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ESCUELA F"OL_ X
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TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO
DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y CONTROL
SH: L_ R O B E F5 "T O R: O M E IR: O
QUITO, ABRIL 1987
CERTIFICACIÓN
Uert ifico que 1 a presente tesis
ha sido desarrollada por el Sr.
Manuel Roberto Rojas Romero
ba jo mi di
INS. HUGO BANDA S.
Director de Tesis
i
AGRADECIMIENTO
Al Ing. Hugo Banda G., por haber
trabajado con gran responsabilidad
en la di rece i ón de la tesis, br i ri-
elando si empre su col aberración y sus
consejos y a todas 1 as personas que
hi ci eron pos i ble la cul mi ná-ci ón de
la presente tesi s.
f
DEDICATORIA
A mis padres
I N D I .C E
Páq,
INTRODUCCIÓN
I CONVERSORES AC-DC CON CONMUTACIÓN NATURAL
1.1. TIPOS DE CONVERSORES AC-DC 1
1.2. CONVERSORES AC-DC TRIFÁSICOS TIPO PUENTE 11
1.2.a. Control de Voltaje de Salida 12
1.2.b. Factor de Rizado del Voltaje de Sal ida 1S
1.2.c. Análisis Armónico del Voltaje de Salida 25
1.2.d. Compar ac i ón . 3S
1.3. FILTRO DE SALIDA 38
1.4. EFECTO DEL CONVERSOR AC-DC SOBRE LA RED
DE ALIMENTACIÓN ' 44
1 = 4. a. Generación de Transitorios Duran-ta la
Con mut ac i ón " -. 44
1. 4.b . Variaci ón de la Potenci a React i va 59
1.4.c. Vari aci ón del Factor de Potenci a &7
1.5 ELEMENTOS DE PROTECCIÓN 73
1.5.a. Supresor de Transitorios 73
I.5.b. Filtros de Interferencia 77
1.5.c. Fusí tales y Disyuntores 39
1.5.d. Di si padores de Calor 97
ÍNDICE
II FUENTE DE PODER REGULADA
2.1. ESPECIFICACIONES Y CARACTERÍSTICAS DE LA
FUENTE i 18
2-2. DIAGRAMA 'DE BLOQUES ___ 12&"
2.3. MODELACIÓN DEL SISTEMA 130
2.3.a. Conversor y Circuito de Disparo 130
Filtro 133
Control adores 136
III DISEÑO DE LA FUENTE DE PODER
3.1. FILTRO DE ARMÓNICAS A LA SALIDA 145
3.2. RECTIFICADOR SEMICONTROLADO 149
3.3. CIRCUITO DE DISPARO 161
SENSOR Y CONTROLADOR DE VOLTAJE 171
SENSOR Y CONTROLADOR DE CORRIENTE 181
CIRCUITOS ESPECIALES Y DE PROTECCIÓN 1S6
3.6.a. Protección en Caso de Falla de una Fase 1SS
3.6.b. Pr ot ec c i ón en Caso d e Cor t oc i r c uí t os
Súbitos 1SS
3.6,c. Circuito de Eneendi do—Espera 192
3.6.d. Fuente de Poder de 1 os Dispositi vos de
Control. Disparo y Protecciones 195
PERTURBACIONES EN LA CARGA Y LIMITACIONES 197
ÍNDICE
Pag
IV RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.1. ASPECTOS TECNOLÓGICOS DEL SISTEMA
CONSTRUIDO 204
4.2. MEDICIONES DE LAS CARACTERÍSTICAS DE LA
FUENTE 212
4.2.a. Rango de Var i ación del Voltaje y Corrí ente
de Sal ida 212
4-2. b- Nivel de Rizado 215
4.2.c. Irnpedanci a de Salida - 218
4.2.d. Factor de Regulación 220
4. 2. e. Eficiencia y Factor de Potencia 222
4.2.f. Características Dinámicas
4. 2. g . Gener aci ón de Transí tor i os e ínter fer encía
V CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
5.1. ANÁLISIS COMPARATIVO DE RESULTADOS Y
CONCLUSIONES • 247
5.2. RECOMENDACIONES 253
BIBLIOGRAFÍA 256
REFERENCIAS
O E fl JL X *=& V O
INTRODUCCIÓN
La presente tesi s ti ene corno objeto el construí r un model o
p-r-otot ipo de una fuente DC control ada de al ta potenci a que
satisfaga la mayoría de los requer imientos que se t ienen
en 1 os 1aboratorios de la f a c u l t a d , especial mente e n ' el
laborator io de Electrónica de Potencia.
La tesi s está compuesta de dos partes: el modelo
pr ot ot i p o c on st r u ído en un a un idad compacta c on 1 os
el ementos de mando y serial izaci ón adecuados, y una parte
teór ica que se ha d i v i d i d o en c inco capítulos.
En el cap í tul o I se- real isa un estudi o de los
conversor es estát i eos AC — DC y en especi al de 1 os
conversores AC — DC tri fásicos t ipo puente , que p e r m i t e
elegir el t ipo de conversor a usarse; luego se revi san
al gunos aspectos para el di serio de un f i l t r o de sal i da,,
para posteriormente adentrarse en el estudio del efecto
del con ver sor sobre la red de al i mentaci ón . Por úl t i rno se
revi san 1 os el ernentos de protecci ón necesar i os para dar 1 e
una mayor c o n f i a b i 1 i dad al sistema.
En el capítulo II se revisan las características que
debe poseer la f u e n t e y se rea l iza la modelac ión del
sistema en la que se inc luyen al conversor con el c i r c u i t o
de di sparo, al f í 1 t r o y a 1 os control adores necesarios.
_ - 11 -En el cap í tul o I I I se real iza el di seno de' todos 1 os
componentes de la fuente : f i l t r o de armónicas a la
sal ida , ' r e c t i f i cador semi contr o lado, c i r c u i t o de disparo,
sensor y control ador de vol t aje, sensor y control ador de
corrí ente, c i rcui tos especial es y de pr atece i ón . Por
ül t i mo se real iza un pequeño anal i sis de la perturbad dn
produc ida p or un c or t oc i r c u i t o súb i t o .
El capí tul o IV está dest i nado a ver i f i car 1 os resultados
exper i mental es obteni dos . En pr i mer 1 ugar se exponen 1 os
aspectos tecnológicos del sistemas dimensiones,
controles, d i s t r i buc ión de elementos, e t c . j para luego
revi sar 1 as carácter í sti cas de la fuen te como son s rango
.de var iac ión de voltaje y co r r i en te , nivel de r i z a d o ,
i mp e dañe i a de sal ida , factor de r egul ación , e f i c i e n c i a ,
factor de potenci a y carácter íst i cas dinámicas . Be revi sa
además la generación de transitorios e i n t e r f e r e n c i a .
En el capí tul o V se real iza el análisis campar a t i vo de
1 os resultados obtenidos con los ob jet i vos propuestos y se
saca las conclusiones. Además se dan algunas
r ec ornen dac i ones par a poder mejor ar el si st erna c on un
t r ab a j o f ut ur o ,
La tesi s contiene tambi en tres anexos. En el anexo 1 se
muestra el di agrama general ^8^1 si stema cons t ru ido . En el
anexo 2 se encuentra la 1 i st a de el eméritos con sus
características. En el anexo 3 se presenta el manual de
— 111 —
operación y serví ció, en el que se i nc luyen a lgunas
r ecornendaci ones para fac í 1 itar la reparan i un en caso de
d a n o.
ÍNDICE 4
ANEXO 1:
DIAGRAMA SENERAL
ANEXQ 2:
LISTA DE ELEMENTOS Y/ CARACTERÍSTICAS
ANEXO 3:
MANUAL DE OPERACIÓN Y SERVICIO
CAPITULO I
CQNVERSQRES AC-DC CON CONMUTACIÓN NATURAL
I - í TIPOS DE CGNVERSORES AC-DC
' X
La selección del tipo de conexión a usarse es el primer
paso c Liando se di sena un c on ver sor r por t ant o es
importante el realizar un estudio siiibre los diferentes
ci rcuites posibles de real izarse.
Los conversares AC-DC con conmutación natural, más
conocidos como rectificadores, se realizan comunmente con
arreglos de diodos y tiristores. Los diodos son elementos
de das terminales que con polarización directa (ánodo + y
cátodo —5 conducen y con polari zaci ón i nversa Cánodo — y
cátodo -O bloquean el paso de la corriente. • Los
tiristores unidireccionales o SCRrs (Silicon Controller
Rectifier) son elementos de 3 terminales (ánodo, cátodo y
compuerta) que para su activado, además de estar
polarizados directamente, deben recibir un impulso
posi ti vo en su compuerta. Tanto 1 os di odos como 1 os
SCR's, una vez activados, mant i enen ese estado, mi entras
la corriente que circule sea mayor que la corriente de
manteni mi ento y para adquirí r su estado de bloqueo debe
transcurrir un tiempo mínimo necesario para que los
portadores se recornbi nen (tiempo de apagado) .
Anal izando 1 a configuraci un más si mple de un recti ficador
se puede dar una idea más clara de los principios de la
conversión AC-DC. La figura l.í.l muestra una carga
resi sti vo—inducti va conectada a una red AÜ. Debí do a la
acci un de la i nductaci a, .1 a corr i ente está retrasada con
respecto al voltaje.
(a)
FIS. 1,11.1 Circuito R-L con 'alterna
Si se conecta un diodo en serie con la carga se tendrá un
rect i f i cador monofásico de medí a onda, f i gur a 1.1.2 Ca3 .
(a)
b)
N.VC\O
wt2
FIb'. 1. 1 . °z Ci rcu í tp rect i f i cador de H- onda
La presencia del elemento act ivo p e r m i t e la c i r cu lac ión de
corr í ente en una sol a di rece i ón y BU fo rma se muestra en
la f i g u r a 1.1.2 ib ) .
El voltaje sobre la carga, f i g u r a 1.1.2 C e ) , es' negat ivo
durante el in te rva lo wt 1 a ü)t2f y la cor r ien te c i r cu l an t e
es manteni da sol o por el voltaje i nduc i do en la
i nduc t añe i a del ci r c u i t o j ésto es desventajoso si se
quiere hac er t r abajar al c onver sor c orno r ec t i f i c ador pur o ?
porque d i s m i n u y e el voltaje med io y pe rmi t e la c i r cu l ac ión
de corr iente react iva hac ia la fuen te , puede evitarse
usando un diodo en parale lo con la carga (d iodo de
conmutac ión) CF1G. 1 .1 .3) .
-w-Dl
02;
(a)wtO
Fie. 1. i ::ir cui to r ect i f i cador con di odoc o n m u t a c i ó n
de
Para este caso, la corriente fluye de la fuente a. la carga
durante el intervalo uto a wt1 y es mantenida por la
acción de la inductañei a a través del di odo D2 durante el
intervalo wt 1 a ü)t2.
Si en lugar de un diodo se ti ene un SUR en seri e con 1 a
carga, se puede variar el voltaje aplicado conforme varíe
el ángu lo de act ivado del t i r is tor como muestra la f i g u r a
i . i . 4 C b ) .
(o)s. VS /
(b) ^—'
FIü. 1.1.4 C i rcu i to r e c t i f i c a d o r de y¿ onda controlado
También puede f u n c i o n a r corno r e c t i f i c a d o r puro al colocar
un diodo en paral el o con la carga ( F I G . 1.1.5).
I1- n
'« á
i
\Lr Y/r r t-í \ L \U"
( b )\V«
FIb1. 1.1.5 Uircui to r ecti f i cador con SUR y di odo de paso
Dentro de 1 as confi guraci ones más comple.jas se ti enen 1 as
conexiones de punto i ntermedío7 11 amadas de esta forma
porque la carga se encuentra conectada entre el punto de
unión de los elementos activos Cdiodo o SUR) y la línea de
neutro del voltaje de entrada. Cada uno de los elementos
activos rectifica una fase de la entrada y astas, una vez
r ect i f i cadas, se apiaden en la carga dando 2, 3 o B
pul sacianes por ciclo de 1ínea en el voltaje de sal ida,
dependíendo del numero de fases a la entrada,
La conexión de punto intermedio de 2 pulsos, también
11 amada r ect ifi eador monofasi co de onda completa con
t r ans f or mador c on t orna c en t r al, se rnuest r a en la F1G.
1.1-.6 Ca) y los voltajes de las dos fases y en la carga en
la FIG. 1-i.6 Cb) . 'x
vt-TI
'T2
Ve
( O )
FIG. i.1.£ Circuito recti fi cador monofasi co de ondacompleta con toma central •
Durante el intervalo wt i — wt2 conduce i i y deja pasar el
vol taje V1N a la carga. Al i nstante cot'2 se act i va T2y
que rapi damente desactiva a TI y deja pasar el voltaje
V2N a la carga. En este circuíto? al i gual que en los
ot ros, se puede c on ec t ar un d i odo de paso en paralelo con
la carga, eliminándose de esta forma los voltajes
neqat i vos.
La conexi ón de panto i ntermedio de 3 pul sos o recti fi cador
trifásico de medí a onda se muestra en la FI6. 1.1.7 (a).
TI
>T2
T1 I—Vr
O-i-
T3 i-Xa-
Ve (a)
Ne-
(b)
FIG, 1,1.7 Ci r cu i to recti f i cador tr i fasi co de 3 pul sos
Como la entrada ahora es t r i f á s i c a existen 3 elementos
activos, T I , T2 y T3 que r e c t i f i c a n »rada una de las fases
dando 3 pulsos por c i c lo de l ínea en el voltaje de sal ida,
FIG. 1.1.7 C b ! ) . . Cada uno de los t i r is tores conduce solo
duran te 'un tercio del pe r íodo de la onda de entrada;-- .•
.Por tU t i rno se ti ene la con ex i on de punto i n te rmedi o de b
pulsos, o r e c t i f i c ado r t r i f á s i c o de onda comple ta , FIG.
1.1.8 C a ) . Esta c o n f i g u r a c i ó n es el resul tado de la
cornbi nací ón. • • de 1 as dos anter i ores, obten i endose mejores
carácter íst i cas en el vol taje DC de sal i da, y los
t ir is tores conducen sólo duran te 1/6 del per íodo de l í n e a ,
FIG. 1 . l .S C b ) .
7
R o-
- R o
TI -
T2 l T3 l T4 , T5 i T6 ,
(a)
b)
FIG. 1.1.8 U i r c u i t o recti'ficad or e x a f á s i c d
A pesar de que 1 as conexi ones de punto i ntermedio
p r esent an b nenas c ar ac t erí st i c as y son más usad os 1 os
recti ficadores tipo puente porque permiten una ut i 1 i zaci ón
más efi ci ente del transformador a l a entrada yT más aún t
ást'e puede ser omití do. Dentro de 1 as conf i gur aci ones
tipo puente ex i sten las monof asi cas- y.,1 as tr i f asi cas, que
pueden ser control adas cuando todiDs sus el eméritos act i vos
son SCR's; no controladas cuando están formadas solo por
diodos Ceh este caso no existe posibilidad de variar el
yol taje a la sal ida) y semi controladas cuando . están
formadas por diodos y tiristorss. .-. •
Si es monofásico, se 11 ama recti fi cador monofásico de onda
i
completa tipo puente, F1G. 1.1.9 (a); consta de dos
brazos, uno de ellos (formado por Di y D4) actúa cuando el
volta.je de entrada es de polari dad positi va dejando pasar
directamente el voltaje de entrada hacia 1 a carga.
b)
FIb'. 1. 1, y u i re u i to r ect i f i cador tipo puente monofásico
/ir
Cuando la serial de entrada i nvi erte su polar i dad. SB
activan D'2 y D3 desactivándose DI y D4, lo que permite que
la corriente siga circulando en el mismo sentido, por
tanto el voltaje en la carga tendrá la forma indicada en
la Fie. 1.1.9 Cb> .
Ve
T3 A T4
(a) (b)
FIb'. 1.1. 10 Uonversor controlado tipo puente monofásico
Para el rect i f i eador cont ro lado se cambi an 1 os di odos por
t i r is tores , según se puede ver en la FIG. 1.1.10,
Si se cambian dos de los tiristores por diodos, tendremos
un r e c t i f i c a d o r semicontrolado, F IG. 1.1.11 C a ) y 1.1.11
C b ! ) . Por la presencia de los d iodos , , el vol ta je no puede
tomar valores negativos y en este caso el e fec to es
si mi 1ar al que se t endr í a si se coloca un diodo de
recuperac ión en parale lo con la carga, F IG. i. 1.11 C e ) .
FIG.
FTATI AT2
Ve
r r.
TI
(a)
(a) i TI D2 TIDI T2 DI JT2D2
Ve
T2 A D2
( b )
(b) ' T! D2 DID2 T2 DI ,01D21I ' '•"-i
(O
1.11 Con ver sor serni controlado t ipo puentemono f asi c o
En el in te rva lo cut i - cot 2, FI tí. 1.1.11 C e ) , 1 a c or r i en t e
pasa por TI y D2. En el instante (üt2 el vol taje de
- 10 - '
entrada invierte su polaridad y como la corriente todavía
es pdsitiva continuara circulando, pero en este caso en
luqar de hacerlo por la fuente de entrada encuentra un
camino más sencillo a través de TI y DI, FIG. 1,1.11 Ca) ,
y de DI y D2, FIG. 1.1.11 Cb)y durante el intervalo tüt2 -
ü)t3. En el instante cüt3 se activa T2, lo que hace
circular la corriente a través de T2 y DI.
El recti ficador controlado trifásico de onda completa tipo
puente se muestra en la FIB. 1.1.12 Ca>; actúa en 1 a mi sma
forma que el monofásico, es decir, para cada uno.de.los
voltajes de línea CRS, BTy TR) actúan dos brazos del
puente: uno en el semi ciclo pos i t i vo y otro, en el
negativo, lo que da un voltaje de sal ida. de 6 pul sos por
ciclo de línea, con una c on duc c i ón de cada SUR, igual a
120°, FIG. 1.1.12.
ST RS TR ST RS TR ST
FIG
T5 T6| T6 TI j TI T 21TZ T31T3 T41 T4 T5' T5 T6
(a) (b)
i: Con ver sor control ado tr i f asi co tipo puente
El rectificador semicontr o.l ado trifásico tipo puente será
- 11 -
estudiado en 'detal le más adelante, la FIG. 1.1.13 (a)
muestra su f o r m a y la FIG. 1.1-13 ib i) el voltaje de salida
y el elemento act ivo que conduce en cada instante de
ti empo.
OTrATI AT2 AT
DI
Ve
D2 A 03
ST RS TR ST RS TR ST
T3D2 i T1D3 I I T2 DI | T3 D21 ! i i *
TI D2 T2D3 T3 DI
( b )
FIG. 1.1.13 Conversor semicont ro lado t r i f á s i c o t i p opuente
Además de las configuraciones de rectificadores antes
indicadas, que son las más usadas, existen otros ti pos de
conexiones que pueden realizarse como las conexiones con
transformador o reactor de ínter fase que son usadas cuando
se quiere poner en paralelo dos sistemas rectificadores
con desordenados rizados de voltaje C1) „ El transformados-
de ínter fase absorbe en todo i nstante la di ferencia de
voltaje directo entre los dos sistemas individuales y debe
ser diseñado a partir de la integral de tiempo de ese
voltaje.
CONVERSORES AC-DC TRIFÁSICOS TIPO PUENTE
Se puede tener 4 tipos de conversores AC-DC trifásicos
tipo puente = El más sene i 11 o es el no control ado, formado
solo por diodos, lo cual no permite un control del voltaje
de salida. El rectificador tipo puente controlado permite
u n c o n t r o 1 total s o b r e el v o 11 a J e e. n t r e QV ;-_ y V M A X e
^ incluso se puede obtener -un voltaje medio negativo con
ci erto tipo de cargas. El recti ficador tri fasi co tipo
puente controlado con diodo de recuperación FIG. 1.2.1 (a)
r ecor t a las ár eas d e voltaje n eg at i vo sob r e 1 a car g a y
permite un control total en un solo cuadrante (voltajes y
corrientes de una sola polaridad). Por último se tiene el
& rectificador trifásico tipo puente semicontrolado FIG.
1,2.1 íb) también acepta un control total de voltaje si n
ar eas negat i vas y per o su for ma de onda de sal ida es
di férente a 1 os anteri ormente mencionados.
El tener áreas de voltaje negativas en la carga implica
S- una reducción del voltaje medio, que depende
exclusivamente del tipo de carga (más o menos inductiva),
y por otro 1ado aumenta 1 a poteñe i a reactiva requer i da7
por tanto, si se qu.i ere hacer fuñe i onar al r ect i f i cador
e n u n s o 1 o cuadrante, es preferible ti s a r la c o n e x i ó n c o n
di odo de recuperaci6n o el tipo semi controlado.
41.2.a. CONTROL DE VOLTAJE DE SALIDA.» En las figuras
1« 2-1 Ca) y (b) se muestran 1 as conexiones del
recti ficador tri fasi co tipo puente controlado con di odo de
r e cupe r ación y del s e m ic*nt r o1ado r es p ec t i va mente. El
1 o1 o
recti ficador semlcontroíado -puede o.no tener un diodo en
paralelo c on la carga; ésto n o•a f ec t a a la forma del
voltaje de salidñy pero'-es preferible utilizar este diodo
p ar a evi t ar q ue circule un a c or r i ent e mayor por 1 os
elementos del puente.
2L o
FIG. 1.2.1 Conversores AC -DC trifásicos tipo puente,controlado y semi controlado
Como se hab í a rnenc i uñada ant er i or ment e, par a que un d i udo
conduzca se necesita que su voltaje ánodo-cátodo sea
positivo y el SCRr además de esta c on d i c i ón, necesita un
pul so en la compuerta para i niciar la conducción. Tomando
en cuenta estas premisas, se ha elaborado las formas de
on da del voltaje sobre la carga p ar a distintos án g u1 os de
act i vado ds 1 os tir i stores en 1 as FIü. 1,2.2 y i.2.3, para
el recti fi cador controlado y semicontrolado
r espec t i vament e.
El ángulo de retardo en al activado CcO está medido
partir del instante de conmutación natural.
- 14 -
En el r e c t i f i c a d o r semicont ro lado se presenta una
si t uaci ór¡ especial , para ángul os de retar do entre O y 50°
el voltaje sobre la carga ti ene & pulsaci ones por c ic lo de
1 inea, pero para ángulos mayores a 60° sol o existen 3
pulsaci ones.
RS TR ST RS TR ST R S TR ST RS TR
a= O
a=30°
a=60°
a=90°
FIb'. 1.2.2. Formas de onda del -voltaje de salida paradi stintos valores de a en el conversar controlado
Cuando se ti ene un diodo en paral el o, con 1 a carga se
e vi ta la c i rcu lac ión de corr í ente por los dos- el eméritos de
la mi sma rama del puente, ya que ésta ci r cu l ara por el
diodo de recuperación en esos instantes de ti empo. Pero
ya sea que se tenga o no conectado el diodo de
recuperac ión , el voltaje a los t e rmina les de la carga
nunca puede tomar valores negativos en la c o n f i g u r a c i ó n
- i;
t í po puente semi con t ro lado ,
ST RS TR ST RS TR ST RS TR ST RS TR
a=30°
a=60°
o=90°
a=(50°
FIG. Í . L d . 3 Formas de onda del voltaje de salida paradi stintos valores de « en el rec t i f i cador semi cont ro lado
La cor r i ente que ci rcul a por la carga con ti nulamente se
conmuta de un elemento a otro en el puente recti f i cador u
Cada uno de el 1 os conduce sol o durante 1/3 del per iodo de
1 ínea (. 120° ) . Ideal mente se con si der a que 1 a con mu tac i ón
es i nstantánea, pero por i nf 1 Lien c i a de la i nduc tanc i a
presente en la mal la de conmutac i ón , est e proc eso es
r et ar d ado, dan d o 1 ug ar a que dtrr ante un ti emp o c on d uz c an
si mLil tan e amen te el rect i f i cador que entra a conduc i r y el
que deja de hacer I o, establecí endo un cortoe i r eu i t o entre
dos de 1 as fases. FIG. 1.2.4.
1 ti
TI
itc
DI
T3
D3
Id
Df ZL
FIG. 1.2.4 Conmutación en 1 a conexión tipo puentetri fasi co
La figura i.2.5 muestra el efecto 'de la conmutación en el
voltaje sobre la carga, para 1 os casos de c amb i o d e
corriente entre dos diodos Ca) y entre dos tiristores Cb).
FIG. 1.2.5 Formas de onda de voltajes y corrientesdurante la conmutación
corriente en el elemento que se apag^ . • .
corriente en el elemento que se activa
ángulo de activado
anquí o de retardo en la conmutación o de traslape
- 17
área que representa la di sminuc ión del voltaje medi osobre la carga.
ángulo de traslape i n i c i a l Ccc = 0° )
Normalmente el intervalo de conmutación de corriente es
pequeño y . la reducc ión de voltaje puede ser despreciada.
Sin embargo cuando el valor de la i n d u c t a n c i a de las
líneas de entrada es muy grande, o la co r r i en te de la
carga es muy al ta, el ángul o de re ta rdo en 1 a conmutan: i ón
C¿¿!) aumenta r y en este caso, su ef ecto sobre la reducci ón
del voltaje medi o debe ser considerado.
En el recti f ieador controlado con diodo de recuperac ión ,
exi ste una sol a conmutaci ón de corrí ente entre dos
t i r istores, por ;per iodo. El valor de la reducción del
voltaje medi o sobre 1 a carga íg«¿O vi ene dado por el área
A, FH3. 1.2.5 CtO , y se puede demostrar ana l í t i camen te que
está dado por la ecuación E . 1 . 1 para ángulos de act ivado
infer iores a 60°.
[cosa - eos Coi + &'} J 0<«<60 C E . 1 .1527T
Para ángul os de act i vado ex mayores a 60° r i nter vi ene el
diodo de recuperación y no permite que el voltaje tome
val ores negati vos, por 1 o que en este caso 1 a ecuación que
representa la reducción del voltaje medio sobre la carga
es E . i.2-
C E . 1
En el r ect i f i cador semi control adof ex i st e una conrnut ac i ón
• ' -de corrí ente entre '¿ t ir i stores y otra entre dos di odos
por período, si el ángulo de activado es inferior a 60°.
Para ángul os de act i vado mayor es ¿ I a conmutación de
corrí ente se real iza entre el di odo de r ecuper aci ón y 1 os
dos el eméritos que conducen en ese per iodo; pero en
cual qui er a de 1 os dos casos ? 1 a reduce i ón del volt a ja
medio sobre la carga está dada por la ecuación E. 1. i „
Por otro 1 ador durante la conmutaci ón se producen
per tur bac i ones en 1 as 1 íneas de entrada como consecuenc i a
de 1 os cor toe i r cui tos transitar i os. Este efecto y la
f or ma de cal c ul ar ,u y A o se 1 o revi sar á más adel ant e en
1,4.a.
1-2.b. FACTOR DE RIZADO DEL VOLTAJE DE SALIDA.- Si se
quiere construir una fuente de voltaje continua,, uno
de 1 os aspectos i rnportantes es el anal i si s del rizado de
voltaje entregado por el recti fi cador y para poder
di mensi onar el filtro que debe usarse»
Se estudiará pri mero el factor de r izado ae voltaje en 1 os
rect i ficadores (controlado y semi controlado) para 1uego
i y "~~
hacer un anal i sis armóni co de esos voltajes.
El factor de r i zado se d e f i n e corno la reí ación entre el
valor medio cuadrá t ica C R M S ) de la componente al terna y el
valor medio de una f u n c í ón per i ód ica .
VRMS ACV* ' : : : : t* I 4V ~ E. t. . 1
VDC
Por otro lado se sabe que el valor RMS total de una onda
compleja es igual a la combinación cuadrática del valor
RMS de la componente continua y del valor RMS de la
componente alterna.
tiVRMS = [ VDC* + VRMS AC* ] CE.1.4D
Combinando estas dos definiciones se tiene que:
[ VRMS* - VDC* 3
VDC
O y lo que es lo mi srno:
VRMS 24e" = [ C —)* - i ] C E . i .5)
VDC
tíe debe ca lcular en p r imer lugar los valores del voltaje
medio C VDC'} y val taje RMS C VRMS) para poder determinar el
f act or de rizado de vo11 a je.
El valor medio de una función es.1 a media aritmética de
sus valores instantáneos dentro de un período T.
T
Vdc = v C t) d t CE.'l.S)
El valor medio cuadrática para una función periódica está
definido por:
T1
VRMS = [r-T
Ct') dt ] CE.1.7)
Rect i ti cador Controlado:
La figura 1.2.6 muestra la forma del voltaje sobre 1 a
carga para ángulos d e r et ar d o en t r e O y 60°.
FIS. Val taje de sal ida en elc on t r oí ado p ar a « menor q ue 60°
recti fi cador
2TT/3 +
TT
en tú t dwt
TT/3 +
3/i'VSVdoc = —— cosa
TTc E . i, s :>
2TT/3 + K
VRMS*TT „
sentüt)1 dtot
TT/3 +
VRMS ~ Vs [ i + cos2«] ( E.. 1 . 9!)
Tí* + 3^5 coB2(X/2Tr
1 Se os2-aCE.I.10)
Para ángulos de retardo entre 60 y 120° la forma de :'.o.nda.
cambia como lo indica la F1G. 1.2.7.
wf
FI6. l . l ¿ -7 .Vo l t a j e de salida en el r e c t i f i c a d o rcontrolado con diodo para « mayor que 60°
TT
Mda = enüjt dcijtTT J
TT/3
[• 1 + costeeTT
TT
e: E , i . 11
TT
TT
Cv5Vs s
TT/3 + «
dtút
VRMS = Vs [ 23 K
TT
:¿TTsen C— + 2a) C E . 1 .
3 oí
TT
3 . 2TT— • sen C — —2TT 3
13— [ 1
, TT •c os C ex +h- - ;) ] 2.
C E . 1 - 1 3
R e c t i f i cador Semi controlado:
Para án q ul os de re tardo entre O y 60° C FIG. i . 'z, tí'
FIG. S Mol taje de sal ida en el r e c t i f i cadorserni control ado para tx menor que 60°
2TT/3 TT + a
Vs seniút dwt + -•2TTJ
Tf/3 + a
en7T
Vda = C i + cosa ]2TT
C E . 1 . 1 4 5
VRMS*
2TT/3
TT/3
TT + ex
ü Tí,
TT
C v5Vs sen (tut
VRMS = Vs [1 + C l + cos2a):4
C E . 1 . 1 5 )
_ r
— L
1 + _ ~: — C 1 + cos2c()4TT
9C E . 1 . 1 G )
Para ángu los -de retardo entre 60 y 180° , F1G.
n/3 a n wt
1.2.y Volta je de salí da en el recti f i cadorsemicontrolado para ce mayor que 60°
7T
Vda = encüt dtütÍ:TT j
Vda = C i + cosa)2TT
TT
VRMB* - —2TT J
C/5Vs sentóte- dcot
VRMS = Vs « + C E. 1, 17 )
ir CTT - « +
v- „ rV ~ L
3 C I + cosa)_ -i "l
-L J CE.I
En base a estas fórmulas calculadas se pueden di bujar
algunas curvas que serví ran para una mejor di ferenci ación
de 1 as carácter ísti cas de cada uno de 1 os recti fi cadores. *
La FIG. 1.2.10 muestra un gráfico del voltaje medio de
sal ida normal izado con respecto al voltaje RMS entre
líneas a la entrada versus el ángulo de retardo en el
act i vado.
Se puede apreci ar que las dos configuraci ones permiten una
var iac ión del voltaje de. salida desde un voltaje m á x i m o de
1,35 Vs C V ) hasta un m í n i m o de OV, pero el r e c t i f i c a d o r
controlado con diodo de conmutan i un 1 o hace al var i ar el
ángulo de act ivado ex entre O y 120° r mient ras que el
sernicontrol ado al variar « entre O y 180°.
En la f i g u r a i .2.11 se t iene un g r á f i c o del factor de
ri zado de voltaje versus el ángulo «, en el la se puede
apreciar que el recti f i cador semi controlado ti ene menor
f actor de rizado que " el control ado para un rni smo «. " Pero
ésto no da una buena ref er ene i a ya que los dos
recti f i cadores ti enen dis t in to valor medí o de voltaje de
sal ida para un mi smo a.
Por ésto se ha rea 11 zado el gr á'f ico de la f i gura i . 2. 12 en
donde se muestra el factor de r i zado de voltaje versus el
voltaje medi o ds sal ida^normal izado con respecto al valor
•RMS. del voltaje de l ínea. Claramente se puede aprec iar
que el rect i f icador controladb ti ene menor r i zado de
voltaje para i gual valor de voltaje medio,
1.2.c. ANÁLISIS - A R M Ó N I C O DEL VOLTAJE DE SALIDA. - A
conti nuaci un se presenta el análisis armoni co del voltaje
de salida tanto para el r e c t i f i c a d o r controlado con d iodo
da recuperan i ón como para el r ect i f i cador semi cont ro lado . - - '
Toda f u n c i ó n pe r iód ica comple ta f ( t ) y que c u m p l a con las
condic iones de DIRICHLET, puede ser representada por un
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I 9 0 - -
I 8 0 - -
I 7 0 - -
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I 5 0 - -
I 4 0 - -
I 3 0 - -
I 2 0 - -
i i o - -
I O O - -
9 0 - -
8 0 - -
70--
60 --
50 --
4 0 - ?
30 --
20--
1 0 - -
Rect i f i cador se mi contro lado
Rectif icador contro ladocon diodo de conmutación
0,1 0,2 Ot3 0,4 0,5 0,6 0.7 0,8 0,9 1,0 1,2 1,3 Vda/Vi
FIG. 1.2.12 Factor de r i zado en porcenta je con respectoal valor medio no rma l i zado del vol taje de sal ida para losrec t i f i cadores controlado con diodo de conmutac ión y
semicontrolado
conjunto infinito de funciones elementales, al que se
denomina seri e de FGURIER C 2 ) , de esta forma:
m 2n TT :¿n irf C t ) = AO + X! CAn eos 1 + Bn sen— t)
.n=l T TCE.1.19)
O, f C t ) ~ AO + E Cn senC 1 +n = l T
CE. i .20*;
Donde 1 os coeficientes están dados por
A O
T
TjfCt ! ) dt
An
T
TJ
2nTTf Ct) eos 't dt
TCE.1 .215
Bn
T
T jf C t ) sen—™t dt
TCE. 1 .22:>
Cn == CAn2 + CE.1.23)
1ln = tg CAn/BrO CE. i .24)
- 30 -
Donde AO corresponde a la m a g n i t u d de la componente de
f r ecuenc ia cero o componente cont inua , el sumatorio agrupa
a las func iones sinusoidales de a m p l i t u d Cn, f r ecuenc ia
angular 2nTT/T y ángulo de fase §n f conocidas con el nombre
de componente a l terna. Aque l l a correspondiente a n~i es
la componente fundamenta l y las otras las componentes
armónicas de orden n.
La componente con t inua Ao ha sido ana l i zada an te r io rmen te ,
ahora sol o i nteresa 1 as componentes alternas.
Para el caso del r e c t i f i cador cont ro lado con di odo de
recuperac ión , el período de la fo rma de onda de voltaje de
sal ida ("O es TT/3ü), si en do ÍD la f recuenco, a del yol taje de
entrada al recti f i c a d o r .
