SNUBER 1 (1)

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PROJECTE FI DE CARRERA

TTOL: DISEO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

AUTOR: Vzquez Labrador, Fernando L.

TITULACI: ENGINYERIA TCNICA DE TELECOMUNICACIONS

DIRECTOR: Jos Matas Alcal

DEPARTAMENT: E.E.L.

DATA: 27 de Junio del 2008

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TTOL: DISEO Y CONTROL DEL CONVERTIDOR HBCC

COGNOMS: Vzquez Labrador NOM: Fernando L. TITULACI: Eng. Tc. Telecomunicacions ESPECIALITAT: Sistemes Electrnics PLA: 95

DIRECTOR: Jos Matas DEPARTAMENT: E.E.L.

QUALIFICACI DEL PFC

TRIBUNAL

PRESIDENT SECRETARI VOCAL

PABLO RAFAEL ORTEGA ANTONI BARLABE SERGIO SANCHEZ LOPEZ DATA DE LECTURA: 9 de Julio del 2008

Aquest Projecte t en compte aspectes mediambientals: x S No

1:48 1:48

PROJECTE FI DE CARRERA RESUM (mxim 50 lnies)

Estudiar, disear e implementar un convertidor de medio puente con control complementario (Half Bridge with Complementary Control). Se quiere disear este convertidor para tensiones continuas elevadas de entrada, del orden de 150V, 200V o 400V, y tensiones continuas de salida aplicables a sistemas de Telecomunicacin, con valores del orden de 15V, 24V 48V. La regulacin del convertidor se realiza mediante un control en modo deslizamiento donde se comparan las tensiones de error (la tensin de salida menos un valor de referencia) con el valor medio de la tensin de salida de los diodos rectificadores del convertidor. Este valor medio se obtiene de forma sencilla por medio de un simple filtro paso bajos realizado con un condensador y una resistencia. Para llevar a cabo este proyecto se han tenido que realizar diversos prototipos en placas de circuito impreso y realizar un buen nmero de pruebas en el laboratorio.

Paraules clau (mxim 10):

Convertidor Control Complementario Potencia

Mosfets Half-Bridge

DISEOYCONTROLDELCONVERTIDORHBCC

Pgina1

A mi familia, y en especial a

mis padres, por su apoyo, comprensin y

paciencia.

Os quiero

A mis amigos, Manuel,

Julin, Jordi, Carmelo y Sacra.

Gracias a todos.


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I N D I C E

1. INTRODUCCIN .............................................................................................. 5

2. ANTECEDENTES ........................................................................................... 6-7

3. OBJETIVOS ....................................................................................................... 8

4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGAS ................................... 9 4.1. Convertidor Flyback ....................................................................................... 9-10 4.2. Convertidor Forward ................................................................................. 11-12 4.3. Convertidor PushPull....12-13

5. EL CONVERTIDOR HBCC .......................................................................... 14 5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo .......................................... 14 5.2. Anlisis y estudio del convertidor HBCC ................................................. 15-16

5.2.1. Estructura del convertidor HBCC .......................................................... 17 5.2.2. Anlisis matemtico ........................................................................ 17 a 19 5.2.3. Ecuaciones de estado ....................................................................... 19 a 21 5.2.4. Aplicacin del modelo bilineal .......................................................... 21-22 5.2.5. Rgimen estacionario ........................................................................ 22-24

6. CONSTRUCCION DEL CONVERTIDOR ........................................................ 25 6.1. Rectificacin y Filtro de salida. ..................................................................... 25-26 6.2. Circuito de control. Driver. .......................................................................... 26-27

6.2.1. Circuito de Boostrap ........................................................................ 27 a 30 6.2.2. Tiempo muerto o Blank Time ......................................................... 31 a 33

6.3. Eleccin de los transistores del Puente ...................................................... 34-35 6.3.1. Prdidas en los semiconductores ....................................................... 36-37

6.4. Circuito de ayuda a la conmutacin. ....37-38 6.4.1. Diseo de la Red Snubber..38 a 41 6.5. Diseo y construccin del Transformador. ................................................ 41-42

6.5.1. Diseo del ncleo ............................................................................ 42 a 44 6.5.2. Clculo de los devanados ................................................................ 44 a 47 6.5.3. Seccin del hilo para bobinar .......................................................... 47 a 51

6.6. Diodos rectificadores. ..................................................................................... 51 6.7. Diseo del inductor de salida ......................................................................... 52 6.8. Condesandor del filtro de salida. ............................................................... 52-53 6.9. Sistema de cargas. .................................................................................... 53 a 55


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6.10. Lazo de control. .............................................................................................. 55

6.10.1. Descripcin del sistema ................................................................... 56 a 60 6.10.2. Control en modo deslizamiento ....................................................... 60 a 62 6.10.3. Simulacin del convertidor .............................................................. 62 a 64 6.10.4. Realizacin de la superficie de control ............................................ 65 a 76

7. PLANOS Y DISEO DE LA PCB.77 a 85 8. RESULTADOS EXPERIMENTALES ......86 a 98 9. AMBIENTALIZACIN DEL PFC...........99

9.1. Aspectos Tecnolgicos..99 a 104 10. CONCLUSIONES...105 a 106 11. BIBLIOGRAFIA.....107 a 108

ANEXOS DATASHEETS........110 a 123 FOTOGRAFIAS DEL PROYECTO......124 a 126


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1. INTRODUCCIN. Las fuentes de alimentacin conmutada son aquellos sistemas de alimentacin cuyos

componentes activos trabajan en rgimen de conmutacin, generando seales variables

en el tiempo. Estos sistemas absorben energa de la red cuando sta es requerida por el

circuito de utilizacin y siempre en la cantidad solicitada por dicho circuito. Adems,

por emplear altas frecuencias de conmutacin, el tamao del transformador de potencia

y los componentes asociados al filtrado en la fuente de alimentacin conmutada son

drsticamente reducidos en comparacin con la fuente de alimentacin lineal.

