Selección de dispositivos electrónicos de potencia

Selección de dispositivos electrónicos de potencia

Universidad de Oviedo

Diseño de Sistemas Electrónicos de Potencia

4º Curso. Grado en Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación

Lección 2

• El Diodo de potencia

• El MOSFET de potencia

• El Transistor Bipolar de Puerta Aislada (IGBT)

• El Rectificador Controlado de Silicio (SCR)

• El Tiristor Apagado por Puerta (GTO)

• El Triodo de Corriente Alterna (TRIAC)

Dispositivos a estudiar

Nuevos para

vosotros

Encapsulados de diodos D

IOD

OS

DE

POTE

NC

IA•

Axiales

DO 35 DO 41 DO 15 DO 201


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Para usar radiadores


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Para grandes potencias

B 44

DO 5


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA

• Agrupaciones de 2 diodos

2 diodos en cátodo común 2 diodos en serie


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar)

Nombre del dispositivo


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados

para el mismo dispositivo

Nombre del dispositivo

Encapsulados


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)

Dual in line


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)

+ -+ -


IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor

Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos D

IOD

OS

DE

POTE

NC

IA• Dan origen a módulos de potencia

- Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia - Minimizan las inductancias parásitas del conexionado - Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc - Se pueden pedir a medida

Control de MotoresElectrónica militar

Circuito equivalente estático

V

rd

Modelo asintótico

ideal

0

i

V

V

• Circuito equivalente asintótico

Curva característica asintótica.

Pendiente = 1/rd

Curva característica ideal

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

Curva característica real

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

Características fundamentales de cualquier diodo

1ª -Máxima tensión inversa soportada2ª -Máxima corriente directa conducida3ª -Caída de tensión en conducción4ª -Corriente inversa en bloqueo 5ª -Velocidad de conmutación

Baja tensión15 V30 V45 V55 V60 V80 V

Alta tensión500 V600 V800 V

1000 V1200 V

1ª Máxima tensión inversa soportada

Media tensión100 V150 V200 V400 V

Ejemplo de clasificación

• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

1ª Máxima tensión inversa soportada

• El fabricante suministra (a veces) dos valores:- Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM

- Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM

La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

2ª Máxima corriente directa conducida

• El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores:- Corriente eficaz máxima IF(RMS)

- Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM

- Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM

Depende de la cápsula

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

• La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente

3ª Caída de tensión en conducción

i

V

V

rd

ideal

ID

VD

5 A

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente

IF(AV) = 4A, VRRM = 200V


1,25V @ 25A

2,2V @ 25A

• En escala lineal no son muy útiles• Frecuentemente se representan en

escala logarítmica

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• Curva característica en escala logarítmica

0,84V @ 20A 1,6V @ 20A



DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para VRRM < 200 (en silicio)

0,5V @ 10A

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• Schottky de VRRM relativamente alta

0,69V @ 10A

La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


Schottky

Schottky

PN

Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión

en conducción

• Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho)

• Algunos ejemplos de diodos PN

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

4ª Corriente de inversa en bloqueo




Crece con IF(AV)

Crece con Tj

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

4ª Corriente de inversa en bloqueo



• Dos ejemplos de diodos Schottky • Decrece con VRRM

• Crece con IF(AV)

• Crece con Tj

Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)

a b

V1

V2

R i

V+

-i

V

t

t

V1/R

-V2DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

5ª Velocidad de conmutación

• Comportamiento ideal de un diodo en conmutación

a b

V1

V2

R i

V+

-

Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)

i

V

t

t

trr

V1/R

-V2/Rts

tf (i= -0,1·V2/R)

-V2

ts = tiempo de almacenamiento (storage time )

tf = tiempo de caída (fall time )

trr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time )

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• Comportamiento real de un diodo en conmutación

a b

V1

V2

R i

V+

-

i

td = tiempo de retraso (delay time )tr = tiempo de subida (rise time )tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )

tr

0,9·V1/R

td

0,1·V1/R

tfr

El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversaD

IOD

OS

DE

POTE

NC

IA

Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)

• Comportamiento real de un diodo en conmutación


DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA



• Información suministrada por los fabricantes

• Corresponde a conmutaciones con cargas con comportamiento inductivo

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

5ª Velocidad de conmutación • Más información suministrada por los fabricantesSTTA506D