Observando la FIG. 1.2.6 se de te rmina que para 0¿K£.SOQ :
f C t ) = £v"s senCtot + TT/3 + cxO para 0<t<T
Entonces: . . :
AnTT J
senCtüt + TT/3 + cO cosSnwt -dü)t
Bn
TT/3
TT jen Ctüt + TT/3 + a) sen&ncüt d'wt
O -1O 1
Real i 2ando operac iones se obti ene;
An cosa- 1)TT
CE.1 .25)
- 1) Tí
(E.1.26)
Y r Cn = Ce as* a +i:>TT
sen* a] CE.1.27)
Observando la FIb'. 1.2.7 se detér mi na que para 60° ¿a £ li¿00 :
Vs senCtut + TT/3 + a) para 0<t<T - oc/iü + TT/3tD
p ar a T — a /<ü + TÍ/3a) < t < T
Entonces:
2TT/3 - ex
An -TT J
sen Cait + TT/3 + «) cos&ncut dwt
2TT/3 - a
BnTT J
senCtat + ¥/3 + a) senbnajt dwt
Realizando operaciones se tiene:
6 ft Vs[cosSna + eos CTT/3 + cO ] CE. 1.28)
Bn _ [sen.6n« + ,6n sen ÍTT/3 + cO] CE. 1.233- Í 3 T T
En el r ect i f i c ador se'mi control ado, el per iodo de la forma
de onda de vol taje de sal ida CT!) es 2TT/3üJ, igual mente ia es
la frecuencia del voltaje de entrada al rect i f icador.
Para este tipo de.conexión puede demostrarse que las
•ecuaciones que determinan las • componentes alternas
resultan ser las mismas tanto para ángulos de activado.,
menores a &0° corno para ángulos mayores, por lo que se
analizará únicamente para <x >50° y los resultados serán
válidos en todo' el rango que va de O a' 180°.
Observando la FIG. 1.2.3 se determina que para este caso:
f ct:>enCiut + ex!) para O £ t í T - K/ÍÜ -f TT/Stu
para T - oc/u + Tí/Su ¿ t £T
Entonces:
TT-Cío
An = ~Tí J
sen Ctüt + ex ' ) cosSntut dtut
TT~oí
$Ys senCíút + oí) senSnwt dcütTTj
O
Resolviendo 1 os i nteqral es se ti ene:
• \ £Wc= "~ ~O /z v S
£ cosnir casSnoí + coso: ] CE. 1.30)TTÍSn2- - 1)
— [casnTT senSnoí + 3nsenc<] CE. i. 31)1)
Para poder visual izar en mejor forma el comportami ento de
1 as armónicas del voltaje de sal ida en 1 os recti fi cadores,
controlado con di odo de recuperaci ón y semicontrolado, 1 a
i n formani ón de las ecuaciones anteri ormente obteni das se
la ha colocado en forma de curvas en las figuras 1.2.13 y
1.2.14.
La FIG. 1.2.13 muestra la amplitud de las 4 primeras
ar rnón i c as n or mal i 2 ad as c on r esp ec t o al vol taje RMS en t r e
1íneas de entrada'para 1 os di sti ntos ángulos, de act i vado
Centre O y 120°). que puede darse en el rectificador
controlado con diodo de recuperaci ón. La armoni ca
principal ti ene una frecuencia 6 veces superi or a la
frecuenci a d é l a red y su amplitud máxima es de Oy 42 Vs
para un ángulo de activado de 68,57°.
1 Cn/V«
0,45--
0,40--
0,35 --
0,30 --
0,25-
0,20-
0,15-
0,10-
0,05-
Fundamental
FIb". . i,'^.13 Amplitud de las armónicas del voltaje desal ida con respecto al ángulo de acti vado. C«) para el
rectificador controlado con diodo de conmutación
H- •o.
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13
0 14
0 15
0 16
0 17
0 18
0
En la Fif í . 1 .^ ,14 se muestra la a m p l i t u d de 1 as 4
pr imeras a rmónicas del vol taje de sal ida de un
rec t i f i cador semicontrolado. En este caso la f r ecuenc i a
de la armónica p r i n c i p a l es 3 veces superi or a la
f r e c u e n c i a de la red y a lcanza su m á x i m o valor de 0,675 Vs
para un ángu lo de ac t ivado de 90°.
1.2.d. C O M P A R A C I Ó N . ~ Tanto el recti f i cador controlado
con diodo de recuperac ión como el semicontrolado t i enen
sus ventajas y desventajas.
Entre las ventajas del r e c t i f i c a d o r cont ro lado con diodoV
de recuperación se puede anotar que tiene un menor rizado
del voltaje de sal i da para un mismo valor medi o Cver FIG.
1.2. 12!) y que las armónicas de ese voltaje son de mayor
frecuencia, por lo que necesita un filtro de menor tamaño
para eliminar o disminuir el contenido armónico de ese
voltaje.
El rectificador semicontrol ado, por su partey ''presenta una
mayor lineaüdad en la característica voltaje de salida.—
ángulo de activado Cía desviación estándar de la pendiente
de los puntos de las curvas de la FIG. 1.2.10 con respecto
al punto de voltaje medio, es bastante menor en el caso
del semi controladcO 7 además el ángulo de act i vado puede
vari ar hasta 180° , con 1 o que se disminuye 1 a
sensibi 1 i dad. Por otro 1ado, por usar sol o 3 tiristores,
el circuito de di sparo requer i do es mucho más sene i 1 lo.
Otro de 1 os aspectos que es necesario anal izar es 1 a
distorsión de la corriente de entrada que en el
recti fi cador controlado con diodo de recuperación es menor
que en el semicontrolado, e igual mente las armónicas son
de mayor f r ec uenc i a por lo que el tamaño del f i 11 r o d e
entrada, en caso de requerirlo, será menor.
La distorsii^n de la corriente de entrada está analizada en
1.5.b. para el caso del recti ficador semi controlado.
Por último, la cantidad de información disponible en
libros y revistas acerca del rectificador controlado .es
mucho mayor que la di sponible acerca del recti fi cador
semi controlado, ésta es otra ventaja a favor del
r ect i f i cador' . controlado, pero si se pretende que el
presente trabajo sirva además como materi al de consulta
para 1 os estudiantes, es preferible que contenga el
análisis del tipo de conexión que tenga menor información
di sponible para que sea de mayor benefi ci o.
A pesar de los problemas del semicontroíado (la preseñe i a
de armónicas de bajo orden plantean un problema difícil de
resolver), como un primer intento se ha escogido este tipo
de _ recti f i cador 'dejando el estudio y anal i sis del: e
rectificador controlado a un trabajo posterior.
En ' .adelante se. tratará solamente del rectificador
semi controlado.
1.3 FILTRO DE SALIDA
El tipo de filtro más apropiado para usarse en
recti ficadoresf especialmente cuando 1 os requerí mi entos de
corriente son .medianos-^o elevados, es el filtro LC C3> .
La FIG. 1.3.1 muestra un' recti ficador sernicontroí ado con
un filtro LG a la salida-
Ti A T2 A T3
FIG .' Rectificador semicontrolado con filtro LG a1 a sal i da ' :
r El choque debe, presentar una alta impedancia a la
c or r i en t e al t er na T mi en t r as que se e ompor t a c orno
cortocircuito para la corriente continua.
El capacitor por el contrario presenta una impedancia
infinita a corriente continua, mientras que debe presentar
una impedancia muy baja a l a corrí ente alterna.
El circuito equivalente del rectificador y el filtro se
o o _-
muestra en la FIB« 1.3.2; la fuente de conti nua representa
el valor medi o del volta.je que entrega el recti fi cador y
1 a fuente de alterna representa el conjunto de componentes
alternos de ese voltaje.
Ii'.3.2 Circuito equivalente del rectificador y el
filtro
-/'WY.
L
ZL
FIG. 1.3-3 Circuito equivalente para alterna
El circuito equi val ente para al terna se da en la FIG,
Se había dicho que el capacitor debe presentar una
impedancia muy baja a la corriente alterna; para lograr
ásto se debe escoger el capacitor de tal manera que la
impedancia que presente a la frecuencia de la armónica
principal sea mucho menor que la menor de las cargas,
entonces:
1
tul C
VDC
IDC maxCE.i.32)
De esta f o r m a , para corr í ente a l terna, se puede d-espr eci ar
el efecto de la carga en paral el o con el capaci tor y
obtener un c i r cu i to equi val ente como el de la FIG. 1.3.4.
FIG. i .3.4 Ci rcu i to equi val ente para a l te rna , si sec u m p l e e on E.1.32
La reducción del. voltaje de alterna puede aproximarse
entonces a:
Vout Voí taje a través del capacitor
Vi n Voltaje a t r aves del choque y capac i tor
Vout l /ü)C
". Vi n ü)L -
Vout
V i nCE.1.33
- 41 -
Como 1 a reducción aumenta con el cuadrado de la -frecaenci a
y además 1 as armoni cas superi oree ti enen menor amplitud
que 1 as menores,, se puede considerar tan sol o a la pri mera
armoni ca con mucha aproxi mac i ón-
Por otro 1ado si la corrí ente es muy pequeña se presenta
el efecto de carga capaci ti vay es deci r el capaci tor
tenderá a cargarse al pico de voltaje i ndependí entemente
del voltaje medio existente. Para evitar ésto se debe
tratar de mantener ci rculando corr i ente si ampre a travás
de.la inductanci a y la corrí ente continua que ci rcula por
la carga debe ser siempre mayor o igual al pico de
corriente alterna que circula por el choque.
fVD.C.
Vpico
Vmedio
Aumento de tensiónpor efecto capac i t i vo
1 mln
_ Reducc ión det-ension debido aresistencia interna
FIS. Variación de tensión de salidaefecto capacitivo
debido al
La figura i.3.5 muestra como varía el voltaje de salida de
un filtro LC alimentado por un rectificador cuando varía
la corriente en la carga. Se puede ver en el gráfico que
si la corri ente en la carga es nula, el voltaje de sal i da
corr espande al voltaje pico que entrega el recti fi cador.
Conforme aumenta la corriente, este valor disminuye hasta
estabi1 izarse en un valor correspondí ente al valor medi o
del voltaje de entrada del filtro cuando por la carga
circuí a Imi n. De este punto en adelante, el voltaje
di smi nuye únicamente debi do a la .resi stenci a i nterna que
normalmente es muy baja. ,x
Es deseable que el recti ficador tenga en sus terminal es de
salida una carga predominantemente inductiva, por ésto se
debe hacer que:
Iü)L » — • CE. 1. 34)
Si se cumple esta reí ación t se puede despreci ar la
i mpedancia que presenta el capaci tor a la corrí ente
alterna y considerar que todo el voltaje cae sobre la
inductañei a como 1 o muestra la F1G. 1.3.6.
Con este circuito equival ente para alterna, fáci1 mente se
puede calcular el pico de corrí ente al terna circuí ante,
así :
VIIL = — CE.1.35)
tuL
donde VI es el voltaje pico de la armónica principal.
FIG. 1 .3 .& U i r cu i t o equival ente para a l te rna si sec u m p l e e on. E.1.32 y E. 1.34
Para que no se produzca el efecto capacitivo, esta
corriente debe ser menor que la menor de las corrientes
c ont i nuas que pueden circuíar por la c ar ga:
VIIL - — £ Imin ' . CE.1
uiL
Además de las consideraciones estudiadas anteriormente, se
debe tornar en cuenta otros aspectos que son:
— Un pequeño valor de inductancia reduce 1 a resistene i a
del choque y por tanto la disipación de potencia.
- Un pequeño r ango L/C r educe 1 os p i c os de voltaje de
sal ida si la carga es desconectada súbitamente.
- Un pequeño rango L/C reduce la caída de voltaje de
salida si la carga es incrementada súbitamente.
— Un gran rango L/C reduce 1 as fluctuaciones de corrí ente
en el choque y por tanto se evita- que 1 a corrí ente que
circuí a por el recti fi cador se convi erta en di seonti nua.
- Por til t i mo, se debe tomar en cuenta también los pr ec i os
del choque y del capacitor-
- 44 -
i.4 EFECTO DEL CONVERSOS AC-DC SOBRE LA RED DE
ALIMENTACIÓN
1.4.a- GENERACIÓN DE TRANSITORIOS DURANTE LA CONMUTACIÓN
Si se supon e que el conver sor est á conectado directamente
a una red rígida, es decir no se toma en cuenta 1 as
impedancias de la línea o del generador, así como tampoco
la impedancia del transformador de entrada si lo tuviere o
de reactancias de conmutación, entonces el conversar no
puede introducir ningún efecto hacia el voltaje de
alimentación en el punto de conexión. Para este caso
idealy la FIG. i . 4. i i lustra el voltaje de fase y la
corrí ente de 1ínea en el punto de conexión - La FIG.
i . 4. i C a 5 para el caso «¿60° Cfx-300 } y la FIG. 1 - 4 - l C b )
para el caso «'¿60° («='30° ) .
Para estudiar 1 os efectos de la operacion del conversor en
Lina red con una cap aci dad finita de cortocircuito se puede
representar a la red por un generador A? el cual no tiene
perdí das reactivas o resi steñe i a ohmi ca, que produce un
voltaje si n LISO id al vA y está conectado a Lina i mpedanci a ZL
qLie representa todas 1 as res i s teñe i as y reactancias en la
red y el generad or C 4 ) . El c on ver sor est á, c on ec t ad o a
esta red a través de una impedancia Zk que representa la
impedancia del transformador de entrada y/o de reactores
adi ci onal es de conmutación , tal corno 1 o muestra la FIG.
1-4.2. vB representa el voltaje en el punto de conexión
con 1 a red y vC representa el voltaje a 1 os terminal es del
conversor.
' i
I a ' "(a) '
WÍ
Wl
VR
C b J
Wt
FI6." 1.4.1 Voltaje de fase y cor r ien te de 1 ínea en elpunto de conexión del r e c t i f i c a d o r con la red
FIS. 1.4.2 Diagrama unifilar equivalente de un conversorconectado a una red trifásica
Si inicial mente se desprecia todas 1 as resistene i as y
capaci tañei as, entonces ZL y Zk serán reactanci as puras XL
y Xk respectivamente, ésto puede hacerse ya que en estos
casos normalmente la reactancia es mayor que la
resistencia y además la influencia de la resistencia en el
cambio del valor efectivo del voltaje de línea AC y la
influencia sobre el intervalo de conmutac i on son
- 46 -
despreciables. Consi derando que sol o una i nductanci a
descansa entre A y B pueden ocurrir diferencias entre
ambas formas de onda solo si la corriente está cambiando;
ya que ésto sucede Únicamente en cada conmutación, es
n ec esar i o est udi ar pr i mero el pr oc eso de c onmut ac i ón.
La FIG. i.4.3 muestra las conexiones en el rectificador
trifásico semicontrolado, la reactancia X representa la
suma de las reactancias XL y Xk definidas anteriormente,
Se asume también que la corriente que circula por la carga
tiene un valor constante Id.
FItí. 1,4.3 Uonversor semicontrolado conectado a una redtri fásica
El proceso de conmutación se define como transferencia de
la corriente de un elemento del puente al siguiente en una
secuencia cíclica. Ideal mente esta transferene i a ser ía
instantánea, pero debido a que un inductor se opone a
cambios súbitos de la corriente, la corriente en el
- 47 -
el emento , que esta conduciendo no decae i nstantáneamente a
cero en el momento de transferenci a. De 1 a misma forma,
1 a corri ente por el elemento si guiente sol o 1 lega al valor
de la corrí ente nomi nal 1uego de un ti empo finito, por
tanto para un pequeño i nterval o ambos elementos conducen
si muí tansámente. Por otro 1ado 1 a suma de 1 as dos
cor r i entes durante este i nter val o es i gual' a la corrí ente
Id supuesta constante. Este intervalo de t iempo
corresponde al ángulo de retraso en la conmutación ¿i, el
c ual t orna su máx i mo val or C A1-1-J >- uan d o « —o.
Los elementos no controlados del puente sol o pueden
conmutar en el i nstante de conmutación natural; por 1 o
tanto cuando se trate de una conmutación en ese lado del
puente, el ángul o de retraso será necesar i amenté. ju-o. Se
puede calcular exactamente Ao así como . el valor del
voltaje en ese interval o de ti empo.
Si se consi dera que durante.la conmutación de D2 a D3 una
corrí ente de cortocírcui to f1uye desde vS a través de D2,
pasa por D3 y llega a vT, esta corriente se suma a la
corrí ente di recta que estaba circuí ando por D2 hasta
reducir su valor a cero. En ese i nstante, D3 11 evara toda
la corriente directa y - l a conmutación termina. Para ese
intervalo de conmutación se.puede escribir las siguientes
ecuaciones:
I d = - i S - i T - CE.1.37)
48
diS diT,O — V J- V ,. i iT — r"\w A " A V I — '•_'
dt dtCE.1.33)
Como Id es una canti dad constante —Id=0, entoncesdtderivando . la ecuación E.1.37 con respecto al tiempo se
tiene:
d d— iS 4- — ÍT = Odt dt
(E. 1. 39!)
Reemplazando esta última en E.1.33 se ti ene;
vS - vT' = ~ 2X — iTdt
d .vT-vS— ..•' * * i i ~™
dt 2XCE. i'. 40)
Suponiendo que vR
vS
sencút
senCtüt - 120°)
sen Cíüt + 120° )
d* * *dt
2fí V c ostüt sen 1 20°* ~" * " ™* "-*•" • •— "
La sol Lición de esta ecuaci ón e*
^_ ¡sen
y
•Se sabe que un instante antes de empezar la conmutad ón
i T=0.
= > p ar a ü)t = 90° i T = O
sen i 20°• i— i —— sen ü? ü > '—•
X
sen 120°
£V sen 120°= > iT = ——— (sentüt - l ü . CE. 1.41!).
X
También se conoce que al f i n a l i z a r la conmutac ión el diodo
3 1 leva toda la cor r ien te así : para tüt =* 90° +MO iT~-Id .
é^V sen 120°
-Id = — [senC90° + A O Ü - 1]X
fA} sen 120°
Id XC C'S^iC' — 1 —' ' ~~" — 1 t, CU • ü • " -¿L
^V sen 120°
Para el cálculo del voltaje que aparece en los terminales
de entrada al rectificador que se encuentran en
. - 50 -
cortocircuito durante el intervalo de conmutación Cmismo
voltaje que aparece en los terminales de la carga durante
ese intervalo), se puede usar 1 a si gui ente ecuacíón:
diTv2 = v3 = vT - X CE.1.43)
'' '• ' dt
Reemplazando la ecuación E.1.40 en asta ultima y
real izando operac iones se 1 lega a:
vT + vSVe» ~ —•—— • . í,E. 1 . 44.5
Uomo se conoce los valores de vT y vS se t iene que:
v£ - v3 - - {'.f¿/'2') V sen ü)t val i do paras 90° £wt ¿90° +JU.Q
.El vol taje vi es i gual al voltaje vR porque no ex i st e
cambio de corriente en esa fase durante este intervalo.
v í = v R = $ V sen tu t
Real izando un procedimiento análogo se puede -encontrar los
val ores instantáneos de 1 os voltajes en los t e rmina les del
rect i f i cador durante el cambi o de conducción de otro par-
tí e 1 os elementos de ese lado del puente. Así 1 os voltajes
instantáneos duran te la conmutac ión de D3 a DI son:
. - 51 -
vi = V3 ~ C^ /23 V seníwt + S0°3
210° £tüt ¿210° +
v2 = vS = £V sen Ccut - 120°)
Para la conmutac ión de DI a D2 son:
vi - v2 ~ C^/2!) V. senCut ~ 60° ')
330° íiü)t ¿330° H- jao
v3 = vT = ^V senCíüt + 120°)
Los elementos de la par te superior del puente (elementos
controlados) rea l izan la conmutac ión luego de t r anscur r ido
un ángulo ce medido a pa r t i r del instante de conmutac ión
natural . El ángul o de retraso en 1 a conmutación y, para
este caso no depende•sol o de la reactanci a de conmutaci ón
X y de la cor r ien te d i rec ta Id sino t amb ién del ángulo ex .
Para ca lcular el valor de y, se debe escr ibir las
ecuaciones de voltaje y co r r i en te que r igen en los
momentos de conmutac ión de cor r i en te de un elemento a
otro. Si se escoge el ins tante en que la cor r ien te cambia
de T2 a T3, estas ecuaciones son:
Id = iS + iT < E . 1 . 4 5 )
diS diTvS - X + X - vT - O , C E . 1 . 4 S )
dt dt
Siguiendo un p roced imien to análogo al ejecutado cuando se
cal culo .110 se 11 ega a:
fiV sen 120°i T = —: sentot + C
y
Se sabe que un i nstante antes de la conmutac i on i T = O
= > para cüt = 270° + « iT = O
Reemplazando ásto en la 'ecuaci un anter ior se encuent ra :
V sen, ,
X
Entonces;
&V sen120° " . • . .i -y -s _—:—._. Csentüt + costx ) C E . 1 . 47')'
X
También se sabe que al final de la conmutación iT = Id
para (ut ~ 270° + < x + ,u i T = Id -
$V sen 120°— —— [sen (270° + ex + ¿O -i- cosa ]
Y
Realizando operaciones se puede llegar a:
Id X— — ,~,-i5(x ~ cosCtx + ;O ' C E . 1.48)
sen 120°
Reemplazando la ecuación E . I - 4 2 en asta úl t ima se t iene:
c05,110 ~ COSK ~ cusCoi + ¿O
De donde se encuentra que:
-1— c os C c osa + c ós^u-ci — 1 ] ~ a (E. 1 „ 49
Median te la ecuación E .1 .4y se puede de te rminar el valor
de ¿i. conocí en do el valor de. ex y de ^uo.
Para de te rminar los valores instantáneos -que torna si
voltaje en los termi nal es del conver sor, en 1 os momentos
de cambio de conducc ión de corr ien te de dos elementos, de
ese lado del puente, se sigue un p r o c e d i m i e n t o análogo al
ut i l izado anteriormente y se determina:
Para el cambio de corrí ente de T2 a T3 1 os voltajes
i nstantáneos son:
vi = £V sentüt270° +0; £ tüt £ 270°
v 2 = v 3 ~ — C f¿ / 2 ';> V s e n üj t
Para el cambio de T3 a TI:
vi = v3 = lf¿/'2'.i V senC
v"2 ~ £V senCwt - 120° j
+ 60° *J30° +« £ ü>t £ 30°
Para el cambio de TI a T2:
vi = v2 = <.f¿/'2') V senCcút - 60° 3
- v3 =-£V senCwt + 120°)150°+oí £ (Ot i 150°+K+A
Con estos datos obtenidos se conoce ya 1 os val ores del
voltaje en cualquier instante de tiempo. La FIG. 1.4.4
muestra un gráfi co de 1 os voltajes de fase en 1 os puntos
de conexi un del recti fieador así como 1 as corrí entes de
línea suponiendo un ángulo de retraso en la conmutación
inicial AQ. de 15° y un ángulo « de 30°. Con estos valores
de ¿i'-1, y K se obt i ene de la ecuac i un E. i . 43 T ¿i = 3,7°.
Es necesari o anotar que para ángulos de acti vado a mayores
a 60° en este tipo de confi guración del recti ficador que
ut i 1 iza diodo de. recuper-aci ón , 1 a conmutaci ón de corrí ente
no se real isa entre dos elementos del mi srno 1 ado del...
puente como era en el caso anterior C« < 60° !i .
En este caso el elemento controlado y el no controlado que
estaban conduciendo dejan de conduci r si muí taneamenté el
instante de conmutaci ón natural y 1 a corri ente continua
circula por el diodo de recuperación durante el tiempo que
permanecen desactivados los el eméritos del puente hasta
que, con un nuevo activado de uno de 1 os el eméritos
"O 3
LJ.Í
d- •
a ro x -q
H- fi
•a o-
!ü 3 3
"í
DJíu
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ID >-• a
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TÍ-O ~í ¡i!
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rD in
n ct* Q.
lü rn
m-t«
a si
¡u m
f-1 r
o^ o
n m tu
controlados,. la corriente por el diodo de r ecuper aci ón
disminuye hasta cero, cediendo la conducción a la nueva
pareja de elementos del puente que conducirán en ese
período-
^ ' Para entender mejor este punto, puede observarse la FIG.'™
1.4.5 donde se ha dibujado las formas de onda de los
voltajes y corr i entes en el punto de conexi ón del
recti fieador para un ángulo de acti vado a de 90° y .un
ángulo de retraso en la conmutación inicial ja o de 15°.
Las ecuaciones para determinar los valores de M y ,110
'if' permanecen invariables al igual que las ecuaciones que
determi nan 1 os val ores i nstantáneos del voltaje. . La FIG.
1.4.5 indica también la forma de la corriente que circula
por el diodo de recuperación. Todo esto se ha hecho en
base a la suposición de que la corriente continua por la
carga es constante.
•ftPor otro lado, se debe decir que para ángulos de activado
a entre 60° y 60° + ;ÍQ 1 as conmutaciones en ambos 1 a dos
del puente coi nci den a un ti empo y por tanto 4 el ementes
del puente conducen simultáneamente, lo que lleva a un
cortocircuito trifásico temporal. Si se aumenta
- paúlati ñámente el ángulo de activado « entre estos dos
límites, se determina que para ángulos menores los
elementos controlados completan la conmutación primero;
para un ángulo definido ambas conmutaci ones cesan
si muítáneamente y para un ángulo de acti vado todavía mayor
la conmutación de loe elementos no controlados cesan
pri mero. La determi nací un exacta de este proceso no
tiene, en la práctica,, una influencia importante. C5!í
Hasta ahora se ha i nvestí gado 1 as formas de onda del
voltaje en los terminales del rectificador, punto C FIG.
1,4.2, pero lo que en real i dad interesa es el voltaje en
el punto de conexión con. la red CvB en la misma figura) .
Para i nvestigar este voltaje se debe di vi dir la
inductancia X en sus componentes XL y Xk definidos
anteriormente. La magnitud de la desviación del voltaje
de conmutación en los puntos de conexión con la red viene
XLdada por — así, para XL = O la forma sin-usoidal del
XL + Xk
voltaje es retenida y para Xk — O toma su máximo valor y
corresponde a l a desvi ación de voltaje de conmutac ión en
1 os terminal es del conver sor, lo que ya se ha estudi ado en
detalle anteriormente. • El Ultimo caso ocurre si el
c onver sor es d i rect amente c onect ado a l a red AC sin
transformador y sin reactores adicionales de conrnutaci ón.
La FIS. 1.4.6 muestra la forma de onda del voltaje de fase
en el punto de con e?/; i ón con la red CvEO para K — 30° ,
ja o = 15° y Xk = 3XL.
Compárese esta forma de onda con vi en 1 a FIG. 1.4.4 que
corresponde al caso en que Xk ~ O y XL sufic i entemente
grande para que sea ju,o — 15° .
FIG. 1.4.5 Formas de onda de 1 os voltajes de tase en elpun to de conexión del recti f i c a d o r , corr ientes de 1ínea ycorr iente por el diodo de recuperac ión para a ™ 90°
y ¿10 = 15°
FIG. 1.4.6 Forma de onda del voltaje de fase en el puntode conexión del conversar semicontrolado con la red.
i .4 .b. VARIACIÓN DE LA POTENCIA REACTIVA.- Se de f ine a
la potencia react iva como el producto del valor RMS del
voltaje con el valor RM3 de la componente de la cor r ien te
que est a en c uadr at ur a c on el val t a j e t| 6) . En el c aso
general en que 1 as funciones de voltaje o corr í ente son
complejas, para cada componente armónico de la potenci a
real exi sti rá una componente de potencia react iva en
cuadra tura , resultando que la potencia react iva total es
igual al sumatorio de todas las componentes armónicas de
la potencia reac t iva .
Las .fuñe i ones compl e jas de vol taje y corr i ente pueden ser
esc r. i tas como:
víit!) = VaCD
T[-1
L. senCnwt + H>vrO CE. 1 . 50'.)
- 60 -
ce-
i C t ) = lo + E £ I m senCmut + ¥ inO CE. 1.51)m=l
Entonces -la potencia reacti va Q resulta ser
CD
Q = £ Vn In senC^'vn - 1>in) " CE. 1.52)
En el caso presente si se despreci a el efecto de la
conmutación Cesto puede hacerse si empre que ;io sea
pequeño) la forma de onda del voltaje de fase y la
corrí ente de 1 ínea se muestran en la FIG- 1. 4,. 1 . - Las
ecuaciones que representan estas formas de onda son;
vf « £V senwt C E . i . 5 3 )
05
iL = E & In s e n C n t ü t + ^ i n ) C E . i. 54)
Uon estas ecuaciones y cons ide r ando 'que es un sistema
tr i fásico 1 a potenei a react iva puede escribirse como:
Q = -'3 V I I sen^ü CE. 1.55)
Como la corr iente está expresada corno el sumator i o de
té rminos - d e - u p a .serle de Fouri.er los coef ic ientes In y ^ in
vienen dados -porV-... -Cver ecuaci-ohes E. I. 19 a E. 1.24)
CE. 1.55)
= tg-1 An
BnCE.1.57)
T
Donde An i L cosnwt. dtT J
O
T
Bn = i L sen niut dtT J
Observando la FIb'. 1.4.1 se puede de te rmina r los valores
de i L . e n cualquier instante de t i empo , en base a eso puede
c a l c u l a r s e ' A n y Bn de la s iguiente forma:
Para « •£ 60°'
AnTT J
.5TT/S + a" ' • • " • - - - ' 1
Id cosntüt -dü)t + -TT J
111T/6
- Id cosntüt dwt
TT/6 +K 7TT/6
Ejecutando operaciones se 1Iega a:
2Id nir nir rnr nir—— sen — c; 1= osn ex c os— - sen nK sen — — c os—;nTT 3 2 2 2
CE. 1 .5S.'J
51T/S + a " l lTT /b
Bn =TT j
Id sen ntüt dwt -f- —TT J
TT/6 + a 7TT/&
— Id sen ' ncüt dcut
Se puede 1legar as
2Id nTT nlTBn — sen— ícosna sen—
nTT 3 2
nir nTTña eos— + sen —)
CE.1.59)
Be puede demostrar que para «'¿G0° se llega a los mismos
valores de An y Bn-
Aplicando la ecuación E.i.56 se puede determinar el valor
de In asi:
2 ¿IdT r-, —i n — —
nir
nlT na + nirsen— sen >-.— CE. l .SCO
Substituyendo las ecuaciones E.1.58 y E.i.59 en E.I.57 se
demuestra que:
- n C « / 2 ) cosnTT .• r— ^ f -t ••.í. C. . 1 . O 1 )
Para n~l 1 os val ores de In y ^i n quedan así:
/*6Id «
TT 2C E . 1 . 6 2 3
yi i = -K/£ • (E. 1 - 63)
Reemplasando estas dos últimas ecuaciones CE.i.62 y
E, 1.63) en la ecuaci ón E. 1.55 se obti ene el valor de la
potenei a reactiva asi:
en(X - CE, i. 64)
¡an solo con esta ecuación no resulta sene i 1 lo formarse
una idea clara de lo que ocurre con la potencia reactiva
al variar el ángulo de activado a, por ello es una
práctica común comparar 1 a con 1 a potenei a activa i nici al
Po Cpotenei a activa para K=0).V.
V
La potenei a activa puede calcularse de dos maneras: en 1 os
terminal es de la carga o en los termi nal es de entrada del
recti fi eador; por cual quiera de las dos se llega a la
mi sma expresión ya que no se han considerado perdi das
i nternas. Para establecer una analog ía con la potene i a
reactiva se calculará desde los terminales de entrada.
La expr esi ón que define la pot ene i a act iva es: C7)
O)
P = Vo lo + E Vn In cosC^'vn - ^in) CE. i. 65)
Análogamente a l a potene i a reactiva se puede deei r que;
P- =• 3VI1 costil CE. 1.66)
Reemplazando en esta ecuación 1 as ecuaci ones E. 1.&2 y
E.1.63 se tiene:
p vid Cl + CQSCX) ' CE.1..&7)27T
Para oc = O
Po - Vid CE.1,68 >TT
Por tanto:
Q sena--. = -—- CE. 1 . 69)P o 2
P 1 + cosa= : ""•
Po 'j¿
La FIb'. 1.4.7- muestra la variad ón de las potenci as activa
y reacti va normal izadas con respecto a Po para una
variación del ángulo de activado-, entre O • y "1SO°,
suponiendo que 1 a corriente di recta''.por -1 a carga.' permanece
constante en un valor Id para cualquier ángulo de
act i vado.
2O 40 6O 80 40
FIG. 1.4.7 Potencia acti va y reactiva con respecto alángulo de activado en el recti ficador tri fásico
.semicontrolado
En el 'gráfico se puede apreciar que para ángul os de
activado menores a 90°, la potenci a acti va es mayor que 1 a
reactiva; cuando ex ~ 90° , las potenci as activa y reactiva
toman el mismo valor equival ente a la mitad de la potenci a
acti va para « = O y si el ángulo de acti vado toma valores
superi ores a 90° , la potenci a reactiva es mayor.
Para observar corno var í a la potenci a r eact i va con 1 a
vari ación del val taje medí o sobre la carga, se ha
real izado la figura 1.4.8. En si eje de 1 as absci sas se
Sfo -
encuentra el voltaje medio _ Vdcc normal izado co
voltaje medio (para tx = O) , y
ordenadas se
con respecto a Po.
i ni c i al V do (
encuentra 1 a potenci
in respecto al
en el eje de las
a reactiva normal izadaa
La ecuación que representa a esta curva es E.1.71 y se
determina a partir de E.1.14 y E.l.69.
Q Vdoí_ _ — . r __ _
— L
P o V d o
\' J
V d o(E.1.71)
0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7'.,. 0,8. 0,9 1,0 Vda
Vdo
FIS. 1.4.8 Vari ación de la potenci a react iva con elvoltaje medio de salida.
Puede verse que 1 a curva es una semi c i r c u n f e r e n c i a ,. y'v de
el 1 a puede d éter mi nar se además el ángulo de activado «• de
la forma i n d i cada en la mi sma.
- 67 - - '
Í.4.C. VARIACIÓN DEL FACTOR DE POTENCIA.- El factor de
potencia "fp" se.define como la relación entre la potencia
activa y la potencia aparente, a su vez la potencia
aparente está definida como el producto de los val ores
medios cuadráticos del voltaje y de la corriente, por
tanto se tiene:
Pfp = . (E. 1.72}
VRMS IRMS
En - el caso presente, consi d eran do que es un sistema
tri fásico y que el valor medio cuadrático del voí taje de
fase es VF se ti ene:
. Pfp = '- . CE.1.73>
3V IRMS
El valor medio cuadrático de la corr i ente está defi ni di
por: Cver ecuaci ón E. 1.7),
• T1
IRMS = [ -T J
Ct3 dt
O
Si se desprecia el efecto de la conmutaci ón, la forma de
la corriente se muestra en la FIG. 1.4.1; de acuerdo a
el 1 a' se tiene:
Para ex £ 6O°
68
IRMS - '—
5TT/6
Id* díüt +
TT/6 + a
11TT/6
C-IcO* dwt
7TT/S
Resolviendo se ti ene:
IRMS = (2/3) Id CE. 1.74:)
Para <x '¿ 60°
77T/6
TT/6 +
ÜTT/61
diüt + —2TT J
dwt
TT/6 + ex
t
Resolviendo se ti ene:
ILRMS = Cl - oc/TlO Id CE,1 .75)
Reemplazando las ecuaciones E.1.67, E.1.74 y E.1.75 en la
ecuair'loYi . E. 1.72 que determina el factor de potencia, se
tiene: " * ' • . .
Para oc £ 60
fp ~ — C1 + cos«)2TT
CE.1.76)
Para ex "¿ 60
fp j í. 1
69
C USCX .) CE.1 .77)
20 40
Fie. 1.4.9
6O !OO 120 I4O 160 180
Variación del factor de potencia con elángulo de act i vado
La FIG. 1.4.9 muestra en un gráfico el valor del factor de
poteñei a para los disti ntos val ores que puede tomar el
ángulo de act i vado K, en al se puede ver que el factor de
potencia nunca llega a ser unitario. Su máximo valor de
O j 955 ocurre cuando tx = O, di sm i muyendo a medida que
aumen t a ex , h ast a que toma val or es c er c an os a cero c uan d o ex
se aproxi ma a 180° , por lo que en muchas ocasiones es
necesario uti1 izar condensadores en el punto de conexión
del c on ver sor para mej or ar el f ac t or d e poten cía,
especi al raen te si se desea trabajar con grandes ángulos .de
activado.
