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DISEÑO DE UN FILTRO DE FI PARA UN PROCESADOR GSM

García Aguirre Jorge, Díaz Sánchez AlejandroInstituto Nacional de Astrofísica Óptica y Electrónica (INAOE)

Departamento de Electrónica, Grupo de Diseño de Circuitos IntegradosLuis Enrique Erro No. 1, Tonantzintla, Puebla, Mexico C.P. 72840. Tel. (012)-2470517

email: jgarcia@susu.inaoep.mx, adiazsan@inaoep.mx,

RESUMEN. El presente artículo describe eldiseño de un filtro elíptico pasabajas de 5º. ordenpara la etapa de Frecuencia Intermedia (IF) de untransceptor GSM (Global System for MobileCommunication). El filtro se realizó a partir de unared de escalera, utilizando el método de sustituciónde inductores flotantes mediante giradores. Lafrecuencia de corte del filtro es de 200 MHz y elconsumo de potencia es de 5.1 mW La simulaciónse realizó utilizando HSPICE y modelos BSIM3V3del transistor MOS para un proceso de fabricaciónde 0.35 µm.

1. INTRODUCCIÓN

GSM fue primeramente desarrollado como unestándar para telefonía celular en Europa yactualmente es uno de los sistemas másampliamente utilizados en el mundo. GSM nosolamente soporta las llamadas telefónicasconvencionales, sino también fax y acceso a laISDN (Integrated Service Digital Network – RedDigital de Servicios Integrados) [1].

GSM es una combinación de FDMA(Frequency Division Multiple Access – AccesoMúltiple por División de Frecuencia) y TDMA(Time Division Multiple Access - Acceso Múltiplepor División de Tiempo) y que además utilizamodulación GMSK (Gaussian Minimum ShiftKeying – Tecleo Gausiano de CorrimientoMínimo) [2]. El número total de canales en FDMAes de 124 con una ancho por canal de 200 kHz.

Tanto la banda de recepción (downlink)de 935 a 960 MHz y la banda de transmisión(uplink) de 890 a 915 MHz tienen un ancho de 25MHz, para un total de 50 MHz. La separacióndúplex es de 45 MHz. Si se utiliza TDMA en uncanal de 200 kHz, se requieren 8 ranuras (slots) entiempo para formar una trama (frame) cuyaduración es de 4.615 ms. Cada ranura tiene unaduración de 0.577 ms y está formado por 114 bitsde datos junto con bits de control y entrenamiento

a una tasa de 270 kb/s por usuario [1,2]. Al igualque el estándar NADC (Nort American DigitalCellular – Celular Digital para Norteamérica), lasranuras en tiempo para el receptor y el transmisorestán separadas entre sí por tres ranuras con elpropósito de que no operen simultáneamente. Lacapacidad total del sistema está dada por el númerode canales en el ancho de banda de 25 MHz y elnúmero de usuarios por canal, lo que hace un totalde aproximadamente 1000 [1].

En la figura 1 se muestra el diagrama parciala bloques de un transceptor GSM de dobleconversión.

Figura 1. Diagrama a bloques de un transceptor GSM

La tarea del primer mezclador junto con el primerLO (Local Oscillator – Oscilador Local) en la partedel receptor es la de trasladar la banda de recepciónGSM en la vecindad de la frecuencia del LOformando así las bandas laterales inferior ysuperior.

Suponiendo una conversión descendente defrecuencias con inyección de lado alto [3], el filtroen la FI alta será responsable de permitir el paso atodas aquellas componentes de frecuencia dentrode la banda lateral inferior atenuando en mayorgrado las componentes indeseables de la bandalateral superior incluyendo por supuesto lascomponentes de frecuencia imagen de la etapa deFI baja. De la elección de la frecuencia intermedia

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y del grado de atenuación requerido en la banda derechazo dependerá la frecuencia de corte y la bandade transición requeridas para el filtro. Aún cuandolos filtros SAW (Surface Acoustic Wave – OndaAcústica Superficial) son los que mayor se utilizanen las etapas de FI de algunos radios de 2 vías ytransceptores celulares [4] debido a que presentanfrecuencias de corte pronunciadas con granatenuación en la banda de rechazo, se pretende eneste trabajo mostrar una alternativa en la eleccióndel filtro de FI al utilizar una realización activa deuna red de escalera (ladder) mediante giradores. Lared de escalera presenta no solamente una bajasensitividad [5], sino también una respuesta enfrecuencia semejante a la de los filtros SAW.