Esto significa que un diseo de fuente de alimentacin conmutada presenta una

compactacin y ligereza de peso en la fuente, debido a que el elemento que mayor

volumen y peso posee es el transformador.


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2. ANTECEDENTES. El compromiso de las nuevas tecnologas y de los sistemas de informacin respecto a lo

que nos demanda la sociedad actual y el cuidado y respeto al medio ambiente y a

nuestro entorno urbano hacen de sta, que se lleve a una electrnica de bajo consumo.

Sin duda, eso repercutir tambin en una disminucin de la potencia, pero los nuevos

sistemas de Telecomunicacin requieren de sus fuentes de alimentacin, en cambio, que

stas les entreguen una alta corriente, una regulacin firme y una respuesta transitoria

rpida.

Las consecuencias de esta reduccin en la potencia consumida influirn negativamente

en el rendimiento y prestacin de los convertidores. El principal problema que se nos

plantea es la disminucin de la eficiencia asociada a la reduccin de la tensin de salida.

Adems, en este tipo de convertidores de alta frecuencia, la eficiencia juega un papel

importante en las dimensiones finales y la densidad de potencia, mientras que las

prdidas y la disipacin trmica son la mayor limitacin que determina el resultado

final.

En un equipo alimentado por bateras, la energa almacenada est limitada, y por tanto,

la eficiencia es la caracterstica principal del convertidor. La eficiencia repercute

directamente sobre la temperatura del convertidor: a menor eficiencia, mayor prdida de

potencia, y por tanto, ms grande tendr que ser el sistema de disipadores de calor.

En la actualidad los nuevos circuitos integrados precisan de fuentes de alimentacin que

sean capaces de suministrar bajas tensiones con una regulacin muy fina y una

respuesta transitoria rpida frente a corrientes con slew-rates elevados. Para dichas

cargas, existen dos grandes grupos de topologas, dependiendo de la tensin de entrada

del convertidor:


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1) Topologas no aisladas para tensiones de entrada reducidas (alrededor de

5V), tales como bucks sncronos.

2) Topologas con aislamiento galvnico para tensiones de entrada elevadas

(alrededor de 48V), tales como el push-pull, el flyback, el puente completo o

Full Bridge, el medio puente o Half Bridge, etc.


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3. OBJETIVOS.

El objetivo de este proyecto es el diseo y construccin de un convertidor de medio

puente con control complementario y conmutado a alta frecuencia, es lo que llamaremos

como HBCC (Half Bridge Control Complementary).

Partiremos de un estudio previo de los diferentes convertidores y su funcionamiento con

especial nfasis a aquellos sistemas con aislamiento galvnico, ya que nos proporcionan

tensiones de entrada mucho ms elevadas. A continuacin nos centraremos en el

estudio y simulacin del convertidor HBCC, explicando sus ventajas y desventajas, y

seguidamente a su posterior diseo y realizacin.

Para el diseo del lazo de control, hemos optado por uno de tipo PID analgico formado

por operacionales que actuar sobre un modulador de ancho de pulso PWM que

controlar el driver que activar la entrada del semi-puente del convertidor.

Se ha intentado priorizar ante todo, aumentar la eficiencia del convertidor y a partir de

esta premisa evolucionar a un diseo de ste mucho ms reducido y compacto.


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4. COMPARATIVA DE LAS DIFERENTES TOPOLOGAS. El convertidor DC-DC se constituye, en primer trmino de una fuente de tensin

continua, compuesta, por ejemplo, por un variador de tensin junto a un puente

rectificador y un condensador de filtrado de la seal de rizado, que proporciona al

equipo la potencia a transferir, un elemento almacenador de energa, que ser el

transformador, que junto a un modulador de anchura de pulsos PWM a travs de un

control (digital o analgico) son los elementos que nos permiten la regulacin de la

tensin, un filtro para reducir el rizado de salida, la carga a la cual queremos suministrar

la energa y finalmente un elemento de control que regular el funcionamiento de todo

el circuito.

A continuacin haremos un breve repaso a las diferentes tipos de topologa existentes,

explicando sus ventajas y su configuracin tpica.

4.1. Convertidor Flyback. Dada su sencillez y bajo costo, es la topologa preferida en la mayora de los

convertidores de baja potencia (hasta 100 W). En la figura se muestra la topologa de

esta fuente conmutada.

Fig 4.1. Topologa Flyback

Cuando T1 conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador,

diseado con una alta inductancia para almacenar energa a medida que el flujo

magntico aumenta.


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La disposicin del devanado asegura que el diodo D est polarizado en sentido inverso

durante este perodo, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando T1 se

bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el

secundario que carga el condensador a travs del diodo alimentando la carga. Es decir,

en el campo magntico del transformador se almacena la energa durante el perodo ON

del transistor y se transfiere a la carga durante el perodo OFF (FLYBACK). El

condensador mantiene la tensin en la carga durante el perodo ON. La regulacin de la

tensin en la salida se obtiene mediante comparacin con una referencia fija, actuando

sobre el tiempo ON del transistor, por tanto la energa transferida a la salida mantiene la

tensin constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensin de

entrada. La variacin del perodo ON se controla por modulacin de ancho de pulso

(PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas ms sencillos por auto-oscilacin

variando la frecuencia en funcin de la carga.

Caractersticas principales:

Disparo sencillo del transistor de potencia. Diseo Simple. Elevado rizado a la salida. Utilizacin no optimizada del transformador Proteccin ante el c.c. de salida inherente. OUTSPT VNNEV +> )/(1 , para:

1TV = Tensin en el interruptor

E = Tensin de entrada

PN = N de espiras del devanado primario

SN = N de espiras del devanado secundario

Se utiliza para tensiones elevadas de salida y poca potencia. Coste reducido.