El uso de condensadores puede mejorar consi derabí emente el
factor de potenci a. Si n embargo, bajo circunstancias
desfavorables pueden aparecer circuitos resonantes
paral el os que promueven la di storsión de voltaje del
sistema AC. Este peíigro se el i mina totalmente si se
c onec tan r eact or es en ser i e par a for mar fi 11 r os de ba J o
orden de corri entes armoni cas (S) . '
Además del factor de potenci a es importante anal izar 1 a
di star si un armónica' total o factor de di stor si ón de la
corriente DA, que está definido por la relación entre el
valor medio cuadráti co de 1 as componentes armóni cas7 a
partir de la segunda, y el valor medio cuadrático de la
componente fundamental C9).
C E In*]n~2
DA = CE. 1.78)II
La función si ñusca dal el ementa! no posee di storsi ón
armónica, por 1 o que el factor de distorsi ón podr ía
considerarse corno un indicador de la di f eren c i a ex i st ente
entre una onda compleja y una sinusoide elemental.
En términos pr ác t i c os: una f un c i ón q ue tenga men os del 57.
— 71 ~
de di stor sión armónica total se 1 a puede considerar corno
si fuera una sinusoide elemental .
Por otro lado se sabe que:
tiIRMS = [ 102 + E I n * ] CE/1 .79 )
Pero 10 — O porque no existe componente continua en 1 a
corrí ente de 1ínea.
GQ
'> IRM32- == E In* . CE. 1.80)
Ent onctfs:
= II2 + En™'2
Por tanto:
E In* = IRMSa - 112 CE. 1.81)
Reemplazando 'esta.última ecuaci¿n en E.1.7S se tiene:
DA - C— - 1 1 ' • CE. 1.82)
Reemplazando en esta expresión las- ecuaciones E. 1.62,
E. 1.74 y E.1.75 se t iene:
Para « £ 6O°:
Tí % .. ,
DA = C 1] CE.1.S3).9COS2- Co t / 23
Para « i 60:
TT CTT - «!) J*DA ~ C p~~ ~~ ™ 1 D " . t. E. 1 . 3-4)
.Seos* (a/2)
La FIG- 1.4.10 muestra un gráf ico de la distorsión
armóni ca en función del ángulo de activado «; la línea
horizontal i nf er i or indica el 1 imite del 57. para
considerarla sin uso i de el emental . Como se ve este 1 imite:
queda muy por debajo de los valores que toma el factor de
di star sion de la corr i ente, en especial cuando ex se
aproxima a 180°. Esto hace pensar en 1 a necesi dad de
uti 1 izar un fi ltro de armoni cas a la entrada del
conversor, que podría diseñarse de tal forma que incluso
ayude a mejorar el factor de potene i a. Aunque un fi 1 tro
que cambi e drásticamente los factores de di starsion y de
pot ene i a podr ía resultar excesi varnente costoso, si empr e
puede pensarse en un filtro económico que por lo menos
mantenga estos factores dentro de 1 imites más aceptables.
t DA <*/.)
240--
20O--
16O
120 --
20
FIG. i.4.10 Vari ación de la.di storei ón armónica con elanquí o de activado
1.5 ELEMENTOS DE PROTECCIÓN
1.5.a. SUPRESOR DE TRANSÍTORIOS.- Las subidas muy
bruscas de la tensión aplicada al tiristor bloqueado
pueden llegar a provocar reactivados intempestivos.
- 74 -.
Una súbita -conexión a red de-circuitos próximos con carga
inductiva o variaciones intempestivas de una' fuerza
contraelectromotriz (de una carga constituida, por
e.jemplo, por el r ot or de un mot or con c oí ect or ') pueden dar
lugar a variaciones bruscas de la tensión de alimentación
del tiristor. Si éste se encuentra bloqueado, valores
elevados de dv/dt pueden producir un encendido automático.
El método más corrientemente empleado para limitar- la
veloe i dad de subí da de la tensi ón consi ste en colocar un
condensador en paral el o con el tiristor„ Pero este
condensador, al descargarse bruscamente en el encendido,
i ntroducir ia una sobreintensidad y una di /dt excesivas que
podr ían dañar el tir istor.
Es pues necesar i o 1 i rni tar la corr i ente de descarga
si tuando un resi stor R en ser i e con el condensador para
que no se sobrepase el valor de corrí ente de pi co
repetitiva del tiristor. El circuito RC resultante
debe colocarse en paral el o con el tir i stor y lo más cerca
posible de él. FIG. 1.5.2 (aü.
Por otra parte, en la FIS. i.5.1 puede verse cómo esta red
fací 1 ita el encendido con carga inductiva al establecer
inmediatamente una corriente superior a la corriente
principal mínima de encendí do, necesaria para que el
tiristor mantenga la conducción al desaparecer el impulso
de compuerta .
C o r r í e n t e en elMr i s t o r
Comenteen el
c i r c u i t odel condensador
-""Corriente en elc i r c u i t o e x t e r i o r
0,5 t(As)
FIG. 1.5.1 Pr ot ec c i ón de un t i r i st or p or red RC yefectos benefi ci osos sobre la di/dt para cargas i nducti vas "
Puede per fecci onarse aun el método i ntroduciendo un di odo
en paral el o con R, como indica la FIS. i.5.2Cb). De este
modo no interviene el resi stor R mas que en la descarga de
C; ésto es, durante el encendido y puede dársele un valor
relativamente alto Cde 100 A o más!),. protegiendo
efi cazmente al tir istor contra 1 as di/dt de descarga. . En
cambio, y gracias al di odo, cada vez que se produzca un
aumento de la tensión de ánodo, el condensador quedará
conectado directamente en paral el o con el tiristor.
AJ* ÁvVV^
R c^fc^l
D
AAR
(o) (b)
FIG. " i. 5- 2 Redes RC para supresión de transitorios
Cuando los requerimientos son más estrictos se puede usar
redes mas compl e jas , si mi lares a aquel 1 as de la FIS.
i . 5. 3, pero normal mente es suf ici ente el usar uno d.e los
dos tipos mostrados en la FIG. 1.5.2 y/o usar un tiristor
con mayor capacidad de dv/dt .
FIG. Redes más complejas para supresi ón detransitorios
Existen varios matados para el cálculo de los valores de R
y de Cj pero debí do a que 1 as impedancias del circuito
asnalmente no están bien definidas, los valores de R y C
se determinan frecuentemente mediante una optimización
experimental. CIO?
Un método sene i 11 o y efi cas que permi te encontrar 1 os
valores de R y C para la red de supresión de transitorios
de 1 os tiri stores de un recti ficador tipo puente
tr i fasi co, sin necesidad de conocer los valores de 1 as
impedancias~del circuito sino tan solo las carácter ísti cas
del tiri star y la corriente media por la carga, se basa en
estas dos ecuaci ones: CID
nF— IT CE.i-85)A
aO/9) VDRM„ . „
ITRMS
Donde: IT = corriente media por 1 a carga.
VDRM = voltaje máximo .repetí ti vo Cdel tiri stor >.
' ITRM " corriente máxima de trabajo continuo.
En la gran mayor ía de casos es sufi ci ente con estas
ecuaciones j pero cual qui er ajuste dentro del mi srno rango
de valores puede hacersel o experi mental mente en una
api i caeion dada.
1.5.b. FILTROS DE INTERFERENCIA.- La distorsión de
corrí ente causada por el recti fieador es 1 a fuente de
varios problemas como son: sobrecalentamiento en
capacitores, generadores e inductores y ruido de
interferencia con las líneas de comunicación-
- 78 -
En recti ficadores de rango medio y de alta potenci a son
necesarios filtros de entrada para mantener la distorsión
de la corriente de línea dentro de los límites admisibles
y en much os c asos t amb i en p ara mejor ar el f ac t or d e
potenci a del rect i f i cador . Si estos f i 1 tros son di seriados
ccinveni en te mente se pueden satisfacer la mayor parte de
1 os requerí mi entos operaciónal es con un numero mínimo de
componentes; sin embargo, bajos nivel es de distorsi ón de
corrí ente pueden ser obteni dos sol amenté
sobredimensionando 1 os componentes del filtro, lo que trae
como consecuenci a incrementos en costo y espacio, además
la corriente que circular i a por un fi 1 tro
sobredimensionado ser ía excesiva a pesar de que el
rect i f i cador no tenga carga al g un a C12!) .
Por otro 1adoT debido a que 1 a potencia reactiva y la
distorsión de corriente de línea varían- grandemente con el
ángulo de activado, resulta reí at i vamente sene i lio di seriar
un fi 1tro conveniente si el voltaje de sal i da del
recti ficador permanece fi jo, pero extremadamente
problemático si se requiere que el voltaje de salida varíe
en un ampli o rango.
Por todo el 1 o en cada caso partí cular debe hacerse un
estudio de los requerimientos de distorsión de corriente y
de factor de potencia para obtener la solución más
e c on ómica.
- 79 -
El filtro de entrada general mente consi ste de una rama
inductiva en serie y un capacitor en paralelo, según lo
muestra la FIG. 1.5.4, en ocasiones con uno o más
atrapadores de armónicas añadidos en paralelo al capacitor
del filtro LC para minimizar la di storsión de la corrí ente
de 1 inea.
Id
FIG. 1.5.4 Fi1 tro de entrada tipo LC
Alternativamente un inductor puede ser añadido en serie
con el capacitor shunt como muestra la FIG. 1.5.5. La
adi ción de este inductor reduce los niveles de di storsión
sin afectar seriamente los otros factores de
fuñei onami ento del recti ficador.
1.5.5 Filtro de entrada tipo LüL'
- so -
El di seno del filtro de entrada para el recti fi cador
consiste en la selección del tipo de filtro y sus
parámetros para satisfacer ciertos requerimientos
operaciónal es. Los factores que se deben tomar en cuenta
en el diseno son: la distorsión de corriente, el factor
de potenci a, el rango de variaci ón del voltaje de sal ida y
la corriente de entrada en la condición sin carga, por
supuesto además del tamaño y costo de 1 os elementos.
Para el cálculo de estos factores de diseño se supondrá
que se cumplen las si gui entes condici ones:
a) Los pulsos de di sparo son constantes y equi di stantes.
b') La fuente de voltaje tr i fásica es balanceada y si n
distorsión.
c !) La corr i ente de sal ida del r ect i f i cador es continua,
d') La caída de vol taje directa de los t ir i stores es cero
en estado de conducción.
e!) El án g ul o de r et r aso en la c on mut ac i ón es
despreciable,
f !> El rizado de sal ida no ti ene efecto en 1 as vari abl es
del lado AC.
La di storsión de la corri ente de entrada está definí da
por :
IDISDA = CE. 1.873
II
_ o -\
El factor de póteme i a vi ene definido por E.i.73. Si se
reemplaza el valor de P dado por E.1.66 en esa ecuaci on se
tiene:
I í cos^i 1fp = •
IRMSCE. 1.88!)
IRMS esta dado por E.1.8O. Si se reemplaza en ella la
definición de IDIB y luego la ecuación E.1.88, entonces:
II cosH'i i(E. 1 . 89:)
+
Por tanto para determinar los factores de diserio del
filtro se debe conocer los val ores de II | i i e IDIS. A
continuación se verá la forma de calcular estas
corrientes.
Td
FIG. 1.5.6 Forma qeneral del filtro de entrada
La forma penaral del filtro de entrada se muestra en la
figura 1.5.6; • consiste de una i Reluctancia serie XL y una
admitanci a paral el o Y, ' donde Y depende del tipo de filtro
a usarse y puede ser cualqui er forma de reactanci a
(capacitiva a frecuencia fundamentalÜ.
La FIb'. 1.5.7 muestra 1 os model os usados por ' el
recti fi cador a la frecuencia fundamental [FIG. 1.5.7 (a) ]
y a las frecuencias armoni cas FIG. 1.5.7 CtO .
(o)
(b)
FIG. 1.5.7- Modelos del filtro de entrada:frecuencia fundamental y, (b!) frecuencias armónicas
Resolviendo 1 as ecuaciones de red del circuito de la FIG.
1.5.7 Ca'.i , se puede demostrar que 1 a corriente de entrada
al fi 1 tro i ai vi ene dada por:
i ai' + jSYvai a 1 — ~" .—.————— í. E. 1
í - 3XLY
Donde va es el voltaje en la fase a; va = ^V senwt
Poni endo en notaci on fasori al se ti ene:
la l ' | H ' i l 7 + J S Y V l oT -1 1 I llj ñ 1 : : .— ,__, - , _ _ — ' : ' f CT H O 1 'li a i [ y i i — 1.1.. i « ^? 4. j
1 ~ 3XL Y
Análogamente, resol vi en do 1 as ec-uaci oríes de red del
circuito de la FIG. 1.5.7 Cb'J se demuestra que i an vi ene
dada por :
i an ': : .____„__ ,„, „_ /* cr H o--.' 'i\. 1 . 7 .>
1 - 3n XL Yn
En notación fasori al:
l an 7
Is.n — *~' ~~ ™ t.E. 1 .331 - 3n XL Yn
lan7 e lal' son 1 as armóni cas de la corriente de entrada
al recti fi cador y están dadas por las ecuaciones E. 1.60,
E.i.62 y E.1.63. Si se reemplaza éstas en 1 as ecuaciones
E.1.91 y E.1.93 se tiene:
- S4 -
C/~S/Tr) Id colai M»i i =
3XL Y
J3YVCE.1.94)
nTTTan -
sen nir na + nlísen C -
3n XL Ynn = '2, 3. . . . CE. 1. 95)
Api i cando a esta ú l t ima ecuaci ón la d e f i n i c i ó n de IDIS se
obti ene el valor de esta corrí ente así:
nir tx + irsen n C — — — )
8 Id *T n T <
n=
sen
r —- __ : _ : _ : ____ : ___ • _ ~-~-——— _ -"12.nC i - 3n XL Yn)
C E . 1 . 9 6 )
üomo es una ser i e de térmi nos- decrecí entes7 se puede
obtener una buena aproxi maci ón de IDIS , seleccionando tan
solo un g rupo de los pr imeros términos de la serie C 1 3 ) ,
así:
nTT K + 7Ten
8 Id* NE
nC i - 3n XL Yn)CE. 1 .'37')
Por. ot r o lado, la ecuación E. 1. 94 puede escribirse c orno:
f& 14 K t f& K «eos2- — + JC3YV — — I¿ eos- sen — )
TT 2 TT 2 2I al TÍ 1 == ,____ ._—. —™^_.« ~ í, E. 1 .So.3
1 ~ 3XL Y
O también como:
f& Id fB Idc;i + cosoO + JÍ3YV - — sena)
, < 2TT 2TT .T -, "I >lí 1 1 T~~ — : : • " " • : : — . -. .. .. — — '. - , , ~- . f* C 1 Q'^l "i
1 - 3XL Y
Para obtener el valor de la corriente de entrada sin
carga, . Inl, basta con reemplasar Id ~ O en la ecuaci ón
E.1.94, así:
3YVInl — ~" •—•——• • t.E. i
1 - 3 XL Y
Con estas ecuac_i ones se puede .determinar todos los
factores de diseño del filtro. . A continuación se
examinará la forma de determinar los valores más adecuados
de los el ementes en cada tipo de fi 1 tro.
Si se supone que la distorsión de corriente resultante no
es muy grande, el factor de potencia viene determinado
básicamente p.o'r costil. La ecuación que determina el
ángulo ^i1 puede détermi narse de E. 1.99f asi:
t Q Vj-' Í 1 " : "~ .—•—_——._. .—— í, E . 1 . i U1 .)
• •r& id - ',—-, — (.i "í" C ClS • CX P
2TT
. — 86 ™
11 Y" debe escogerse de .tal forma que se obtengan los
menores val ores posibles de H"i 1 T para los di st intos
ángulos de activado a dentro del rango de control en que
se desee trabajar. Asi por ejemplo, si se quiere un rango
de control muy pequeño alrededor del ángulo de _activado
al, el valor óptimo de Y se obti ene de:
/"6 Id3YV señal = O
2TT
ÍB IdY = —_/- señal CE. 1-1025
6TTV
Si se qui ere aperar en un ampl i o rango de control es
recornendable escoger "Y" de tal f o r m a que sea un valor
i n t e rmed io entre 1 os valores máximo y m í n i mo obteni dos de
la ú l t i m a ecuación para los dis t intos ángulos oí 1 dentro
del rango de control .
Para- encontrar el valor adecuado de XL debe anal izarse la
ecuación E. 1.96. • • ' ' • /O . / .
El polo de esa ec uac i un oc ur r e c uando:
1 - 3n XL Yn = O . CE.1.103)
Por el lo debe escogerse XL para que el polo ocurra 1 o '.más
alejado posible de las armónicas normales de la corriente
de línea. Para el rectificador trifásico tipo puente
semi controlado, 1 a armónica de menor orden es 1 a segunda,
entonces para un mejor rendi mi ento del filtro debe
esc oger se XL de tal for ma que el polo oc ur r a par a n< 2-
Mi entras más grande sea el valor elegido para XL, se
obtiene una mayor atenuac-i un de 1 as armón i cas, ' pero a sj_i
vez aumenta también el valor de la corri ente de entrada
sin carga; estos, dos aspectos deben ser tomados muy en
cuenta en el diseno del filtro,
El filtro LC, FIG. 1.5.4, puede resultar una buena
sol LIC i ón cuando se q u i er e trabajar d en t r o de un p eq ue n o
rango de . control, o cuando los requerimientos de
distorsi ón corrí ente no son muy grandes.
Para el di seno de este ti po de filtro debe reemplazarse Y
por Ye f Yn por nYc y segui r 1 as recomendac i ones.
anteriormente i ndi cadas. Luego de obtener 1 os valores
aproximados de los elementos del filtro, se debe calcular
los factores de diseno (factor de potencia, de distorsión
y corriente de entrada sin carga), para luego reajustar
1os valor es hasta obt ener el filtro más ec onómi c o que
satisfaga las condiciones pedidas en cada caso.
Con el filtro LCL? CFIG. 1.5.5) se puede obtener menor
distorsión de corri ente sin sobredi mensionar 1 os elementos
del filtro. Es más eficaz que el filtro LC, especi al mente
- 88 -
5i el rango de control del rectificador es grande.
La mínima di starsión se obti ene si Lf está sintonizado con
C para el i minar la segunda armoni ca en el caso del
rectificador semicontrolado7 o la quinta armónica en el
caso del rectificador controlado. De esta forma se
^eliminará la armónica de mayor amplitud de la corriente de
1ínea.
Para el filtro LCL'
Ye•y — ,. , (* CT -i 1 ("j
i - XL' Ye
nYcYn — CE. i. 105)
1 - n* XL: Ye
Si se sintoniza el filtro para eliminar la segunda
armoni ca, entonces:
1 - n* XL' Ye = o' • '' '-¿'.<?
Para n ~ 2
. 1XLr Ye = -
4
Entonces:
4Y = - Ye CE.1.1065
Siguí endo las anteri ores recomendaciones se puede
encontrar 1 os valores aproxi mados de 1 os el ementes del
filtro, 1 os cual es deben ser reajustados luego de calcular
los factores de diseno.
Cuando ' 1 os requerí mi entos de distorsi ón de corr i ente no
son muy estrictos y si el diseno de un filtro óptimo
r esult a muy c ost oso, t odaví a puede usar se el filtro LCLf
si ntoni zado para el i minar la cuarta armóni ca. De esta
forma el tamaño de los -elementos del filtro se reduce
consi derabí emente, pero por supuesto 1 a distorsi ón
aumenta.
FUSIBLES Y DISYUNTORES.- Las altas corrientes en
cualquier circuito están 1 imitadas general mente por
fusibles o disyuntores. Los circuitos de tiristor se
protegen de la misma manera, pero con algunas reservas en
c uant o a su uso.
El fusible debe ser de alto poder de ruptura y de rápida
interrupción de la corrí ente. Debe haber una si mi 1 i tud de
especificaeion ' ' Iz t entre.el t ir i stor y el fusi ble si n que
se produz-can --. . transitorios de alta tensión, que
estropearían a los tiristores en la condición de corte.
Cuando se emplean fusibles, sus tensi ones de arco deben
ser i nf er iores a 1,5 veces 1 a tensión de cresta del
circuito. (14')
En aplicaciones de pequeña potencia no tiene justificación
el uso de un fusi ble de alta velocidad para la . protección
del circuito, ya que general mente el fusible cuesta mas
que el tiristor.
La detección de la intensidad de la corriente puede ser
empleada y uti 1 izada en muchas api i caei ones; de esta forma
cuando una sobrecorri ente es detectada, los circuitos de
di sparo actúan ya sea para cortar 1 os tiri stores
ap r op i ad os o para reducir el período de con ducci on y por
tanto, el val or rnedi o de la corrí ente.
Fusibles y disyuntores convencionales pueden ser
di senados para proveer una protección adecuada cuando las
corrientes de falla están limitadas por impedancias del
circuito, a valores dentro de los rangos que el tiristor
puede resistir, hasta el ti empo en que esos el eméritos
puedan funcionar (153
Cuando una falla ocurre en un circuito sin impedancia
limitadora de corriente, lo único que controla el
crecimiento de la corriente es la capacidad de
cortocircuito del sistema, en una forma si mi lar a la
mostrada en 1ínea de puntos en la FIG. 1.5.B.
- 91 - '
Si el pico de corriente excede substancial mente los rangos
del semiconductor, éste será destruido antes da que la
c or r i ent e alcance su pr i mer pie o. Los fusi bles y
disyuntores convencionales no f une i.on aran suficientemente
rápido para evitar la destrucción, por ello es necesario
usar fusibles limitadores de corriente con fundido
extremadamente rápido a altos niveles de corriente.
La acción de un fus ib le l i m i t a d o r de cor r ien te t í p i co está
ind i cada en la f i g u r a 1.5.3. La f u n d i c i ó n del fus ib le
ocurre al punto A. Depend iendo del di seno del f u s i b l e y
del c i r cu t io , la corr iente puede cont inuar aumentando un
poco más hasta el punto B (cor r ien te p i co del f u s i b l e
I p f ) . Más al lá de, este punto, la i rnpedanc ia .de ! arco del
f u s i b l e forza a la co r r i en te de f a l l a a bajar a cero en
a lgün punto C.
I S C Mpico máximo de corriente
de cortocircuito
/ \ \o de corr iente .
' del f u s i b l e V
fusión de arco
t i e m p o despe je
FIG. 1 -5 .B Acción del ' fus ib le l i m i t a d o r de cor r ien te
La corriente pico del fusible y el tiempo de despeje son
1 os parámetros que se deben tomar en cuenta en el di seno
de un fusi ble que va a proteger un t i r i stor, ambos deben
ser menores que los parámetros equivalentes del tiristor a
protegerse.
RL XL fusible
( a )fuente
follaasumida '
(b )
voltaje defuente
corriente
falla
de
corriente en
Vs
ISCM
voltaje en el
fusible
U
->ta
/^
*-
— VA
-t>» vol ta je de arco
to
FIG. 1.5,y Uircuito típico fusible—BCR con las formas deonda durante el despeje de la falla
t f - ti empo de fusión
t a — t iempo de ar co
td = t f + ta - ti empo de despeje
Ipf = corriente de pico del fusible
ISCM = corrí ente máxima de cortoei rcuito Ccorrí ente
esperada en caso de no existir protección)
VA " voltaje de arco pico del fusible
if = corriente instantánea del fusible
Vs = yol taje RMS de 1 a fuent e
La FU3. 1,5.9 Ca> muestra un circuito típico fusible ~3CR
en el caso de una falla en la carga y la FIS. i.5.9 Cb)
muestra las formas de onda de voltaje y corriente para una
fal la que ocurre al pico de voltaje de fuente, que es 1 a
peor condici ón. La forma de onda de la corriente es
t ípi camente triangular con un ancho efectivo de pul so de
td segundos y un pico de Ipf amperios.
Es importante anotar que t d puede var i ar de menos de \í ms
a más de S ms en un circuito de GOHz r mientras que la
var i ación de Ipf es t ípinamente de 10 a 100 veces el rango
RMS del fusi ble. Ipf y te son los parámetros que
determinan los efectos destructivos de la corriente de
c or t o circuit o. C1&)
Vs= > ISCM = & — C E. 1.107)
ZL
- 9 4 - . - • . - •
Si se supone que la forma de la corriente por el fusible
es triangular f la caracter ísti ca I2 t viene dada por:
to+td to+tf
ifz- dt = ' ift dt +
to to
to+td
i fi dt
t o-t-t f
Resolviendo la i ntegral se determi na que:
Ipfi td
3CE. 1. 108!)
Los fabricantes de SCR dan los datos de I11 para sus
productos, pero en "las pruebas no uti 1 izan una forma de
onda de corr iente t r iangular y sino que por conveni encía de
prueba uti1 izan un pulso semi-sinusoi dal . Para esta forma
de onda la característica I^ t viene dada por:
Ip* tb
2CE.1.109)
Donde Ip — corriente pico del semici cío si nasoidal
tb = tiempo de la base del pulso
Como se vef al i gualar directamente la cáract er í st i ca I2-1
del fusible y del tiristor se comete un error T por ello es
necesario trabajar con las curvas de corriente pico vs
ti empo del pul so. El fusible que proteja correctamente al
tiri stor será aquel que tenga una menor corrí ente pico
para un mismo tiempo de pulso.
Los fabricantes de ti ristores dan ese ti po de curvas, pero
los fabricantes de fusibles generalmente dan sol o 1 os
si gui entes datos:
• \ Valor es de Iz t a d i ferent es valtajes RMS del c i rcui t o y
corriente de fal la esperada,
0 Curvas de corrientes de pico CIp f) vs corri ente RMS de
fal la esperada.
0 Curvas de tiempo de fundición vs corrí ente RMS.
Los val ores de ti empo de 1 as últ i mas curvas no deben
confundirse con td, éstos son sol amenté para el tiempo de
fundiciun Ct f) y raramente se extienden bajo 10 ms. Por
tanto las ultimas curvas no son uti 1 es para la evaluac.i orí
de la conducta del fusible con corrí entes de corto
c ircuito. Pero son muy val i osas para 1 as condici ones de
f usi on en caso d e sob r ec ar g a.
Para encontrar' las curvas de corrí ente de pico vs ti empo
de despeje necesarios para determi nar el fusible adecuado,
se puede usar las dos primeras carácter ísticas que da el
fabricante. Así, para una corrí ente RMS esperada, sé
encuentra la corriente de pico y de la carácter ística I21
se determina el ti empo de despeje. Teni endo en cuenta que
éstos están relacionados por E.i.108, se tiene:
y 6
3 c i * t :>O- »J _- : :__ , :
Ipf*
Los pasos a seguirse para el diseno de un fusible
limitador de corriente son: • ."•>•"
i ') ' Obtener 1 as curvas de corrí ente de pi co vs . ti empos de
despeje de 1 os datos de 1 os fabri cantes de fusibles.
"2'j Superponer en ellas los datos de corriente transitoria
vs tiempo, obten i dos de la tabla de • datos del
fabricante del SCR.
3") Calcular la máxima corriente RMS de -cortocircuito
esperada en caso de no ex i st i r pr ot ecc i orí.
4) Seleccionar el fusible para esa corri ente. El rango
de corrí ente normal del fusible debe ser mayor
que 1 a corrí ente de carga, pero debe 1 i mitar la máxi ma
corri ente de pico a un valor por debajo de la
capacidad de corrí ente transitoria del SCR para .ese
tiempo de despeje.
5!) Revisar los datos del fabricante del fusible para
determinar el voltaje de arco; éste no debe exceder el
voltaje nomi nal del SCR.
Para dimensionar adecuadamente el disyuntor, se debe
comparar 1 as curvas de ti empo de apertura vs corr i ente del
disyuntor con las curvas de tiempo vs corriente permisible
del SCR; el disyuntor debe desconectar el circut i o antes
de que el SCR se dañe en el caso de una sobrecarga. Las
curvas del elemento de protección de obtienen directamente
del fabricante, mientras que las del BCR deben ser
cal culadas por el di senador ya que dependen del di si pador
usado. La forma de deter mi nar estas curvas para el BCR se"
explica en detalle en el siguiente punto.
1.5.d. DISIPADORES DE CALOR.- Cuando se trabaja con
elementos semiconductores, se debe limitar la temperatura
de trabajo dentro de valores seguros para evitar que los
esfuerzos térmicos en el cristal de silicio puedan dañar
1 os elementos.
Este tipo de esfuerzo es debido a la diferencia en los
coeficientes de expansión térmica de los materiales usados
en la fabricación de la célula. El límite superior de la
temperatura operativa está impuesto por la dependencia de
la temperatura del voltaje de ruptura, tiempo de apagado y
consideraci ones de estabi1 i dad térmi ca. Por otro 1ado se
selecciona el límite superior de temperatura en que pueden
ser almacenados los elementos para lograr confiabi1 i dad
óptima y estabilidad de las características con el tiempo.
Los rangos de temperatura de juntura operativa de
tiristores varía según el tipo de elemento. La
t emp er at ur a de j un t ur a máx i rna n omi nal (ob tenida de los
datos del fabricante!», debe ser usada para determinar el
est ad o est ab 1 e y c ap acidad de sobr ec ar g a.s r ec ur r en t es p ar a
- 38 -
un si stema disipador dado y temperatura ambi ente máxi ma.
Transí tori amenté el el emento puede operar más al 1á de su
t empera tu ra de j un tu ra operati va máxima especi f i cada, por -
ejemplo dentro d.el rango de corriente transitoria no
recur ren te especi f i cada, pero tal es tempera turas de
operación más altas que 1 a nomi nal permanecen i m p l í c i t a s -
en otras característ icas del elemento que da el
f ab r i can te , tales corno la caracter ís t ica I 2 t .
La potencia generada en la región de la jun tura de un
ti ri stor en operaci ón consiste de 1 os si guientes
componentes:
a) encendí do
b) conducción
c'} apagado
d) bloqueo
e!i pul so de compuerta
La mayor fuente de calentamiento a frecuencias de potencia
. Í50 - 60 Hz ') son las pérdidas en estado de conducción.
Sin embargo, para formas de onda de corriente de muchos
pasos de al to .di /dt o para altas f recaen c i as operativas,
las pérdidas - d e conmutación pueden llegar a ser las más
si gni f i cat i vas -..• • . • .
El cálculo exacto de las pérdidas generadas en la juntura
puede resultar complicado, por ello los fabricantes dan
una serie de curvas que ayudan a estos cálculos. Las
perdi das en estado de conducción en vati os prometíi o se
encuentran en las curvas como fuñe i ón de la corrí ente
media en amperios para varios ángulos de conducción-.
Estas curvas de potencia son la i ntegraci ón del producto
de la corri ente anódica instantánea y la caída de voltaje
en estado de conducción. Curvas similares existen para el
estado de bloqueo, aunque estas perdi das normal mente son
despreciables al igual que las pérdidas de compuerta;
éstas ultimas pueden 11egar a ser más si gni fi cativas para
serial es de compuerta con al ta fracción de ci c-1 o o para
SCR"s en una cápsula pequeña.
Cuando no se dispone de estas curvas puede real izarse un
cálculo aproximado de las pérdidas de juntura de la
siguiente forma:
Supóngase una forma de onda de corrí ente como indic_a 1 a
FIG. 1.5.10; esta forma de onda es la que se obtiene
normal mente en circuitos r ectvi f leaderes con car qa RL.
t=o t=T
FIG. 1.5.10 Forma de onda de la corrí ente que c irculanormal mente por un SUR
Las perdí das en el estado de conduce!ón se pueden
aproxi mar como:
tePe = — VD I
TCE. i. noy
Donde VD = caída de voltaje má.xi ma en estado de
conduce i ón-
VD varía entre 1,5 y 2,5 V para SCR7s de rango de
corriente medio.
Para calcular las pérdidas en los intervalos de
conmutación se debe tener en cuenta que el voltaje ánodo
cátodo di smi nuye desde su valor máximo hasta VD mi entras
que la corrí ente aumenta desde cero hasta I durante el
ti empo de encendido y a 1 a inversa durante el tiempo d.e
apagado como se muestra en la FIG. i.5.11.
r i a.
í on
1,5.11 " Formas de onda del voltaje ánodo—cátodo y dela corrí ente de ánodo en un SCR
Si se aproxima a una línea recta la trayectoria de las dos
• - loi - . _ • .
curvas durante los intervalos de conmutación, la potencia
puede ser calculada como:
ton VIPon =. ~ • . CE. 1. 111)
T 6
tq VI
Pq - — —T 6
Si se desprecia las pérdidas en estado de bloqueo y las
pérdidas de compuerta, la patencia media disipada durante
el per iodo T se puede aproxi mar como:
VI/6 (ton + tq) + VD I te__ . , — _,,,_. ______ (.E. 1, 113.)
T
Para asegurarse de no cometer error por defecto se debe
tomar los valores máximos, así:
V == voltaje de p i c o '-de 1 c i r c u i t o
ton = ti empo máxi mo de encendí do del tiristor
tq = t i empo máxi mo de a'pagado del t i r i stor
te = ti empo de conduce i ón máxi mo por per iodo
Par a SCR7 s de rango medio t on y t q están p or el orden de
10 y 30 jas respectivamente.
Las pérdidas desarroí 1adas en 1 as junturas por 1 as
- 1 02 -
precedentes par di das de potenci a f 1 uyen dentro de la
cápsula, 1 uego haci a el disipador (si es empl e a do!) y sobre
el fluido ambiental circundante. La temperatura de
juntura se el e va por ene i ma de la temperatura del montaje
0 cápsula en proporción directa al producto del calor
total que fluye de la juntura y la resistencia térmica- del
elemento al flujo de calor. La ecuación E. 1.114. define
1 as r el ac i ones para est ado est ab 1 e .
Tj - Te = P R9 je ' * ' CE. í. 114)
Donde: T j = temperatura de j un tu ra medi a, [° CU
Te — temperatura de cápsula, C ° C ]
. P = generación de calor media en la j un tu ra , L w ]
R8jc = resistencia t é rmica de estado estable entre
la jun tura y la cara exterior de la cápsula,
Esta ecuación puede ser ' usada para determinar la
disipación de potencia permisible y así el rango de
'vv. corrien-te por el SCR para una temperatura de cápsula dada.
Para este propósito, Tj es la máxima temperatura
permisible para el elemento específico- Los valores de
€v- RSjc y Tj están dados en las especificaciones.
- 1 . . ' ' * ' . 1 • . 'Esta • 'ecuación no ' -es vá l ida para encontrar el p ico de
temperatura del semiconductor , que es su caracter ís t ica de
t iempo requerí do para aumentar cal or , su habí 1 i dad para
almacenar energía . Comparando con otros componentes
eléctricos, los semiconductores t ienen una capacidad
té rmica re la t ivamente baja, por el lo la tempera tura puede
aumentar muy rapi do bajo api i caei ón de carga. Si n embargo
para muy pequeñas sobrecargas, esta capaci dad t é rmica
puede ser s i g n i f i c a t i v a para contrarrestar 1 a veloe i dad de
aumento de tempera tura de j un tu ra .
Los c i rcui tos tér rni eos del SUR pueden ser si mpl i f i cadas a
modelos equivalentes como muestra la FI8. 1,5.12, En esta
red equivalentey 1 as perdí das total es se han i ntroduci do
sol amenté a la juntura .
juntura contacto capsulaRJX /v\C fn\)
AWRCA
CJ Cx Ce
ambiente
FIG. Circui to térmi ca equival entesemiconductor de potenc* ••=*
(A)
para una
Cuando un paso de potencia P es introducido a la juntura
del SCR Cy a 1 os cir cutios tér mi eos'.) f como se muestra en
la FIS. 1.5.13, la temperatura de juntura aumenta conforme
1 a respuesta de la red térmica. . Luego de un ti eropo
sufi ci entemente grante 11, la temperatura se estabiliza al
punto T ~ P RJA sobre la temperatura ambiente. RJA es la
suma de todas las resistencias térmicas del circuito
1 U,"4-
equiva lente . Si la potencia de entrada se t e rmina al
t i e m p o 12, la tempera tura de jun tu ra re tornará a la
tempera tura ambien ta l luego de c ier to t iempo.