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a clasificar los diodos

Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf)

www.irf.comwww.onsemi.comwww.st.comwww.infineon.com

Direcciones web

• Standard• Fast• Ultra Fast• Schottky

VRRM trrIF

100 V - 600 V

100 V - 1000 V

200 V - 800 V

15 V - 150 V (Si)300 V – 1200 V (SiC)

> 1 s

100 ns – 500 ns

20 ns – 100 ns

< 2 ns 1 A – 150 A

1 A – 50 A

1 A – 50 A

1 A – 50 A

< 2 ns 1 A – 20 A

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

Pérdidas en diodos

• Son de dos tipos:- Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables)- Dinámicas

V

rd

ideal

iD

Potencia instantánea perdida en conducción: pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t)

PDcond = V·IM + rd · Ief2

IM : Valor medio de iD(t)Ief : Valor eficaz de iD(t)

Pérdidas estáticas en un diodo

iD

Forma de onda frecuente

T

0

DcondDcond dt)·t(pT1P

Potencia media en un periodo:

Þ

tf

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

• Las conmutaciones no son perfectas• Hay instantes en los que conviven tensión y corriente • La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción

iD

t

VD

t

Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo

0,8 V

-200 V

10 A

3 APotencia instantánea perdida en la salida de conducción: pDsc (t) = vD (t)·iD (t)

rrt

0

DscD dt)·t(pT1P

Potencia media en un periodo:

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

• Estáticas

Información de los fabricantes sobre pérdidas

(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

• Dinámicas



DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

• Dinámicas



DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA

Características Térmicas

• Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado• El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de 175-150ºC

Si

jUnión (oblea)

cEncapsulado

aAmbiente

P (W)

• Magnitudes térmicas: - Resistencias térmicas, RTH en ºC/W- Increm. de temperaturas, ΔT en ºC - Potencia perdida, P en W• Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH

RTHjc RTHca • Magnitudes eléctricas: - Resistencias eléctricas, R en Ω- Difer. de tensiones, V en voltios - Corriente, I en A

RTH Þ RΔT Þ VP Þ I

Equivalente eléctrico

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


Ambiente

Si

jUnión

cEncapsulado

aP (W)

RTHjc RTHca

RTH Þ RΔT Þ VP Þ I

Equivalente eléctrico

P

RTHjc RTHca

Taj c

a

0 K

TCTJ

Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Þ Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca)

Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


• La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W)• La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( 30-100 ºC/W)

• Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente.

• Para ello se coloca un radiador en la cápsula.


Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3

RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40

DIO

DO

S D

E PO

TEN

CIA


j c

P

RTHjc

RTHca Ta

a

0º K

TCTJ

Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]

Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]

Ambiente

Si

jUnión

cEncapsulado

aP (W)

RTHjc RTHca

RTHrad

RTHrad

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

VDS [V]

ID [mA]

4

2

84 120VGS = 2,5V

VGS = 3VVGS = 3,5V

VGS = 4V

VGS = 4,5V

VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V

Comportamiento resistivo

VGS < VTH = 2V< 4,5V

Comportamiento como circuito abierto

10V

+

-VDS

ID

+

-VGS

2,5KW

G

D

S

• Zonas de trabajo de un MOSFET de señal

Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal

Comportamiento como fuente de corriente (sin interés en electrónica de potencia)

G

D

S

DS G

+

P-

Substrato

N+ N+

• Precauciones en el uso de transistores MOSFET

- El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos

- El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección

- Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal

G

D

S

• Están formados por miles de celdas puestas en paralelo (son posibles integraciones de 0,5 millones por pulgada cuadrada)

• Los dispositivos FET (en general) se paralelizan fácilmente • Algunas celdas posibles (dispositivos verticales):

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Estructura de los MOSFETs de Potencia

Puerta

Drenador

Fuente

n+

n- pn+ n+

Estructura planar(D MOS)

Estructura en trinchera(V MOS)

Drenador

n+

n-pn+

PuertaFuente

• En general, semejantes a los de los diodos de potencia (excepto los encapsulados axiales)

• Existe gran variedad de encapsulados• Ejemplos: MOSFET de 60V

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Encapsulados de MOSFETs de Potencia

RDS(on)=9,4mW, ID=12ARDS(on)=12mW, ID=57A

RDS(on)=9mW, ID=93ARDS(on)=5,5mW, ID=86ARDS(on)=1.5mW, ID=240A

• Otros ejemplos de MOSFET de 60V

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Encapsulados de MOSFETs de Potencia

RDS(on)=3.4mW, ID=90A

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Características fundamentales de los MOSFETs de potencia

1ª -Máxima tensión drenador-fuente 2ª -Máxima corriente de drenador3ª -Resistencia en conducción4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta 5ª -Proceso de conmutación

1ª Máxima tensión drenador-fuente• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato (unido a

la fuente) y el drenador. • Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué pequeña

circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA)