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4.2. Convertidor Forward. Cuando los conmutadores T1 y T2, que estn controlados por el mismo driver, estn en

conduccin ON, la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo

energa al devanado secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo

D3 est polarizado directamente, la corriente pasa a travs de la inductancia L1 a la

carga, acumulndose energa magntica en L1. Cuando T1 y T2 se apagan OFF, la

corriente en el primario cesa invirtiendo la tensin en el secundario. En este momento

D3 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D4

conduce permitiendo que la energa almacenada en L se descargue alimentando a la

carga.

En el momento en que los interruptores se ponen a OFF el transformador se

desmagnetiza mediante los diodos D1 y D2, devolviendo la energa a la entrada.

Contrariamente al mtodo Flyback, la inductancia cede energa a la carga durante los

perodos ON y OFF, esto hace que los diodos soporten mitad de la corriente y los

niveles de rizado de salida sean ms bajos.

Fig 4.2. Topologa Forward

D3

E

T2

+ C1

+

Vout-

TRAFO

T1

D4

L1

D2

D1

LO

Rc


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Disparo sencillo del transistor de potencia. Simple. Bajo rizado a la salida. Utilizacin no optimizada del transformador Mala respuesta dinmica. EVT > 2 , para:

entrada deTensin rinterrupto elen Tensin

==

EVT

Se utiliza para corrientes elevadas de salida y poca potencia. El transformador no necesita devanado desmagnetizador.

4.3. Convertidor Push-Pull. Esta topologa se desarroll para aprovechar mejor los ncleos magnticos. En esencia

consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase.

Los diodos D1 y D2 en el secundario, actan como dos diodos de recuperacin.

Idealmente los perodos de conduccin de los transistores deben ser iguales, el

transformador se excita simtricamente y al contrario de la topologa Forward no es

preciso prever entrehierro en el circuito magntico, ya que no existe asimetra en el flujo

magntico y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reduccin del

volumen del ncleo del orden del 50% para una misma potencia.

Una precaucin que debe tenerse en cuenta en este tipo de circuitos es que las

caractersticas de conmutacin de los transistores deben ser muy similares, y los


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devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simtricos,

incluso en su disposicin fsica en el ncleo. Tambin se ha de tener en cuenta, que los

transistores conmutadores soportan en estado OFF una tensin doble de la tensin de

entrada.

Fig 4.3. Topologa Push-Pull


Disparo sencillo de los transistores de potencia. EVT > 2 , para:

entrada deTensin rinterrupto elen Tensin

==

EVT

Simple. Posible desbalance del flujo Riesgo de asimetra. Buena utilizacin del transformador. Buen filtrado a la salida. Se utiliza para potencias elevadas.


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5. EL CONVERTIDOR HBCC.

5.1. Tendencia en los convertidores de bajo consumo. Buscar compromisos de diseo, como reducir su volumen y el nmero de elementos

magnticos y disipadores es la tendencia en la realizacin de convertidores de hoy.

Para reducir el nmero de de elementos magnticos y su tamao, se tiende a dos

objetivos: aumentar la frecuencia de conmutacin y aplicar tcnicas de integracin

magntica.

Tericamente la frecuencia de conmutacin se puede incrementar sin lmites con la idea

de conseguir bajos perfiles en los componentes magnticos. Pero los componentes

parsitos de estos elementos y del trazado de las pistas del circuito, no permiten obtener

conversiones de potencia suficientemente eficientes y frecuencias altas de conmutacin.

Los temas de integracin magntica han avanzado mucho estos ltimos aos. La

bsqueda de estructuras que integren los diversos elementos magnticos de un

convertidor (tpicamente transformador y bobina con tecnologa planar) y la posibilidad

de realizar estos elementos con formas y perfiles a gusto del usuario, hacen que se

consigan densidades de potencia elevadas.

Con los bajas tensiones y elevadas corrientes solicitadas a estos convertidores, la

potencia de prdidas en los diodos rectificadores supone un 20-30% de la potencia de

entrada y del 50-60% de la potencia total disipada para el convertidor. Adems, este

porcentaje aumenta a medida que disminuye la tensin de salida.


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5.2. Anlisis y estudio del convertidor HBCC. El convertidor de medio puente con control complementario (HBCC) es un convertidor

de los habitualmente llamados de onda cuadrada, que se utiliza en aplicaciones de baja

tensin y elevada corriente, destinadas a la alimentacin de sistemas de

telecomunicacin principalmente, elevada tensin de entrada y que requiere de una

tensin continua de salida que suele ser de 48V, o bien tambin para microprocesadores

y sistemas digitales, donde se dispone de una tensin continua ms baja (5V).

El hecho de que se haya escogido este tipo de convertidor y no otro responde a un

planteamiento de reduccin de:

Volumen

Nmero de elementos magnticos

Disipadores

Una de las grandes ventajas de este convertidor es la reduccin de las dimensiones de la

bobina del filtro de salida si este opera con ciclos de trabajo cercanos al 50% o ciclos de

trabajo complementarios.

Cuando hablamos de control complementario nos referimos al control de los transistores

S1 y S2 que nos permite una conmutacin suave sin tener que utilizar inductancias

auxiliares en el primario del transformador, ni redes de conmutacin adicionales.