Temperaturaambiental
tiempo
Temperaturade juntura
Í'C)
tiempo
FIü. 1.5.13 Respuesta de la juntura de un SUR a un pasode potencia
D i v i d i e n d o la temperatura ins tantánea de la curva por la
potenc ia causante del aumento CFO , las dimensiones de la
ordenada pueden ser convert idas de ° C a ° C / w , di mensi one-s-
que c or r espanden a 1 as .de r esi st ene i a t ár m i c a ; de est a
fo rma el g r á f i c o representa la curva de impedanc i a t é rmica
t ransi tor ia .
Los f ab r i cantes dé' elementos semiconductores de potencia
n or mal roent e en t r egan en su tab la de datos, la c ur va de
impedancia térmica . Esta curva permite calcular la
tempera tu ra de j un t ur a rnáx i ma, cuando se ap l i ca un pul so
i
- 105 »
de potencia por un ti empo menor que el necesari o para
a lcanzar el estado estable y de esta fo rma détermi nar 1 as
sobrecargas admi sibl es por el aparato di senado, tornando en
cuenta que 1 a temperatura de jun tu ra no debe sobrepasar el
l í m i t e espec i f icado por el f ab r i can t e .
Para per mi t i r un ' f 1 u,jo adecuado de cal or entre la- . juntura
y el medio ambi ente la resi stenci a té rmica debe ser 1 o
más pequeña posible, pero no rma lmen te se t iene que la
resistencia t á r m i c a cápsula-ambiente del elemento por sí
solo es demasiado grande. Para reduci r esta resi stenci a y
por tanto, para 1 i mitar la t empera tu ra de juntura en un
menor valor es necesari o el uso de di sipadores de calor .
La f i g u r a 1.5.14 muestra el modelo equivalente en estado
estable de un el emento semi conductor de potencia .
junturaRJC
capsulaReo
disipador
RCA RDA
ambiente
FItí. '1.5.14 Modelo.. térmico equivalente de-, ••" • semi conductor-' .de potenci a en estado establ e
un
RJU = '"Resistencia té rmica juntura-cápsul a
RCD = Resistencia té rmica cápsula-di si pador
- 106 -
EDA = Resistencia t é r m i c a dis ipador-ambiente
ROA = Resistencia té rmica cápsula-ambiente
Normalmente se t iene que ECA » RCD + RDA por lo que la
resistencia t é rmica entre la cápsula y el medio ambien te
v iene 'dada por RCD + RDA, entonces la resistencia t é rmica
total entre jun tura y ambi ente vi ene dada por:
RJA = RJC + -RCD + RDA CE. 1.115)
La resistencia t é rmica jun tu ra cápsula es una
caracter ís t ica in te rna del elemento y está fuera del
control . del" d i señador . El valor de esta resistencia
térmi-ca se 1 o encuentra en 1 a tabl a de datos del
fabri cante,
La resistencia térmica cápsula-disipador "-es un serio
factor l i m i t a n t e ' del f l u j o de potencia t é r mica . La
i nt er fase fo rmada erVrfcr.e,- la. cápsul a del SCR y el di si pador
puede, tomar muchas forma"srsy/ los valores correspondientes
de RCD pueden variar grandemente dependiendo de las
condi ci ones de Ín ter fase dadas.
La FIG. 1,5.15 i lustra el ef ect o . de ;1 as -^condi.c i ones • " de
s u p e r f i c i e del metal sobre la i nt er f ase .. ."La. di st.orsi ón ' de
1 a super f i e i e del disipador y de la cápsul a se han
ex ag er ad o par a mostr ar est os e f ec t os.
107.
grasa térmica
aisladoropcional
capsula deltiristor
disipador
capsula deltiristor
FIG. i.5.15 Efecto de las condiciones de las superficiessobre la conductividad térmica
Luego de aplicar la fuerza, las superficies se unen solo,
en ciertos puntos: así el área neta de contacto es una
función de la ductibi1idad del metal, el terminado de la
super fie i e y fuerza neta api i cada.
La qrasa térmica mostrada en la FIS. 1.5.15V.cumple dos
funciones. Por una parte ayuda a resistir la corrosión de
los metales y por,otra Cesto es lo más importante) sirve
para rellenar los vacíos dejados por los valles debido ai-
pobre terminado de la superficie; ésto mejora
substancialmente la conductividad térmica.
Cuando no' es necesario ai si ación eléctrica entre la
cápsula y el disipador, con la preparación correcta de la
superficie del .disipador y el uso de grasa térmica, la
resistencia térmica cápsula-disipador se reduce a valores
despreci ables.
~ 108 -
Si la ai si ación eléctr ica es i m p r e s c i n d i b l e la resistencia
t é r m i c a puede aumentar hasta 10 veces más dependi endo del
grueso del ai si ador y su conducti vi dad térmi ca. Los
aisladores comunmente usados son de m i c a y su grueso var ía
de 0,075 a 0,125 m i l í m e t r o s . Se puede d i sminu i r un poco
la resistencia t é rmica usando grasa té rmi ca en ambos lados
de la m i c a , pero ya no puede ser despreci ada al calcular
RJA.
El cá lculo de la resi stenci a t é rmi ca cápsula—dis ipador es
bastante compl i cado e i nexacto , por 1 o que usual mente se
la de te rmina medí ante exper i mentaci ón con un prototi po.
Sus valores varían entre 0,5 y 3,5 ° C / w para t iristores
de 'po tenc ia medí ana con ai si ante de mica de O, 125
mi l íme t ro s de grueso. Cuando estos valores resultan
exagerados puede optarse por uti 1 izar SCRT s con cápsula
aislada CISOLATED STD) d isponibles en la mayoría de casas
fabr ican tes o, en' "su defec to , puede soldarse d i rec tamente
una pequeña placa de metal a la cápsula y luego aislar la
placa del dis ipador con mica . La ventaja de esta técnica
'é's que el calor generado se esparce pr i mero por un área
mayor antes de atravesar el a i s lador , reduc iendo de esta
forma la resistencia t é rmica de la in te r fase .
Todo el calor que s'e. "• ha logrado -. en vi ar de la jun tura al
dis ipador debe.-, 'ser t r a n s f e r i d o hac ia el medio ambien te .
Esto se real iza en base a dos mecani smos de propagación de
calor: por convece i ón y por radi aci ón.
La expresión convecei ón .se api i ca a la propagación del
calor de un lugar, a otro por un movimiento real de la
substancia cal i ente. Si la susbstanci a cal i ente es
obligada a moverse por un ventilador o una bomba, el
proceso se denomina de convección forzada y si la
substanci a se mueve a causa de di ferene i as de densi dad, se
denomi na convección natural o libre.
La teor ía matemática de la convece i ón del .calor es muy
complicada y no existe ninguna relación sencilla para la
convece i ón. Esto se debe al hecho de que el calor ganado
o perdido por una superficie a determinada temperatura,
en contacto con un fluido a otra temperatura di sti nt a,
depende de muchas eireunstancias tal es como:
— La conformación geométrica de la superficie.
— La posiei ón de la su per f i ci e (horizontal o vertical!) .
— La naturaleza del fluido en contacto con 1 a super fici e
ti í quid o o gaseoso!) .
- Las carácter ísti cas físicas del fluido í! den si dad ?
viscosidad , cal or espec í f ico y conduct i vi dad térmica!) .
— La . velocidad del fluido ten régimen laminar o
turbalento).
- La posibi1 i dad de evaporación, condensadón o formadón
de peíículas.
El procedimiento adoptado en cálculos prácticos es definir
pri mero un coeficiente de convección "h" de tal forma que:
- .110 -
P = . h A At C E. 1. 1 i 6)
Donde P es 1 a potenci a tr ansrni t ida por con vece i ón , A es el
área de la supe r f i c i e y At la d i f e r e n c i a de temperaturas
entre la super f icie y el f l u i d o . El paso s iguiente es la
détermi nación de los val ores numár i eos de "h" que sean
adecuados para un t ipo dado de di spositi va.
De esta fo rma se ti ene que:
R8c = 1/hA (E . i .117)
Para láminas planas verticales se tiene que la resistencia
térmica para -la convección natural o libre se puede
aproximar mediante la siguiente ecuación:
V ' 2300 a 1/4R9cn = C ) CE. 1 . 1
. A ' TS - TA
Donde;
A ™ área total de la placa [cm2-] ídebe considerarse los
dos lados)
a =' alto de la pl acá C e r n í
T3 = temperatura de la super f ic ie :d'e 1 a -pl acá [ Ó C 1 .
TA = tempera tura ambienta l [°C] , : ; . . " : . • . , • ' \
Para convección forzada y f lu jo de aire 1aminar 1 a
— • 1 1 1 —
resistencia t é r m i c a de la l ámina puede- aproximarse por la
si gui ente ecuaci un :
258 tiR8cf £ --- ( 1/v ) ' CE. 1. US)
A
Donde A = área total de la placa [cm2- ] (debe considerarse
1 os dos 1 ados)
1 = largo de la pl acá (para l el o al f l u j o de ai re)
[cm]
v " ve loe i dad 1 ineal del f l u j o de a i re de
en f r iami ento a través de la super f i e i e de la
pl acá. [m/s]
Cuando el f 1 u jo de ai re es turbal ento se mejora 1 a
transferencia de calor, pero. se incrementa los
requerimientos' de potencia del :'_ sistema ventilador• • ' . :
pr i nci pal . .
El. segundo mecanismo de transferencia de cal.pr; del
disipador al medio ambiente es la radiación. La expres-ión
radiación • se refiere a la emisión continua- de energía
desde la super f i ci e de todos 1 os cuerpos. Esta ener qía se
denomina energía radiante y se encuentra en forma de ondas
electromagnéticas que se propagan con la velocidad de la
.luz y se transmiten a través del vacío, lo mismo que a
través del aire. Cuando inciden sobre un cuerpo que no es
transparente a el 1 as7 son absorbi das y su energía es
•] -j •-<
transformada en calor.
La energía radiante emitida por una superficie, por unidad
de tiempo y por unidad de área, depende de la naturaleza
de la superficie y de su temperatura. A bajas
temperaturas la radiación por unidad de tiempo es pequeña,
mí entras que cuando 1 a temperatura aumenta, la radiaci ón_
por segundo crece muy rápidamente siendo proporcional a la
cuarta potencia de la temperatura absoluta.
Josef Stefan dedujo que la canti dad de energ ía emi ti da por
uni dad de ti empo podía expresarse por la reí ación:
-S 4R = 5,67 10 E T CE.í.120)
R es la canti dad de energía radi ante emi ti da por segundo y
por uni dad de super fi ci e y se expresa en vatios por metro
cuadrado; T es 1 a temperatura absoluta de la super fi ci e en
0 K y E es una magnitud denominada poder emisivo de la
misma. El poder emisivo tiene un valor comprendido entre
cero y la unidad, dependiendo de la naturaleza de la
superficie. En general, el poder emisivo es mayor para
1 as super fi ci es ásperas que para 1 as super fi ci es bi en
pula mentadas. . '- '
Para.un cuerpo a l a temperatura Ti, rodeado de paredes a
la t emp erat ur a T2, 1 a a an t i d ad neta de energía perdida o
- 113
ganada por unidad de superficie y unidad de tiempo a causa
de la radian ion es:
- 8 4 4R = 5,67 10 E CT1 - T2 ? ' CE.1.121)
De esta f o r m a 1 a resistencia t é rmi ca de una supe r f i ci e a
la r adiaci on de cal or puede calcul arse de:
3176,4 10 CTS - TA)
Ri£\ ._ — . „„„ .„, ,__ , , , ,„ ..t?r ~
4 4A £ CTS - TA )
Donde TB - temperatura absoluta de la supe r f i c i e C ° K 3
.TA = temperatura ambi ente [° K] -
A = área total Cdebe con si derarse 1 os 2 1 ados!) C c m ]
E - poder emisivo de la s u p e r f i c i e
Los dos menanismos de propagan!ó-n de calor por rad iac i ón y
por convección son to ta lmente independientes , por tanto la
resistencia t é rmica entre el d is ipador de calor y el med io
ambi ante puede calcularse como:
RGc „ R9r
RSc + R9r
Donde RGc = resistencia térmica a la nonvennidm
R8r = resistencia térmica a la radiación
- 114 -
Para asegurarse que el d is ipador usado l i m i t a la
temperatura de juntura a un valor i n f e r i o r al c r í t i co se
debe cumpl i r con la s iguiente ecuación:
TJ - TA.CRCD + RDA) < C — RJC) . C E . 1 - 1 2 4
p
Esta ecuación es válida solo para el estado estable; para
regímenes transí tori os debe api i carse el concepto de
i mpedanc ia t é rmica t ransí tor i a- Como ya se di jo
anter iormente , 1 os f a b r í cantes especi f i can una curva de
i mpedanc ia t é rmica t rans í tor i a para sus elementos, pero
ella esta hecha considerando al el emento montado en un
di sipador i n f i n i t o ; por ésto para encontrar 1 a curva de
i mpedanci a tér rni ca transí tor i a del con jun to semiconductor —
dis ipador , se debe sumar a la curva de impedanc ia dada por
el f a b r i c a n t e la impedanci a t é r m i c a t ransí tor i a del
di sipador que puede ser aproxi mada por la si gui ente
ecuación:
-t/RCZ8D C t ) = R C l - C :> CE. 1.125!)
Donde R = resistencia, térmica Cestudi ada • ant er i or ment e!>
[°C/w]
C = capacidad térmica del di si pador [w s/°CU
La tabla 1.1 muestra 1 a capacidad térmi ca por uní dad de
masa y la densi dad de algunos de 1 os mater i al es más usados
__ 1 -t ==;¿ l ij
en la fabri cae i ón de di si padores.
MATERIAL • CAPACIDAD TÉRMICA DENSIDADo
Cw s/Kg °C;) Cq/cm )
ALUMINIO S95
LATÓN C70"/. cu, ~30X Zni! 394 S?32
COBRE " 3S5 ByS8
ACERO 44S 7,77
TABLA 1. 1 Capacidad térmi ca y densi dad de materi al esusados en fabri caei ón de di si padores
Uon la i mpedancia térmi ca transitar i a y la temperatura de
juntura máxi ma, puede calcularse las pardi das de patena i a
máxi mas que soportar i a el el emento por un ti empo
determi nado y con ésta, 1 a • corrí ente máxi ma para este
intervalo. de ti empo. De esta forma se puede obtener
curvas de corriente máxi ma vs ti empo' aplicado para
c ompar ar c on las c ur vas de c or r i en t e vs t. i emp o de activado
de 1 os el ementos de protecci ón y deter mi nar ^'adecuadamente
1 os . fusi bles y/o di syuntares que protegen el el emento
semi conductor dado.
La'., figura 1.5.16 muestra la variación de temperatura , de'
juntura cuando se apiica una sobrecarga a un si stema que
se encontraba trabajando en candici ones nomi nal es- En el
estado esta'ble7 la temperatura de juntura puede
116 -
determinarse con la si qni ente ecuaci ón
TI = TA + RJA Pl
P
P2
Potencia de perdidas
CE. 1 . 12&)
Temperatura de juntura
tiempo
t2 tiempo
FIS. 1.5.16 Variación de la temperatura de junturacuando se apiica una sobrecarga
Al tiempo ti ocurre la sobrecarga; las pérdidas en la
juntura aumentan a P2 Cse supone un aumento instantáneo de
las pérdidas debido a un paso en la corriente circulante).
La temperatura de juntura aumentará de una forma dada por
la impedancia térmica transitori a; así para un tiempo T2
el incremento de- temperatura puede calcularse de:
<P2 T/ — U -¿- U JL. CE.1.127)
Reemplazando i 1 por el valor dado por la ecuación E.1.126
- 117
Be tiene;
T2 - TA - RJA Pl~ ™ • —~——— 4- p 1 ... CE. 1. 128!)
zeít)
Al tiempo t2 actüa el elemento de protección cortando la
corrí ente, entonces 1 as perdi das de la juntura di smi nui rán
a cero y la temperatura de juntura descenderá desde un
punto máximo al valor de la temperatura ambiental al cabo
de ci erto ti empo.
Si T2 es la temperatura de juntura máxima del elemento,
entonces P2 será la potencia de pérdidas máxima que puede
soportar durante el intervalo de tiempo t2 — t i . Se puede
calcular la corrí ente necesaria para producir una potenci a
de perdí das P2 y obtener así un punto de 1 a curva de
corriente per/nisible vs tiempo/ Trabajando .dé igual forma
para vari os i nterval os de ti" empo, se obtiene 1 a curva
completa y se puede comparar con la del el emento de
protecci on -para asegurarse de que éste actué antes de que
se dañe el semiconductor de potencia.
JL
CAPITULO I1
FUENTE DE PODER REGULADA
2.1 ESPECIFICACIONES Y CARACTERÍSTICAS DE LA FUENTE
En innumerables aplicaciones que van desde la realización
de cualquier 'circuito electrónico hasta el manejo de
motores, inversores, troceadores, etc., es imprescindible*
el LIBO de una fuente DC. Las necesidades de fuentes DC de
baja potenci a son cubi ertas con circuitos sene i 11 os o con
el uso de fuentes disponibles en- el mercado, que en el
actualidad son muy comunes y su costo es relativamentet
b a j o, Sin ernbar g o, f ueTi t es 'de mayor p ot encía son
difíciles de conseguí'^ a pesar de que" las necesidades de
este tipo de fuentes van en aumento día a día.
Anteriormente, para llenar este vacío se usaba un grupo
mot or —g enerador o un banco de baterías, p er o su el evad a
costo, su gran tamaño y peso y la di fi cultad de controlar
efici entemente el voltaje o 1 a corrí ente entregada,
restri gen consi derablemente su uso. En estos d ías, los
conversores estat i eos han desplazado casi total mente al
gr upo mot or —g en er ador ya que c on e11 os puede c on st r ui r se
una fuente DC más económica y versátil, que brinda mayores
fací 1 i dades para su control.
t
En este t rabajo se pretende real izar esl di se fío y la
- 119 -
construcción de un prototipo de fuente DC controlada de
alta potencia que, mediante el uso de un conversar
estático, sati sfaga 1 os requerímientos de 1 os 1aboratar ios
de electrónica de potencia, máquinas eléctricas y control
industrial. Para ello la fuente debe reunir ciertas
carácter ísti cas que se detal1 a a conti nuaci on:
• \) Rango de voltaje.- Las aplicaciones principales de la
fuente son el control directo de motores DC o el manejo de
tr oc eador es e i nver sor es ene ar gados de cont roíar mot or es
DC y AC resp ect i vament e.
La mayoría de los motores DC tienene un voltaje nominal de
110 o 22O VDC y para su control se requiere de una
regulación entre O y su voltaje nomi nal. Los troceador es
e inversores pueden requerír de di sti ntos voltajes para su
f uncí onarni ento; " normal mente el rango var í a entre 100 y
240V, éste ültimo muy ut i 1 izado en i nversores tri fásicos.
Por tanto el rango de regulación de la fuente se ha
esc og i d o en t re O y 250V, d e esta forma puede sat i s facer
cualquiera de las api i cae i ones ant&s menci añadas.
Eü Rango de corrí ente.— La máxi ma corri ente que puede
entregar la fuente es un aspecto sumamente importante de
anal i zar ya que los costos y la di fi cuitad en 1 a
c on st r uc c i ón se i n c rementan a medida que aument a la
c or r i en t e, La mayor í a de motor es que r eq uieren de cont r o1
en 1 os 1aborator i os antes menc i onados t i enen una potene i a
nominal que va desde 1/3 Hh' hasta unos 3 HP, por ello se
ha escogido corno corriente nominal de la fuente 15A, que
es suficiente para real izar cualquier tipo de control ya
sea d i r ec t ament e o con t r oc ead or es o i n ver sor es p ar a esos
mot or es. Car gas r esi st i vas y gr upos de 1ámpar as
incandescentes tarnbi án puede ser sat i s fechas con ese
nivel de corriente.
C) Factor de rizado.- El control de motores puede
realizarse con voltajes que contengan un factor de rizado
relativamente alto (en ocasiones hasta un 25% o más), pero
muchos tipos de troceadores e inversores o ciertas
práct icas en laboratorio requieren de un voltaje DC sin
r i zado.
En la realidad, si una función compleja tiene un factor de
rizado menor que un 17. se la puede considerar corno si
fuera una f uncí án con ti nua constante,, por tanto 1 a fuente
debe tener un factor de rizado sumamente bajo, de
alrededor del 17- si se quiere hablar de voltaje DC';. •
Anteriormente se realizó un anlisis armónico y se revisó
el factor de rIzado del voltaje de sal ida para conver sores
AC-DC t r i- f as icos tipo puente. Allí se puede ver que el
factor de. r izado no se ajusta a i ¿*s con di c i ones peci i dasy
en espec i al para voltajes bajos- La real i zac i on da un
filtro de armoni cas a 1 a sal i da que reduzca el factor de
r izado a val ores muy pequeños, i nc1 uso para angulos ae
ac t i vado cercanos al .án g ul o má x i rno, es muy c ost oso y
requiere de elementos muy grandes.
CO Posibilidad de actuar como fuente de tensión o fuente
de corriente.- En ocasiones es necesario limitar la
corrí ente que entrega 1 a fuente en un val or d éter'mi nado.
El i fnpedir que 1 a corr i ente ci r cul ante sobrepase el val or
nominal de la fuente, en este caso Í5Ar no es sufi c i ente.
Por ejemplo para evitar una el evada corrí ente de arranque
o una sobrecarga en un motor con 2A de corriente nominal,
es necesario que se. limite la corriente a un valor que
esté de acuerdo c on el tipo de carga. Por ot r o lado puede
ser i nteresante mantener 1 a corrí ente constante, por
e.jempl o para que el tor que del mot'or no var i e y en muchas
prácticas puede ser necesar i o que la fuente actué como
fuen t e de c or r i en t e. Par a 1og r ar t odo est o se d eb e
preveer que la fuente trabaje de la forma indicada en la
FIG. 2.í.I.
As í , mi ent r as 1 a c or r i ent e var í e ent re O e IT, ac t úa c orno
fuente de tensión manteniendo el voltaje en el valor VT
escogido, pero si la corriente tiende a subir, como en el
caso de una sob r ec ar g a ? debe ac t uar el c on t r oíad or d e
corrí ente manteni endel a fi ja en IT, var i ando el voltaje
para c ompen sar 1 a var i ac i ón de c arg a.
Los val ores de MT e IT deben ser regulables en forma
continua para satisfacer asi cualquier requerimiento.
V
VM
VT
IT IM
FIG. 2.1.1 Carácter ística voltaje-corriente de la fuente
Donde: VM = voltaje máximo que puede entregar la fuente ~
250V.
Vt = voltaje de trabajo (regulable entre O y VM) •,.
IM = corríñete máxima = 15A
IR ~ corr i ente de trabajo Cregulable entre í A e
I MU
E!) I mpedanc i a de salida. - La i mpedanc i a de sal ida en
ser i e en una fuente de tensión es la medí da de la
vari aci ón del voltaje en los termi nal as de la fuente al
variar la corriente en la carga-' y, la impedancia de salida
en paralelo en una fuente de corriente es la medida de
variaci ón de corriente al variar el voltaje en la carga.
Resulta innecesario explicar q.ue es deseable que estas
- 123 -
variaciones sean reducidas a valores prácticamente
despreciables; el lo se puede 1 ogr ar rnedi ante el uso de
control adores de voltaje y de corriente adecuados. La
fuente disenada en este trabajo debe utilizar un
control ador de voltaje y otro de corriente, con 1 os cual es
se logre eliminar casi totalmente el efecto de la
i mpedancia de sal ida. . 'x/
f) Sensibilidad a las variaciones de tensión de entrada.-
Es ampliamente conocido que la" tensión en la red pública
no mantiene un nivel f i j'oj exi st en f 1 uct uac i unes alrededor
del voltaje nomi nal, princi pálmente por el aumento de la
carga a détermi nadas horas de día. Estas vari aci ones
pueden afectar el fuñe i onamiento de cualqui er equipo y no
puede permitirse que el 1 as pasen haci a la carga cuando se
di sena una fuente de poder.
Las variaciones de 1 a tensi ón de entrada normal mente están
dentro de i 107. de la tensión nominal. Con el uso del
control ador de voltaje en la fuente a diseñarse, se debe
conseguir que cualquier variación dentro de este rango sea
corregida automáticamente^ cambiando el ángulo de activado
d e 1 os t i r i st or es j para que de este rnod o el voltaje sob r e
la carga no se vea afectado.
G') Cap acidad de c on t r oí ex t er n o „ — En ocasiones se
necesitará que la fuente forme parte de un solo conjunto.
Por ejemplo cuando se diseña un cid o i n ver sor, se
' . . - 124 -.
necesita que el conversar AC-DC y el inversor CDC-AD)
fo rmen un solo grupo que entregue hac ia la carga una señal
de f r ecuenc i a y a m p l i t u d var iable , pero de re lac ión
c on st an t e. En este c aso y en muchos ot ros, se requiere
que el vol t'a.je que entrega 1 a fuen te DC sea control ano
^ aut omat i c arnent e por el c on junt o.
La fuen te que se di sena debe estar provista de una entrada
para control mediante vol taje DC externo. El voltaje que
entrega 1 a fuente debe ser proporcional al voltaje en su
entrada de control, así variaciones entre O y 10V en lat
entrada de control permitirán la vari aci on entre U y 25üv
en la sal ida de la fuente. Con el uso de esta entrada, 1 a
f uen te p ued e ser c on t r oíad a aut omati c amen t e.
La entrada de control deberá estar protegí da contra 1 a
aplicación de altos voltajes y la corriente requerida para•ir
su correcto funcionamiento deberá ser extremad arnent e baja,
de tal forma que pueda ser manejada por cualquier elemento
electrónico.i
Hií Entrada tr i fásica. — En toda i nstal aci on eléctrica es
deseable balancear adecuadamente 1 as cargas en 1 as 3 fases&
de entrada de 1 a red. 8i la fuente uti 1 isa una entrada
tr i fásica, la carga que asta representa estar á. igual mente
repartí da en 1 as 3 fases. La fuente di senada trabaja con
un conversor tri fasi co, que además de permitir el correcto
bal anee de car gas, ayuda a r educi r la capaci dad de
— 1 •","=: „J. jí.1 f
corrí ente necesaria en las tir i stares y ésta es una gran
ventaja a pesar de que se necesite mayar numera de ellos.
I '.i Pr at ec c i anes. - En t oda ap ar at o es n ec esar i o que
existan las protecciones necesarias para que aumenté -su
con f i abi 1 i dad , -. Si se trata de una fuente para uso en
1 abaratar iosj la necesi dad de una correcta protección es
mucho mayar debida al tipa de trabaja que va a realizar.
Las principales causas de danos de esta clase de aparatos
son las sobrecorri entes y las cortocircuitos a la salida.
Par el disena mismo de la fuente, que permite que sea
usada c orno fuente de corriente, está p rat egida c ontr a
estas eventualidades ya que la corriente está limitada a
un val or menor o i gual al nnáxi mo nomi nal que puede
ent regar 1 a fuente ? 1 o que no da opc i ón a sobrec ar g as y el
c on t ro1ad or de c orr i en t e debe estar diseñado de tal forma
que permita un carrecta fuñe i onamiento i nclusa en
cortocircuito. Sin embargo de ésto, la fuente estará
provista de fusibles a la entrada y a la sal ida y de un
di syunto'p que además de' la protección que brinda permitirá
desconectar totalmente la unidad de la red de
al i mentación.
Otra causa de darlo frecuente son 1 as picas transí torios de
voltaje, presentes en la red publica. La fuente tendrá a
1 a entrada var i stares que permitan 1 i mi tar 1 a ampli tud de
estos picas a valores soportables por 1 as elementos
usados.
Además de estas protecciones, los tiristores, que son los
el amentos mas sensi bles? deben sobredimensionarse para
aumentar aun más su confiabi1 i dad. Las protecciones
adecuadas en tir i stores han si do estudiadas en. detal1 e
anteriormente y no es necesario repetirlas aquí.
Con todas estas características-, la fuente puede ser
ut i 1 i zada para satisfacer cual qu.i era de las necesi dad es
que se presentan en los laboratorios de la facultad.
2.2 DIASRAMA DE BLOQUES
Para lograr las características mencionadas anteriormente,
la fuente debe incluir los siguientes elementos:
conversor AC-DC, circuito de di sparo del conversor, filtro
de armónicas r sensor y c on t r oíad or de val taje, sen sor y
controlador de corriente- La forma en que se
interconectan entre ellos se muestra en el diagrama de
bloques de la FIG. 2.2-1.
La alimentación de la red publica ingresa hacia el
conversor estático AC-DC. El conversor escogido es el
rect i f i c ador tr i f asi co sern i control ado t i po puente. Con
.este conversor se puede conseguir una variación del
voltaje medio en la sal ida entre 1,35 veces el voltaje RMB
entr e 1í neas de entr ada y OM y par a una var i ac i ón en el
ángul o de ac t i vado entre O y :L 60° r espec t i varnen t e.
C J Red publica
F I G - 2.:¿.1 Diagrama de bloques del sistema comple to
El c i r c u i t o de di sparo del rect i f i c a d o r ha si do di senado
de tal f o rma que act iva al r e c t i f i c ado r con un ángulo s
que . - depende del voltaje Ve que ex i sta en su entrada de
acuerdo a la re lac ión :
ex = 180° ClVcm
C E . 2 , 1)
Así para voltaje de entrada maxi rno (Ve ~ Vcm? , el ángul o
de acti vado es 0° y el val taje medi o a la sal ida del
recti ficador es maximo y para Ve ~ OV el ángulo de
activado es 180° y el voltaje de salida es cero.
~T '1 j CÍ ' ' '.
El rectificador entrega un voltaje con alto contenido de
armónicas 'y alto factor de rizado (VdcO hacia sel filtro;
el cual está encargado de reduci r al míni mo la amplitud de
las armónicas y entregar a la carga un voltaje semejante a
una función continua constante. La carga bien puede ser
un motor, una resistencia o de cualqui er otro tipo, pero
en definitiva recibe el voltaje entregado por el filtro
CVcO y hace circuíar una corrí ente lo por el circuito-
Como se dijo anteriormentey es indispensable el uso de
control adores de' voltaje y de corriente. Estos dos
control adores actúan i ndependi entemente. Cuando 1 a
corriente no excede el valor fijado, actúa únicamente el
c on t r oí ador- d e ved t a-je, rnan t en i en d o c on st an t e la tensión a
pesar de que exi stan var i aci ones en la carga o en la 1ínea
de entrada. Cuando la corriente tiende a subir, actúa el
control ador de corrí ente el i mi nando •toda acci ón del
control ador de voltaje mi entras dure esta condición. Este
esquema de control se llama control selector' y es
ampliamente usado £17}» Cada control ador tiene su campo
de acción y nunca podrán influir los dos en conjunto a
ningún instante de tiempo5 por esta característica los
lazos de control de corriente y de voltaje pueden ser
revi sados separadamente.
Cuando esta actuando el control ador de voltaje, la carga
no influye sobre la tensión de salida Vo. Esta es sansada
por medio de un divisor de tensión resistivo colocado
directamente a la salida; el divisor de tensión permite
disminuir los voltajes existentes a la salida de la fuente
hasta nivel es que pueden ser manejados más f áci1 mente por
1 os circuitos electronicos del control ador.
El voltaje de sal ida asi sensadoy es comparado con el
nivel de referencia y el error ingresa hacia el
controlador de voltaje, el cual corrige el error variando
el voltaje de entrada al circuí t o de di sparo C Ve') .
El 1azo de control de voltaje se muestra en el di agrama de
bloques de la FIB. 2.2.2. En él se ha incluido en un solo
bloque al rectificador y al circuito de disparo; este
bloque recibe un voltaje Ve proveni ente del control ador y
entrega un voltaje Vdtx que depende del valor de Ve.
Vr r
+\ Ve¿*i—Gcv
VeGR
Hv
VdaGF
Vocarga
lo
FIS. Laso de c o n tr oí de vo11 a j e
Donde üev
GR
GF
Hv
función de trasferencia del controlador de
voltaje
del r e c t i f i c a d o r y ci r cu i to de disparo
del f i l t r o
9ananc i a del sensor de voltaje
- 130 -
El 1 aso de control de corr i ente se muestra en el di agrama
de bloques de la FIS. 2.2.'3. La corrí ente de sal ida es
sensada por medio de una pequeña resistencia en serie con
i a carga. Esta serial es luego ampl i f i cada para alcanzar
1 os nivel es de serial del control ador. La señal
amplificada es comparada con el valor de referencia y el
error es manejado por el control ador para producir el
cambio necesario en el voltaje de entrada del circuito de
disparo. Cualquier variación en la carga es compensada
con una variación del voltaje que entrega el rectificador
manteniendo de esta forma constante la corriente por la
carga.
lo
Lazo de control de corriente
H I g ana'-n-c i a del c on t r oí ador de corriente y el
ampl i f i c ador de señal .
MODELACIÓN DEL SISTEMA'
2.3,a. CQNVERSOR Y CIRCUITO DE DISPARO.- Cómo se dijo
anteriormente, las unidades de disparo están diseñadas y
ajustadas para que el ángu lo ex vari e 1 i realmente con el
voltaje de control V e - La var iación de K es de 180° a 0°
para una var iac ión de Ve de O a 10V- Reemplazando el
valor de Vcm = IOV en 1 a ecuación E. 2. í , se obti ene que 1 a
ganancia del - c i r cu i to de di sparo está "dada por s
Ve« = 1 S0° C 1 - —) C E „ 2. '2)
10
Esta reí ación ha sido escogí da para que con un vol ta je de
control de OV se obtenga OV a l a sal ida del recti f i c a d o r
y mien t ras aumente V e , aumente t a m b i é n el vol ta je medio a
la salida.
Para el recti f i cador semi cont ro lado ti po puente, el
voltaje medio de sal ida. Vdo í , viene dado por la ecuación
E. 1. 14. Si se reemplaza en ella el valor de oc dado en la
ec uac i ón E. '2. '2 f se t i enes
Vd« = — Vs [ 1 -r c os ( 180 - 18Ve ) J C E . 2. 3 )2lí
La FIG. 2.3.1 muestra esta ecuación en forma de una curva,
el valor de Vs es 208 V Ovo I taje 1 ínea—1 i nea norni nal para
distribución tri fásica)- En ella puede verse que la
gananei a del ampli ficador cambia consi derabí emente con el
voltaje de control. Es deseable operar princi pal mente en
la parte lineal de la característica, sin embargo en este
caso es n ee esar i o trabajar en t od o el rango de c on t r oí.
Si se aproxima esta curva a una línea recta como lo
muestra la FIG. 2.3.1, puede determinarse que la ganancia
promedio A es igual a £8. . - :-_ .
Vda (v)
280--
F16.
ÍOVcCV)
'2. 3, 1 Gananci a del bl oque formado por el conver sory el c i reuito de di sparo
Aunque el ángulo de disparo « es proporcional a Ve, el
voltaje de sal i da del puente no se corr i ge
instantáneamente. Una vez q ue un pulso de d i sp aro ocur r e,
la i n formaci ón contení da en Ve queda sin valor hast a el
si gui ente disparo. Por 1 o tanto cual qui er si sterna que use
un ampli ficador de poder a tir i stores, debe ser
c on si d er ad o c orno un sistema de d at os muest r ead os en
senti do estricto-
Para simplificar el análisis,, la demora en la unidad de
disparo está aproximada por un simple retardó de tiempo
de pri mer orden con una constante de ti empo igual a la
mi tad del per iodo entre . dos pul sos de di sp.ar o
consecut i vos. •
Así el ampli fi cador de poder a tir i stores Cconsti tui do por
el puente y la unidad de d i sp ar o'.) está ap r ox i mad o p or un
elemento cont i nuo 1 i neal aunque es un el emento de dato
maestreado no-lineal en realidad. C1S) C19)
La función de transferencia completa está dada por:
A •Gr = •= .— ' C E . 2 . 4
i + STA
En un r eqt i f i cador tr i fásico sernicontr oí ador el per iodo
entre -dos pulsos es de 5T55S rns para una f r ecuenc ia de red
de bOHz. En este caso TA es 2,778 ms.