MOSFET con puerta en trinchera Drenador

N+

N-PN+

Fuente Puerta

Diodo Fuente–

Drenador

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

1ª Máxima tensión drenador-fuente

Baja tensión

15 V30 V45 V55 V60 V80 V

Media tensión

100 V150 V200 V400 V

Alta tensión

500 V600 V800 V

1000 V1200 V (SiC)

Ejemplo de clasificación

• La máxima tensión drenador-fuente de representa como VDSS o como V(BR)DSS

• Ayuda a clasificar a los transistores MOSFET de potencia

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

2ª Máxima corriente de drenador

• El fabricante suministra dos valores (al menos):- Corriente continua máxima ID

- Corriente máxima pulsada IDM

• La corriente continua máxima ID depende de la temperatura de la cápsula (mounting base

aquí)

A 100ºC, ID=23·0,7=16,1A

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

3ª Resistencia en conducción

• Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET. Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo

• Se representa por las letras RDS(on)

• Para un dispositivo particular, crece con la temperatura • Para un dispositivo particular, decrece con la tensión

de puerta. Este decrecimiento tiene un límite.

Drain-source On Resistance, RDS(on) (Ohms)

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semejantes, RDS(on) crece con el valor de VDSS

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• En los últimos tiempos se han mejorado sustancialmente los valores de RDS(on) en dispositivos de VDSS relativamente alta (600-1000

V)

MOSFET de los años 2000

MOSFET de 1984

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

4ª Tensiones umbral y máximas de puerta

• La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que comience a haber conducción entre drenador y fuente

• Los fabricantes definen la tensión umbral VGS(TO) como la tensión puerta-fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA

• Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• La tensión umbral cambia con la temperatura

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es típicamente de ± 20V

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

5ª Proceso de conmutación

• Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos usados en electrónica de potencia (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.)

• Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En ellos, los niveles de corriente conducida no están asociados al aumento de la concentración de portadores minoritarios, que luego son difíciles de eliminar para que el dispositivo deje de conducir

• La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades parásitas del dispositivo

• Hay, esencialmente tres: - Cgs, capacidad de lineal

- Cds, capacidad de transición Cds k/(VDS)1/2

- Cdg, capacidad Miller, no lineal, muy importante

S

D

G

Cdg

Cgs

Cds

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de tres capacidades distintas de las anteriores, pero relacionadas con

ellas:

- Ciss = Cgs + Cgd con Vds=0 ( capacidad de entrada)

- Crss = Cdg (capacidad Miller)

- Coss = Cds + Cdg ( capacidad de salida)

Ciss

Coss

S

D

G

Cdg

Cgs

CdsS

D

GS

D

G

D

GG

CdgCdg

CgsCgs

CdsCdsS

D

G

Cdg

Cgs

CdsS

D

GS

D

G

D

GG

CdgCdg

CgsCgs

CdsCds

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

5ª Proceso de conmutación• Ejemplo de información de los fabricantes

Ciss = Cgs + Cgd Crss = Cdg

Coss = Cds + Cdg

V1 RC

Carga y descarga de un condensador desde una resistencia

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan pérdidas que condicionan las máximas frecuencias de conmutación de los MOSFET de potencia

• En la carga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV1

2

- Energía almacenada en C = 0,5CV12

• En la descarga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV1

2

• Energía total perdida: CV12 = V1QCV1

• Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones de tensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y corriente, lo que implica pérdidas en las fuentes de corriente dependientes que caracterizan la operación estática del MOSFET

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Análisis de una conmutación típica en conversión de energía: - Con carga inductiva - Con diodo de enclavamiento - Suponiendo diodo ideal

Cdg

Cgs

CdsV1 R

V2

IL

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Situación de partida: - Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción - Por tanto: vDG = V2, vDS = V2 y vGS = 0

iDT = 0 y iD = IL

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 R

V2

IL

iDT

iD

B

A

- En esa situación, el interruptor pasa de “B” a “A”

+-

+-

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

5ª Proceso de conmutación• iDT = 0 hasta que vGS = VGS(TO)

• vDS = V2 hasta que iDT = IL

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 RV2

IL

iDT

iD

B

A

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB®A

IL

Pendiente determinada por R, Cgs y por Cdg(V2)

+-

+-

+-

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

5ª Proceso de conmutación• La corriente que da V1 a través de R

se emplea fundamentalmente en descargar Cdg Þ prácticamente no circula corriente por Cgs Þ vGS = Cte