Por supuesto los puntos importantes que debentenerse presentes al diseñar el filtro integrado (onchip) son el bajo ruido, baja pérdida de inserción,buena linealidad (baja distorsión tanto armónica yde intermodulación), tamaño físico del dado ysobre todo un bajo consumo de potencia. Estoúltimo de gran importancia en aplicacionesportátiles. Así pues, en la sección 2 se discute eldiseño del filtro haciendo énfasis en un bajoconsumo de potencia. Los resultados obtenidos dela simulación mediante HSPICE se muestran en lasección 3 y finalmente en la sección 4 se comentanlas conclusiones.

2. DISEÑO DEL FILTRO

Considerando una FI para una banda de 170 MHz a195 MHz, se eligió un filtro elíptico de 5º ordencon frecuencia de 200 MHz. En la figura 2 semuestra el prototipo pasivo de la red escalera conlos valores de los componentes para realizar elfiltro.

Figura 2. Prototipo pasivo del filtro elíptico de 5º. orden

Para la síntesis activa del filtro se eligió la técnicaGm – C mediante giradores. Esta técnica permiteuna realización directa ya que cada uno de losinductores flotantes de la figura 2 se reemplazanmediante dos giradores tal como se muestra en lafigura 3.

Figura 3. Reemplazo de un inductor flotante con dos giradores

Como se puede observar en la figura 3, cadagirador está compuesto a su vez de dostransconductores y la capacitancia equivalente estádada por:

2gm1gmLeC = (1)

En la figura 4 se muestra la síntesis activatotalmente diferencial mediante giradores delprototipo pasivo de la figura 2.

Figura 4. Síntesis totalmente diferencial del filtro elíptico

CL2 y CL4 son las capacitancias equivalentes lascuales vienen dadas por la ecuación 1. La selecciónde gm1 y gm2 en esta ecuación dependerá nosolamente del valor de la figura de ruido yconsumo de potencia mínimos requeridos para elfiltro, sino también del SFDR (Spurious FreeDynamic Range – Rango Dinámico Libre deEspurias) en su banda de paso, el cual estáestrechamente relacionado con los niveles dedistorsión armónica y de intermodulación de cadatransconductor [6]. Así, este circuito es el bloquefundamental de diseño del filtro y deberá poseeruna alta linealidad [7] y un bajo consumo depotencia. Por otra parte, si bien en términos deruido la elección gm1 = gm2 no es óptima [6], sifacilita el diseño del filtro tanto a nivel circuitocomo del patrón geométrico (layout) permitiendoademás una fácil sintonía del mismo [5].

En al figura 5 se muestra la topología deltransconductor utilizada para la síntesis del filtrocon bajo consumo de potencia

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Figura 5. Transconductor utilizado en el filtro

Como se muestra en la figura 5, se trata de unacelda clase A con degeneración de fuente.

La impedancia de salida viene determinada porlos transistores M1 y M2. La transconductancia delcircuito viene determinada por los transistores M3 yM4 junto con el resistor Rx. M5 y M6 forman lasfuentes de corriente para el circuito y el capacitorCx permite ajustar la respuesta en fase deltransconductor de tal manera que cuando éste seconecte a la capacitiva equivalente como semuestra en la figura 3, se obtenga undesfasamiento de aproximadamente 90o en elintervalo de frecuencia de interés [8], siendo ésteotro de los requerimientos para la celdatransconductora para esta aplicación.

3. RESULTADOS

En la figura 6 se muestra la respuesta en frecuenciadel transconductor. Se utilizaron modelosBSIM3V3 del transistor MOS para tecnología de0.35 µm.