Este es tan solo un modelo ap rox imado , sin embargo es
a mpl i amen te usado por diseñadores de sistemas.
2.3.b. F I L T R G . — El f i l t r o usado está cons t ru ido
únicamente con elementos pasivos, un choque de ent rada en
serie y un capaci tor en par al el o con la carga, tal como
lo muestra la FIS. 2,3.2.
ZL
FIG. Filtro de salida
Para efectos de modelación, el filtro no puede ser
considerado como el emento independi ente -de la carga, ya
que asta altera consi durablemente su fuñei un de
transferenci a.
En el caso presente no se tiene una carga definida, por el
contrario se pretende que la fuente trabaje con diversos
tipos de cargas, sin embargo la. principal característica
que afecta la función de transferencia del filtro es la
c or r i ente que entrega a la c ar g a, por ello ást a pued e
representarse por una resi steñei a equi val ente y su
magnitud estaría definida por el voltaje y la corriente
presentes en el sistema en el estado estable.
En la FIG. 2.3.3 se presentan todos los elementos del
filtro. La función de transferencia es la relación entre
el voltaje de salida VoCs) y el voltaje de entrada VinCs).
R¡-AAV
VlN I2(sy >RL Vo
FIG. 2.3-3 Filtro LC conectado a una carga RL
Donde:: L ~ choque del filtro
C = c ap ac i t or del f i 1 1 r o
Ri - resistencia interna en el choque y conexiones
RL — resistencia de la carg-a
Las ecuaciones que definen el comportara i ento de la red
son :
MinCSÜ = CSL + Ri + 1/3C) IlCS!) - Cl/SC:) I2CS) (
Ci/SC) I2CB) + CRL.+ 1/SC) I2CS:i
Resolviendo el sistema de ecuaciones se tiene:
ViníS)
S2- LCRL + CL + CRiRDS + Ri + RL
Pero VoCSi) = I2CS:) RL
C E. 2 . 6 '.i
(E. 2. 7!)
CE.2.S>
Reemplazando I'^CS) por el valor dado por la ecuación
- 136
E.2.7, se ti ene:
v*o CtO 1/LC-~ . . — : • . , , O T í. CD .' " ' ~ ~ : " *~" ' " * " ~ : " ~ ~ " ' : ' ' ~ ~ " " ' — ~ ' - . t. , J¿. . C?
V i n C S ! ) L + -C R i E L _ . Ri + RL
LC RL . LC RL
2.3.c . CONTROLADORES.- Un control ador es en esenc i a un
cal cul ador de proposito especi al que 'ut i 1 iza la serial de
error como entrada ( d i f e r e n c i a entre el valor deseado o de
re fe renc ia y el valor real) y ejecuta los cambios
necesari os en la variable maní pulada para mantener el
valor real de 1 a sal i da del si st ema tan cercano al valor
'deseado c orno sea posible. C 20')
Ex i ste una gran di versi dad de cont ro l adores, pero 1 os más
usados en este t ipo de sistemas son: los de acción de
control proporcional ? proporci onal—i ntegral C P I ' ) y
proporci onal-i n t e g r a l — d e r i v a t i v o C P I D ) . •
La acción de control proporci onal es la más si m p l e y la
más- comunmente encontrada de todas las modal idades de
control conti nuo. En esta modal i dad de control exi ste una
relación l inea l , en la que la señal de salida del
controlador es a lgebra icamente proporcional al error de la
serial de entrada que 11 ega al control ador.
En este caso la señal de sal ida del control ador se puede
ca lcu la r como:
{.••* — cr
Y su f u n c i ó n de t r ans fe renc ia está dada por:
tíc — Kc * - " » _ • - C E . '2. . 1 0 'j
El control proporcional 'presenta una desventaja
significativa y asta consiste en que produce una
diferencia permanente, en estado estacionario, entre el
val or deseado y el val or de la vari abl e control ada.
Para evitar 1 a desviaci ón permanente, puede usarse una
acci ón de control de reajuste automát i co que es real mente
una integración de la señal de entrada al control ador . En
efecto cuando se utiliza la ' moaal i dad integral de control ,
el valor de la vari abl e maní pul ada (sal ida) cambi a con una
tasa proporcional al valor del error Centrada). Asi, la
acción del controlador persiste a través del tiempo
mientras el 'error sea diferente de cero.
La modal i dad integral se cambi na con 1 a modal i dad
proporcional aparecí en do así el control ador pr opere i onal —
integral CPI), cuya acción básica se puede representar de
la f or ma indicada en la F 1 í3 . 2.3.4 =
La serial total producida por un controlador PI es la suma
de las dos señales:
Kc E +Kc E
Ti S
C E . 2 - 1 1 )
2.S.4 Modalidad de control proporcional-integral
Por tanto la f u n c i ó n de t r a n s f e r e n c i a puede ser escrita
c orno:
3 + I/Ti
S
Para el disePIo de un control ador PI existen dos parámetros
que se deben a.j Listar, éstos son Kc que representa la
ganancia y Ti que dará la ubicación del cero de la función
de transferencia del. controlador. Los dos parámetros
deben ser escogidos de tal forma que el sistema diseñado
trabaje en f or ma óptima.
En el caso "'presente., -.. debido a que la carga de la fuente
puede variar 'grandemente dependiendo de la aplicación, es
imposible pedir que el controlador tenga un funcionamiento
ópt i mo con todo t ipo de .carga, si n embargo es necesar i o
hacer al ganas acotaciones que pe rmi t an un di seno adecuado
de los parámetros del con t ro íador .
La f u n c i ó n de . t r ans fe rene i a de lazo cer rado para el
control de vol taje está dada por :
Gcv. tír . b'f
1 + 6 c v . G r . G f . H v
Gcv = función de transferencia del controlador de voltaje
Gr ~ funcí on de transferene i a del recti fi cador y circuito
de di sparo
6f = función de transferenei a del filtro
Hv = ganancia de la real i mentación de voltaje
Si se di bujan 1 os polos y ceros de la fuñe i ón de
transferencia .de lazo abierto en el plano complejo "3"
CFIG. 2.3.5) se ti ene que Gcv da un polo ubicado en el
origen y un cero en —i/Ti. Gr da un polo en -360 y Gf da
dos polos eomplejos conjugados que pueden estar cérea del
eje imagi nari o que justamente son 1 os polos cr íti eos, ya
que mientras más alejados se encuentran los polos del eje
i magi nari o mas estable es el si stema y más rapi da será su
respuesta.
En lazo cerrado 1 os polos cambáan de posi ción dependí endo
de los valores dados a Ti y Kc, pero sin importar la
posi ci ón del cero del control ador de voltaje. Los pol os
del filtr.o tienden a moverse hacia la derecha es decir
hacia la región inestable y mientras menor sea el valor de
Ti, los polos se mueven más rápidamente. Per'o si por el
contrar i o se dan val ores muy grandes a Ti, el polo que se
encuentra en el origen tiende a moverse muy poco, es decir
i ncluso en 1azo cerrado puede quedarse cerca al eje
imaginario, entonces el tiempo de estabilización del
sistema aumenta. La elección del valor correcto de Ti se
compli ca más aún porque 1 a carga no es defi ni da.
t
Polo de Gf
* ^ • ¡*\j ^iimi ^Polo de Gr Cero de Gcv /
//Polo de Gcv
Polo de Gf
N.=k
'
' J w
<f
t
FIü. 2.3.5 Ubicación de polos y ceros de la función detransferencia de lazo ab i er t o para el c ont r oí ador de
voltaje
- 141 »
El segundo parámetro a di seriarse es Kc . En laso cerrad ID,
mi entras mayor sea el val or que torna Kc , 1 os pol os del
filtro se acercan más al eje i maginar i o o i ncl uso pueden
pasar a la región inestable y, por otro lado, el tiempo de
estabi 1 izaci ón puede aumentar para val ores muy pequeños de
i .•• _KL. .
Para el lazo de control de corr ien te , los polos del
sistema no cambian " d e u b i c a c i ó n , por tanto un valor
adecuado de Ti para el control ador de voltaje,, 1 o será
también para el control ador de corrí ente. La gananci a del
1 azo en cambi o dismi nuye con fo rme di smi nuye la cor r i ente
por . l a carga. Esto es muy benef i cioso ya que puede
aumentarse la. ganancí a del 1 azo 'si n que pp^r ésto el
sistema se vuelva inestable y se _ p u e d e mejorar de esta
forma el t iempo de respuesta,
El ül t i mo t ipo de control ador es que . se menc i onó
an te r io rmente son 1 os de acci ón de control '-pr opor ci orí al —
integra l -der ivat ivo C P I D ) . ''"-<'•:,-.. -
Con un control ador derivativo es pos i ble di sponer de una
acci óñ de control que se basa en la tasa de cambi o de la
serial- .de' -'error y es decir entrega una señal pr opor ci anal a
1 a der i vada de la función de entrada. La FIG, 2.3.6
muestra 1 a respuesta del control ador der i va ti vo para una
serial tipo rampa a la entrada.
Kc Td S
KcTdE
FIG. 6 Respuesta del control ador deri vativo a unaserial t i po r arnpa
La modalidad de control PIÓ es una modalidad de control
sofisticada que combina las tres modalidades ya
mencionadas en una sol a uní dad f ísica y que permi te un
c ont r oí si n o f f—set C er r or pemanent e) y a la vez c on
acción adelantada.
La funcí un . de transferene i a de un control ador PID vi ene
dada por la suma de las funciones de transferencia de cada
uno de sus componientes, asís
tícKc
Ti BKc Td CE.2.145
-i- _jI d
1 1
Td Ti Td
SCE. 2.153
La f or ma de r esp uest a de un c ont r o1ador PID par a"di st i nt os
ti pos de entrada se muestran gráfi camente en la FIG.
._ ^ _,.¿L . J . / .
PASO
143 -
ENTRADA SALIDA
PULSO
RAMPA
FIb'. ".¿.3.7 ' Respuesta de un control ador PID paradi sti ntos ti pos de entrada -
El control ador der i vat i vo si bi en es muy Liti 1 para r educi r
el tiempo de estabilización y evitar cualquier oscilación
en un sistema continuo, su aporte en el control de
conversares estáticos puede -llevar a una total
desestabi1 i zación del si stema, por esta razón es muy poco
usado por los di senadores de si stemas que i ncluyen
conversores estáti eos. Si n embargo en el presente trabajo
se ha demostr ado exper i mental mente que si se da una
constante de ti empo Td suficientemente pequeña, el uso de
un controlador PID puede mejorar un poco la respuesta del
si stema.
Los otros dos parámetros a diseñarse en un controlador PID
son Kc y Ti. Para su diseño se deben seguir las mismas
recomendaciones dadas en el control ador PI, porque como se
había dicho, 1 a< acción de control derivativa debe tener
' 144
poca in f1uenci a sobre 1 a acci un total del control ador, de
otra forma pueden presentarse inestabilidades.
Las funciones de transferencia de los sensores de
c or r i ent e y de vol t aje no son mas qLie c onst ant es de
multiplicación que permiten pasar de los niveles de
potencia a la salida de la fuente a niveles adecuados para
el si stema de control electróni co.
Una vez determi nadas todas 1 as fuñe i ones de transferenci a
se ha realizado el diagrama de bloques general en el que
se incluyen las funciones de transferencia en cada bloque,
éste se muestra en la FIG. 2.3,8.
Controlador de corriente
IrTd Kci Td Tí
Filtro
Controlador de voltaje
Td Kcv (V+ S
(° ' Td ' Ti Tdy
S
I/LC
,2 , /L+CR¡RL^O , RÍ+RLL C R L
Rect i f icador ycircuito de disparo
Sensor de voltaje
Carga
FIG. 2.3.8 Diagrama de bloques general con funciones detransf er en c i a
X TLJL_O X X
CAPITULO III
DISEÑO DE LA FUENTE DE PODER
3.1 FILTRO DE ARMÓNICAS A LA SALIDA
En el capítulo anterior se revisó los aspectos de diseno
del filtro determinándose algunas condiciones que debe
cumplir el filtro a diseñarse, 1 as mismas que pueden
resumirse en tres fórmuí as que son:
1 - Vdc
luí C I de max
1b) wl L »
tu 1 C
VI£ I min
wl L : .
Uonde-: L = choque del filtro
C = capacitancia del filtro
Vdc = voltaje DC en la carga
Idc ~ corriente' DC por la carga
tul = 2ir fl
f1 ™ frecuencia de la -armónica principal
I = pico de corriente alterna circulante
146 -
VI = voltaje pico de la armónica principal
Para el recti ficador semi controlado, la principal armónica
tiene una frecuencia'3 veces mayor que la frecuencia de la
fuente. Si se considera que ésta ultima es 60 Hz entonces
fl = ISO Hz
La primera con di ci ón permite deter rni nar el valor mí ni rno
del capacitor, así :
Ide max, ,, , ,, , , /• r~ r~\ Fi
í. t. . O » 1 .)
tu l Vdc
La cor r'i ente máxi ma permisible en la fuente es 15 A, pero
el voltaje puede vari ar en un•rango tan ampli o que ser i a\ mposible cumplir con esta condi ci ón en todos 1 os casosy
por ello se ha escogido ,como valor mínimo del voltaje el
10X del voltaje nominal, es decir 25 V en este caso:
, „„_., „ : — croTí u C"iJ i_/ U ,111
TT CISCO C25!)
La tercera condición permite determi nar el valor míni mo de
1 a i nduc'tanc i a f así : : -
VIL mi n. ¿ ~~" í. E. 3. '¿£ .1
tu 1 I m i n
147
VI var ía de acuerdo al ángulo de act i vado del puente.
Toma su máxi mo val or de 0,675 Vs para c< = 90° . Vs es el
volta-je RMS entre líneas de entrada del conversor. Para
Vs = 203 V, VI = 140,45.
La corriente ti ene tambi en un ampli o rango de vari aci ón,• \r 1 o que para este cálcul o se tomará I mi n = 0,1 1 max =
De esta forma la relación queda así
140,45L min 5 = 82r79 mH
2TT C1BO) (1,5!)
En base a estas consideraci ones se ha escogí do L = 0,1 HT
15 A y C = 940 jiF en base al par al el o de dos capacitores,
uno de 500 ;iF, 500V y otro de 440 F, 350V; ésto por la
di fi cuitad de conseguir elementos en el mercado
ecuator i ano.
La segunda condición se cumple a satisfacción con estos
valores de L y C. El efecto capacitivo explicado en el
capítul o I se compensa con 1 a actuad ón del control ador de
voltaje. En ese capítulo se determinó también que la
reducción de voltaje de alterna se puede aproxi mar por 1 a
ec uac i ón E. 1.33.
Por otro 1ado, el factor de r izado está definido por 1 a
*- 14S
ecuación E. 1. 3. Si reempl azaraos en esta úl t i ma 1 a
ecuación E.1,33 y si se considera únicamente el efecto de
1 as 2 pri meras armoni cas, el factor de rizado de voltaje a
1 a sal ida del f-i 1 tro se viene dado por :
vi . V2 y¿')' ~ E {. ™' ~ —)Z 4. (_ -. —. ) i 3 t. E. 3. 3.)
""" Vd« ( w Iz LC - 1) Ydex C tü2* LC - 1 >
Donde;
VI — vol taje RMS de la pr i mera armón i ca (dado en la FIG.
1.2.14 Vi = Cl/^)
V2 = voltaje RMS de 1 a segunda armón i ca (dado en 1 a FIG.
1,2.14 V2 = C2/^>
Vdoc = vol t a je DC .que ent r ega el r ect i f i c ador (dado por
E. 1.14;}
La f i gura 3.1.1 muestra el factor de rizado así def i n.i do,
con respecto al voltaje de cont inua que entrega el • filtro
en todo el rango de control del r ect i f i cador, para Vs =='•"
20SV.
En 1 a curva puede verse que el factor de r izado a la
salida del filtro se mantiene bajo el 17, en casi todo el
rango de variación de voltaje, es -decir se puede
con si der ar al vol'taje de sal ida como si fuera una función
continua pura. Para. voltajes pequeños, el factor de
ri zado está sobre el IX, pero de todas formas se manti ene
149
dentro de un rango bastante aceptable,
1,25 --
1,00 --
O,75"
0,50"
0,25--
Fie.
VdocíVJ
60 2OO 24O 280
l.i Factor de rizado del voltaje a la salida delfi 1tro con respecto al yol taje medí o
RECTIFICADOR SEMICONTROLADO
El diseño del r e c t i f i c a d o r comprende ' 1 a elección de los
diodos y 3CR?s que c o n f o r m a n el puente, el diseno de la
red supresora de t ransi torios jun to a cada elemento, el
di serio de 1 os di si p ador es de cal or adecuados y la el ecc i ón
de los fusibles y/o disyuntores que protegerán esos
el eméritos.
El esquema del conversdr se muestra en la FIG. 3.2.1, cada
elemento. semiconductor está montado en un disipador y
tiene lo más cerca posible la red supresora de
transitorios. Las protecciones contra cortocircuitos y
sobrecargas se encuentran en las líneas de entrada.
-1-,022UF | ,022uF
.022uF
FIG. 3.2.1 Recti ficador semicontrolado y protecci ones
Si se supone que la corriente que entrega el r ect i f i i_adi_ir
es continua de un valor Id, cada elemento del puente
conducirá esa corriente Id durante un tercio del per iodo
de línea y los otros dos tercios del período permanecerá
desactivado, por tanto la corriente RM3 por cada elemento
puede ser calculada así :
IRMS = [
151
T/3
Id* dt] C E. 3. 4T J
IRMSId
CE.3.5)
Si la corriente máxima que entrega el rectificador es 15Ar
el valor RMS de la corriente por cada el emento es 8,&6A.
El voltaje máximo que debe soportar cada elemento en
estado de bloqueo es igual al valor pico del voltaje de
alimentación f¿ Ys, si Vs — 203V, ese valor es 294V.
Para que un di seno sea confi able, se debe sobredi mensionar
la capaci dad de 1 os el ementas semiconductores • porque
éstas son muy suscept ibl es a da rio, por el 1 o se ha escogí do
1 os SCR"s ECG 5547 que soportan 35A RMS y &OOV de pico
repetitivo. Los di odos son menos suscept i bl es a da rio y
pueden soportar temperaturas de juntura mayores, por ello
se ha escogí do 1 os ECG 5925 que soportan corri entes de 20A
RMS y 600 v1 de pico r epet it i vo. Tanto 1 os di odos corna 1 os
SCR's elegidos pueden ser encontrados fácilmente en el
mercado ecuator i ano.
En el capítulo I se realizo un estudi o de la red supresora
de tr ansi tor i os, la red rnás si mpl e esta formada por un
capacitor y una resistencia en serie conectados
directamente a 1 os termi nal es del el emento semiconductor .
Las ecuaci enes que permiten un di seno senei lio de la red
son la E.1.85 y la E.1.86.
En el caso presente estos valores son:
IT = 15A
VDRM =•SOOV
ITRM =.15A
Con estos datos se ti ene:
C = 22/5 nF
R = 44,4 A
Be ha escogido C = 0,022 ¿iF y R = 50íi
Para el diseno d e l os di si padores y los elementos de
protección se tornará en cuenta solamente a los SCR' s ya
q ue 1 os d i odos p ued en sop or t ar un a mayor cor r i ent e
tr an si t or i a y mayor t emper at ur a de junt ur a.
El p r imer paso para el diseno de los dis ipadores es
calcular las perdi das en la Juntura, En 1.5.d se
dete rminó que astas pueden ser aproximadas por la ecuación
E. 1. 113 api i cando esta ecuac i ón par" a. 1 as con di c i ones
presentes que son:
voltaje de pico del c i r cu i to = 294V
corriente máxima que entrega el puente ™ Í5A
tiempo de encendido del t i r i st or ~ 10 ¿ts
tiempo de apagado del tiristor £ 30 .as
caída de voltaje máxima en estado de conducción ~ 1, 5V
t i empo de conducc i ón por per í odo ~ 5 T 55 ms
período = i&757 rns• \e obtiene: P = 9y25 w
De acuerdo con lo que se revisó en el capítulo I, para que
la t ernp er at ur a de j un t ur a no exceda del límite, se debe
c ump1 i r c on 1 a ec uac i ón E.í » 124.
La r es i st en c i a t ér mi c a j un t ur a c áp sul a (R JC 'j p ar a este
tipo de SCR"B está en 1,7 °C/w y la temperatura de juntura
máxima en operación en 100°C. Si se supone una
temperatura ambiente de 30°C se tiene que cumplir ques
CRCD + RDA) < 5,87 °C/w
El disipador usado se muestra en la Fltí. 3 U 2 » 2 ? los 3
SCR's y los 3 diodos que c o n f o r m a n el puente se encuentran
d is t r ibu idos equidis tantemente en el ' d i s i p a d o r . . Los
elementos están aislados del disipador mediante una lámina
de m i c a y ss ha tenido 1 a prscaución de usar grasa té rmica
en ambos lados. Exper i mental mente se ha demostrado que
existe buena conduce i ón té rmica entre la capsula del
elemento y el d is ipador , por lo que se -áspera que la
- 154 -
resi stencia térmica capsula—di si pador CRCD) tenga val ores
inferiores a 1 °C/w, de esta forma para evitar que la
temperatura de juntura sobrepase el límite, la resistencia
di si pador ambiente CRDA!) debe ser i n f er i or a 4, S7 ° C/w
para cada el emento.
FIG. Dis ipador de calor
El cá lcu lo de la .resistencia t é rmica del dis ipador usado
no es sencil io, por 1 o que se ha hecho una analog í a con
láminas planas verticales, para las cuales e?/;isten
f ormuí as aproxi madas par a de te rminar su r esi st ene i a
t á r m i c a , E. i. US para la .resistencia té rmica a la
convección natural y E.1.122 para la resistencia t é r m i c a a
la radiac ión de calor . Para api i car 1 as es necesario
conocer el área total de 1 a placá , el al to de 1 a placá,, su
temperatura supe r f i c i a l y el poder emisivo C E ) . A
con t inuac ión se revisará las aproximaciones real izadas
par a obtener est os dat os.
El área total del di si pador usado consi derando los dos
lados es de 3 2SO c m 2 - . Si se di vi de esta área para 1 os 6
el amentos usados se ti ene 54S crn¿ por el emento. Una
l á m i n a plana cuadrada con la misma s u p e r f i c i e t end r í a por
1 ado:
Se d iv ide para 2 porque se consideran los 2 lados.
A p l i c a n d o la. ecuación E. 1. Í14? la temperatura m á x i m a de la
super f i c i e puede calcularse de:
Ts - TJ - P CRJC + RCD;¡
Ts = i 00 - 9 , 25 (1 f 7 + 1,53 £ 70° C
El • poder emisivo del a lumi ni o no pul ido puede vari ar entre
0,3 y 0,7 pero para dar mayor segur i dad en el ca lcu lo , se
ha elegi do E = O,2 .
- • . - 15S »
Con estos datos se ti ene:
R6cn = 3y35 ° C / w
R9r = 11,94 ° C / w
La resistencia t é rmica dis ipador-ambiente puede calcularse
de la ecuaci un E.1.123, así:
RDA = 2,63 ° C / w
La resistencia térmica del disipador está por debajo del
1 imite que era 4,87 ° C/w, ésto signi fiea que se está
1 i mi tando la temperatura de juntura a un ni yel menor, lo
cual es muy conveniente.
Para calcular el 1 Imite de sobrecargas admisi bles, se debe
conocer la i mpedancia térmi ca transítori a, la cual se
calcula sumando en cada i nstante de ti empo el valor de la
curva dada por el fabri cante más la i mpedañei a térmica
transitoria del sistema di sipador CZ6D) dada por 1 a
ecuación E.1,125. La capacidad térmica por unidad de masaw. s
para el a l u m i n i o tele la tabl a 1.1!) es 895 y suKg. C
densi dad es 2,72 g/cm3. El volumen aproximado del
disipador es 320 crn3T sí se divide para los b elementos da
aproxi madamente 53 cm3 por el emento, entonces 1 a capacidad
térmi ca del disipador por el emento serás
157
wsC ~ 129
Así la i mpedanci a térmica del di si pador está dada por
ZBDCt) Z 3,&3 Cl-O, 0023t
No fue posi ble conseguí r la curva de i mpedanci a t é rmica
para los SCR's usados, sin embargo se ha rea l i zado una
curva aprox imada en base a datos de el amentos si mi 1 ares
conseguidos del manual de SCR de la General E l ec t r i c , esta
curva•se muestra en la F1G. 3.2.3.
7e(T) -c/w10
a6
43
.01 tts)2 3 4 6 8
10 100 1OOO
FIG , üurva de impedanc i a té rmi ca transi tori a
_ 1 crp —J. -_JCj
En el g r á f i c o se muestra la i m p e d a n c i a t é r m i c a del
el emento montado en un di si pador i n f i n i t o (lj y 1 a curva
de impedanc i a tá rmi ca tr ansi tor i a total con el di si pador
usado (2)- Claramente puede verse que' la i m p e d a n c i a
t é rmica del disipador i n f1uye uni camente para i ntervalos
de ti ernpo re la t ivamente grandes C mayor es que i Os) . Para
i nter val os de ti empo menores se ti ene sol o 1 a cont r i b Lición
de la i mpedanc i a t é rmi ca del el emento.
Para ca lcular el l í m i t e de sobrecargas que ptiede soportar
el el emento con este di s ipador , es necesario conocer la
potenci a de perdi das de jun tu ra máx ima para cada in tervalo
de ti empo. En el cap í tu l o I se demostró que esta potenci a
puede calcularse de la ecuación E.1.128, donde P2 —
potenci a rna.xi ma que pLiede dis ipar en el i nerval o t para
que la t empera tu ra de juntura no aumente del l í m i t e TJ; Pl
es la potenci a de per di das de j un turra en estado establ e
un momento antes de~q-ue ocurra la sobrecarga y t es el
i nter val o de ti ernpo medí do desde el i n i c i o de la
.sobrecarga C f i n del estado estable) , hasta que actúa la
prot.ección y corta 1 a corr í ente.
Dete rminado P2, se puede calcular la corrí ente necesari a
para que p rod uzc a esa p ot en c i a de pérdidas , de ac uer do a
1 a ecuaci ón. 'E*-;!, í 13,. • Este cale-Lila da la corr iente d i recta
en la carga, pero" se- necesita -conocer la co r r i en te RÍ1S en
las l íneas de ent rada , t a s í ' que se debe m u l t i p l i c a r por un
factor de O,SIS. La expresión que pe rmi t e ca lcular la
.1!
máxima corriente RMS. da línea admisible' durante un
intervalo de ti ampo es:
% [TJ - TA - RJA PI + PI zectnrII Otvid- .—. t* -~> / t~' '\. _ , ,. , ,™, _, ,, — f CT t~¡ £ü 'iL-rU ÍÍ3 — '•„ jx. / i-j .' '-. d . o . o .1
[Cton + tq) Y/6 + VD te] Z9Ct)
Est a exp r es i on se muest r a en f or ma de una c ur va en la FI b'.
3.2:4. Se considera que el elemento i nici al mente estaba
trabajando en condi ci ones nomi nalesr es decir PI — 9,25wr
RJA = 5, 33 ° C/W. '
Para proteger de sobrecargas a 1 os SCR7 s, debe compararse
1 a curva- de la FXG. 3.2.4, con 1 a"curva de ti ampo de
apertura vs corr i ente de falla del di syuntor- Los
di syuntor es normal es ti en en ti ernpos de apertura muy
qrandas. pero exi sten di syuntores o fusi bles de rapi do^ s? 7 r~ w i-
acti vado que pueden proteger correctamente a 1 os SCR's,
tal es como 1 os fusibles ultra rapi dos ci1indri eos CVR
14x51) de 12A nominales? fabricados por 1 a casa francesa
BOCOMEC, 1 arnentabl emente no fue posibl e conseguir 1 os en el
mar c ad o ec uat or i an o.
•tEl - diseño de la protección en caso de cortocircuitos, está
claramente explicado en el capítulo I. Para realisar asta
di sano sa necesitan vari os datos da i os fabricantes de los
fusibles y de los SCR7 s que tampoco fue posibla conseguír;
sin estos datos es imposible realizar un disano adecuado.
160
IOOO,
100
10
3'
2
1.5
tís)
FIG.
Z 3 4 6 8
"1—T
1 (A)
1O !OO
3.1^.4 Tiempo máximo de sobrecarga contra corrientede 1ínea
Para superar estos i ncons'enientesy 1 a fuente di senada
posee un control ador • de corrí ente que impide que la
corrí ente suba más al I á de su valor nomi nal, evi tando asi
1 a posibi1 i dad de sobrecargas. El ti empo de respuesta del
controlador no es lo suficientemente corto como para
_ 1 C 1 _1 LJ 1 _
proteger los el amentos en el caso de un cortoe i r cu i to
súbito. Por el lo se ha di seriado un di sposi t i vo que
desactiva i nmedi atamente el ci r cu i to de disparo, cuando 1 a
cor r ien te sobrepasa los l í m i t e s permisibles . El diseño de?
este disposit ivo se lo revisará más adelante.
Se ha previsto además el uso de fus ib les cons'enei onal es en
cada una de las l ínea de entrada y de un d isyuntor , que a
la vez sirve para desconectar la fuente del vol taje de
a l imen tac ión . Estos elementos^ si bien pueden no proteger
adecuadamente los SCR's , son necesarios en caso de f a l l a
de los dispositivos internos.
El c i r c u i t o de di spar o debe estar di seriado de tal fo rma
que permita una %'ariación lineal del ángulo de activado «
con el voltaje de control Ve; para Ve = O, ex debe ser 180°
y para Ve ~ 10Vr « = O. Para lograr ésto se ha pensado en
un coífíparador de voltaje al que, por un lado ingresa el
voltaje de' " '-control Ve y r por otro una serial rampa que
t enga un valor de 1OV en el i nst ant e de c onmut ac i ón
natura l del SCR tpun to de r e f e r e n c i a « = cut = CO y
d i sminuya l inea l rnen te hasta l legar a cero., luego de un
semiperíodo de l ínea £órb —:.1 '30° .0? c orna' se i n d i c a en la
FIG. 3.3. 1 . . . - " . _ " ' - • ; - . • - • • • • " - , . • • _
El pulso de disparo debe producirse cuando los dos
- 162 --
voltajes, el de control y el de la rampa, tengan el mismo
valor.
( Vo l ta je de la rampa)
Vo l ta je de control ( V e )
5O
FIt í . 1 Voltajes de rampa y de control ' parade te rmina r el ángulo de activado K
De esta forma: ex = 18 C I O - Ve) C E „ 3. 7')
Para el activado de los SCR's, se utiliza optoacopladores
de led a SCR; la conexión se indica en la FIG. 3-3.2.
i— T i—•r i b. Act ivado de los tiCR's med ian te el uso deopt oacopl adc'r es
loo
Cuando existe corriente por el LED, se activa al
optoacoplador, el cual llevará corriente a la compuerta
del SUR principal permitiendo BU act i vado. EB necesari o
entonces que el comparador de voltaje mencionado
anteriormente produzca la circulación de corriente a
través del LEDr cuando deba activarse el BCR; ésto se
1oqra con el circuito de la FIG. 3.3-3.
o Vcc
Fltí. 3.3,3 Activado del optoacoplador con un comparadorde voltaje
El comparador trabaja con un transistor de colector
abierto en la salida, es decir si el voltaje en su entrada
positiva es mayor que el de su entrada negativa, la salida
presenta alta i mpedancia (circuito abi erto). Si el estado
de 1 as entradas es 1 o centrar i OT el voltaje ríe sal i da es
aproxi madamente OV.
Las señales en sus entradas y la corr i ente ci rculante por
el LED? se muestran en la FIG. 3.3,4-
- 1S4
Ve
FI8. 3.3.4 Seriales de voltaje en las ent radas ' delcomparador y corr í ente por el led del optoacoplador
Esta serial Vr puede ser conseguida med ian te el c i r cu i to de
la FIE. 3.3.5. El in te r rup tor representa un transistor
que t raba ja en corte y saturaci ón. Mi entras el
i n te r rup to r está cerrado, , Vr es i gual a 10V? en el
i nstante de conmutac ión natural del SCR, se abre el
in te r ruptor y pe rmi te la c i r cu l ac ión de una corr i ente
constante por el capacitor C. El valor de esa co r r i en te
está determi nado por 1 as resi stenci as del c i r eu i to .
Debi do a la carga del capaci tor r el voltaje Vr di smi nuye
i i nealmente con el ti empo. El valor de la corr í ente debe
ser tal que pe rmi t a la var íación de Vr de ÍOV a OV en B 7 33
ms, t i empo que representa la du rac ión del semiperíodo de
1ínea £180°) . Luego de este t i empo , se c ie r ra nuevamente
el i n t e r r u p t o r , el capacitor se descarga rapi damente y Vr
vue1ve a tomar el va1 or de 10V«
10 V
-O Vr
-V o-
Fltí. 3.3.5 Circuí to generador de la señal rampa CVr 3
Es necesari a una s incron izac ión con 1 a 1ínea de entrada
para que el i n t er r up t or p er man ez c a abierto desde el
instante de conmutación na tura l hasta 180° después, y
cerrado duran te el otro semi per iodo.
La FIS. 3.3.S (a) muestra las conexi ones 'de 1 os el amentos
del puente y la 3.3.6 CfcO el vol ta je de sa l ida para « = O.
En la f i g u r a puede verse que el instante de c on rnut:ac i o" n
na tura l de TI , co inc ide con el i n i c i o del semi ci c 1 o
negativo del voltaje entre las fases T y R CVTFO » El
i nstante de conmutan i on natur-al de T27 co inc ide con el
i ni ci o del .semi ci ció negat i vo de VES, y el de T3 con el de
VST.
Por tanto, para el di sparo de TI es necesario que el
i n t er r up t or esté ab i er t o y m ien t ras VTR t orna val or es
Ti
16S -
T2
D 2
T3
o ""*
Tn • ,
D3
(a )
ST RS TR ST RS TR ST ' RS TR
(b)
FIb'. 6 Con ex i ones en el r ect i f i cador semi control adoy serial- de 'vol taje de salida
negativos, y cerrado, mientras VTR toma valores positivos.
Análogamente para el disparo de T2 y T3 con los voltajes
VRS y VST respectivamente-
Un ci r cuito que permite este tipo de actuaci ón se muestra
en FIG. 3.3.7. . :"'--/."-''
R o - . - i - '''^. o
D
T O-
FIG. Circuí to que permite la si neróni zaciónel voltaje VTR de entrada
on
- 167 -
Si el voltaje VTR es posi t i vo, c i r c u l a corr iente por el
LED y satura al transistor del optoacoplador. Si VTR es
negativo, la corr iente c i r c u l a por el d iodo D y no por el
•LED, entonces él transistor del optoacoplador permanece
abi erto. . * •-- - - . -
El c i r c u i t o de disparo completo se muestra en la FIG.
3.3,S. Cuando el transi stor del optoacoplador Ic2 está
abierto, el condensador se c a r g a - 1 i neal mente "con la
ecuac i on:
AV
AtC E .
Se necesita que se cargue hasta 10V en medio ciclo de
1ínea.
15 V
-5 V
FIG. 3,3.3 Ci rcu i to de di sparo cornpl eto
Entonces: t = 8,33 ms
Be escoge: C = i^F
Entonces: Ic = 1,2 mA
Para asegurarse que el transistor DI trabaje en la región
acti va, se escoge:
Vae = 2V
Va mi n = OV
Entonces:
Ve — Va mi n - Vae = — 2V
Ve 4- 5VPl ™ — !¿!, í_j KA CE
I c
Se escoge: R2 = 1, tí KA
Pl = 1 KA
Se escogió un potenciómetro en esta rama para; poder
cal i brar 1 a corrí ente y asegurarse que Va míni mo sea OV.