Respecto a sus inconvenientes, destacaramos principalmente, que la tensin de entrada

ha de presentar pocas variaciones. Esto hace que su uso sea aconsejable en sistemas de

alimentacin distribuida donde existe una etapa previa que proporciona una tensin de

bus bastante estable y que corrige el factor de potencia. En este proyecto, se ha

solucionado este inconveniente con un transformador para aislarlo de la red, conectado

a un autotransformador a la entrada y una etapa rectificadora a la salida. De todas

formas, el hecho de que tenga un rendimiento elevado y sumado al hecho de que cada

vez ms, las etapas primarias de conversin en sistemas distribuidos son cada vez

mejores y ms estables, lo hacen que sea una solucin atractiva para este proyecto.


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Otro de los inconvenientes son los tiempos muertos que aparecen en las formas de

tensin en el secundario de los devanados. Esto es debido a su estructura, donde los

transistores MOSFETS estn conectados en serie a la rama de alimentacin, con lo que,

a altas frecuencias, corremos un serio riesgo de poder cortocircuitar la lnea. Para tal

caso, existen circuitos llamados de blank time con el que solventaremos este

problema, en parte, pero que contrapartida nos incidir en un menor rendimiento de

nuestro convertidor.

Respecto a la frecuencia de conmutacin, nos vendr limitada por los elementos

parsitos de los componentes magnticos que componen el sistema, por lo que

tendremos que buscar un compromiso de trabajo entre la frecuencia de conmutacin y

las prdidas por conversin de potencia. Hay que recordar que a mayor frecuencia,

menor volumen de los componentes, pero menor rendimiento del convertidor.

Como hemos sealado anteriormente, un aspecto que afecta profundamente al

convertidor, es la tensin de entrada de la fuente de alimentacin. En nuestro caso ser

elevada y tendremos que utilizar una topologa aislada galvnicamente para convertir

200 400 V (tensin de entrada) a 24V 48 V (tensin de salida).

Fig 5.1. Estructura de convertidor Half Bridge con aislamiento galvnico


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5.2.1. Estructura del convertidor HBCC.

En la figura 5.2. nos muestra el esquema del convertidor HBCC. Los

interruptores S1 y S2 conducen durante un tiempo DT y (1-D)T respectivamente,

siendo T el periodo de conmutacin y D el valor en rgimen permanente del

ciclo de trabajo.

Fig 5.2. Estructura del convertidor Half Bridge

5.2.2. Anlisis matemtico.

El convertidor trabaja en modo de conduccin continuo, en consecuencia las

reas tanto positivas como negativas de la variable VM (tensin inductancia

magnetitzante) tendran que ser iguales

[1] EVV CC =+ 21 [2] TDVTDV CC = )1(21

Siendo E el valor en rgimen permanente de la tensin de entrada.


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Si trabajamos las expresiones (1) y (2) obtenemos:

[3] )1(1 DEVC = [4] DEVC =2

Que resultan ser las cadas de tensin en los condensadores C1 y C2 y que tienen

gran relevancia, ya que al estar relacionadas con la relacin del transformador

[5] 2

1

2

1

VV

nn =

nos permiten tener el valor medio de FV y por consiguiente obtener tambin el

valor de tensin de salida:

[6] EDDnnVo += )1()( 21

A continuacin se muestran las principales formas de onda que aparecen en el

convertidor HBCC, y que corresponden a la tensin y corriente en el inductor

primario LV y Li , a la tensin y corriente en la entrada del filtro de salida FV y

Fi , y a la corriente en la inductancia magnetizante Mi .


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Fig 5.3. Principales tensiones y corrientes en rgimen permanente y modo de

conduccin continuo.

5.2.3. Ecuaciones de estado

Tomaremos las ecuaciones de estado considerando S1 en conduccin y

definiendo el dutty cycle como T

TD ON= .

Llamamos ONT al tiempo en que S1 est en estado ON. Definiremos las

corrientes tal y como estn dibujadas en la fig. 5.2 y dibujaremos el circuito para

una mejor comprensin del anlisis


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C1

C2

C

LF

F RLn

ELm 1

Fig 5.4. Circuito equivalente con transistor S1 en ON y S2 en OFF

La corriente en el puente de condensadores viene definida por:

[7] dt

dVCi CC 111 =

[8] dt

dVCi CC

222 =

Por definicin sabemos tambin que:

[9] dt

diLVV mmCm == 1

Por tanto, aplicando Kirchoff sacamos las ecuaciones diferenciales que

buscamos para el tiempo comprendido entre TDt


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[13] Rv

idt

dvC OLOO =

Procedemos de forma anloga cuando S2 es el que est en conduccin y S1 en

corte, es decir, el intervalo de tiempo que va desde TtTD


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TD )1( , lo estarn por el trmino )1( u . Para simplificar, los dos secundarios sern simtricos, es decir, tendrn la misma relacin de espiras n

respecto al primario. El modelo ser por tanto el siguiente:

[18] )(1 2Cm

m vEuLdt

di =

[19] ])21([1 2 OCF

L vvnuEnuLdt

di +=

[20] ][1 12 dtdvCiuni

Cdtdv in

Lmequ

C ++=

[21] ][1Rv

iCdt

dv OL

F

O =

5.2.5. Rgimen estacionario A partir de las ecuaciones diferenciales, podemos obtener las condiciones en

rgimen estacionario, igualando a cero las derivadas temporales:

[22] E

vuvEu

LC

Cm

22 )(

10 ==

[23] niiini LmLm =+= )(0

[24] Rvi

Rvi

CO

LO

LO

== )(10

[25] ))1((0 22211 OCC vvnuvunEnu +=


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[26] 2

)4

(21

2

nnvEEE

V

O

C

+=

Buscamos el valor donde la raz se nos anula.

[27] 21

4nn

vE O+=

y lo sustituimos en la ecuacin

[28] 22EVC =

esta ser la condicin lmite. Razonable, teniendo en cuenta el divisor

capacitivo que realiza con el condensador C1.