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 RV2

IL

iDT

B

A

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB®A

IL

+-

+-

+-

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

5ª Proceso de conmutación• Cgs y Cdg se continúan cargando

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB®A

IL

+

-vDS

vGS

+

-

+

-

vDG

Cdg

Cgs

CdsV1 RV2

IL

iDT

B

A+-

V1

Constante de tiempo determinada por R, Cgs y por Cdg (medida a V1)

+-

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Valoración de pérdidas entre t0 y t2:

- Hay que cargar Cgs (grande) y descargar Cdg (pequeña) VM voltios (energía perdida en el circuito de mando)

- Hay convivencia tensión corriente entre t1 y t2 (energía perdida en la fuente de corriente dependiente del MOSFET)

iDT

+

-vDS

vGS

+

-

Cdg

Cgs Cds

V2

+-

+

-

+

-

iDTt0 t1 t2 t3

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB®A

IL

V1VM

PVI

Valoración de pérdidas de entrada en conducción (caso de conmutaciones sin recuperación de energía)

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

5ª Proceso de conmutación • Valoración de pérdidas entre t2 y t3:

- Hay que descargar Cds hasta 0 (energía perdida en el transistor) e invertir la carga de Cdg desde V2-VM hasta -VM (energía perdida transistor y en el circuito de mando)

- Hay convivencia tensión corriente entre t2 y t3 (energía suministrada externamente al transistor y perdida)

V1

VM

t0 t1 t2 t3

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB®A

IL

PVI

iDT = IL

+

-vDS

vGS

+

-

Cdg

Cgs Cds+-

+

-

+

- IL

iCds

iCdg+iCds+I

L

iCdg

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Valoración de pérdidas a partir de t3:

- Hay que acabar de cargar Cgs y Cdg hasta V1

- No hay convivencia tensión corriente salvo la propia de las pérdidas de conducción

t0 t1 t2 t3

VGS(TO)

vDS

iDT

vGSB®A

IL

PVI

V1

VM

iDT = IL

+

-vDS

vGS

+

-

Cdg

Cgs Cds+-

+

-

IL

iCdg

iL

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”:

- La corriente que da la fuente V1 es aproximadamente constante entre t0 y t3 (comienzo de una exponencial, con IV1 V1/R) - De t0 a t2, la corriente IV1 se ha encargado esencialmente en cargar Cgs. Se ha suministrado una carga eléctrica Qgs - De t2 a t3, la corriente Iv1 se ha encargado en invertir la carga de Cdg. Se ha suministrado una carga eléctrica Qdg - Hasta que VGS = V1 se sigue suministrando carga. Qg es el valor total (incluyendo Qgs y Qdg) - Para un determinado sistema de gobierno (V1 y R), cuanto menores sean Qgs, Qdg y Qg más rápido será el transistor - Obviamente t2-t0 QgsR/V1, t3-t2 QdgR/V1 y PV1 = V1QgfS, siendo fS la frecuencia de conmutación

vGS

iV1

t0 t2 t3

V1

iV1 R

Qgs

Qdg

Qg

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”: Información de los fabricantes

IRF 540

MOSFET de los años 2000

BUZ80 MOSFET de 1984

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


• Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)

VDS VGS

10%

90%

trtd on tftd off

td on: retraso de encendidotr: tiempo de subidatd off: retraso de apagadotf: tiempo de bajada

+

-vDS

iDT

+

-vGS

G

D

S+RG

RD

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA


IRF 540

td on: retraso de encendidotr: tiempo de subidatd off: retraso de apagadotf: tiempo de bajada

+

-vDS

iDT

+

-vGS

G

D

S+RG

RD

• Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Pérdidas en un MOSFET de potencia

• Pérdidas por convivencia tensión corriente entre drenador y fuente

vDS

iDT

vGS

PVI

Pérdidas en conducción

Pérdidas en conmutación

Pcond = RDS(on)iDT(rms)2

WonWoff

Pconm = fS(won + woff)

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Pérdidas en un MOSFET de potencia

• Pérdidas en la fuente de gobierno

vGS

iV1

t0 t2 t3

Qgs

Qdg

Qg

PV1 = V1QgfS

V1

iV1

R

Circuito teórico

V1

iV1

RB

Circuito real

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

El diodo parásito de los MOSFETs de potencia

El diodo parásito suele tener malas características, sobre todo en MOSFETs de alta tensión

G

D

S

IRF 540

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

El diodo parásito de los MOSFETs de potencia

El diodo parásito en un MOSFET de alta tensión

EL M

OSF

ET D

E PO

TEN

CIA

Características térmicas de los MOSFETs de potencia

• Es válido todo lo comentado para los diodos de potencia

• Este fabricante denomina “mounting base” a la cápsula y suministra información de la RTHja = RTHjc + RTHca

• El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) se basa en una estructura que permite: Modulación de la conductividad (lo que implica bajas pérdidas en

conducción)

Antisaturación del transistor bipolar interno (no tan lento como si se saturara completamente)

Control desde una puerta MOS (como un MOSFET).