Vb = Ve + Vbe = ~ly4 V
IcIb ~ -— hFE ~ 50 mínimo
hFE-
Ib = 0,024 mA
169
II » Ib
I i = 0,5 mA
Vb + 5VK, ,J : —T
c¡. — • ——~< — — /
II
Se escoge un val or estándar => R4 = S, 2
El nuevo valor de 11 es O,43y mA,
10 - Vb„ __, -— «~i cz" i | E.-1
II
Se escoge: R3 ~ 24 KA.
Rl sirve para 1 i mi ta r la descarga del capac i to r , pero debe
tener un valor pequeño para que ésta se comple te en un
t i empo corto.
Se escoge: Rl r-= SI íi
R6 sirve para act ivar el LED del optoacoplador IC3, que
p ued e t rabajar c or r ec t amen t e c on cor r ientes de 10 a 20 mA f
1 a sal ida del comparador puede ser c i r c u i t o abi erto o
voltaje negat ivo de fuen te C — 1 5 V 3 . S Í se desprecia la
caída en el LED, el vol taje sobre R6 es 30V en el t U t i m o
caso. Se escoge RG = 1,6 K A , con este valor se obt iene
una corr í ente i8 mA por el LED.
- 170 -
.R7 sirve para el' activado del SCR; si esta resistencia es
muy . grande, puede demorarse el act i vado,, y si es muy
pequeña, puede dañarse la compuerta. Para los niveles de
vol taje de t r ab a j o y el SOR usad o T un val or muy aceptable
w.
Se necesita un c i r c u i t o si mi 1ar para cada SCRT 1 o uni co
que cambi a son 1 as fases de entrada para la si ncr onizaci ón
T T R f para TI; R ? 3 ! para T2, y S" T ? para T3. Estas seríales
se obti enen de:
RR o : Wv oR 1
R^VW
To VvV oj1
FIG. 3.3.9 Sensores de 1 os voltajes de entrada para lasi ne rón i saci ón
El valor de la corrí ente ci rculante por el LED de Icu es:
Vs ": . ;......— -:"r'v'5'.-.-. ' CE. 3. 10)3R '
Con valores de R de 5', 6 Kri se obti ene un correcto
f u n c i o n a m i e n t o . La potencia d is ipada por la ' resistencia
Vs2-
- 171 -
Para mayor seguridad se escoge: R ~ 5,S KA, 5 w
Los otros elementos del circuito son:
Ql = transistor NPN 2N 3903
Id ~ comparador de voltaje MC 3302
Ic2 = optoacoplador LED - TRANSISTOR TIL 124
Ic3 = optoacoplador LED - SCR ECS 3046
R8 = 10K
3.4 SENSOR Y CONTROLADOR DE VOLTAJE
Debido a la forma de trabajo que se requiere de la fuente,
se necesita que el voltaje y la corriente de salida varíen
en un rango muy arnpl i o, es extremadamente compl i cade»
encontrar un control ador que sea eficaz para todos los
C 5, S O S
Para ilustrar en mejor forma el problema, se ha realisado
el 1 ugar geométrico de 1 05 pol os de la fuñe i ón de
tr ansf erenci a del filtro, supon i en do una var i aci ón de la
resistencia equivalente de la carga en todo el rango
p os i b 1 e que es de O a o> .
La fuñe i ón de transí erenci a del filtro está dada por
E» 2. 9, y los valores de los elementos del mismo en 3. 1 „
En base a el 1 os se ha di bu jado el 1 ugar geométr i co en i a
F I G . 3.4.1, teniendo como var i ab 1 e a RL . En ella p ued e
17
OO o
00oCD
O oN
-510*
OTO
coo
o-OJ
O'-ro
•o-IC
oCM
O"J-i
OO)1
ocoI
ooI
4B 1 Lugar geométrico de 1 os polos delteniendo como var i able a RL equivalente
filtro
' • • ' — 1 70 „- . .1 / o .
verse que para pequeñas corrientes de carga CRL grandes),
los polos se encuentran muy cerca del eje imaginario, lo
que equivale a decir que tiende a oscilar fácilmente y que
el ti empo de estabi1 i zación será muy grande, pero debe
considerarse que para este tipo de cargas 1 a corriente por
el rectificador se vuelve discontinua .y ésto altera las
carácter ísti cas del sistema. Un anal i si s más profundo del
comportamiento en este caso resultar ía muy compli cado y
sal e fuera de los objetivos de la presente tesis, si n
embargo, se debe aclarar que este cornportami ento del
recti ficador ayuda a evitar 1 as ose i 1 aciónes del filtro.
A medida que aumenta la corriente de carga CRL más
pequeña!) , 1 os pol os de la función de tr ansf er ene i a del
filtro se alejan del eje imaginario, es decir, la
respuesta del filtro es más rápida y estable.
Por la compl e ji dad que resulta hacer un di se Pío anal ít ico
en este caso, se ha preferido realizar un diseno
experimental de los parámetros de la función de
transferencia de los control adores en base a los criterios
mencionados en 2.3.c.
La ecuaci ón E-2.15 da la fuñe i ón de transferenci a de un
control ador PID, 1 os parámetros a di señarse son Kc T Ti,
Td„ Experi mentalmente se ha demostrado que se obtiene un
funcionamiento aceptable del control ador si :
Kc = O,3S
__ 1 "7,-1 ~~1 / '4
Ti = 0,047
Td = 0,002
A cent i núación se examinará el circuito elentrónico que
permita obtener esa función de transferencia.
La sal i da del control ador representa una señal
proporcional a la entrada, más una serial que es una
i ntegraci ón de 1 a entrada y más 1 a der i vada de 1 a señal de
entrada.
Tanto el ampl i f i cador e i ntegr ador corno el der i vador
pueden ser realizados con amplificadores operacionales
c orno se indica en la FIG. 3.4.2.
(o)
Rd
(b) (c)
na, Ampli ficador, integrador y derivadorreali zados con operac i onales
Uuando . se trabaja con ampli ficadores operaci onales?
normal mente se-;'-hacen 2 aproxi maci oness la pr i raer a es que
las dos entradas'- se consideran al mismo potenci al , así si
un a de ellas est á- conectada a ti er r a (! O v') f la ot r a se
considera ti erra virtual COv1!) ; 1 a segunda aproxi maci on es
1 / •-}
que el operación al presenta una i mp e darse i a muy grande en
sus entradas y la corr iente por ellas se considera
despreci able.
En la F I G - 3.4.2 C a ) se muestra un a m p l i f i c a d o r , la
corr iente 1 puede ser ca lcu lada de:
VaJ_ — • í. t, . O* . 11 . )
Rl
Y el voltaje de sal ida de:
Uf-i ~ — TR'™' í* P *3 1 '"''iT L J i l - . j — \ L-. « wJ « X JX ,*
Entonces:
Vb R2..— __ , ,„ f* pr o H o '\a Rl
La Fita. 3 .4,2 C b ) muestra un i n t e g r a d o r ^ tornando en cuenta
las consideraciones anteriores, se tiene:
Va 1T — ._,„_ , / IJI - i — T —-L — y VD — I
Ri S Ci
Vb 1„, —. ___„ .,•~Va ' Ri Ci S
La FIG. 3.4. : Ce!) muestra un derivador; análogamente a los
- Í76
cal cal os anteriores se ti ene:
S Cd Va
Vb— —
Va
/' nr o i\tL . ¿j . 1
El c ircuito deri vador normal mente 11 eva una resi stenci a en
ser i e con el capaci tor de entrada, para evitar que se
produzcan corrientes muy grandes en los instantes en que
cambi a el valor del voltaje de entrada, tal como se
muestra en la FIG. 3.4-3. La relación entre la entrada y
la salida, en este caso, puede ser aproximada por: (21'}
Vb
VxCRd + Cd 3 C E, 3 „ 1 & j
R d
Cd
Vb-o
FIG. U i r c u i t o deri vador con una resísteme i a enser i e en su entr ada
Para formar el control ador P lD y deben sumarse las serial es
que entregan estos e i rcu i tosu La conexi ón que permi te
obtener 1 a fuñe i ón de t ransíerenci a total del control ador -
se muestra en la F I G . 3.4.4.
V3
FIG. 3.4.4 Controlador PlL) electrónico
De acuerdo a lo que se acaba; de revi sar T pueden escr i bir se
1 as si qui entes ecuaci ones de ese circuí to:
(VI + V2 + V3) CE.3.17)R
VI = - V4
1
S Ri Ci
V3 = - CRd + Rs!) Cd S V4
hntonees:
- 178
Ro 1_ ['1 + ._.—:_ + (R d + RS;, Cd S] V4 CE. 3. i83R 3 Ri Ci
Pesr o:
Vo Vrf ~ ) j^^ '(.£. 3. 1 3 '
Rl R2
Entonces;
Ro R3 1 Vr Vo-. [l + — + CRd + Rs) CdS] C— ~ — ' ) C E . 3.203
R SRiCi R2 Ri
Si : RI — Rl¿ = R y además Vr — Vo = Ve r se t i ene;
Ve Ro R3 1— [1 + + (Rd + Rs) Cd S] - ÍE .3 .21)Ve Ri S Ri Ci
Esta es justamente la f u n c i ó n de t ransferenc ia que se
q uer i a ob ten er, donde:
Ro R3
R*
Ti = RiCi -
Td ~ CRd -i- Rs) Cd
Ds acuerdci con los valores de Kc y Ti ? Td determinados se
ti ene:
- 17S -
Ro R3U f C;CÍ ™ ~
Ri
Se escoge: RI = R2 = R = 16 KA
6= >_ Ro R3 = 97,28 10
Se escoge: Ro = 10 KA
j-ki_j= > R3 - 9f73 10 -> R3 - 10 KA
"'**••>
Por otro lado: Ri Cl ~ 0,047
Se escoge: Ci ~ 1 F.,'''
=> Ri = 47 KA
Y: (Rd 4- Rs) Cd = 0,002 :'•S»v
Se elige: . Cd = O, 1 MF
o±-l=> Rd + Rs = 20 10
Se e 1 i ge: Rd ™ 10 !<A y Rs = 10 KA
Se utilizó el integrado LM324, que es un cuádruple
operad onal muy comün . La pal ar ización se real izó con
+15 y -15V.
- 180 -
El sensor de voltaje está realizado non un divisor de
tensión como 1 o muestra la FItí. 3.4.5.
Vs
i
TO-
*VI
C a r g a
FUS. 3.4.5 Sensor de voltaje
La relación de las resistenci as Rl y R2 se ha escogí do de
tal forma que, para Vs = 208 y ángulo de activado tx = O,
de un voltaje Vo = 10V, que es- igual al nivel de voltaje
de control Ve para que produzca ese ángulo de disparo,
así:
Vo R2
VI Rl + R
Para VI - 280,9V , Vo = ÍOVTT
O,03bbRi + R2
5 e escoge: R1 — S
:> R2 = 221,48 n g escope R
- 1SÍ
V^rnaxLa máxima potenci a que ti ene que di si par Ri es
Rl
C250)2-p _ = j_o. 4 w
6 KA
Por ello Rl "está formada por resistencias en paralelo,
cada una de 12 KA, 7 w.
De esta forma, la ganancia de la real i mentaci un de voltaje
es:
11Hv =
311CE.3.233
3.5 SENSOR Y CONTRDLADOR DE CORRIENTE
.La cor r ien te está sensada por medio de una pequeña
resistencia en serie con la carga, como se muestra en la
•Fie, 3.5, i: Y;:-;- . :
Ro-
Vs
R-AAV
ZL
FIG. 3.5.1 Sensor de corriente
El valor de 1-a resistencia debe -ser lo su f i c i en temen te
pequeño, para que no dis ipe - m u c h a potencia cuando se
t rabaja con corrientes elevadas y para que la caída de
vol ta je , en el 1 a f sea desprec iab le con respecto a la de la
carga; por el 1 o se ha escogí do R = 0,1 A.
La rnáxi ma potenci a que di si pará es:
P = IZR
P = C155i . O ,1 = 22,5 w
= > El = O,-1 A; 30 w
La caída de voltaje en Rl es luego amplificada para
alcanzar el nivel de 10V, cuando 1 a corri ente en la carga
es máxima? IDC = 15A. Esta amplificiación se la realiza
en el mi smo controí ador, La ampli fi caei ón necesaria es:
10
=> lo = b,SS7 I
El control ador de corrí ente el agido tambi en as un PID, y
su con fi guraci ón será identica a la dal control ador de
voltaje.
La ecuac i ón que rige la salida del control ador de
corri ente as: (análoga a la ecuaci ón E.3.20)
— -i or?,. i a._j
Ro R3 I Ir - I[ 1 4 - — + CRd + Rs) CdS] C— - —;i (E. 3.24)
R SRiCi R2 Rl
Puede ser escrita de la si qni ente fo rma :
Ro R3 1 R2Ve = — [i + + CRd + Rs) CdS] CIr - — I) CE. 3.25)
R R2 SRiCi 'Rl
R2Si se el i ge — — 6> SS7
Rl '
Puede escribirse:
Ro R3 1Ve = — Cí + + CRd + Rs) CdS] CIr - lo) CE. 3.26)
R R2 SRiCi '
Uo mo Ir — lo = le señal de. er r or? la función de
transferencia se escribiría'así:
Ro R3 iGci =- [1 + — + CRd + Rs) CdS] CE.3.27)
R R2 SRiCi
Par a el c ontr oí ador de c orr i ent e se ene ont r ó
experimental mente que 1 os val ores de los parámetros de la
función de transferene i a con 1 os que se obti ene buenos
resultados son 2
Kc = 1 ' Ti ~ 0,047 y Td = 0,002
Ti y Td son iguales a las del controlador de voltaje y
pued.e escogerse 1 os mi smos val ores de 1 as resistenci as y
capacitores i nvol ucr ados:
Ri - 47 'KA
Rd =-10 KA
Ci = 1 ¿¿F
Rs = 10 KA Cd = 0,1
Por otro 1 ado :
Ro R3
R R2
S e e 1 i g e : R o = 1 0 K A
R = 1 6 . KA
R 3 - 1 6 K A
R2 = 10 KA
Tiene que cumpl i r s e con
R2
Rl
— C (Z C ~7— Cí j DO /
=> • Rl = 1,5 KA
Tanto el controlador de vol taje , corno el controlador de
cor r ien te deben actuar sobre el voltaje de control Ve del
c i r c u i t o de disparo, Cver FIG. 3.3.8). No p ued en
conectarse d i rec tamente 1 as sal i das de 1 os control adores a
un mi smo pun to , puesto que normal mente estarán a di sti nto
potenc ia l . Además de hacerlo así, se perder ía total mente
la acción de los controladores.
- 185 -
Se requiere que la -fuente trabaje corno fuente de tensión,
mientras la corriente no aumente más allá del 1 imite
fijado por Ir (referencia de corriente). En ese caso,
debe actuar únicamente el controlador de voltaje sobre Ve.
Si sube la corriente e intenta sobrepasar el límite, debe
actuar el controlador de corriente y mantener asta en el
límite fijado. Dicho en otras palabras, el controlador de
voltaje debe actuar únicamente si su tensión de salida es
menor que la del control ador de corriente y a 1 a i nversa.
Est e esq uema de c on t r oí se 11 arna c on t r oí sel ec t i vo -
El circuti o que permite interconectar 1 as sal i das de 1 os
c ont r oí ador es par a obt ener el modo de act uac i ón i ndi cado,
se indica en la FIG." 3.5.2.
La corrí ente que va haci a el circuito de di sparo puede ser
despreciada, ya .qué, únicamente activa las entradas de los
comparadores del mismo y éstas poseen una alta i mpedanci a.
Controlador
de voltaje
Va R
Circuito
de disparo
Controladorde corriente
Vb
h16. 3.5.2 uircui to para interconexión de 1 as sal i das de1 o s c o n t r o 1 a el o r e s
Asi, si la sal ida del comparador de voltaje Va es menor
que la salida del control ador de corriente Vb, el diodo D
estará desacti vado y no exi sti rá circuí ación de corrí ente,
entonces Va = Ve. Por otro 1 ado si Vb < Va, exi st i r á
circulación de corriente desde Va hacia Vb , y Ve Z Vb.
3.6 CIRCUITOS ESPECIALES Y DE PROTECCIÓN
3.6.a. PROTECCIÓN EN CABO DE FALLA DE UNA FASE.- La
fuente total está diseñada para trabajar con un voltaje
trifásico a la entrada. Si se pierde una de las fases de
la alimentación, el • rectificador puede continuar-
en t regando corrri ente a la carga, pero sus carácter isti cas
cambian radical mente5 por 1 o que es deseabl e, en este
caso, desactivar el conversor. • Para ásto se debe resolver
dos problemas: el primero es sensar la falla y el
segundo es cortar los pulsos de disparo de los SuRr s en
caso de ser necesari o.
Si se observa el circuito de disparo, FI6. 3,3.8, podrá
determinarse que en caso de falla de una fase, el
transí stor de sal ida del optoacoplador Ic2 permanece en
corte; esto significa que el condensador C no puede
descargarse y el valor mínimo de,Va ya no será OV,' sino
que continuará disminuyendo hasta aproximadamente —4V.
Esta di smi nucí un excesi va de Va ocurre solo en el caso de
fal 1 a de una fase, por lo que Va puede ser usado para
- 187 - •
sensar esta condición. Para cortar los pulsos de disparo,
se puede actuar sobre Ve; si se disminuye este voltaje
bajo -5V, puede asegurarse que no ocurrirán pulsos de
disparo en los SOR. El circuito que logra todo esto se
muestra en la FIG, 3.6,1. Icl es un comparador de voltaje
con la sal ida de col actor abi erto. Su entrada negat i va
está conectada a un voltaje de ~2,5V; su entrada positiva
viene del punto Va del ci rcui to de disparo y su sal i da se
c onect a di rec tamenté al voltaje de cont r oí Ve. Durant e
trabajo normal Va mi n = OV y la sal i da del comparador
permanece en estado de alta impedanci a Cabi ertaí , por 1 o
que no interfiere en el trabajo de los control adores
conectados en este punto (ver FIG. 3.5.2),
o 15 V
68 K
-2,5 V
10 K
g 15 v>>
e
^
.^ o
s _i * w
¿-5V
FIG. 3.6,1 Protección contra fal 1 a de fase
En el caso de que fal 1 e una fase, Va dismi nuye hasta
aproximadamente — 4Vy por lo que la salida se coloca en
un voltaje igual a —Vcc, lo que corta los pulsos al SCR.
Por la forma de conexi ón de los control adores, esta
1 ció
actuación no i m p l i c a darlo en n i n g ú n elemento.
3 - S . b . PROTECCIÓN EN CASO DE CORTOCIRCUITOS SÚBITOS.- Si
se cortoe i r cu i t an 1 os te rmi nales de sal ida de la fuen te
c Lian do ésta está apagada, al momento de encendí do actüa el
control ador 1 i m i t a n d o 1 a corr í ente ci r cu l an t e en valor
f i jado por su re fe rene i a7 pero si el cortoei reui to se
real iza cuando 1 a f Líente se encuentra en oper ación,
especialmente si el voltaje de trabajo es superior a los
100V, puede suceder que el control ador de cor r ien te no
actúe lo suf ic ien temente ráp ido para evitar da'rio en los
sensi bles el ementes semiconductores, por el1 o se ha
di senado un di sposit i vo que actúe r a p i d a m e n t é f cor tando
1 os pul sos de disparo de 1 os SCR? s en caso de
cor t oc i r cui t os súb i t os.
+ 15 V
R4! Re:
Di
Vi
R2
R5
QlD2
R7
FIG. 3.6.2
-15 V
i r c u i t o para protecci un encortoe i rcu i tos subí tos
c a s o de
- 189 -
El circuí to. q.ue cumpl e esta f uncí ón se muestra en la FIG.
3.B.'2. Este dispositivo debe actuar únicamente cuando la
corrí ente sobrepasa el val or nomi nal de la fuente (15A!> , y
debe permitir la recuperación automática del estado
estable.
Vi - corresponde a la señal que entrega el sensor de
corr i ente (ver FIG. 3.5.1) y Ve es 1 a señal de control del
circuito de di sparo (ver FI6. 3.3.8 y 3.5.2>.
La forma en que actúa este c ircui to, puede ser expli cada
observando la FIS. 3. G.3, que representa 1 a señal de
voltaje en Va.
FIS. 3.6.3 Forma de actuac i ón del ci rcuito -de protección
En condici ones normales, el voltaje que entrega el sensor
de corri ente (Vi 5 es i nferior al voltaje en la entrada C + )
del comparador Ic 1. Su. sal i da presenta, en este caso,
- i SO -
alta impedancia y no permite la circulación de corriente
por ella, por tanto 01 está en corte y el capacitor C se
carga hasta el voltaje d é l a fuente í15VÜ. Va tomará el
mismo valor. Va está conectado a un seguidor de voltaje
Ic2 y su salida toma el mismo valor de Va en todo instante
de tiempo. En esta situaci ón, el circuito no altera el
vol taje de control Ve, ya que éste estará détermi nado por
la salida del controlados de voltaje o de corriente y
necesariamente tendrá menor valor que Va.
Al tiempo tO, ocurre un cortocircuito súbito, aumenta la
corrí ente por la carga y, proporcionalmente & éstar
aumenta Vi. Cuando Vi toma val ores superi ores al voltaje
en la otra entrada del comparador, la salida de éste
cambia a OVy ésto produce la descarga del capacitor C a
través de Qi, cuya función es únicamente ampli fi car la
corriente que puede soportar Id. Con la descarga de C?
disminuye súbitamente el voltaje Va hasta prácticamente
—Vcc7 porque R5 C33¿O. es mucho menor que R6 íiOKfO y ésta
mucho menor que- R4- C3 MA-5 . La reducción de voltaje en Va,
produce una caída similar en Ve y los pulsos de disparo no
pueden llegar a los 3CR':s.
Una ves que 1 a cor r i ente di smi nuye, se corta nuevamente Ql
y el c apac i t or se carga en una forma rápida a t r aves de RS
y F'2, hasta que Va tome val ores cercanos a OV al ti empo
ti. En ese momento la rama compuesta por R6, P2 y R7
191 -
dejan de'influir en la carga de C, porque el di odo D:¿ no
permite la circulación de corriente en sentido contrario.
A partir de ti, la carga del capacitor es muy lenta, por
tanto 1 os voltajes Va y Ve (durante estos instantes Va~Vc)
aumentan en forma i gualmente 1enta. Esto .permite que el
voltaje- a la sal ida del recti fi cador y aumente muy 1ento y
el control ador de corrí ente tenga el ti empo - sufi ci ente
para actuar si persiste el cortocircuito a la sal ida de la
fuente.
En resumen, la actuaci ón del circuito es cortar
rápi damente 1 os pul sos de di sparo del recti fi cador, en
caso de que la corriente aumente demási ado, y 1ueqo
iniciar nuevamente el trabajo, • pero incrementando el
•voltaje de sal i da 1 entamente desde OV para que el
controlador de corriente pueda actuar sin peligro.
Los elementos usados en este c i rcuito son:
.Ic 1 = comparador de vol taje C1/4 de LM, 339)
Ic2 ~ ampli fi cador operac i onal C1/4 de LM 324)
Ql = transistor PMP C2N 3906)
Rl = 24 KA . . . . ; - R6 = i O KA
R2 = 30 KA .; . " - . - . '. .'-. • R7 = 10 KA
R3 = 330 'h . • Pl = 5 KA
R4 = 3 Mu P2 = 5 KA
R5 = 56 A . . C = 10
3,6-c- CIRCUITO DE ENCENDIDO - ESPERA.- El disyuntor
en las líneas de entrada, además de la protección que
brinda, sirve como i nterruptor de al i mentación de la
fuente. Al activar el disyuntor, se alimentan de energía
1 os dispositivos de di sparo, control y protección, dejando
a' la fuente en un estado de espera CBTAND-BY). Para pasar
de este estado, a funcionamiento normal, es necesari o un
circuito de encendido, porque el usar directamente un
interruptor manual puede afectar el fuñe i onami ent o -*del
sistema. • Incluso los interruptores de alta calidad,
pueden pr oduc ir r ebote y 1 os c ontr oí ador es son muy
sensi bles a todo transi tori o. Por ésto, se ha di senado un
circuito que el i mine estos i neónveni entes.
El ci rcuito se muestra en la FIG. 3.6.4. "Cuando se
presiona el • pul sante de eneendi do CON), se acti va
i nmedi a t amen te el SCR y'^permanece si n al teraci ón a pesar
de que exi sta r ebote o se-'-Vpresi one var i as vec es el
pulsante. A través del SCR circuí a corrí ente a 1 as bases
de 1 os transí stores Ql y Q2, 1 os cual es se saturan porque-
la resistencia en sus colectores es muy grande. En
saturaei ón, el voltaje colector erni sor es 'muy;.'.pequeño, por
lo que puede asumirse que el voltaje en el. colector. de, Ql
es igual al de referencia de voltaje CVr) y_ el del
colector de Q2 i qual al de referene i a de corrí ente CIr') .
193
OV
o o v
FIG. 3. £.4 Uircuito de encendido
Las resistene i as Rl, R2y R3 y R4 deben ser sufi cientemente
grandes para q.ue la corrí ente que ci r cul a por Ü!l y Q2 no
altere 1 as.. referenci as. Esto hace necesari o 1 a/
utilización de. los -seguidores de voltaje a la salida, para
conseguir las corrientes que exigen los control adores =
RS sirve para dar corriente a un 1ed que indica si la
- 194 -
fuente está en funcionamiento o en espera CSb).
R9 sumínistra el pul so necesari o para el activado del SCR
y RIO y C si rven para di srní nui r la sensi bilí dad de esa
compuerta.
P2 es la regulación de la referencia de corriente y Pl, la
regulación de la referencia de voltaje; estos dos
potenciómetros son accesibles desde el exterior de la
fuente y son necesarias vari as vueltas para pasar de su
valor mínimo al máxi mo. Con esto se gana en precisi án, al
sel ecci onar el voltaje o 1 a corr.i ente de sal ida.
Sb es un pulsante que desactiva al SUR y permite pasar de
estado de funcionamiento a estado de espera, sin
transi torios ni rebotes.
SI es un interruptor que selecciona referencia de voltaje
i nterna o externa. En la posi ci ón 1? la referenci a de
voltaje es regulada por Pl y en la posición 2, la
referencia está dada por una fuente exterior. < La
regulación exteri or debe ser conectada entre el punto Ex y
el voltaje 'de. referencia de .üv1.
Zl, Z'2 . y.- -R11'' sirven' ' para limitar el voltaje en ssa
entrada, en el. caso- de que por equi vocaci ón se conecte a
un voltaje muy alto-
Los elementos usados son:
Icl = amplificador operacional CLM 324)
T = SCR lAy 20OV CCB 202!)
Ql, Q2 - transistor NPN CM 9570)
Zl, Z2 = diodo zener C1N 4742)
P1 = pot ene i ómetr o de 5 KA, i O vuelt as
P2 = p oten c i ómet r o de I KA , i O vue11 as
Rl = R2 = 100 KA R& = 660 A
R3 - R4 = 47 KA R7 = 3 KA
R5 = 10 A RS - 470 A
RS = 1 KA • RIO = 100 A
Rll = 3,9 KA
3,6.d. FUENTE DE PODER DE LOS DISPOSITIVOS DE CONTROL,
DISPARO Y PROTECCIONES.- Los voltajes necesarios para " el
funcí onami ento de todos estos circui tos son: +15, —15,
+ 10, y —5 VDC. Ni nguno de 1 os di spositi vos necesita de
una gran preci si on en el voltaje; todos 1 os i ntegrados
usados son operacionales que pueden trabajar en voltajes
desde ± 3V a í Í5V sin problema. Sin embargo, la rampa
generada en el circuito de disparo, necesita de un voltaje
constante para que el ti empo en que disminuye hasta OV sea
realmente los 8,33 ms necesarios. (Ver Fig. 3-3.4)
Todos los elementos usados son de hxaja potencia y la
corri ente que consumen es muy pequeña, por I o que 1 os
requerí mi entos de corrí ente de esta fuente no son muy
t
~~ 1 y 6 ~
grandes.
El ci rcuito di senado se muestra en 1 a FIG. 3.6.5. El
transformador se conecta entre f a'se y neutro de la
alimentación de la red pública C120 V) y a la salida
entrega voltajes de 15. VAC con tap central. Estos
voltajes son rectificados con un puente monofásico y
filtrados por medio de los condensadores Cl y C2. Luego
del filtro, ingresan a reguladores integrados de +15V y
— 15V respecti varnente. A la sal ida de ellos se ha ce-locado
1 os condensadores C3 y C4 para mayor es-tabi 1 izaci ón del
voltaje. Estos voltajes ya regulados son uti 1 izados
directamente por 1 os ci rcuitos. Los voltajes de +ÍOV y
—5V se obtienen con diodos zener. Las resistenci as Rl y
R2 sirven para dar una corriente mínima a los zener.
+ 20 V
VTN
O V
Ti
/v +
ov
leíC2
-20V
+ 15 V
-o-MOV
-5 V
R 2
I 5 V
IC3
FIG. 3.6.5 Fuente de poder para el control
- 197 -
Los elementos usados son:
TI = transformador í15V/15V con tap central, 2A
Id = puente, recti f i cador , 400V, 4A CLX 165)
Cl '= C2 = 1000 ¿iF, 50V .
C3 = C4 = 1 juF, 63V
Zl = Z2 = zener de 5T1V Iw CEC8 5010)
Rl ~ R2 = 560 fi l/¿ w
Ic2 = Regulador de voltaje +15V; 1A CECG 968)
Ic3 = Regulador de voltaje -15V; 1A CECG 969)
3.7 PERTURBACIONES EN LA CARSA Y LIMITACIONES
Los cambios en la carga conectada a la salida de la
fuente, producen f1uctuaci ones en el voltaje y/o corrí ente
que asta entrega. Los control adores de corrí ente y de
voltaje actúan para corregir cualquier desvi aciun que
pueda existir con respecto a los parámetros
selecci onados. Si n embargo, en e.l caso de un
cortocircuito súbito, al momento en que la fuente se
encuentra operando en condi ci ones nominal es, el
control ador de corriente puede no ser lo suficientemente
r api do para 1 i mi tar la corrí ente a un val or permisible., en
un ti empo que no signi f i que daño de los el eméritos, por
ésto se implemento un circuito que corte los pulsos del
recti fi cador en caso de que 1 a corrí ente por la carga se
suba más allá del límite. Pero incluso este circuito
- 198 -
tiene sus limitaciones, porque una vez que se activó un
BCR, no se desactivará sino cuando el voltaje en sus
terminales cambi e de polari dad. Esto qui ere decir que si
el cortocircuito se produce justo el momento en que se
activa un SUR, aunque se corten i nmedi atamenté 1 os pul sos
en su compuerta, éste seguirá conduci endo 1 a corriente de
cortocircuito hasta que se termine su p~er iodo de
conduce i ón.
El peor- de los casos es que 1 a fuente esté funcionando a
voltaje y corvi ente máximos y que el cortocircuito se
produzca en el momento que se acti vó un SCR. El capacitor
del filtro que se encontraba cargado a un voltaje Vo, se
descarga rápidamente produciendo una corriente dada por:
Vo -t/RoCI = — e CE.3-28)
Ro
Ro representa la suma de la resistencia utilizada para
sensar la corriente CO, 1 íl) más la resistencia equivalente
del cortocircuito que puede ser más pequeña. La corriente
producida por la descarga del capacitor hace que actué el
circuito de protecci ón en caso de cortocircuitos súbitos
y corte los pulsos de disparo de los SCR's del puente.
Una', .vez' que • se 'descarga el capacitor, puede considerarse
que el.puente se encuentra con una carga RL; L representa
la i nductancia del filtro y R representa 1 a suma de 1 as
- 199 -
resi stenei as de la i nductancia del filtro, del sensor de
corri ente y del cortoe i rcuito mismo. La corrí ente de
cortocircuito que circuí a por el puente puede cal cu1arse
de la siguiente forma:
* V d
(o)
o n/3
FIS, 7 .1 . Voltaje y corr í ente a' la sal ida delrect.i f i cador en caso de cortoe iréui to
La FIS. 3 .7- i representa el voltaje [3.7,1 ( a ) ] y la
corr í ente [3.7.1. ílb'73v*..a 1 a sal ida del r ect i f i cador . El
cor toe i rcui t o se produce para cut ~ 07 en ese i nstante 1 a
corrí ente que entrega el recti f i cador es 10 Cen el peor de
los casos 10 ~ 15A3 . En cot = ir/3 se produce la
conmutación de corriente entre dos-- dfodps. _del puente" -y , .la
corr ien te toma un valor I I . La conducción del • puen-te
c o n t i n u a hasta tut = TT, instante en que se desactiva el
t i r i st or en conduce i on y la cor r i ante torna su val or máxi mo
i gual a If. Luego de eso, 1 a corrí ente de la i nductancia
circula por la resistencia sensora, los terminales de
salida Cen corto) y cierra el circuito por el diodo de
recuperación. Al no tener una fuente que alimente esta
corri ente, decae con una ecuación dada por:
-Rt/Lid Ct) = If e CE. 3. 29)
A conti nuación se hará el ca lcu lo de 1 os val ores
instantáneos de la cor r ien te .
Para O £ üit £ TT/3, la ecuación que d e f i n e el c i r c u i t o es:
de n C w t + TT/3) = L. — id + id R (£.3.30!)
dt
La solución general para esta ecuación es :
¿Vs ~-Cü)t-K!T/3)/tgiid = cosi [sen Ctüt + TT/3 - ® ) ] + K e
Ri í* cr o r? 1'-. íz.. o . o 4.
Donde tg i = ü)L/R CE. 3. 32)
Para wt = O id - 10
TT/3tg® ^Vs cosi 1T/3tggjK = 10 e - ~~ e senCTT/3 - §)
R
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100"
mH
t(ms)
FIG. 3.7.2. Uorri ente transí tori a' "que entrega elrecti ficador en caso de cortoe i remitos subí tos
La FIb". 3.7.2 muestra la corriente que entrega el
recti fi cador en caso de cortocircui to súbito, se ha
considerado el peor de los- casos es decir: lo = Í5A y que
el ángulo de activado de los SCR's del puente es « = O al
momento del cortoe i rcuito.
Otros datos son: Vs = 208 V; R = 0,5 A
La inductancia del filtro se satura al circular por ella
altas corrientes, por.esto se ha realisado 2 curvas, la
pri mera para L = 100 mH, es deci r, consi derando que no
existe saturación, y la segunda para una inductancia
promedio de 20 mH.
Para t menor que 8,33 ms, 1 a corri ente id ci rcula por el
puente Cpor los SCR's!) pero para t mayor que 6,33 ms, la
corriente circula únicamente por el diodo 'de recuperación.
El valor promedio de la i nductanci a puede di smi nuir aun
más con la saturación, pero los SCR's pueden soportar
corrientes- de pico de hasta 325A para tiempos de base deí"T"
pul so de 8 ms.
H
CAPITULO IV
RESULTADOS EXPERIMENTALES
4.1 ASPECTOS TECNOLÓGICOS DEL SISTEMA CONSTRUIDO '
'
La fuente de poder di senada se 1 a armó en una caja
metal i ca construida con una 1 amina de tol de 2mm de
grueso. Sus di mensiones aproxi madas son: 50 x 50 cm. de
base y 1S cm. de altura. Su peso aproximado es de 25 Kg .
La parte frontal se indica en la foto No. i. En ella
puede verse a la izquierda el disyuntor, que, cuando está
desactivado COFF), desconecta totalmente el sistema de la<
alimentación de entrada, y en estado de activado CON),
permite el paso de corriente al sistema de control ,de la
fuente, dejándola lista para su funcionamiento. En este
estado, se enciende la luz indicadora "Power DN" en la
parte superior .. . .'
