modulada
se amplifica y después se multiplica por 12 para producir la frecuencia de la
portadora de RF deseada. La serial de RF se amplia mas y se filtra antes de
la transmisibn. La función de oprima para hablar electrdnica (PTT) se usa
antes del interruptor mecanico simple, para reducir el ruido estatico asociado
con el revbote de contacto en los interruptores mecanicos. Al utilizarlo, el
PTT aplicará potencia de cd al mbdulo del oscilador de transmisión
seleccionado y a los amplificadores de potencia de RF.
17.2 RECEPTOR DE RADIO DE FM DE DOS VLAS
El diagrama a bloques para un receptor de radio de FM de dos vias
tipico, se muestra en la Figura 1.1. El receptor mostrado es un receptor
modular de circuito integrado, de cuatro canales, con cuatro módulos de
oscilador de cristal separados. Siempre que el receptor está encendido, uno
de los cuatro módulos del oscilador se activa, dependiendo de la posición del
interruptor selector de canales. La frecuencia del oscilador se compensa en
temperatura y después se multiplica por 9. La salida del multiplicador se
aplica al mezclador, en donde se heterodina con la serial de RF entrante,
para producir una frecuencia intermedia de 20 MHz. El receptor utiliza
inyección lateral baja y la frecuencia del oscilador de cristal se determina de
la siguiente manera:
CAPITULO II 92 MARCO TEORICO
frecuencia de cristal9
20MhzffrcuenciaR −=
La serial de IF se filtra, se amplifica, se limita y despuds se aplica al
discriminador de frecuencia para demodulación. El voltaje de salida del
demodulador se amplifíca ydespués se aplica a la bocina. Sin señal de RF de
recepción, el AGC ocasiona que la ganancia de los amplificadores de IF
incremente al máximo, lo cual incrementa el ruido del receptor en la banda
de 3 a 5 kHz. Siempre que este presente el ruido excesivo, el amplificador de
audio se apaga y el receptor se silencia. El filtro pasa-bandas de entrada
pasa la señal de ruido de 3 a 5 kHz, la cual se amplifica y se rectifica.
C. REVISIÓN LITERARIA.
En este punto se mostraran resultados de investigaciones recientes
realizados en trabajos especiales de grados desarrollados aquí en la
universidad, estos trabajos ayudan de una manera u otra a enriquecer el
contenido del trabajo presentado.
Rovallo Lopez, Norelkis Yelitza y Salazar, Andres. Diseño de un sistema
de radio comunicación en la Banda de VHF para la empresa “Tubos
Servicios S.A”. Maracaibo 1996.
El propósito de esta investigación es diseñar un sistema de radio
comunicación en la banda VHF. El método de la investigación fue
descriptivo. Para el cumplimiento de los objetivos propuestos, se utiliza una
metodología diseñada para este sistema y el método de propagación de
Okumura, que permite subdividir el diseño en cuatro fases, las cuales son
levantamiento del perfil topográfico, selección del abonado de
radiofrecuencia, selección de métodos de predicción de las comuinicaciones
y por ultimo selección de los sitios de repetición. Con el diseño del sistema
CAPITULO II 93 MARCO TEORICO
de radiocomunicación en la banda VHF para la empresa Tubos Servicios
S.A.
Baez, Arminda y Urdaneta, Greily, Desarrollo de un Modelo de
propagacion de para el estudio de cobertura y radio frecuencia del
sistema celular Telcel. Región Occidente. 1998.
El objetivo de esta investigación fue desarrollar un modelo de
propagación para el estudio de cobertura y radiofrecuencia telcel región
occidente. Para ello se elaboro un estudio de la región en cuanto a la
topografía de la misma, así como de aquellos datos urbanísticos necesarios,
tales como la altura de fachadas y densidades de población, extraídos de la
ordenanza de zonificación para la ciudad de Maracaibo. Se realizo también el
analizis de varios métodos de predicción de propagación, seleccionando el
método de las pantallas disfractantes y el de Okumura como los mas
convenientes. La investigación es de tipo descriptiva.
D. DEFINICIÓN DE TERMINOS BASICOS.
Ancho de Banda: Es la cantidad de hertz en la banda y esta basado sobre
la velocidad de información a transmitir y en el método de transmisión
(Briceño, 1993, p. 110).
Antena: Una antena es un elemento que realiza 2 funciones básicas:
convertir la energía electromagnética procedente de un generado a través de
una línea de transmisión, en energía electromagnética que se propaga
libremente en el espacio, y adaptar la impedancia interna del generador a
la impedancia del espacio. Una antena esta constituida por un conductor de
dimensiones convenientes y formas diversas, en el cual coexisten una serie
de parámetros inherentes a dichas dimensiones, tales como, la impedancia
característica, altura, longitud eléctrica, directividad y área efectiva, entre
CAPITULO II 94 MARCO TEORICO
otros (García Domínguez ,1992, p. 17).
Banda de VHF: Banda de muy alta frecuencia (very High Frecuency).
Banda de UHF: Banda de ultra alta frecuencia (ultra high Frecuency).
Canal de Comunicación: Comprende un conjunto de elementos que hacen
posible el envío de información de un terminal a otro incluyendo el medio de
transmisión de información como los propios terminales.