P

P N

V2

R

S1

P

P N

V2

R

G

D

S

EL IG

BT

Principio de operación y estructura

Circuito equivalente simplificado de un IGBT

P

P N

G

D

S

E

B

C

Colector (C)

Emisor (E)

Puerta (G)

Colector (Collector)

Emisor(Emitter)

Puerta(Gate) Símbolo de un IGBT de canal N

Otro símbolo usado

EL IG

BT


Concepto de nivel de inyección en una unión PN

Portadores/cm3

104

1012

1014

1016

-0.3 -0.2 -0.1 0- 0+ 0.1 0.2 0.3Longitud [mm]

1010

108

106

P+ N-

nPV

nNpP

pNV

Bajo nivel de inyección :nN(0+) >> pNV(0+)

• Bajo nivel de inyección es lo que siempre hemos considerado hasta ahora en otros casos de uniones PN y P+N-

• En el caso de uniones P+N- esto es válido para polarizaciones directas no muy intensas. En caso contrario, entramos en alta inyección.

Principio de operación y estructuraEL

IGB

T

-0.3 -0.2 -0.1 0- 0+ 0.1 0.2 0.3Longitud [mm]

P+

N-nPV

nNpP

pNV

Alto nivel de inyección:nN(0+) pNV(0+)

• Si la tensión de polarización directa es suficientemente intensa, pNV(0+) se aproxima a nN(0+). En este caso, nN no permanece constante, sino que se incrementa notablemente

¡No es posible!

Concepto de nivel de inyección en una unión PN


IGB

T

Portadores/cm3

Modulación de la Conductividad

1016

106

10

1014

10

P+ N+N-

NA = 1019 ND2 = 1019ND1 = 1014

nP+ pN+

nN- pN-Huecos inyectados desde la zona P+ Electrones inyectados

desde la zona N+

• Hay inyección de portadores desde las regiones adyacentes muy dopadas (doble inyección) , lo que disminuye la resistividad de la región poco dopada cuando está en conducción. Este fenómeno se llama Modulación de la Conductividad y sólo ocurre en dispositivos bipolares


IGB

T

• Se utilizaban antes del desarrollo de los MOSFET de potencia. Hoy se utilizan poco (como interruptores principales)

• Son mucho más lentos que los MOSFETs (como unas 10 veces más lentos)

• Además, hay que inyectar una corriente bastante apreciable por la base (sólo 5-20 veces menor que la corriente de colector)

• Sin embargo, tienen modulación de la conductividad, lo que implica que se pueden hacer dispositivos que soporten mucha tensión (zona N- poco dopada) y que tengan baja resistencia en conducción (por modulación de la conductividad)

• En resumen, superan a los MOSFET en comportamiento estático

N+

N+

N-

P-

EB

C

SiO2

Corriente de colector

Corriente de Base

EL IG

BT


Transistores bipolares (BJTs) de potencia

Conmutación Control Modulación de la

Conductividad

Pérdidas en conducción en dispositivos de alta

tensiónBJTs Lenta Difícil Sí Bajas

MOSFETs Rápida Fácil No Altas

• ¿Se puede conseguir un dispositivo con las ventajas de ambos?

• La respuesta es el IGBT, que presenta muy buenas características en aplicaciones de mayor potencia que las de uso de los MOSFET (sacrificando frecuencia de conmutación)

Comparación entre BJTs y MOSFETs de potencia

EL IG

BT


Colector (C)

Emisor (E)

Puerta (G)

Colector

Emisor

Puerta

P+

N- PN+N+

N+

Colector

Emisor Puerta

• Estructura interna de un IGBT(modelo muy simple)

EL IG

BT


P+

N- PN+N+

N+

Colector

Emisor

Puerta

Rdrift

Colector

Emisor

Puerta

Rdrift

EL IG

BT

• Estructura interna de un IGBT(modelo un poco más elaborado)