(a)

(b)

Figura 6. Respuesta en frecuencia del transconductor: (a)Magnitud y (b) fase

Para propósitos de análisis y síntesis tanto en CAcomo para distorsión no lineal se utiliza elmacromodelo linealizado del transconductor enmodo común [9] y el cual se muestra. en la figura 7

Figura 7. Equivalente en modo común del transconductor

Los valores para los elementos del circuito de lafigura 7 son:

Ci = 74 fFCf = 10.2 fF

gm = 7.8010e-4 SCo = 54.8 fF

Ro = 64.477 kΩ

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El macromodelo permite calcular las capacitanciasparásitas que deberán sustraerse de los valorestanto de la capacitancia equivalente dada por laecuación 1 así como de las capacitanciasconectadas a tierra que se muestran en la red deescalera de la figura 2.

Así mediante el transconductor de la figura 5 yutilizando la red activa de la figura 4 se obtuvo larespuesta en frecuencia del filtro la cual se muestraen la figura 8.

(a)

(b)Figura 8. Comparación de las respuestas actual e ideal del

filtro:(a) Magnitud y (b) fase

El consumo de potencia del filtro es de 5.09 mW.El espectro de salida para una forma de ondasenoidal de entrada de 400 mVpp y 200 MHz semuestra en la figura 9.

Como se puede apreciar en la figura 9, lacomponente armónica de 3er. orden es la quedetermina prácticamente la THD (Total HarmonicDistortion – Distorsión Armónica Total) la cual esun poco menor a – 44 dBc (0.63%).

Figura 9. Espectro de salida normalizado para prueba dedistorsión armónica

Para la prueba de distorsión de intermodulación seaplicaron dos tonos, cada uno de 180 mVpp, a 170MHz y 170.2 MHz. En la figura 10 se muestra elespectro normalizado de salida del filtro para estaprueba.

Figura 10. Espectro de salida normalizado para prueba dedistorsión de intermodulación

A partir de la figura 10 se obtiene el IIP3i (3rd.Order Intermodulation Intercept Point – Punto deIntersección de Intermodulación de 3er. orden), elcual es de un poco más de 9 dBm.

La determinación del SFDR del filtro se obtuvo algraficar las potencias de salida de la componentefundamental y del producto de intermodulaciónpara varias amplitudes de la forma de onda deentrada tal como se muestra en la figura 11obteniendo un valor para este parámetro de unpoco más de 39 dB. El piso de ruido obtenido porintegración desde 1 MHz hasta 100 GHz es deaproximadamente de 340 µVRMS (-56.36 dBm)

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Figura 11. Determinación del SFDR del filtro

Otra forma de obtener el IIP3i es extrapolando lasrectas que corresponden a la fundamental y alproducto de intermodulación que se muestran en lafigura 11 tal como se muestra en la figura 12. Eneste caso, el IIP3i obtenido fue de 9.2 dBm el cuales aproximado al que anteriormente se habíaobtenido.

Figura 12. Determinación gráfica del IIP3i

4. CONCLUSIONES

Se diseñó un filtro elíptico de 5º orden para laetapa de FI de un transceptor GSM mediante elmétodo Gm - C de sustitución de inductoresflotantes por giradores con un bajo consumo depotencia y con una respuesta en frecuencia muycercana a la ideal tal como se puede apreciar en lafigura 8. Debe notarse sin embargo, que afrecuencias en la banda de paso y cercanas a lafrecuencia de corte, la respuesta en magnitud decaeen un poco más con respecto al valor de 6 dB quepredice la respuesta ideal. Esto es debido a que la

impedancia de salida del transconductor no es tangrande como debiera ser ya que idealmente éstadebería ser infinita. Si bien un aumento en laimpedancia de salida del transconductordisminuiría este efecto, también degradaría lalinealidad lo cual es indeseable. Por otra parte, aúncuando el rango dinámico es limitado, el filtroposee un bajo consumo de potencia, haciéndoloatractivo para aplicaciones portátiles que requierende esta característica.

REFERENCIAS

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