Observando la foto No. 1 . de izquierda a derecha, se
encuentra a continuación un voltímetro D.C. que mide la
-tensi ón en los t er mi nal.es de sal i da de 1 a tuente. A rondo
de escala, el vo.l tí metro" .marca 300 VDC. Justo debajo de
éste se encuentra el pótene.i órnetro de regulac i ón de
voltaje de salida. Cuando se trabaja en modo de control
interno, este potenciómetro permite variar la tensión de
salida entre O y voltaje máximo y para poder establecer
con precisión el voltaje d'e sal ida deseado éste • es uni
potenciómetro de 10 vueltas-.
Foto No. 1 - Vista f ron ta l de la fuen te
É
A.continuación, se encuentra un amper i metro DU, que mide la
corriente que entrega la fuente. A fondo de: escala este
amper ímetro marca 20A- Debajo de él se encuentra el
potenciómetro de regulación de- corrí ente, que 'per'mi te
limitar . 1.a máxi ma corriente circuí ante por los ter mi nales
de sal i da entre 0,6 y 15,5 amper i os. Al i gual que el
potenciómetro de- r egulación de voltaje, éste es un
p ot en.c i ómet r o de 10 vue 11 as.
En la parte inferior derecha se encuentran los terminal es
de salida rojo -f- y negro ~T di se nados para soportar
- 206 -
corrientes de hasta 20 amperios. Junto a ellos se
en c uent r a el t er mi n al "QND" q ue est á c onect ad o
eléctricamente a la caja metálica, pero no tienen ninguna
otra conexión interna. Sobre • ellos se encuentran 2
pulsantes. Al accionar el pulsante "UN", se permite la
entrega de tensión en 1 os termi nales de sal i da, si empre
que la fuente se encuentre en estado de espera, lista para
su funcionamiento, es decir con el disyuntor de la
izqui erda activado CON). Esta acción permite el ene endi do
de la luz indicadora "Supply QN" en la parte superi or.
Al accionar el pulsante "OFF", se deja nuevamente la
fuente en estado de espera, cortando el voltaje en 1 os
terminales de salida.
i
Foto No. l¿ — Vista posterior de la fuen te
La parte postar i or de la fuente se i n d i c a en la foto No. '¿,
A la izquierda .se observan 1 os terminales de entrada,
claramente marcados con las letras Rr S, T las 3 fases y,
N el neutro. En el centro está la caja de fusibles de
potencia; en ella se encuentran, de izquierda a derecha,
un fusible a la salida de la fuente y un fusible en cada
una de las líneas de entrada R, S y T respectivamente.
• \ continuación se encuentran 2 portafusi1 bes individuales,
El fusible de la parte i nferior protege el si stema de
control y el superior es de repuesto.
En la parte inferior derecha se encuentran los ter rni nal es
de conexión del voltaje de control externo marcados con
"CONTROL EXTERNO" C+ y -!) . Sobre ellos se encuentra el
conmutador que selecciona el modo de trabajo con control
i nt er no o c on c ot r oí externo mar c ado c on "INT" y "EXT", de
acuerdo a l a pos i ci ón con la que el conmutador sel ecc-i ona
uno u otro modo de trabajo.
Los elementos internos, su distribución- y conexiones,
pueden verse en la foto No, 3. Claramente puede
observarse el puente r ect i fieador montado en su di si pador.
Junto a él se encuentra el diodo de recuperaci ón} montado
en un disipador aparte, y 1 os dos condensadores que forman
parte del filtro de sal ida. Junto al diodo de
recuperación, se encuentran los 3 capacitores del filtro
de entrada y luego, la inductancia del filtro de sal i da,
que es el elemento más grande y pesado de la fuente.
- 208 -
Pueden distinguirse tambí en los impresos con 1 os el emento;
de control de 1 a fuente.
foto No. 3 - Vista del interior de la fuente
El sistema completo tiene en total 4 impresos; el más
complejo que puede verse en pri mer plano en la foto, es
el que tiene los circuitos de control, de encendido y de
protección en caso de cortocircuitos. La guia para la
realización de este impreso se encuentra a escala natural
en la FIS. 4.í.1.
Ubi cada bajo este i mpreso se encuentra el que cont i ene el
circuito de di sparo y si neróni smo de 1 os SCR's del puente,
así como la protección en caso de falla de 1 fase. La
guia para la realización de éste se muestra en la FIS.
4.1.2 a escala natural. Las dimensiones son i guales al
anteri or.
Í09 -
FIG. 4.1.1 Guía para la realizaci ón del impreso quecontiene los circuitos de control y encendido
210
CIRCUITO DEDISPARO
FIS. 4.1.2. b'uía para la realización del impreso quecontiene los circuí tos de di sparo
Bajo estos dos impresos se encuentra el que contiene, -la
fuente de alimentación regulada i 15 v"DÜ necesaria para el
funcionamiento de los circuitos de control, disparo y
protecciones. La guia para la realización de este impreso
se muestra en la FIG. 4.1.3. Este es el impreso más
si mple y sus dimensi ones son la mitad de 1 os dos
anteriores. -..
FUENTE DEALIMENTACIÓN
FItí. 4.1.3 b'uía para r.a. real izaci ón del impreso quecontiene la fuente de al i mentaci ón
El cuarto y ú l t i m o impreso está colocado junto a la p i l a
que cont iene los 3 anteriores y puede verse claramente en
las fotos. Este impreso cont iene los elementos para
sensar el voltaje y .1.a"' corr í ente de sal ida , 1 as
resistencias para sensar los voltajes de las fases R, 8 y
T de entrada, y algunos elementos necesarios para los
i indicadores f ron ta l es.
__ -~l -j -~l
Se ha p r e f e r i d o rea l izar 4 tarjetas, en lugar de i sola,
para separar las func iones que c u m p l e cada una de ellas y
t a m b i é n para reduci r el espacio necesario en la caja que
conti ene todo el sistema.
4.2 MEDICIONES DE LAS CARACTERÍSTICAS DE LA FUENTE
4.2.a. RANGO DE V A R I A C I Ó N DEL VOLTAJE Y CORRIENTE DE
SALIDA.- Para la exposición de este punto se rea l izaron
varias pruebas, la p r i m e r a de ellas consiste en medi r los
1 imites de regulación del voltaje de sal ida, colocando el
r egul ador de corr í ente al rnáxi mo. Los 1 imites de
regulación obtenidos son O y 255 V, pudiendo trabajar en
.cual qui er punto dentro de esos 1 írni tes, tanto en vac i a
corno con carga, s iempre que no se exceda de 15 A . '
Luego, colocando el regulador de voltaje al máxi mo, se
m i d i ó los l ími t e s de regul ac-ión de 1 a ' co r r í ente entregada,
l:os cuales resultaron ser 0,6 y 15,5A, tanto en
c or toe i r c u i t o c orno c on c ual q u i er c ar g a, s iempre que n o se
exceda de-%-Voltaje m á x i m o que es 250V.
Las dos pruebas anter i ores se real i zaron en modo de
control in terno. La sigu-i ente prueba dentro de este punto
se real i zó en modo'- de..-control externo y ti ene como
objetivo encontrar una .curva qun muestre - la r el aci ón entre
el voltaje presente en la entrada' de control externo y el
vol taje de sal ida de la fuente . ' Para el lo se col ocó una
fuente de tensi ón conti nua vari ableen la entrada de
control externo y un volt ímetro de continua, tanto en 1 a
entrada como en la salida de la fuente de poder diseñada,
y se tomaraon los datos'que se observan en la tabla 4.1.
En base a éstos se-realizó la curva de la FIS. 4.2.1, en
la que se muestra el vol.taje de sal ida en fuñe i ón del
voltaje en la entrada de control externo.
240--
200--
10 Vln(v)
FIS, 4.2. 1 Voltaje de sal ida en función del voltaje enla entrada de controí externa
VOLTAJE DE
CONTROL CV)
VOLTAJE DE
SALIDA CV)
1 , 20
i
1
1
1
1
1
1
2
2
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^M, «_M_J
,40
, 50
, 60
, 70
, 80
, 90
, 00
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,40
7
10
14
16
19
22
25
28
33
39
,7
,8
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,3
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, 2
2, 60 44,8
2, 80
3, 00
3,40
3, 60
50, 3
56, O
61 , o
C C QOO , CJ
72,1
3, SO
4, 00
4 20
4,40
4, 60
4,30
77,6
83, 1
88,5
94, O
99,5
105, 1
VOLTAJE DE
CONTROL CV)
5, 00
5,20
5,40
5, 50
5, 60
5, 30
VOLTAJE DE
SALIDA CV)
110,7
116, 1
121,7
124 3
126, 8
132,4
5, 00
!l!í
6, 58
6, 30
137, 8
144,2
153,4
159,3
7, 00
7,27
7,79
8, 00
3,24
8, 60
9, 07
9, 48
9, 83
10, 00
10, 35
10r60
164,6
172, O
186, O
191 ,6
198,6
208,0
220,8
!¿43, 6
246, 9
256,4
263, 1
TABLA 4.1
Para mayor confiabilidad de la prueba, las mediciones se
realizaron con corriente circulante superior al 507. de la
corriente nominal.
4.2.b. NIVEL DE RIZADO.- El factor de rizado viene
definido por la ecuación E.4.i:
frVRMS AC
VDCCE.4
El vo l t a j e ,med io de sal ida puede medírselo fáci1 mente con
un vol t ímet ro D . C . , pero la lectura del voltaje RMS de las<i
componentes alternas resulta dudosa, incluso al usar un
voltímetro A.C. de verdadero valor RMS, por lo que se optó
por medir este parámetro con 1 a ayuda de un osei 1oscopi o-
— 150V-
Foto No. 4 - Rizado" de voltaje de salida en el peor de loscasos
Escala hor izon ta l : 1 ms por d iv i s iónEscala vertical : i v" por división
La fo rma del r izado del voltaje de salida, visto en un
ose i 1oscopi o, se muestra en 1 a foto No. 47 que fue tomada
para un yolta.je de 15GV y una cor r ien te de 15,4 A T que es
el caso en el que se obtiene mayor voltaje a l terno en la
salida de la fuente .
Para- asegurarse de no cometer error por defecto sino todo
1 o contrar i o, el voltaje pi co-pi co. de esta forma de onda
no se lo tomó entre dos pi eos consecuti vos, si no que se
m i d i ó la d i f e r e n c i a entre el p ico de mayor valor y el de
menor valor. Así , para la fo rma de onda de la foto No. 4,
el voltaje p i c o — p i c o medido es 6 vol t ios . .
A part i r del vol taje pi co-pi cb 7 el voltaje RMS de 1 as
componentes alternas puede calcularse mediante 1 a ecuaci ón
E.4.2:
Vpp'VRMS AC = —- ; C E . 4 . 2 5
De esta forma, se midió el factor de rizado "para varios
voltajes y corrientes de sal ida; 1 os datos obteni dos se
muestran en la tabla 4.2. El factor de rizado mostrado en
•la tabla se encuentra en tanto por ciento y para cada
.yoTtaje D.C. de salida se calculó el factor de rizado
medio obteni do. Como referenci a, la tabla 4.2 tambi en
indica la corriente de sal ida para cada dato tomado en 1 a
prueba.
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4.2.c. IMPEDANCIA DE SALIDA.- La impedancia de salida se
define como la di ferenei a entre el voltaje en vacío y el
voltaje con carga, di vi di da para la corr i ente de carga,
como lo determi na la ecuación E.4-3.
Zo — CE.4.3!)
Para determinar con mayor preci sión la impedanci a de
salida de la fuente, se tomaron datos para distintos
voltajes en yació y direrentes corrientes de carga, y
luego se determinó el valor medio de todos los resultados
parci al es obteni dos.
a!) Para Vo = 50V
Ve
49,75
49, 45
49,20
I c Z o
2,0 0,125
4,2 O,131
b, 2 . O, 129
48,90 3,4 . -Ó,131
48,70 10,2 O,127
48,40 12,2 O,131
48, 15 14 O, 1.32
48,00 15 . O,133
Para
. Ve
C|C|-í ~r f
99,
99,
98,
98,
98,
Vo
75
55
25
95
£5
40
= 100V
I c
2y'5
4,2
S, &
8,5
10,9
12, 1
o,
o,
o,
o,
o,
o,
Zo
10
107
114
124
124
132
98,15 13,8
98,0 15
O, 134
Zo ~ O,130 Zo = O,121
TABLA 4, TABLA 4.3.b
219.
e) Para Vo = 1.50V
Ve I e Zo
149, 75 2, O ' O, 12í
149,50 3,8 0,13:1
149,25
149,00
148,95
148,75 10,0 O,125
148,50 12,O O,125
148,25 . 13,8 O, 127
148,15 15,0 O,123
5,8 O,129
7,6 07132
8,2 0,128
Para Vo = 200V
Ve Ic Zo
2.5 O,120
5,O O,120
7.6 0,132
10.2 O,-127
11.3 O,127
199, 7
199, 4
199, O
198,7
198,5
198,1 14,2 O,134
Zo = O,127
TABLA 4.3.d
Zo •= 07 127
TABLA 4.3-c
e) Para Vo = 250V
Ve Ic Zo
249 ,,6 3,2 O, 125
249,2 . 6,2 O, 129
248,9 9>2 O, 120
248,5 12,2 O,123
248,2 14,6 O, 123
_ • Zo = O, 124
TABLA 4.3.e
Los resaltados de 1 as pruebas se muestran en 1 as tablas
4.3.a Fiasta la 4.3- e. Cada una de el 1 as muestra los datos
obtenidos para un valor de voltaje de sal i da en vac ío.
Si se promedia todos los resultados mostrados .en las
tablas 4.3, se obtiene 2o = 0,126.
La fuente disenada puede funcionar tambián como fuente de
corriente y, como tal, posee una impedancia de salida en
paral el o. Se real izaron, vari as pruebas para medir este
p ar ámet r o, p er o 1 amen t ab1emen t e n o se c ont ó c on
instrumentos de medida sufi ci entemente preci sos para
realizar una medición confiable, pero en todo caso se
determinó que la i mpedancia de•sal ida en paral el o, cuando
funciona como fuente de corriente, es lo suficientemente
grande para mantener fija la corriente, por más que
exi stan vari aci ones en la carqa.
4.2.d. FACTOR DE RECULACIÓN.- Se entiende por factor de
r equlación , 1 a capacidad que t i ene la fuente de aceptar
vari aciones en el voltaje de entrada y eliminar cualquier
efecto de éstas sobre la i; en si ón entregada a la carga.
Para esta prueba, los termi nal es de entrada de la fuente
fueron conectados a un var iac tri fasico, además se colocó
volt ímetros de preci sión tanto a la entrada como a 1 a
sal ida de la fuente.
En primera instancia, se manipuló hasta conseguir
condiciones nominales, es decir 208 VAC entre fases a i a
entrada, 250 VDC y 15 ADC a la salida de la fuente. Luego
se varió el voltaje de entrada alrededor del voltaje
nominal, observándose que la salida se mantiene constante
para variaciones en la entrada entre 187V y 234V, es decir
1 a sal ida se manti ene constante para • vari aciones entre
89,97. y 112,57. del voltaje nominal.
Para voltajes de entrada i n feri ores a 1S7VAC, el voltaje
de salida ya no puede mantenerse en los 250VDC regulados.
Sin embargo si se regula la salida de la fuente a un.nivel
menor Cpor ejemplo 230 o 240 VDO , puede aceptarse un
mayor rango de variación en la tensión de entrada.
El vari ac usado no pudo sumí nistrar voltajes superi ores a
234VAC en condi ci ones nomi nal es de sal ida, pero pudo
observarse que para corrientes de carga menores, el
voltaje de entrada aumentó hasta cerca de 250VAC, sin que
el voltaje de sal i da suf r i era cambi o al guiño.
En def i ni bi va. puede decirse que la fuente acepta voltajes
de entrada variables entre ±107. del voltaje nominal
C2Q8VAC3, si n que 1 a sal i da se vea afectada. Si no es
imprescindible que el voltaje se mantenga en 250VDC puede
aumentarse, el rango de variación de la t-ens'i.ón de entrada
a ±207. del voltaje nominal..." '. - • ' • • • ' . . • • ' • . '
Voltajes de entrada fuera del rango de ±207, Vn no son
recomendables ya que voltajes super iores-pueden dañar los
elementos . internos y voltajes in fe r io res pueden generar un
mal f u n c i o n a m i e n t o de los elementos de cont ro l .
4.2.e. E F I C I E N C I A Y FACTOR DE POTENCIA. - La e f i c i e n c i a
se d e f i n e como la relación entre la potencia entregada y
la potencia rec ib ida . La potencia entregada' por la fuen te
puede calcularse muí ti p l i cando el voltaje D . C . por 1 a
cor r ien te D . C . en los te rmina les de sal ida de la fuente .
Estos parámetros pueden ser medidos median te un vo l t íme t ro
y un amper ímetro DC respectivamente. La potene i a recibí da
por la fuente puede ser medida con un va t ímet ro t r i f á s i c o ,
a pesar de que 1 a corrí ente no sea si nusoidal ? por 1 o que
el cá lculo de la e f i c i e n c i a se 1 o puede real izar medí ante
la ecuación E.4 .4 .
Vout . loutn — „„___ — — — ,—.. i' cr ,di [ — — — — — '.. ir.. •-+
Pin
El fac tor de potencia puede d e f i n i r s e como la- re lac ión
entre 1 a potencia medí a y 1 a potene i a aparente en 1 os
terminales de entrada de la fuen te . La potencia aparente
en un sistema t r i f á s i co se d e f i n e como el t r i p l e producto
del valor medio cuadrát rco CRMS) del vol taje fase-neutro
por . el. ..val-qr. RMS de la ^do r r i en t e de 1 ínea. De esta f o r m a ,
el factor••• .d-.e- pot'encia Viene- dado por la ecuación E. 4.5.
Como 1 a corrí ente . de 1ínea ti ene un alto contení do
ar mon i c oT es nec esar i o usar un amper í met r o de ver dad er o
valor RMS para med i r est e par ámet r o.
Pi n
3 VfRMS - ILRMSCE-4 .5 )
Para ilustrar sobre e l ' e f e c t o de los capacitores de f i l t r o
de _ e n t r a d a , se real i zaron dos pruebas: la p r i m e r a - sin
usar estos capacitores y la segunda conectando 3
capacitores de 14 |iF, cada uno a la entrada de la fuente, .
c orno lo i n d.i ca la FIG „ 4.2.2.
FIG. 4.2.:¿ F i l t ro de entrada ' f o r m a d o solo concapaci tores
En la tabla 4.4 se muestran 1 os resultados de 1 as pruebas
cuando no se usan 1 os capacitores y en la tabla 4.5 cuando
se usan capacitores de 14 jUrF.
Todos los valores de voltajes y corrí entes están en
volti os y amperi os respectivamente, 1 a potencia en vatios
y la efici ene i a en tanto por ciento-
Se ha calculado la efi ciene i a medí a y el factor de
potencia medio para cada grupo de datos con si mi 1ar
yol taje de sal i da»
VfRMS ILRMS Pin Vout lout q fp
1 i 8 ,7 12,30 4000 250,O 15,2 95,O 0,913
119,3 9,50 3100 250,7 11,9 96,2 0,912 q=0,973
.20,0 6,90 2250 251,1 S,7 97,1 O,906 —
120,3 4,36 1400 251,6 5,5 98,8 0,890
120,8 2,65 850 252,0 3,35 99,3 0,885
120.1 '11,70 2400 147,7 15,4 94,8 0,559
.20,2 '9,1O 1900 148,2 12,2 95,2 O,579 q=0,950
121,0 5,00 1100 149,1 7,1 96,2 O,606 —, _... :: :: • .. ...~ : — .1 — : • • . . • ' —- • • ' . .. • • • f j {J ^ ^J ^
• 121,0 2,70 600 149, 7 3,9 97,3 0,612
121,0 S,56 900 50,0 15,O 83,3 O,290
.21,3 5,55 600 50,6 10, O 84,3 O,297 q=0,912
121.4 3,00 300 51,2 5,7 97,3 O,275 —
121.5 1,50 150 51,6 2,9 99,8 0,274
' ""-V'--^v. ' TABLA 4. 4
En 1 os datos de 1 as tablas puede observarse que el factor
de potencia aumenta en todos los casos al colocar los
capacitores, e incl uso. •• "se;. . . nota un 1 i g.er o aumento del
r en d imí ento. ' ' ' . . ' . - . . . . • "
Por ot r o lado, se puede ob ser var una gran e f i c i e n c i a ,
incluso cuando trabaja con bajos voltajes y altas
corrientes, que es el peor de los casos. Esta es una de
1 as carácter ísti cas más i mportantes de la fuente.
VfRMS
t ™
1
1. — .
1
1
1
1
1
—1
1
1
i&
1
'-¿U , 3
20,5
21 , 2— . — _
*-it•— i f— i.¿.1, 0
21 1
21,5
21 9
— —22, 2
•*" •— i i-j
22 , 5
•~' O Q0_J_ , _^
—21, 6
IL
11
9
6__
4
2
10
8
4
1
7
4
'.••I_. — .—
1
RMS
, 90
,27
, 70. — _
, 20
,70
, 50
, 00
27
, 90
,65
,-90
, 80
, 55
Pin
3950
3100
2250— .
1400
900
2400
1900
1100„
540
900
600
350— — . — : —
"170
vout
250, 0
250,7
251,0.„
251,5
252,0
148,2
149, 0
149,6. _
150, 1
50 , 0
50 , 6
51,3. —
51,7
I out
15,4
1 ""' '"'j. j_ , j_
3,8
5,5
o ^í, U
15,6
12,5
7,25~~
o i cri-j , Jij
15,7
10, 9
5,7_
o •"." c=;j , ,¿_o
rí
97,5
98,7"
98, 2
98, 8
98,0
96,3
98,0
98, 6
98,7
87 , 2
9 1 , 9
98 , !¿!—^ —
98, S
0
0
0
—0
0
0
0
0
—0
0
0
0
—0
fp, 920
, 925
,924
,914
,912
,629
,652
, 704
— —,775
,321
o o o
,339
,301
r O,9S2____
- fp=0, 919
q=o, 979
—- fp-0,6SO
rl=0T 940
. —
— f p— 0, 324
TABLA 4.5
4.2.f. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS.- Para desarrollar este
punto se realizaron varias pruebas de distinta índole,
tratando" - de. - encontrar .-• los puntos de trabajo donde se
presentan "1-a.s situaciones- más críticas.
En primer lugar se ejecutaron pruebas para demostrar la
1ineali dad del voltaje de sal ida con respecto al voltaje
presente en su entrada de control externo y la capacidad
de la fuente para seguir una forma de onda presente en su
entrada. Para ello se conectó un generador de funciones
en la entr-ada de control externo y se observó en el
ose iloscopi o, tanto 1 a señal de entrada, como 1 a señal en
los terminales de salida de la fuente.
a.)
fcO •vwwwwvx.Foto No. 5 - Respuesta de la fuente a una serial tr i angul ar
en su entrada de control
a) Voltaje de sal ida de la fuenteEscala vert i cal 50 V por di vi si ónEscal a horizontal 2 s por di vi si ón
b !> Voltaje de entrada externaEscala vert i cal 5 V por di vi si ónEscala horizontal 2 s por división
La f ot o No. 5 rnuest r a l a r esp uest a de la f uen t e (parte
super i ar ') c uando se coí oca en su entrada de control una
señal t r i angul ar (abajo) . La serial de entrada está
graf i cada en una escala de 5 vol ti os por di vi si on y su
var iación está entre 2 y 3 voltios. Su f recuenc ia es de
alrededor de 0,5 Hz . La serial de sal ida está graf i cada en
la parte super i or, con una escal a de 50 volti os por
d iv is ión; el pico i n f e r i o r se encuentra a 25 voltios y el
super ior-- a 215 voltios. La corrí ente circuí ante por 1 a
carga, al momento de la prueba, var i a entre 2 y 12
amperios aproxi madamente.
a.)
Foto No. 6 — Respuesta 'de la fuente a una señal sinusoidalen' su entrada de control
Voltaje de salida de la fuenteEscala vertical 50 V por divisiónEscala horizontal 2;-s por división
Voltaje de entrada .externaEscal a vertical 5 V por di vi si ónEscala horizontal 2 s por división
- 22S -
La s iguiente prueba se rea l i zó con una entrada sinusoidal
más una componente cont inua . Los resultados se muestran
en la foto No. 6. La entrada, g r a f i c a d a en la par te
i n f e r i o r con una escala de 5 voltios por d iv i s ión , varía
entre 2 y 10 voltios ap rox imadamente . La salida en la
parte superior a una escala de 50 voltios por d iv i s ión ,
var ía entre 25 y 245 voltios. ' x La frecuencia, de la serial
es de 0,2 Hz . La corrí ente por la carga var ía entre 2 y
14 amper i os aproxi criadamente.
Para la s iguiente prueba se i nc luyó al 1 imi tador de
cor r i en te en la respuesta de la fuente . Los resultados se
muestran en la foto No. 7. La serial de entrada es
tri angular de una f recuenci a de 0 ,2 Hz . La serial de
sal ida Cpar te superi or) ti ene cuatro pí cosj el pr i mero y
el tercero se encuentran completos porque no se l imi tó la
cor r i ente, el segundo pico se encuentra cortado en 150 v"DC
aproxi madarnente, porque se 1 i mi tó, por medio del regul ador
de corr í ente, la corr í ente de sal ida a 3 amper i os. El
cuarto pico se encuentra cortado en un • voltaje super i or
porque «se cal ib ni al regulador de corr í ente en otro ni vel,
Puede observarse un pi co en el vol ta je de sal i da al
momento del corte ejecutado por el regulador de corr i ente,
éste se debe al retardo e.xi stente en el momento del cambi o.
d e ac c i ón de c ontr oí entre el c ontroí ador d e voltaje y el
de corr iente . Este retardo varía entre 100 y 500
mi 1 isegúndos dependiendo del pun to de t raba jo .
b) -OV - (a!)
-OV Cb'j
Foto No. 7 - Respuesta de la fuente a una señal triangularcon y sin 1 i mitaci ón de corrí ente *
a) Voltaje de salida de la- fuenteEscala vertical 50 V por di vi si ónEscala horizontal '2 s por di vi si ón
b) Voltaje de entrada externaEscal a vert i cal 5 V por di visiónEscala hor izontal 2 s por di vi si ón
Con la siguiente prueba se pretende observar la respuesta
de la fuente cuando se col oca en 1 a entrada una funcí ón
paso. La foto No. 8 muestra 1 os resultados obteni dos al
colocar una forma de onda cuadrada en 1 a entrada.
La entrada está graficada en la parte in feriar con una
escal a de 5 volti os por di vi si ón, el nivel de cero se
encuentra graficado y puede determinarse que el voltaje
bajo es 2V y, en alto, cercano a 10V. La frecuencia de la
señal es de 2Hz.
La sal i da está graficada en la parte super ior con una
escala de 100 voltios por división, igualmente el nivel de
cero está grafi cado y se puede détermi nar que en el
ni vel bajo, el volta.je es de 20V y en el nivel alto de
230VDC aproximadamente. La corriente circulante por la.--
carga al momento de la prueba es de Í3X4A en el nivel alto
y de IjB amperios en el nivel bajo.
—OV Ca>
-OV Cb!)
Foto No. 8 - Respuesta de la fuente a una señal cuadradaen la entrada de control
a) Voltaje a la salida de la fuenteEscala vertical 100 V' por divisiónEscala horizontal 1 s por división
b!í Voltaje de entrada externaEsc al.a vertical 5 V por divisiónEscaía horizontal 1 s por división
Puede ' 'verse en la foto- que no existe sobretiro en el
voltaje de salida y que el tiempo de estabilización es
pequeño.
Lamentablemente no en todos 1 os puntos de trabajo se dan
estas con d i c iones opt i mas. La fot o No. 9 muest r a el peor
de-los casos que pudo registrarse, en ella puede verse que
el sobrenivel porcentual es de alrededor del 60X7 aunque
el tiempo de estabilización se mantenga en alrededor de
100 mi 1 i segundos.
-OV (b)
:Í
Foto No. 9 ~ Respuesta de la fuente a una función paso enla entrada de control
a) Voltaje de 'salida de la fuente '• -4:.Escala vertical 50 V por divisiónEscala horizontal O,1 s por división
bO Voltaje de entrada externaEscala vertical 5 V por divisiónEscala horizontal O,1 s por división
La foto No. "3 muestra un paso de '¿,5 a 6,5 voltios en la
entrada de control que producen un cambio en la sal ida
(arriba) de 50 a 150 VDC aproximadamente, el pico máximo
.del voltaje de salida llega a 240 VDU aproximadamente.
Los ni veles de referene i a de voltaje cero se encuentran
graficados para las dos seriales.
Puede observarse además en 1 as fotos No. 8 y 9 que el
paso de voltaje de un nivel mayor a otro menor no produce
un sobreti ro muy grande y a pesar que el ti emo de bajada
es mayor, el tiempo de estabilización se reduce si lo
comparamos con el tiempo de subida y el tiempo de
estabilización del paso positivo de voltaje
respectivamente.
La corrí ente ci rculante por la carga al momento de tomar
la foto No. 9 fue de 8,4A en el nivel alto y de. 2,6
amper i os en el nivel ba jet.
Con las dos pruebas siguientes se puede observar el
comportamiento de la fuente cuando se da un paso en la
c or r i en t e de c ar g a. Est as pr ueb as se r eali z ar on en mod o-
de control interno. Para la pr i mera de estas dos pruebas
se reguló inici alrnente el voltaje de salida en
aproximadamente 220V y la corri ente en 5 amperi os, 1usgo,
con el regulador de corri ente al maxi mo, se di o un paso en
la carga de tal forma que 1 a • corri ente aumente de 5 a 12
amperios. _ -.Los resultados- pueden verse en la -foto No. 10,
en la que-, se- muestra 'en" 1-a parte superior el voltaje de
sal ida en una esc al a -de 50 volt i os por división y en la
parte inferior, la corriente en una escala de 4,5 amperios
por di vi si ón. La referenci a de cero se encuent ra
g r a f i c a d a en la parte i n f e r i o r .
b)
< O C a ü y C f c O
Foto No. 10 — Respuesta de la fuente a un paso 'de carga
a) Voltaje de salida de la fuenteEscala vert i cal 50 V por di vi si ónEscala horizontal 0,2 s por división
b) Corriente de sal ida de la fuente . . ; .Escala vertical 4,5 amperios por divisiónEscala horizontal 0,2 s por división
Puede observarse que exi ste una pequeña ose i 1aci ón tanto
en la subi da como en la bajada de corri ente.
A continuación se procedió a calibrar el regulador de
corriente para que limite a 10 amperios y se procedió en
la misma forma anterior, aplicando el mismo paso de carga.
Los resultados de esta prueba pueden verse en la foto No.
11. Las escalas son las mismas que para el caso anterior„
Existe un retardo de t iempo en la actuación del
control ador de corr í ente, por 1 o que se a lcanza el estado
estable luego de casi 400 mi 1 i segundos contados desde el
momento en que sube la corrí ente de carga hasta que se
estabi l iza en 10 amperios, luego de que pasa por un estado
en que la cor r ien te c i rcu lan te era 12 amper ios .
-O C a 5 y CfcO
Foto No. 11 - Respuesta de la fuente a un paso de cargacon limitación de corriente
a!) Voltaje de sal ida de la fuenteEscala vertical 50 V por divisiónEscala horizontal 0,2 s por división
b ') Corriente de sal idaEscala vertical 4,5 amperios por di visiónEscala horizontal O,2 s por división
El instante en que se regresa a 1 as condiciones iniciales
(corriente de carga igual a 5 amperi os), se produce un
transítori o bastante grande en el voltaje de sal ida. El
sobrenivel porcentual del pico es de alrededor del 45X y
el tiempo de estabi1 i2ación es de aproxi madamente 250
mi 1 i segúndos.
Cuando la diferencia entre la corriente que circularía por
la carga en caso de no existir .limitación y la corriente
regulada es mayor, las características del sistema mejoran
considerablemente.
Las siguientes pruebas se refieren al momento de encendido
y apagado de la fuente.
En la foto No. l'.¿ puede verse el voltaje de salida de la
fuente cuando pasa por los siguientes estados: encendido,
estabilización en 250VDC y 13,3 amperios; y apagado.
-ov
Foto•No. Í2 — ' Encendí do y apagado de la fuenteVoltaje de salida
Escala verti cal 50 V por di vi si ónEscala horizontal 0,2 s por división
Para esta prueba, el regulador de corriente se mantuvo al
rnáx i mo, es decir uni c ament e ac t uaba el con'tr oí ador de
voltaje.
Para la BÍ gui ente prueba se colocó el regulador de voltaje
al máximo y el de corrí ente en 14 amper i os, se colocó
suficiente carga a la salida de la fuente para que se
estabi1 ice en 120VDC y 14 amperios- El resultado de la
prueba se ve en la foto No. 13, en la parte superior el
voltaje con una escal a de 20 volti os por di vi si ón y en la
inferior, la corriente .con una escala de S amperios por
división. Al igual que la foto -anterior, en ésta puede
ver se el momento de encendi do y apagado.
a) f
Foto No, 13 Encendido y apagado cuando actúa elregulador de corrí ente
a) Voltaje de sal idaEscala vertical 20 V por divisiónEscala horizontal 0,2 s por división
b '} CorrienteEscala vertical 9 amperios por división
Las dos pruebas siguí entes se refi eren al estado de
c or t oc i r c ui t o. Para la primera de est as p r ueb as se c oíoc ó
los reguladores de voltaje y de corriente al máximo, se
cortocircuito la salida de la fuente antes de proceder a
observar lo que sucede .el momento de encendido y apagado.
Esto se.muestra en la foto No. 14.• \O Ca) y CtO
• Foto No. 14 - Encendido y apagado en cortocircuito
a) Corriente de cortocircuitoEscala vertical 4, 5 " amper los por' divisiónEscala horizontal'O,2 s por división
b'.) Voltaje de salidaEscala vertical 5 V por divisiónEscala horizontal O72 s por división
En la parte superior se observa' 1 a'"corr i ente en una escala
de 4,5 amperios por división, en el estado estable alcanza
15,5 amperios. En la parte inferior se muestra el voltaje
en una escala de 5 voltios por división.
Puede verse que en este caso no existe n i n g ú n sobretiro en
1 a corrí ente, el ti empo de estatai 1ización es de
aprox imadamente 200 mi 1 i segundos. Luego del apagado
.con ti núa ci r c.ul ando corrí ente por la carga C cor toe ir cui tcO
debí do -a la eríer-'rtia al macenada en el choque de f i 1 tr o.
Para la u l t i m a prueba de este b loque , se procedió de igual
f o r m a que en la anter ior , con la ún ica d i f e r e n c i a que el
regulador de voltaje se colocó en un punto muy cercano al
m i n i mo. El momento de encendido i nteractúan por un
pequeño instante el controlador de voltaje y el de
corr iente , ésto permi te -que 1 a corr í ente ci r c u l a n t e se
el e ve a valores peí igr osos,' por lo que actúa
i nmedi at amen te 1 a pr otecci ón de cor toe i r cui tos expl.i cada y
di seriada en 3. S. b „ La pr otecci ón corta 1 os pul sos en 1 os
SCR's del puente, por lo que el voltaje, cae a cero y la
cor r i en te c i r c u l a n t e , " que es man ten ida ún icamente por la
energía almacenada en la bobina , decae ráp idamente . Luego
de un in tervalo de t i empo- adecuado, aumenta el vol ta je muy
1entamenté, lo que pe rmi te recuperar el estado estatals en
el que el control ador de corr iente mant i ene la corr i ente
ci r cu lan te por el cor toc i rcu i to en el valor f i jado, en
este caso 15,5 amper i os,
Todo ésto puede ver se en 1 a fot o No. 15, en 1 a que se
muestra, en la parte superior, 1 a corrí ente con una escal a
de 4,5 amperios por división y en la parte in fe r io r , el
voltaje, con una escala de 5 voltios por d iv i s ión .
to OV
Foto No. 15 - Actuación del controlador de cortocircuitos
a) Corrí ente de cortocircuitoEscala vertí cal 4,5 amperi os por di vi siónEscrala horizontal 0,2 s por división
b) Voltaje de salidaEscala vertical 5 V por divisiónEscala horizontal 0,2 s por di vi sión
4.2.g.. -GENERACIÓN DE TRANSITORIOS E INTERFERENCIA.- En
el . capítulo I, en los puntos 1.4 y 1 ..5 '"se:.; expl ico
claramente el efecto del conversor sobre la red de
alimentación. En este punto se pretende únicamente
presentar algunos datos experimental es sobre 1 a forma y
armónicas presentes en la corrí ente de las 1íneas de
entrada- a la fuente, y 1 os transitorios producidos por 1 a
misma en el voltaje de la red. Pero antes se observará 1 a
forma de onda del voltaje en -los terminal es de sal i da del
conversor.