• El IGBT bloqueando (soportando) tensión

P+

N-

N+

Colector

Emisor

Puerta

Colector

Emisor

Puerta

Rdrift

R

V2N+ N+

PR

V2

Zona de transición

EL IG

BT


Colector

Emisor

Puerta

Rdrift

P+

N-

N+

Colector

Emisor

Puerta

N+ N+

PR

V2

V1

V1

Rdrift

R

V2

Modulación de la Conductividad

Efecto transistor

EL IG

BT

• El IGBT conduciendo corriente


• Hay un tiristor parásito que creaba problemas en los primeros IGBTs. El problema está hoy solucionado, cortocircuitando Rbody

P+

N-

N+

Colector

Emisor

N+

PRdrift

Rbody

Puerta

Colector

Emisor

Puerta

Rdrift

Rbody

EL IG

BT

• Modelo completo de la estructura interna de un IGBT


EL IG

BT

• Modelo completo de la estructura interna de un IGBT actual (solucionado el problema del tiristor parásito

interno)


P+

N-

N+

Colector

Emisor

P

Puerta

CanalP+

N+

P+

N-

N+

Colector

Emisor

N+

P

Puerta

Rbody

Corriente por el BJT

Canal

Corriente por el BJT

Tiristor parásito

Corriente que dispara el tiristor parásito

Para evitar el disparo de tiristor parásito

• El IGBT no puede conducir corriente inversa con tensión cero en puerta, como sí ocurría en los MOSFETs

G

D

S

Diodo parásito

Corriente inversa

C

E

G

N

P

P

Corriente inversa

C

E

G

N

P

P

Diodo externo

Corriente inversa• El IGBT por tanto puede soportar tensión inversa

• Los IGBTs simétricos se diseñan para este fin. Sin embargo, la caída de tensión directa es mayor en ellos.

• Para conducir corriente inversa hay que colocar un diodo en antiparalelo

EL IG

BT


• Estructuras asimétrica y simétrica

P+

N-

N+

Colector

Emisor

P

Puerta

P+

N+

• IGBT asimétrico(también llamado

“punch-through IGBT”)

P+

N-

Colector

Emisor

P

Puerta

P+

N+

• IGBT simétrico(también llamado

“non-punch-through IGBT”)

EL IG

BT


vDS [V]

iD [A]

4

2

6

420

vGS = 4V

vGS = 5V

vGS = 6V

vGS < VGS(TO) = 3V

vGS = 8VvGS = 10V

C

EG

vCE [V]

iC [A]

4

2

6

420

vGE = 4V

vGE = 5V

vGE = 6V

vGE < VGE(th) = 3V

vGE = 8VvGE = 10V

• Caso de un MOSFET.• También es así en la parte

“MOSFET” del IGBT

• Caso de un IGBT.• Se obtienen sumando vEB_BJT a las

curvas características de un MOSFET

+-

vEB_BJT

vEB_BJT

EL IG

BT

Curvas características de salida de los IGBTs

EL IG

BT

Características generales de un IGBT

• Información general del IRG4PC50W.

EL IG

BT

Características generales de un IGBT

EL IG

BT

Características estáticas de un IGBT

IC_max @ T = 50 oC: 55 A

IC_max @ T = 75 oC: 48 A

EL IG

BT


Asymmetrical IGBT

EL IG

BT


vCE [V]

iC [A]

4

2

6

420

vGE = 15V

vEB_BJT

• Curva característica estática para una tensión vGE dada

vEB_BJT 1V

EL IG

BT


Comportamiento térmico como un

BJT

Comportamiento térmico como un

MOSFET

EL IG

BT


vGE

vGE(th)

vCE

iC

G

C

E

• Apagado con carga inductiva y diodo ideal

Apagado de la parte MOSFET

Apagado de la parte BJT

“Cola” del IGBT

VG

RG VDC

IL

C

E

G +

-vCEvGE

+-

iC

B

A

V’G

EL IG

BT

Características dinámicas de los IGBTs

vGE

vGE(th)

vCE

iC

G

C

E

• Comparación de IGBTs y MOSFETs en el apagado

Parte MOSFET

Parte BJT

Cola

Periodo con pérdidas de

apagado

Pérdidas de conmutación

vGS

vDS(TO)

vDS

iD

GD

S

EL IG

BT

Características dinámicas de los IGBTs

G

C

E

Encendido de la parte MOSFET

Parte BJT

vGE

vCE

iC

vGE(th)

Periodo con pérdidas de encendidoEL

IGB

TCaracterísticas dinámicas de los IGBTs

• Encendido con carga inductiva y diodo ideal

VG

RG VDC

IL

C

E

G +

-vCEvGE

+-

iC

B

A

V’G

• Conmutaciones reales del IGBT IRG4PC50W teniendo en cuenta el comportamiento real del diodo y las inductancias parásitas