Si analizamos la solucin de la ecuacin, encontramos 2 casos:

1. Si 21

4nn

vE O+< tenemos una solucin compleja conjugada, y

no una solucin real. Realmente, la consecuencia sobre el

convertidor, es que este no llegar nunca a esta situacin.

2. Si 21

4nn

vE O+ tenemos una solucin real, y por tanto el

convertidor regular.


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Por tanto, la condicin 21

4nn

vE O+= es el lmite de regulacin del convertidor

donde 221EVV CC == .


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6. CONSTRUCCIN DEL CONVERTIDOR.

6.1. Rectificacin y filtro de entrada.

El primer obstculo ante el cual nos encontramos a la hora de realizar nuestro diseo es

la tensin de alimentacin desde donde alimentaremos nuestro convertidor, que al ser

este un DC/DC, la tensin de red debe ser previamente elevada, rectificada y

posteriormente filtrada con una amplitud de rizado aceptable.

Para ello utilizaremos un VARIAC de 0 a 500 V, compuesto por un autotransformador

con el que variaremos la tensin de entrada y un transformador (relacin de

transformacin 1:1) con el que aislaremos nuestra tensin de alimentacin de la red

convencional.

Fig.6.1. Fotografa de conexionado del variac


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A continuacin dispondremos de un puente rectificador que nos rectificar la seal

alterna.

Como filtro de salida colocaremos un condensador electroltico de baja ESR (baja

resistencia interna) y de la tensin adecuada.

Fig.6.2. Fotografa de conexionado del puente rectificador y filtro

6.2. Circuito de manejo. Driver. El circuito de manejo o driver es la parte del convertidor que controla la conmutacin de

los MOSFETS del semi puente. Hay diversas formas de implementarlo, pero en la

actualidad existen ya chips que realizan esta funcin de una forma sencilla, prctica y

econmica, reduciendo el nmero de componentes utilizados para el cometido. Dentro

del mercado existen varios tipos, con algunas pequeas diferencias. En nuestro caso,

hemos elegido el IR21094, que se particulariza del resto de los que existen, en que tiene

la posibilidad de implementar el tiempo muerto o Blank Time de conmutacin de los


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transistores, factor importante en nuestro convertidor como explicaremos ms adelante.

Fig.6.3. Esquema de conexionado del driver IR21094

Otra de las caractersticas importantes, es que es muy utilizado para conmutar

transistores MOSFETS de canal N o IGBTS con tensiones flotantes elevadas, de hasta

600V, parmetro que cumple con las especificaciones requeridas en nuestro caso.

6.2.1. Circuito de Boostrap. La tensin de alimentacin del circuito de control de los transistores MOSFETS

del puente estar en funcin de la tensin que necesitan estos. Hemos de tener

en consideracin que para reducir las prdidas de potencia en conduccin de los

transistores es ms conveniente que trabajen en la zona hmica que no en la de

saturacin por lo que hemos de intentar que GSV sea lo ms grande posible sin

que lleguemos a superar la tensin de ruptura.

Una caracterstica importante de los circuitos driver es la tensin que aguanta el

pin SV (ver fig. 4.2). Cuando el transistor Q1 de la figura est en ON y el

transistor Q2 est en OFF en este terminal se tiene con respecto a masa la

tensin del puente +VPOT.


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La tensin BSV ( SB VV ) alimenta al driver que excita el transistor de la parte alta del semipuente.

La tensin BSV es una tensin flotante, que se expresa tomando como referencia

SV . Cuando se pretende poner en conduccin el transistor Q1 y el transistor Q2

est en OFF, la tensin en el terminal HO con respecto a masa tomar un valor

superior a +VPOT.

VHO=VPOT + VGS(ON)

Fig.6.4..Estructura del circuito de excitacin Half Bridge

El mtodo ms utilizado para conseguir esta tensin y ms utilizado en los

circuitos integrados comerciales es mediante la tcnica del bootstrap, que

normalmente suele salir especificado ya en las diferentes aplicaciones de los

circuitos driver. Es el ms simple y barato a nivel de coste y complejidad de

diseo.


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Fig.6.5. Nota de aplicacin del driver IR21094 con tcnica de bootstrap

El circuito boostrap opera de la siguiente forma:

Cuando el transistor T1 est en corte y T2 en conduccin, el condensador BSC se

carga a travs del diodo BSD llegando aproximadamente a la tensin de

alimentacin de la fuente externa, en nuestro caso +15V. Es necesario que la

carga del condensador sea bastante rpida y que se produzca antes de la

conmutacin del semi-puente, por ello, hemos incluido en el diseo un diodo

shottky (MUR1520-D).

Fig.6.6. Circuito de carga del condensador de Bootstrap


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Cuando T2 (Q2) pasa a corte y T1 (Q1) a ON, el diodo queda polarizado en

inversa (ver Fig.4.4.) por lo que evita la descarga del condensador hacia la

fuente y polariza el driver con el cual alimenta al transistor T1, con lo cual este

puede pasar a estado ON.

Fig 6.7. Circuito de descarga del condensador de Bootstrap

El compromiso de diseo del condensador de bootstrap consiste entre ser

suficientemente pequea como para cargarse rpidamente a travs del diodo y

muy grande como para que tarde tiempo en descargarse y suministrar una

tensin estable al driver durante el bloqueo de T1. Una buena aproximacin es

tomar una solucin de compromiso en el cual el condensador CBS sea una 10

veces superior a la capacidad de entrada que presenta la puerta del MOSFET.

[29] nFnFpFCC GSBS 1218,1010181010

De todas formas, hemos de tener en cuenta que este valor depender tambin de

la frecuencia de trabajo del convertidor y del margen de funcionamiento del

dutty cycle.