— 240
Fotos Nos. 16 y 17 - Voltaje a l a sal i da' del conv^rsorpara « £ 30°
Escala vertical 100' V por divisiónEscala hor izonta l : Foto 16 10 ms por d ivis ión
Foto 17 1 ms por d i vi si on
- 241 -
Fotos Nos. IB y I y — Voltaje a la salida delpara oc ~ 85°
conversar
Escala vertical 100 V por divisiónEscala hor izonta l : Foto 18 10 ms por d ivis ión
Fotcr 19 1 ms por división
Í42
-OV
Fotos Nos. 'ZO y *¿: Vol-tajé a la sal ida del conversarpara; •« Z 130° ' ' • • - -
Escala vertical ICO V por divis ión •Escala hor izontal : Foto 2O 10 ms por d ivis ión
Foto 21 1 rns por divis ión
- 243 -
Las fotos No. i6 y 17 muestran el voltaje que entreg a el
conversor cuando a la salida de la fuente se tiene 250 VDC
y 1275A C« Z 30°) aproximadamente. La escala vertical en
ambos casos es de 100 volti os por di vi sión, 1 a escala
horizontal en la foto No. 16 es de 10 mi 1 i segundos por
di vi si ón y en 1 a No. 17 es de 1 rni 1 i segundo por di vi si ón.
El ni vel de referenci a de cero está grafi cado en ambos
casos.
Las fotos Nos. 1S y 19 muestran el voltaje del conversor
cuando se tiene 150 VDC y 10A Ctx % 85° !> a la salida. La
escal a vertical es i qualmente de 100 voltíos por di vi si ón
y 1 a horizontal de 10 mi 1 i segundos por di vi sión en 1 a foto
No. 1S y de 1 mil i segúndo por di vi si ón en la No. 19.
Por último se tiene en las fotos No. 20 y 21, el voltaje
que entrega el recti ficador cuando 1 a sal ida de la fuente
está en 50 VDC y 3A CK ~ 130° ') . La escala vertical es, en
ambos c asos f 1UU volt i os por d i vi si ón y la ñor i z ont al es
de 10 mi 1 i segúndos por di vi si ón en la foto No. 20 y de 1
mi 1 i segundo- por di vi si ón en 1 a No. 21 .
En el instante que se produce una conmutaci ón, se generan
t r ansí t or i os en el voltaje de entr ada. Est o p Lie de ver se
claramente en 1 as fotos Nos. 1¿1¿ y '¿3, en 1 as que se
encuentran el voltaje de fase y 1 a corri ente de línea.
Puede determinarse claramente que los transitorios
producidos en el voltaje, coinciden con un cambio en la
corrí ente de 1 ínea_; esto es, en cada conmutación.
(Í.
Fotos Nos. 2 : y '¿3'- — Formas de onda del voltaje yc o-r r i en t e de entrada
Escala- vertí c.al 50 V por di vi si ónEscala KYsori2íoin.tal 2 ms por divis ión
La foto No. 22 fue tomada cuando a la salida de la fuente
se tiene 230VDC y 12A aproximadamente. Coc £ 50°).
La foto No. 23 fue tomada cuando a l a sal ida de la fuente
se tiene 150 VDC y 12A C« £ 85°).
Tanto en la foto No. 24 corno en 1 a No. 25, las e se al as
usadas son: voltaje de línea: 50 voltios por división;
corriente de línea: 20 amperios por división;- escala
horizontal: 2 mi 1 i segundos por división.
Foto No, '¿4 — üonteni do armón i co de la corriente de 1 ¿nea
a) Corriente de líneab '.i Con t en i d o ar món ico a una escala h or i z ont al de 200 Hz
por división
Para poder observar el contenido armónico de la corriente
de línea se utilizó un analizador de espectros. En la
- 246 -
foto No. 24 puede verse la corriente de línea en la parte
superior y el espectro de frecuencias de la misma en la
parte inferior, a una escala horizontal de 200 Hz por
di vi sión.
La foto fue tomada cuando a-la salida de la fuente se
tenía 150 VDC y 11,2 A, lo que da un ángulo de activado de
los SCR's del puente, de aproximadamente 85° grados.
Si ala amplitud de la fundamental se le da un valor del
1007., la segunda armónica tiene aproximadamente un SO"/., la
tercera armónica no existe, la cuarta armónica tiene un
&"/., la quinta un 24/1, la sexta no existe, etc.
Se observa que no existen las armónicas de Ser, bto, Sno,
etc- orden; ésto concuerda plenamente con la teor ía
desarrollada en el capítulo No. 1.
'*»:
"O- H H
CAPITULO V
CONCLUSIONES Y RECOMENDACIONES
5.'l ANÁLISIS COMPARATIVO DE RESULTADOS Y CONCLUSIONES
• \n este capítulo se pretende realizar un análisis
comparativo de 1 os objetivos propuestos y 1 os r esultados
experimentales obtenidos y, en base a él, sacar las
con el LIS ion es y recomendaciones necesar i as.
En el capítulo II, en el punto 2.1 (Especificaciones y
características de la fuente), se plantearon todos los
requerimientos pedidos al sistema. Los pasos de diseño
fueron orientados a satisfacer de la mejor manera posible
1 os objetivos propuestos, A conti nuación se anal izará en
que medida se han cumplido dichos objetivos.
El primer requerimiento sé"- refiere a los rangos de
variación del voltaje y la corriente. Se pretendía
obtener una fuente capaz de sumí ni strar voltaje regulable
entre O y 250 VDC y corriente regulable entre 1 y 15 A.
Los resultados experimentales demuestran que se ha
cumplido plenamente con'este requerimiento, ya que el
voltaje de salida puede regularse entre O y 255 VDC y la
corriente entre Gy6 y 15,.5 A.
Se pretendía además tener una entrada p ar a con t r oí
~ 248 -
medi ant e voltaje DC ext er no r de t al for ma que el val taje
de sal ida var íe entre O y V maxi me para una var iación en
la entrada de control de O a 10 volti os. La entrada de
control exi ste en 1 a fuente construida y funcí ana a
cabal i dad; muchas de 1 as pruebas fueron real izadas
medí ante el uso de esta entrada. La relación entre
voltaje de salida y voltaje de control puede verse en
4.2.a, donde se observa que la vari ación en la entrada na
es precisamente entre O y 10V, sino entre 1 y ií V. La
di farene i a entre el objet i vo propuesto y 1 os resultados se
debe a que en el sistema construido se incluyeron
protecciones a esa entrada, ya que es muy frecuente,
cuando se trabaja en laboratorio, cometer errores en la
polaridad y en la magnitud del voltaje que se conectará a
la entrada y no puede permitirse que el sistema .' se vea
a f ec t ado p or un er r or tan c omün y fr ec uent e.
• . '
Otro de los objetivos hacía referencia a la capacidad de
funcí onar en vac ío, con carga o en cortocircuito. En 1 as
pruebas-'";.'.se' comprobó que la fuente responde perfectamente
al f uncí onar 'con cual q u i er carga, en vac í o o en
cortocircuito. La foto No. 14 es una prueba del
f uncionami ento en esta última con di ci ón.
La posibilidad de actuar ." como f uent.e de tensi ón o fuente
de corriente, ha sido ampliamente estudiada y no requiere
de mayor comentario.
Uno de 1 os más i mpor tan tes- objet i vos pl anteados, se
refiere al factor de rizado. Se pretendía llegar a
obtener un b aj o factor de rizado en t od o punto de
operación- En la tabla 4.2 puede verse los resultados de
las pruebas referentes al factor de rizado, con ellos se
demuestra que el otajet i vo se ha cumplido. El factor de
rizado en porcentaje es inferior al 17. para voltajes de
100 V o mayores, y no 11 ega a superar el 1,57. en promedi o
para voltajes de operacion de 50 V. . Estos val ores son
bastante buenos a pesar de que al desarrollar el punto 3.1
(Fi 1 tro de ar moni cas a l a sal i da) se esperaba resul tados
más opt i mi stas, de alrededor de un 257.. menores a 1 os
obtenidos.
La impedancia de salida es otro aspecto importante en una
fuente de poder. Entre -los ob jet i vos propuestos no se
menci onaron valores, pero se puso enfasi s en que 1 a
impedancia de salida en serie, al funcionar como fuente de
.tensión, debe ser baja; y la impedancia de salida en
par al el o, al fuñe i onar como fuente de coV-ri ente, debe ser
muy al ta. Las pruebas demostraron que la i rnp'edanci a de
salida en serie es muy pequeña CO,126 ft de promedio), ésto
representa el Oj 757. de la reí ación entre voltaje norni nal y
corriente nominal.
La impedancia de sal ida en paral el oy al fuñe i onar como
fuente de corrí ente, no se pudo déterminar, pero se sabe
que es muy alta.
Otro aspecto importante es la sensibilidad a las
variaciones de tensión de entrada. En las pruebas se
demostró que no exi ste ninguna variaci ón en 1 os parámetros
de salida, cuando la tensión de entrada var ía en ± 107.;
ésto coincide con los objetivos propuestos al momento del
di seno- Vari aciones mayores en la tensión de entrada son
menos frecuentes y no vale la pena realizar grandes
esfuerzos en compensar esas situaciones que serán muy
esporádicas. Sin. embargo para la gran mayor í.a de puntos
de trabajo, la fuente puede soportar variaciones de í 207.
en la tensión de entrada, sin que se afecten los
parámetros de salida.
Es imprescindible.tomar en cuenta el rendimiento cuando se
"revisan las características de _ cualquier equipo.
Normal mente se espera obtener rendí mientos superi ores al
707.. .En esta fuente, el r en di mi en t o obten i do es una de
sus mayores.ventajas. Si se revisa la tabla 4,5, se verá
que en casi todos 1 os casos el rendimi ento es superi or al
907. y en la mayor i a cercan os al 9S7.
Debido a la forma de trabajo de los conversores estáticos,
el factor -de potenci a es muy pobre, 1 a fuente construida
no es una excepci ón. En la tabla 4.5 puede observarse que
para altos voltajes y cor r i entes-, el factor de potenci a es
bastante bueno CO,S2';, pero para voltajes pequeños, el
factor de potenci a Be reduce grandemente CO,32). Si se
compara con 1 os datos de la tabla 4.4, puede observarse
- 25I -
que se ha conseguido mejorar en algo el factor de
potenci a t pero de todas f or mas se está muy por debajo del
punto ideal- El realisar mayores esfuerzos por mejorar
ásto resultaría muy costoso y si se tiene en cuenta que
mientras aumenta la potencia entregada a la carga, mejora
el factor de potencia, se puede concluir que no vale la
pena real izarlos.
Cuando se di sena un si stema controlado, se pretende que el
ti empo de respuesta sea 1 o menor posi ble,. si se puede,
i nstantáneo, que no tenga ningún sobreti ro y ni la más
pequeña osei 1 ación bajo ni nguna ci rcunstañei a, etc. Si
bi en ésto es imposible de conseguí i r , siempre se trata de
acercarse 1 o más que se pueda al modelo ideal. En el caso
de la fuente construida, debi do a la extraordi nari a
vari aci ón que se requi ere en sus parámetros Ces necesari o
que fuñe i one con car q as que var ian de cero a infinito!), es
i rnposibl e real izar control adores que funcionen en forma
dptima en todos los casos. Si se qui ere 1ograr
estabi lidad, se ti en e que perder en ti ernpo de respuesta o
en algún otro parámetro, por lo que 1 as carácter ísti cas
di námi cas obteni das con 1 a fuente, si bi en no son i deales,
resultan ser bastante buenas.
Otra desventaja de los conversores estáti eos es 1 a
generaci ón de transitorios sobre la red, pueden producirse
grandes alterac i ones en el voltaje de al i mentae i ón que
deben ser corregidas. En el caso presente, los
transitorios producidos por la operación, de la fuente no
son mayor es C1 as fot os Nos. 22 y 23 1 o demuestr an !) . Los
capac itor es colocados a la entrada de la fuente, a pesar
de que no son un fi 1 tro ideal, ayudan a reducir estos
transitori os al i gual que ayudan a mejorar el factor' de
p otencía c orno ya se menc i on ó ant er i or men t e. Por ot r o
1ado, la distorsi on de corrí ente de 1 inea no puede ser
reduci da con 1 os capacitores solamente, para ello es
necesario un filtro de armónicas a la entrada de la
fuente, pero éste no pudo,ser incluido dentro del sistema
por su gran tamaño y su el evado costo, - si n embargo toda 1 a
teor ía para el di seno de estos fi 1tros se ha presentado en
1.5.b (Fi1tros de Ínter ferenci a).
Por ultimo, se planteó como objetivo tener una fuente
portáti 1 y sene i lia de operar, que posea todas 1 as
protecciones para que su trabajo dentro de laboratorio sea
rnás seguro. Durante el diseño de 1 a fuente se puso mucho
en fasi s en estos puntos y se han 1 agrado 1 os objet i vos;
1 as di mensiones y peso 'de la fuente se detallan en 4.1
t Asp ec t os t ec nol óg i c os del si st ema c on st r u ¿do') . Pued e
observarse que es un equipa bastante pequeño y liviano,
si se toma en cuenta la capaci dad de potencia que puede
manejar. Fuentes de menor capacidad tienen dimensiones
similares a la que nos ocupa. Por otro lado, posee una
gran vari edad de protecci ones, entre el las se puede
mencionar: fusibles a la entrada, sal ida y en el circuito
de control, di syuntar de entrada, protecci ón por perdi da
de 1 fase, control ador de corrí ente, prateee ión en caso de
cortocircuitos y un adecuado sistema electrónico de
encendido — apagado.
Para faci1itar su uso y operación, .posee vari os
indi cadores que se detal1an en 4.i CAspeetos teenológi eos
del sistema construido).
Como conclusión final puede decirse que la fuente se la ha
construido pensando en todas 1 as carácter ísti cas
nec esar i as para que su uso sea 1 o más pr ovec hoso posi ble y
que si bi en no se ha logrado construir un sistema idealr
1 os r esultados son bast ante sat i sf actor i os. En todo casoy
por ser un model o pr ot ot i po, si empr e puede ser me.jor ad o y
en este trabajo se dan las bases teóricas necesarias para
poder hacerlo.
5.2 RECOMENDACIONES
En este último punto se tratará de dar algunas
recomendaci ones tendi entes a mejorar el di seno en un
trabajo futuro, en base a las experi ene i as obteni das
durante el desarrollo de la presente tesis.
Uno de los principales problemas del sistema tal como se
lo ha diseñado es 1 a presene i a de armoni cas de bajo orden
tanto en el voltaje de salida del rectificador como en la
corri ente de entrada. La ampli tud de 1 as armoni cas puede
ser reducida con el uso de filtros adecuados, sin embargo
si se quiere mejorar el sistema sería recomendable el uso
de ot r o t i po de c onex i ón del con ver sor AC—DC.
En la conexión trifásica tipo puente con diodo de.
recuperación, la frecuencia de la primera armónica en el
voltaje de salida es el doble que en la conexión
semicontrolada, por otro lado, en la corriente de entrada
se eliminan la segunda, tercera y cuarta armónicas,
mientras que, en 1 a conexi ón semicontrolada aparecen 1 a
segunda y cuarta armónicas. Esto se traduce en una
reduce i ón de tamaño de 1 os- f i 1 tros necesar i os.
Puede pensarse tambi en en uti 11 zar otro tipo de conexi ón.
La referenei a C225 por ejemplo describe una conexi ón
trifásica -controlada de S pulsos en la que se ha'incluido
un di odo extra en seri e con el di odo de recuperación, 1 a
unión de 1 os dos • diodos es conectada al neutro efe" 1 a red,
Con ésto se consi gue reduci r 1 a di starsión de corrí ente y
mejorar- el factor de potencia.
Exi sten además las conexi ones de rectificador de 12 pul sos
con las que se reduce mucho más 1 as armoni cas presentes
tanto en el voltaje de sal i da corno en la corrí ente de
entrada, sin embargo est as c on e x i on es traen con si'cío ot ras'
complicaciones que no vienen al caso comentarlas.
Otro de los aspectos en los que se puede mejorar al
sistema es su respuesta dinámica. Para ello se debe
trabajar sobre 1 os control adores de corrí ente y de
voltaje. En el presente trabajo se ha escogido un esquema
de control selectivo, sin embargo si se disena
conveni entemente un 1azo de control en cascada para estas
dos variables, es probable que se logre mejorar la
respuesta dinámi ca del sistema. .
Puede pensarse tambi en en uti 1 izar- un control di gi tal o
alqün tipo de control adaptivoy con los que podr ía
conseguirse grandes mejoras, aunque por su complejidad
este solo punto abarcaría una tesis completa.
Es necesario aclarar que cualquier modifi caeion que se
quiera hacer para mejorar al sistema trae consigo mayor
complejidad en los distintos circuitos electrónicos
necesarios y en ciertos casos tambián en la parte de
potencia, por lo que puede disminuir su confiabi1 i dad.
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cd ED " X
T O X 3
' " ' - . _ - • ' Anexo ;¿ Pag. i
LISTA DE ELEMENTOS Y CARACTERÍSTICAS
Para la Idealización de los elementos dentro del sistema
favor referirse al diagrama general.
1. RESISTENCIAS
Rl; R2; R3; R4; R5; R6; R7 50 A 2w
RS; R9; RIO 5f 6KA 5w
Rll; R12 12 KA 7w
R13 220 A 3w
Rl 4 O, ÍA 30w
R15 330 KA 1/4 w
R1G; R17 560 A tf w
R1S 3,SKA 1/4 w
R19 10 A 1/4 w
R20 - GSO íl 1 /4 w
R21 3 KA 1 /4 w
R22; R23 100 KA 1/4 w
R24; R25; R31; R33; R47 47 KA 1 /4 w
R26 470 A 1/4 w
R27 1 KA 1 /4 w
R2S 100 A 1/4 w
R23; R30; R32; R35; R37; R3S; R3S;
R45; R4S; R49; R51; R52; R53 16 KA 1/4 w
R34; R36; R40; R42; R44; R4S; R50;
R54; R61; RG2; R75,- R76; R77; R73 . 10 KA 1/4 w
R41,- R82; RS5; R8S S, SKA- 1/4 w
Anexo '¿ Pag. 2
R43 1,5KA 1/4 w
R55 ......... ....... . ......... . ....... 5,GKA 1/4 w
R56; R65; R69; R73 24 KA 1/4 w
R57 .................. 30 KA 1 /4 w
R5S 330 A 1/4 w
R59 3 MA 1 /4 w
RSO 56 A 1/4 w
R63; RG7f R71 91 A 1/4 w
RG4; RGB; R72 .............. " i , BKA 1/4 w
R66; R70; R74 B 8, 2KA 1 /4 w
R78 " . GB KA 1/4 w
R30; RS3; RS6 1, GKA 1 /4 w
RS1 ? R34; R37 3 KA ¿¿ w
2. POTENCIÓMETROS
Pl i KA 5w 10 vueltas
P2 - 5KA 5w 10 vuel tas
P3; P4 5KA ti w
P5; P6; P7 . 1KA ^ w
3. CAPACITORES
•'C1-.'.O2.5 .C3- . . . . . .-.".. . - - . 14 jiF 260 VAC
C4?; C5;. CG; • C7: OS;,. "C9; CIO 0,022juF 400 V
Cl 1 . . . . „ . 500 ¿i^ 500 VDC
C12 440 AF 350 VDC
Anexo 2 Pag. • 3
C13; .C14 ............................ 1000 ju.F 50 VDC
C15; C16; C23; C24; C25 i ;iF 63 VDC
C17 . . 0,1 AF 50 V
CIBj C13; C20; C21 .................. 1 JJ.F 50 V
C22 ................................. 10 ju-F 35 VDC
C26; 027; C28 0. 0,4 ;iF 50 V
4. DIODOS Y TIRISTORES
TI; T2; T3 .................... 35• A 600 V ECS 5547
T4 1 A 200 V CB 202
DI; D2f D3; D4 ................ 20 A 600 V ECS 5925
DZ1; DZ2 5, IV 1 w ECS 5O10
D23; DZ4 ....................... 12 V 1 w 1N 4742
D5 .... Dll ................... 1N 4003 o equivalentes
5. TRANSISTORES
Ql; Q2 .;.............................,... NPN M 9570
Q3 . . . PNP 2N 3906
Q4; Q5; Q6 ............'...... ....'. NPN 2N 3903
/
6. FUSIBLES {
Fl; F2; F3 . - . e 0 .,,„' - 10 A 250 V
F4 . :. v/ 20 A 250 V/'
F5 /I 0, 5A 250 V
''• . • • • Anexo 2 ' Pag. 4
7. INTEGRADOS'
IC1' ......,..„ Puente rectificador 400 V, 4A LX 165
IC2 Regulador de voltaje +15 VDC 1A . ECS 968
IC3 Regulador de voltaje -15VDC 1A ECG 969
IC4f IC5; IC6- Qptoacopladores 1ed—transistor TIL 124
IC7; ICSy IC9. Gpt oacopl ador es led-SCR- ECG 3046
Al; A2; A5 ... Cuádruple amplificador operacional LM 324
A3; A4 Simple amplificador operacional ECG 976
A6; A7 Comparador de voltaje MC 3302
8. MISCELÁNEOS
Br ......... Breaker 15 A 240 V
L Inductancia Or 1 H 15 A
Tr ......... Transformador 110 / 15 V, 2 A
SI ......... Switch doble de 2 posiciones 250 V 2 A
32 ......... Pulsante normalmente cerrado
33 ......... Pulsante normalmente abierto
CV:> Voltímetro 250 VDC fondo de escala
CA) Amperímetro 20 ADC fondo de escala
LED
Indicador lumi noso de neón
.A.
-=J O' T V n IM W
o
Anexo 3 Páq. 1
MANUAL DE OPERACIÓN Y SERVICIO
1. CONEXIÓN DEL SISTEMA CON LA RED
En la parte posteri or izquierda de la fuente se observan•i
tres terminales de color verde marcados con las letras Rr
S, Tr éstos deben ser conectados a una red de al i mentac i ón
tri fásica de 210 VAC de tensi ón nominal entre 1íneas y una
toler anci a de t 107.. Se debe tener mucho cui dado en que
la secuenci a de fases en 1 os terminal es sea positi va.
El terminal amarillo marcado con la letra N debe ser
conectado al neutro de la red de tal forma que entre el
terminal T y el N existan 120 VAC.
2. OPERACIÓN EN MODO DE CONTROL INTERNO SIN LIMITACIÓN DE
CORRIENTE
En la part e post er i or der echa se ene uentr a el conmut ador
que selecciona el modo de trabajoT éste debe ser colocado
en 1 a posi ci ón "INT" para modo de control i ntsrno.
En la parte anterior izquierda se encuentra el disyuntor
principal, al colocar éste'en la posición "ON" permite el
paso de corr i ente al sistema de control, dejando a la
fuente en estado de espera, 1 i sta para su funcí onami ento.
Anexo 3 Pag.
Al realizar esta operación se enciende el indicador "Power
ON"; Antes de conectar la carga puede calibrarse el
•val taje de sal i da, para el1 o se debe apretar el pulsante
"ON" ubicado a la derecha, (al realizar esta operación se
enciende el indicador'"Supply GN") y regular el voltaje de
salida deseado Centre O y 250 V!) con el potenciómetro de
regulación de tensión. Sobre él se encuentra un
volt ímetro que mide la tensión de sal ida para facilitar la
operaci ón. Cuando no se requi ere 1 imitar 1 a corrí ente
ci rculante a un valor menor a 15 A, el potenciómetro de
regulaci ón de corriente debe colocarse al máximo.
Antes de conectar la carga debe regresarse al estado de
espera apretando el pulsante "OFF". La carga se conecta
entre el t er mi nal r ojo mar c ado c on " + " y el t er mi nal negr o
marcado con "~" ubicados en la parte anterior derecha
debajo de los pulsantes "ON" y "QFF". El trabajo de la
fuente se inicia al apretar "ON" nuevamente.
3. OPERACIÓN EN MODO DE CONTROL INTERNO CON LIMITACIÓN DE
CORRRIENTE
El límite de corriente circulante por la carga puede ser
regulado con el potenciómetro de regulación de corriente
que se encuentra justo debajo del amper ímetro en la cara
frontal. Para calibrar este límite en el valor deseado,
entre 0,6 y 15,5 A, antes de conectar la carga, puede
Anexo 3 Pag. 3
precederse de la siguiente forma: Primero debe colocarse
1 a fuente en estado de espera, observando que 1 a secuenci a
de fases a la entrada sea posi ti va, y que el conmutador
que selecei ona- el modo de trabajo esté en posi ci ón "INT".
Luego debe colocarse el regulador de voltaje al maxi mo y
el regulador de corriente en un punto intermedio.
Observando que el volt ímetro marque O V puede
cortocircuitarse los terminales de salida Csi el voltaje
de sal i da no es O se debe esper ar a que di smi nuya est e
voltaje antes de real izar el cortocircui to). Presi one el
pulsante "UN" y calibre la corriente circulante en el
valor deseado con el regulador de corrri ente.
Antes de desconectar el cortoe ircuito debe regresarse al
estado de espera apretando el pul sante "QFF".
La regulación de voltaje puede hacérsela operando la
fuente en vacío.
4. RECALIBRACION EN OPERACIÓN
Durante 1 a operan ión normal de la fuente puede ser
recalibrado el límite de corriente o la tensión de salida,
operando sobre el potenciómetro de regulación de corriente
o de voltaje respectivamente.
Si se está operando en cortoei rcuito es preferible
mantener el regulador de voltaje al máximo.
Anexo 3 Paq. 4
5. MODO DE CONTROL EXTERNO
La fuente posee dos terminales de control externo ubicados
en la parte posterior derecha Cterminal rojo "+"r terminal
negro "-"). Cuando actúa en modo de control externo, el
voltaje de salida depende del voltaje presente en su
entrada de control - La relaci ón entre estos dos voltajes
se expresa mediante la curva de la figura siguiente:
f Vo (V)
240-
200--
Vin(v)
Voltaje de salida en función del voltaje en la entrada dec ont r oí ext er n a
Anexo 3 Pag. 5
Para operar en este modo de control se deben observar 1 as
siguientes precauci ones:
- La fuente que suministra el voltaje de control debe ser
ai siada (de ti erra flotante) de lo contrari o puede
causarse un grave cortoe i rcuito i nterno.
- El voltaje aplicado en los terminales de control externo
no debe exceder los 15 VDC y debe tener la polaridad
correcta.
6. OPERACIÓN EN MODO DE CONTROL EXTERNO
Para operación en modo de control externo se deben seguir
los si gui entes pasos:
- Llevar la fuente a estado de espera del modo indicado
.en 2.
- Regular el límite de corriente.
— Colocar 'el conmutador de modo de control en "EXT".
- Conectar la fuente de control aislada en los terminales
de contr oí ext er no 7 el posi t i va en el t ermi nal r ojo y el
negativo en el terminal negro. / .
- Seleccionar el vo-1 taje., adecuado en -la 'fuente de control
medi ante la curva que reíaci ona 1 os voltajes de control
y de sal ida.
- Apretar el pulsante "ON" para iniciar la operación.
Anexo 3 Pag. 6
NOTA: No debe desconectarse la carga ni cortocircuitarse
los terminales de salida cuando la fuente se
encuentra en operaci un.
7. CALIBRACIÓN -INTERNA
En el i nter i or de la fuente exi sten 5 potene iómetros que
permiten calibrar la operaci ón del sistema. La
cal ibraci ón deberá real izarse uní camente. cuando exista un
mal funcionamiento o luego de una reparación.
Los dos pri meros potenci ómetros P3 y P4 (ver di agrama
general!) se encuentran localizados en el impreso que
contiene los circuitos de control, P3 regula el límite de
corrí ente en que actúa el circuito de protecci ón en caso
de c or t oc i r c u i t os y, para un c or r ec t o f un c i on arni ento debe
medirse 2,4 VDC en el terminal vari able del poterici ómetro.
P4 sirve para proporcionar un pedestal en la carga de C22
luego de que éste se ha descargado debido a un
cortocircuito. El potenciómetro debe regularse de tal
forma que se mida 0,1 VDC en su termi nal vari able.
Los 3 potenciómetros si gui entes P5, PS y P7 (ver di agrama
general) se encuentran ubicados en el impreso que contiene
1 os circuitos de di sparo de 1 os BCRy s principal es y sirven
para calibrar la pendiente de la serial rampa ut i 1 i zada
Anexo 3 Pag. .7'
para produc i re í acti vado de 1 os BCR's del puente. La
forma más senei 11 a de calibrar estos potenciometros es
observar, con un osciloscopio, que el voltaje de salida
del recti ficador sea simétrico, para el lo se debe proceder
de la siguiente forma:
*
- Chequear que la secuencia de las fases en los terminales
de entrada sea positiva CRy S, T).
- Hacer funcionar la fuente de tal forma que se obtenga
alrededor de" 50 VDC a la salida con una carga que
consuma de 2 a 10 amperios.
— Conectar el osci1oscopi o a la sal ida del puente
rectificador Cantes de la inductancia del filtro)
— Cal i brar muy suavemente 1 os 3 potenci ómetros hasta que
todos los pi eos de la señal que se observa (si mi 1ar a la
foto No. 20) tengan el mi smo valor.
Es importante calibrar correctamente estos potenciómetros
para obtener el disparo simétri co de los SCR's del puente;
si ésto no se consigue, se pueden tener problemas cuando
1 a fuente trabaja en cortoeircuito.
S. RECOMENDACIONES PARA LA REPARACIÓN
Antes de proceder a revi sar internamente el si stema, es
necesario chequear cui dariosamente 1 as conexi ones de
entrada, que 1 os vol tajes1 estén en un nivel adecuado, que
Anexo 3 Pag. 8
el conmutador 'que selecciona el modo de control (interno o
externo) esté en la posición correcta y que los 5 fusibles
de p r ot ec ci ón que posee la f uent e est en op er at i vos.
Existen 3 fusibles a la entrada Cuno en cada fase), uno a
1 a sal ida Cen seri e con el terminal positivo) y otro en la
entrada de 1 a fuente de poder para el 'control j 1 os - 4
primeros en la caja de fusi bles de potenci a en la parte
posterior de la fuente y el ultimo en el portafusibles
indi vi dual i n feri or del que se encuentra en el
portafusi bles super i or es de repuesto).
A continuación se dan algunas recomendaciones que tienden
a faci1itar una eventual reparan i ón-
El primer paso- es revisar si la fuente de poder para el
control está operat iva. Las conexi ones entre tar jetas que
llevan el voltaje +15 VDC desde esta fuente están
real izadas con cable rojo, 1 as que 11 evan el voltaje de
—15 v"DC con cable anaranjado. La referencia COV) está
conectada con cable negro. En c aso de n o ex i st i r est os
voltajes no se podrán acti var 1 os SCR's" del puente y
consecuentemente no exi stirá voltaje a la sal ida. En este
caso se debe revi sar 1 a fuente de poder constituida
b asi c amenté por Ic1; Ic 2 j Ic 3 y el t r ans for mador TR Cver
di agrama general).
El circuito de encendido está formado p or Q1, 0.2., T4 y A5
Cver di agrama general). Si al presionar el pul sante de
Anexo 3 Pag. '3
encendido CON) se enciende el indicador "supply UN" y al
soltar se apaga el indicador, se debe revisar el SCR T4,
probablemente necesita reemplazo. Por otro lado, en el
emisor de Ql debe existir un voltaje que puede variar
entre O y -lOv1 (cuando se trab£^ja en modo • de control
interno, este voltaje lo determina el potenciómetro de
regulación de voltaje ubicado en la parte exterior!), un
voltaje similar debe aparecer en el PIN 7 de A5 cuando la
fuente está operando; mientras que, cuando se encuentra en
estado de espera (presionando el pulsante QFF) en el PIN 7
de A5 debe aparecer 10V. En el emisor de Q2 debe existir
un voltaje variable entre O y —9V dependiendo de la
posición del potenciómetro de regulación de corriente,
el mismo debe aparecer en el PIN 1 de A5 cuando la fuente
está en operación, e igualmente cuando está en estado de
espera debe aparecer en ese PIN 10V.
En condiciones normales la protección de cortocircuitos no
debe influir sobre el sistema, para ello en el PIN 8 de A5
debe medirse un voltaje aproximadamente igual a 15V, si
ésto no se consigue debe calibrarse P3 y P4 de la forma
indicada en el punto anterior, y si persi ste la fal la debe
revisarse A5, Q3f D6, D7? D8 y el resto de elementos y
conexiones asociados a ellos.
Para comprobar el circuito de disparo es conveniente
comprobar primero el circuito generador de la señal rampa
que permite la sincronización con la red y la variación
Anexo 3 Pag. 10
del ángulo de activado de los SCRrs del puente, para el lo
debe observarse en el PIN 3 de A7 una señal similar a la
indicada en la figura» Esta señal se utiliza para el
disparo del SCR TI (conectado a la fase R en el puente
recti fi cador).
8,33 16,67 25,0 t (ms)
Esta señal se la con si gue con le 4, Q4, C23 y 1 as
resitencias asociadas (ubicadas en la tar jeta que cont iene
los circuitos de di sparo), por lo que en caso de ausencia
de la serial deben revi sarse estos el ernentos.
En el PIN 7 y en el PIN 5 de A7 deben observarse seriales
similares pero defasadas 120° entre sí. La serial del PIN
7 sirve para el disparo de T2 y está generada por Ic5, Q5,
C24 y 1 as resi stenci as asoci adas. La serial del PIN 5
sirve para el disparo de T3 y esté, generada por IcS, 0.6,
C25. Los ci rcui tos para generaci tfn de 1 as 3 serial es son
si mi 1 ares como puede verse en el di agrama general .
Es con ven i ente comprobar además que" tanto en el PIN 8 como
en el 4 y e l 6 de A6 exi sta un voltaje de — 2 , 5 V ± 0 , 5 V .
Si este voltaje es mayor se desactivan los pulsos hacia
• Anexo 3 Pag. i i
los SCR's del puente, y si es menor-no actúa la protección
por fal 1 a de fase.
En el PIN 8, en el 6 y el 4 de A 7 debe medirse un voltaje
entre O Y 10V proveni ente de 1 os control adores cuando 1 a
fuente está en operaci ón y un voltaje i nferior a —5V
cuando está en estado de espera. Si estos voltajes y 1 as
seriales rampa están correctos y a pesar de ello no se
acti van correctamente 1 os BCR's principal es, se deben
revi sar los integrados Ic7, IcB e IcS y sus elementos
asociados, encargados de enviar las señales de disparo a
TI, T2 y T3 respectivamente.
Por úl t i mo se puede comp robar el fuñe i onarni ento -de 1 os
control adores observando i ndependi entemente 1 a acción del
amplificador, integrados y derivados integrantes del
controlados de voltaje y de corriente. Estos están
realizados con el integrado Al para el controlados de
voltaje y con el integrado A2 para el control ador de
corrí ente como puede verse en el di agrama general.