EL IG

BT

Características dinámicas de un IGBT

EL IG

BT


• Capacidades parásitas y carga de puerta

EL IG

BT


• Las de conmutación a partir de curvas específicas de los fabricantes:

• Las de conducción se calculan desde las curvas características estáticas:

EL IG

BT

Pérdidas en un IGBT

• Los tiristores fueron, durante muchos años, los dispositivos que dominaban la electrónica de potencia

• Son dispositivos bipolares de más de dos uniones

• Por ser bipolares, son lentos, pero capaces de manejar grandes corrientes y tensiones (modulación de la conductividad)

• Los más importantes son:

- El Rectificador Controlado de Silicio (Silicon Controlled Rectifier, SCR), al que se le aplica muchas veces el nombre de Tiristor

- El GTO (Gate Turn-Off thyristor) o Tiristor apagado por puerta

- El TRIAC (Triode AC ) o Triodo para Corriente Alterna

- El DIAC (Diode AC)

• Todos ellos los estudiaremos con menos profundidad que los diodos, los MOSFETs y los IGBTs

Los

Tiris

tore

sIntroducción a los Tiristores

Los

Tiris

tore

sLa estructura de 3 uniones (4 capas)

E1

B1

C1

E2

B2

C2

• La base de los tiristores es la estructura PNPN

PN

NP

PN

P

N

N

P

Se trata de una estructura realimentada que admite dos estados estables (es como un “biestable”)

Rg

Vg

Los

Tiris

tore

s

R

VCCE1

B1C1

E2

B2C2

-+Pol.

inversa

+ -Polarización directa

Polarización directa+ -

La estructura de 4 capas puede soportar tensión sin conducir corriente, ya que una unión queda polarizada inversamente

La estructura de 3 uniones (4 capas)

R

VCCE1

B1C1

E2

B2C2

-+

+ -

+ -

Ahora inyectamos corriente en la unión B1-E1 desde una fuente externa Vg

iB1

Ahora circula iB1 = ig

por la unión B1-E1

ig

Los

Tiris

tore


RgVg

R

VCCiB1

• iB1 genera iC1 = b1·iB1

• Pero iC1 = iB2; por tanto:

• iC2 = b2·iB2 = b2·b1·iB1

• La corriente iB1 será ahora:

iB1’ = ig + iC2 = ig + b2·b1·iB1

• Es decir, iB1’ b2·b1·iB1 >> iB1

iC1

iB2

iC2ig

iB1’

Conclusiones:- La corriente de base crece hasta saturar a los dos transistores- Como consecuencia, el dispositivo se comporta como un

cortocircuito- La corriente ig puede eliminarse y la situación no cambia

b1

b2

-+

Los

Tiris

tore

s

R

VCC

La estructura de 3 uniones (4 capas)

+-0 V

+-0 V

-+

VCC

iCC = 0 A

R

VCC

+-

0,7 V

+- 0,7 V

+- 0,5 V

iCC VCC/R

0,9 V

+

-

• Por tanto, el mismo circuito puede estar en dos estados, dependiendo de la “historia” anterior:

- Con la estructura de 4 capas sin conducir

- Con la estructura de 4 capas conduciendo

VCC

+

-

Rg

Vg

Los

Tiris

tore


iCC VCC/R

¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (I)

- Inyectando corriente en B1

(ya explicado)

0,9 V+

-

R

VCCB1

- Aumentando mucho VCC: las corrientes inversas de las uniones base-colector alcanzan valores suficientes para la saturación mutua de los transistores

R

VCC

iCC VCC/R

0,9 V+

-

iC1iC2

Esto sólo ocurre cuando las b son suficientemente grandes, lo que se alcanza cuando las corrientes inversas también lo son

Los

Tiris

tore


¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (II)

- Sometiendo a la estructura a una fuerte derivada de tensión: la corriente de carga de la capacidad parásita colector base pone en conducción la estructura

iCC VCC/R

0,9 V+

-

iC1iC2

R

VCC

+

iB2

iB1

- Haciendo incidir radiación (luz) en la zona B1

iCC VCC/R

iC2

iB2

iB1

0,9 V+

-

R

VCCB1

Luz

Los

Tiris

tore

sEl SCR

• Es el tiristor “por antonomasia”

• Su símbolo es como el de un diodo con un terminal más (la puerta)

• Se enciende (dispara) por puerta

• No se puede apagar por puerta

Ánodo (A)

Cátodo(K)

Puerta(G)

iA

VAK +

-

P

N-

NP-

A

K G

Estructura interna

Los

Tiris

tore

sEl SCR • Curva característica sin corriente de

puerta

-600 V 0

iA [A]