Decibeles: El decibel (dB), es la unidad logarítmica de medición utilizada
para comparar dos niveles de potencia de Una antena esta constituida por un
conductor referencia es denotado por Pr, el decibel puede ser definido
mediante la siguiente ecuación. (Stremler, 1993, p. 698).
dBm: El decibel también es utilizado para indicar niveles de potencia
absolutas agregando una tercera letra a la votación dado esto, puede decirse
que si el nivel de potencia es de 1miliwatt, la potencia “P” se expresa en
decibeles por encima de 1 mw (dBm). (Stremler ,1993, p. 698).
Enlace: Es un circuito lógico entre dos usuarios de una red de comunicación
que le permite comunicarse entre si aunque se utilicen diferentes recorridos
físicos.
Frecuencia: Es el número de periodos o ciclos por segundo de una onda
vibratoria a la unidad es el hertcio (Hz). El simbolo de la magnitud es f.
(Serway, 1992,p .387).
Ganancia: Frecuentemente utilizada como ganancia de potencia, es la
CAPITULO II 95 MARCO TEORICO
relación entre la máxima radiación en una dirección dada a la de una antena
de referencia en la misma dirección con la misma potencia de entrada.
Half-duplex (HDX): Un tipo de operación donde las transmisiones pueden
ocurrir en ambas direcciones, pero no al mismo tiempo. Así algunas veces a
los sistemas half-duplex se les llaman sistemas con alternativas de dos
sentidos, cualquier sentido o cambio y fuera. (Tomasi, 1997, p.10).
Modulación: Es la técnica mediante el cual se modifica la forma de una
señal eléctrica (onda portadora) de manera que la señal pueda transportar
información inteligente por algún medio de comunicación. (Fitzgerald, 1779,
p.114).
Patrón de radiación: Es una representación gráfica de la potencia de
radiación de una antena usualmente mostrada en los planos principales,
azimuth y elevación.
Polarización: Es la orientación del campo eléctrico o vector (E) para una
máxima radiación. Puede ser vertical u horizontal.
PTT: Push to talk (Presionar Para Hablar).
Señal: Es una señal física cuyo varios estados están separados por
intervalos variables.
Interferencia: Interferir significa entrar en posición, la interferencia es el acto
de inferir: la interferencia de ondas de radio ocurre, cuando dos o mas ondas
electromagnéticas se combinan de tal forma que el funcionamiento del
sistema se degrada. (Tomasi, 1996, p. 365).
CAPITULO II 96 MARCO TEORICO
Propagación: En los sistemas de comunicaciones de radio las ondas,
pueden viajar de varias formas, dependiendo del tipo de sistema y del
ambiente las ondas electromagnéticas viajan en línea recta, excepto cuando
la tierra y su atmósfera alteran su trayectoria. Existen tres maneras de
propagarse una onda electromagnética: ondas de tierra, ondas espaciales y
propagación de onda de cielo (Tomasi, 1996, p.367).
Telecomunicaciones: Pueden ser definidas como toda emisión, transmisión
y recepción de signos, señales, escritos imágenes, sonidos o cualquier tipo
de información, por medio de hilos electromagnéticos, por lo tanto, la
utilización del medio electromagnético en todo su espectro, es lo que
diferencia la telecomunicación de cualquier otro medio transmisor de
informaciones en resumen; telecomunicación equivale a toda transmisión de
datos a distancias por medios electromagnéticos, entre personas, maquinas
fijas en un lugar determinado o en movimiento (Moran, 1985, p.5).
E. VARIABLES DE ESTUDIO.
VARIABLES DE ESTUDIO 1
Modelos de Propagación
Definición Conceptual: Un modelo de propagación consiste en una serie de
cálculos que proporcionan las ecuaciones necesarias. Para moderar un
determinado fenómeno de propagación de las ondas electromagnéticas.
Definición operacional: Con el modelo de propagación correcto y a través
de una serie de cálculos desarrollados en el mismo, se proporcionara una
mejor transmisión de la señal, utilizando altas potencias y grandes antenas
transmisoras para dirigir la señal hacia arriba, haciendo uso al mismo tiempo
CAPITULO II 97 MARCO TEORICO
de una antena similar receptora para recoger la pequeña parte de la señal
que es dispersada por la atmósfera.
VARIABLE DE ESTUDIO 2
Determinacion de los contornos de servicio.
Definición conceptual: Es un análisis del área dentro de la cual el terminal
móvil puede conectarse con el sistema de radio para emitir y recibir
informaciones de voz, así como aquellas frecuencias en las cuales la
radiación electromagnética de energía es útil para la comunicación.
Definicion operacional: Con el estudio de los contornos de servicio y radio
frecuencia y tomando como apoyo el modelo de propagación mas apropiado
para el área, se obtienen por medio de un programa computarizado una serie
de valores expresados por medio tablas y gráficos capaces de proporcionar
la información necesaria al momento de instalar nuevas estaciones radio
bases en el área de Maracaibo. Esta información contemplada dentro del
programa contiene datos acerca de parámetros tales como potencia, altura,
perdidas por trayectoria entre otras.