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6.2.2. Tiempo Muerto o Blank Time . En el medio puente, en el cual hay dos transistores conectados en serie, es

importante reservar un tiempo muerto entre seales de activacin de los

transistores del puente, para asegurar que los MOSFETS no conmuten a la vez, si

no que lo hagan simultneamente, evitando as que se produzca un cortocircuito.

Teniendo en cuenta que estamos trabajando con tensiones de entrada elevadas

(400 VDC) y frecuencias de trabajo del orden de los 100 kHz, este aspecto es

importante para evitar males mayores y asegurar que los dos transistores no

coincidan nunca en conduccin.

Fig 6.8. Seales de activacin de los transistores del medio puente.

La idea es retardar el tiempo de subida de los dos drivers. De esta manera

ganamos un tiempo muerto, que evita los posibles solapamientos entre ambos.

Con el driver IRF21094 tenemos la posibilidad integrada dentro de la misma

circuitera de poder variar y ajustar esta variable.


Pgina32

Fig 6.9. Ajuste del tiempo muerto mediante potencimetro

Fig.6.10. Hoja de especificaciones del margen de ajuste de la seal del IR21094.

Se ha de buscar un compromiso para ajustar lo mximo posible este tiempo

muerto en el cual ninguno de los dos transistores est en conduccin, ya que

influir fuertemente en el rendimiento final del convertidor. Un tiempo muerto

demasiado grande nos generar grandes prdidas ya que introduce mucho

ruido a la seal de entrada del transformador.


Pgina33

Fig.6.11. Retardo del tiempo de subida

Fig.6.12. Retardo del tiempo de subida


Pgina34

6.3. Eleccin de los transistores del puente.

En la electrnica de potencia, los semiconductores modifican de forma peridica la

configuracin de un circuito, comportndose como interruptores que se abren y cierran

segn una secuencia determinada.

Los semiconductores controlados, tales como transistores MOSFET, tiristores, IGBTS,

etc., permiten controlar el momento en que se requiere cambiar de estado (ventaja

respecto al diodo). Ese control a pesar de ser origen de dificultades, aporta una mayor

versatilidad.

Un MOSFET de potencia es un dispositivo controlado por voltaje, que requiere slo de

una pequea corriente de entrada para cargar y descargar la puerta. La velocidad de

conmutacin es muy alta siendo los tiempos de conmutacin del orden de los

nanosegundos. Destaca su alta impedancia de entrada, buena estabilidad trmica, alta

velocidad de conmutacin y facilidad de poderlos paralelizar.

Con el transistor se pueden hacer las conmutaciones mucho ms rpidas y por lo tanto

se pueden conseguir funcionamientos a frecuencias mucho ms elevadas. Sin embargo,

si no se toman precauciones las prdidas en la conmutacin pueden ser muy

importantes, tiene poca ganancia con v/i grandes, su tiempo de almacenamiento y el

fenmeno de avalancha de secundaria.

Los IGBTs combinan ventajas tanto del MOSFET como del transistor BJT, aprovecha la

facilidad de disparo del MOSFET y el tipo de conduccin del BJT, adems de poder

controlar grandes corrientes con poca cada de tensin. Como contrapartida, el

MOSFET tiene una velocidad de conmutacin mayor que el IGBT.

Los convertidores constituyen el campo de aplicacin privilegiado de los transistores de

potencia. Durante los intervalos de conduccin la corriente en los transistores vara


Pgina35

poco, lo que facilita la obtencin y control de la saturacin. La frecuencia de trabajo se

puede elegir libremente y cuanto mayor es resulta ms fcil de conseguir el alisado de

corriente. Todo este razonamiento lleva a elegir el transistor MOSFET como

semiconductor a emplear en el convertidor HALF BRIDGE.

Lo primero que debemos hacer para disear el convertidor es elegir un par de

transistores MOSFET que sean capaces de gobernar el puente. La tensin nominal de

entrada es de 400Vdc .

Es tambin importante la corriente mxima de drenador, que en nuestro caso ser de 8A

mximo. Deseamos tambin una resistencia en on (RDS on) y una capacidad Puerta-

drenador (Cgd) mnimos. Estas dos variables tienen un compromiso tecnolgico y es

que si una decrece, el otro aumenta.

La capacidad Cgd, tambin llamada capacidad de Miller, es la responsable que parte de

la potencia del puente, que se mueve entre puerta y surtidor, se vea reflejada por la

puerta y desvirtu la seal del driver, cosa que podra llevar al mal funcionamiento de

los transistores.

Se han escogido MOSFETs de potencia de canal N, concretamente el IRF840 de la casa

Internacional Rectifier (IRF).

Caractersticas principales del IRF840:

500=DSSV V = 85,0

onDSR

8=DI A Qgd (Capacidad de Miller) = 18 nC


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6.3.1. Prdidas en los semiconductores El uso de transistores MOSFETS supone que se haya de llevar un control de las

prdidas. Estas prdidas ocasionan estrs o fatiga en los semiconductores

que a la larga tienen un efecto negativo en la fuente conmutada. Los transistores

MOSFETS presentan dos tipos de prdidas:

- Prdidas de conduccin: se producen durante el tiempo que el MOSFET

permanece en saturacin, debido al continuo paso de corriente por el

transistor durante ont .

[30] 2RMSDSon IRP =

- Prdidas de conmutacin: se producen en las transiciones entre los estados

de corte y saturacin.

Las prdidas totales en los MOSFETS responden a la suma de ambas.

Debido a las prdidas por conduccin y conmutacin, dentro del MOSFET se

genera calor. El calor producido por las prdidas debe disiparse de forma

suficiente y eficaz, a fin de que este opere por debajo de su lmite superior de

temperatura. Este calor debe transferirse del MOSFET a un medio ms fro, a

fin de mantener la temperatura de operacin de la unin dentro de un rango

especificado.