VAK [V]

600 V

Disparo por sobretensión ánodo-cátodo

Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa)

Polarización inversa (como un diodo)

Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión ánodo-cátodo (como un diodo en polarización inversa)

ig = 0Los

Tiris

tore

sEl SCR • Curva característica con corriente de

puerta

-600 V 0

iA [A]

VAK [V]600 V


ig1ig2ig3ig4

Disparo por sobretensión ánodo-cátodo

0 < ig1 < ig2 < ig3 < ig4

Disparo por puerta

Los

Tiris

tore

sEl SCR

• Disparo por puerta:- Es el modo de disparo deseado

0 ig

VGK Unión fría

Zona de disparo imposible

Rg

Vg

A

K G

iA

VAK

+

- ig

VGK

+

-

Unión caliente

Límite de disipación de potencia

En disparo se realiza con poca potencia (bajos niveles de corriente y tensión)

Vg/Rg

Vg

- Para que se mantenga disparado, la corriente ánodo-cátodo tiene que ser mayor que el valor llamado “latching current”

Los

Tiris

tore

sEl SCR

• Apagado del SCR :- No se puede hacer por puerta

- Para apagarse, el valor de su corriente ánodo-cátodo tiene que bajar por debajo de un valor llamado “corriente de mantenimiento” (holding current)

- Aunque en el pasado los SCRs se usaban en todo tipo de convertidores, su dificultad para apagarlos los ha relegado a conversiones con entrada en alterna y a aplicaciones de altísima potencia

- En aplicaciones de entrada en continua, se usaban circuitos auxiliares para conseguir el apagado (con bobinas, condensadores y SRCs auxiliares)

Los

Tiris

tore

sCaracterísticas de un

ejemplo de SCR

Los

Tiris

tore


ejemplo de SCR

Los

Tiris

tore


ejemplo de SCR

Los

Tiris

tore


ejemplo de SCR

Los

Tiris

tore

sEl GTO

• Es un SCR que se puede apagar por puerta• La corriente de encendido es similar a la de

un SCR• Se apaga por corriente saliente en puerta,

que llega a ser tan grande como un tercio de la de ánodo-cátodo

• Su capacidad de soportar tensión directa cuando no está disparado es alta

• Su capacidad de soportar tensión inversa es muy limitada (unos 30 V)

• Es un dispositivo lento, pensado para aplicaciones de muy alta potencia

• La estructura interna es muy compleja

Ánodo (A)

Cátodo(K)

Puerta(G)

Símbolo

Los

Tiris

tore

sEl GTO

Estructura interna de un GTO (obtenida del texto "Power Electronics: Converters, Applications and Design“ de N. Mohan, T. M. Undeland y W. P. Robbins. Editorial John Wiley and Sons.)

El TRIAC • Es el equivalente a dos SCRs conectados en antiparalelo

• No se puede apagar por puerta

Los

Tiris

tore

s

Símbolo

Terminal 1 (T1)

Puerta(G)

Terminal 2 (T2)

T1

G

T2

Equivalente Estructura interna

P

N-

NP-

T2

T1

N

N

G

El TRIAC Lo

s Ti

risto

res

• Curva característica sin corriente de puerta

-600 V 0

iT2 [A]

VT2T1 [V]

600 V

Disparo por sobretensión T2-T1


Polarización inversa: se comporta como en polarización directa

Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión T2-T1

Los

Tiris

tore

sEl TRIAC • Curva característica con corriente de

puerta

Disparo por puerta

ig = 0

ig = 0

ig1ig2ig3



ig1 ig2 ig3

-600 V 0

iT2 [A]

VT2T1 [V]600 V

ig4

ig4

• Las corrientes de puerta pueden ser positivas o negativas

• Hay 4 modos posibles:

- Modo I+: VT2T1 > 0 y iG > 0

- Modo I-: VT2T1 > 0 y iG < 0

- Modo III+: VT2T1 < 0 y iG > 0

- Modo III-: VT2T1 < 0 y iG < 0

1

2

3

4

Facilidad

Desaconsejado

Los

Tiris

tore

s• No es un componente de potencia, sino que es un

componente auxiliar para el disparo de TRIACs

• Sólo tiene dos terminales y es simétrico

Curva característica

-30 V 0

iA2 [A]

VA2A1 [V]

30 V

Estructura interna

P

N

N P

A2

A1

N

El DIAC

A1

iA2

VA2A1

+

-

A2

Símbolo

CápsulaDO-35

Ejemplo de DIAC

Documents

Selección de dispositivos electrónicos de potencia