Esta transferencia de calor puede llevarse a cabo mediante conduccin,

conveccin o radiacin, ya sea natural o de aire forzado (ventiladores), en las

aplicaciones industriales es comn utilizar el enfriamiento por conveccin.

El calor debe fluir lejos del dispositivo hacia su carcasa y de ah hacia el

disipador de calor en el medio enfriador. El anlogo elctrico de un es el

siguiente:


Pgina37

Fig 6.13. Dispositivo montado en un disipador de calor y su anlogo elctrico

La temperatura de la unin del dispositivo TJ viene dada por:

[31] ( )SACSJCAJ RRRPT ++=

PT = prdida de potencia total del mosfet RJC = resistencia trmica de la unin a la carcasa (C /W) RCS = resistencia trmica de la carcasa al disipador (C /W) RSA = resistencia trmica del disipador al ambiente (C /W) TA = temperatura ambiente (C)

Hay una amplia variedad de disipadores de calor de aluminio disponibles, que

utilizan aletas de enfriamiento a fin de aumentar la capacidad de transferencia de

calor.

6.4. Circuito de ayuda a la conmutacin. La funcin principal que desarrollan los circuitos de ayuda a la conmutacin es absorber

la energa procedente de los elementos parsitos del circuito durante el proceso de

conmutacin, controlando parmetros tales como la evolucin de la tensin o corriente

en el interruptor; limitando as los valores mximos de las pendientes de tensin o

corriente que han de soportar los semiconductores. Este tipo de circuitos de proteccin,


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de los que existen varios tipos, se denominan Redes Snubber.

Tenemos varias formas de reducir o limitar el stress elctrico en los semiconductores.

Si es durante el paso a conduccin del transistor (turn-on), se genera un pico de

corriente a travs de este, que debemos limitar o en su defecto limitar la pendiente de de

la corriente (di/dt). Si es durante el proceso de apagado o paso a corte (turn-off),

entonces el parmetro a limitar es el pico de tensin generado o la pendiente de la

tensin (dv/dt).

6.4.1. Diseo de la Red Snubber.

Si analizamos nuestro circuito de la figura, observamos que el momento ms

crtico lo tenemos en el proceso de conmutacin de turn-off del transistor Q1.

En esta situacin el transistor Q2 pasa de corte a conduccin y el transistor Q1

de conduccin a corte, por lo que este ltimo soportor entre terminales Vds los

400V de entrada de la fuente. Como el proceso de conmutacin no es ideal, en

el instante en que conmuta el transistor de conduccin a corte, sigue circulando

corriente por el drenador del MOSFET. Por ello, la energa disipada por el

transistor sera tan grande que llegara a destruir nuestro dispositivo, de ah la

necesidad de incorporar un mecanismo que libere de esta carga al transistor.


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Fig.6.13. Esquema de la red snubber en el semipuente

De entre los diferentes tipos de redes snubber que existen, la RCD (Resistencia,

Condensador y diodo) es la ms idnea para el problema expuesto.

Para calcular la potencia mxima disipada por el transistor, esta dada por la

siguiente frmula:

[32] fCVP DST = 221

donde f es la frecuencia de trabajo del convertidor. Particularizando el diseo

en nuestro caso:

En el clculo de la resistencia snubber interviene la constante de tiempo del

condensador. Teniendo en cuenta que este almacena carga durante el intervalo


Pgina40

ont , este es el tiempo utilizado en el clculo. No es necesario que el

condensador se descargue totalmente para obtener resultados.

9 Clculo del condensador

[33] ( ) ( ) nFnF

VnsnsA

VttI

CDS

frD 184,0400

)19238 =+=+=

9 Clculo de la resistencia

[34] === 166135,0

3 nFs

Ct

R onmx

9 Clculo de la potencia disipada por el transistor

[35] ( ) 8100140021

21 22 === kHznFfCVP DST W

[36] 2202002825.025.0

409,2166400

=====

RAII

AR

VI

Ddesc

DSdesv

Con la impedancia de 220 (condensador de 0.75 nF) el transistor disipara una potencia de 6 W.

Con una impedancia de 270 (condensador de 0.61 nF) el transistor no llega a disipar ms de 5 W.


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Fig.6.14. Red Snubber sobre nuestro convertidor

El snubber del circuito consta de una red RC que ser colocada con el

dispositivo conmutador. A pesar de su sencillez esta permite amortiguar las

posibles resonancias parsitas y controlar la pendiente de tensin del

semiconductor, adems permite reducir sobretensiones que pueden causar la

destruccin del semiconductor.

6.5. Diseo y construccin del transformador

El transformador desempea la funcin de aislar galvnicamente la entrada y la salida

del convertidor. Adems de ello, acta tambin en nuestro diseo como reductor de la

alimentacin.

A la hora de construir un trafo, se nos plantean varias cuestiones a considerar:


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El ncleo a utilizar La frecuencia de trabajo del trafo Clculo de los bobinados. La seccin del hilo para bobinar Efectos inherentes al propio transformador: Prdidas por Corrientes

Eddy, Focault, Histresis, etc.

Todas ellas son de igual importancia y los tendremos que tener en cuenta a la hora de su

diseo.

6.5.1. Diseo del ncleo.

Lo primero que nos planteamos en la eleccin de un transformador es qu

material haremos servir para el ncleo. Los materiales estn normalmente en

coherencia con la frecuencia de conmutacin de los dispositivos. Para

frecuencias de entre 1kHz y 100kHz, los materiales con menores prdidas son

dos:

1) Ferrita

2) Polvo de Hierro

Los materiales de ferritas son bsicamente una mezcla de oxido de hierro y otros

materiales magnticos apilados por chapas y que suelen adoptar varias formas de

tipo convencional. El ms conocido y utilizado son los ncleos de tipo E.

Estos deben sus propiedades magnticas sin que se sature ni se caliente en

exceso.


Pgina43

Fig.6.15. Ncleo ferrita tipo E.

Las ferritas presentan una alta resistividad elctrica pero con un rango pequeo

de saturacin por la densidad de flujo. Las ferritas slo presentan perdidas por

histresis. Ellas son los materiales elegidos para trabajar a altas frecuencias

(superiores a 10kHz) debido a las bajas perdidas por las corrientes de eddy. En

electrnica de potencia la condicin necesaria para conseguir el punto de trabajo

ptimo es encontrar el punto de temperatura de la ferrita que nos de su mxima

potencia, esperando encontrar la mejor variacin de sta.

Por encima de los 100kHz, debido a la alta resistividad de las stas, las convierte

en el nico material razonable, a pesar de que tienen gran facilidad de saturarse

con una pequea densidad de flujo, 0.3 Teslas en los de ferrita y 1 Tesla en los

de polvo de Hierro.

La frecuencia de trabajo de nuestro transformador es de 100kHz, esto significa

que utilizaremos un ncleo de ferrita, del cual tenemos varios tipos a escoger

segn a la frecuencia. En las fuentes conmutadas, es habitual el uso de

materiales de saturacin elevada y bajas prdidas como son los materiales del

tipo 3C81, 3C90, 3F3 o N27. De todos ellos, y por precio y caractersticas

hemos considerado coger el 3E25N27 donde podemos ver sus caractersticas en

la figura siguiente:


Pgina44

Fig.6.16. Grfica del ciclo B-H de la ferrita 3E25.

Segn las especificaciones del fabricante, averiguaremos la densidad de flujo

magntico de trabajo ( MAXB ).

mTBMAX 200= pero como punto de trabajo consideraremos que una mTB 100= .

6.5.2. Clculo de los devanados.

Para calcular el devanado (nmero de vueltas) del primario y del secundario, nos

basaremos en la ecuacin (3), (4) y (5) relacionadas con la cada de tensin en

los condensadores a la entrada del convertidor y relacionadas directamente con

la relacin de trasformacin del trafo:

[3] )1(1 DEVC =


Pgina45

[4] DEVC =2

[5] 2

1

2

1

VV

NN =

Atendiendo a estos datos, y a que la tensin de entrada es de 400V, en los bornes

del primario nos aparecer una onda cuadrada de 200 V de amplitud.

Desarrollando la ecuacin (5), con una tensin de salida de 48 V, obtenemos una

relacin de transformacin de 1/4 que nos dar un tensin de salida ligeramente

superior al valor deseado ( V50 ).

Buscamos el producto del rea del ncleo x rea de la ventana

Fig.6.17. Visionado en 3D del ncleo montado para el convertidor.

[37] 431068,0 cm

BfDPWA

MAX

OUTAC

=


Pgina46

Donde:

f = frecuencia de trabajo, 100kHz

=CA rea del ncleo del transformador =AW rea de la ventana del transformador MAXB = Densidad de flujo mxima en Gauss = 1104 G =OUTP Potencia mxima de salida del transformador, 500W

D = Densidad de corriente en ( Acm ). Generalmente est sobre los 200

Acm .

Lo que nos da un producto de:

136,0= AC WA 4cm

Calculando el nmero de espiras a partir de la siguiente ecuacin, en la cual se

tiene en cuenta que el D.C.mx = 0,5:

[38] [ ] [ ]TBDCfmA VN MAXMAXC PP = 2

Esto nos da aproximadamente un mximo de 110 vueltas. Por defecto le

daremos 100 vueltas.

Para calcular las espiras del secundario aplicaremos, aplicaremos la relacin de

transformacin:

2541 == PS NN vueltas


Pgina47

Le daremos 24 vueltas y no 25 para ser rigurosos en las especificaciones del

convertidor.

6.5.3. Seccin del hilo para bobinar.

Un aspecto importante en la construccin del transformador, es el tipo de hilo que

elegiremos y su seccin, ya que ste depender fuertemente de la frecuencia de trabajo

del dispositivo.

Si hacemos circular una corriente alterna ( )ti por un hilo conductor, se crear un campo magntico ( )tH que producir una corriente parsita en direccin opuesta a la anterior. Este fenmeno, llamado Efecto Skin provoca que la corriente original tienda

a circular por la superficie del conductor y decrece a medida que nos acercamos hacia el

centro. Si la frecuencia aumenta y la seccin del hilo es considerable, prcticamente

toda la densidad de corriente circular por la capa superficie.

Fig 6.18. Efecto Skin en un hilo conductor.


Pgina48

El efecto pelcular o Skin depende adems de la resistividad del conductor y es

mayor para los conductores de material magntico.

La profundidad de penetracin de la densidad de corriente ser un factor que a

posteriori nos determinar la seccin del propio cable y que debe cumplir la

siguiente relacin:

2 1 hilo conductor > 2 Hilo de Litz o varios conductores en paralelo

Fig.6.19. Grfica de diferentes coeficientes de penetracin en funcin del material.

La solucin adoptada y que aplicaremos ser la de emplear hilos de cobre de

pequea seccin, recubiertos por un barniz aislante, y trenzados de forma que los

pequeos campos magnticos que se vayan creando entre los conductores, se

vayan anulando.


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Fig.6.20. Tabla de secciones de hilo de cobre y la corriente que puede circular por l.

Teniendo en cuenta que a la salida del convertidor son de 48V/5A, hemos

elegido 5 hilos de cobre con una seccin de cable de 0,810 mm de dimetro cada

uno, que nos permite una circulacin de corriente de 1 A por hilo.

Aunque se puede calcular de forma matemtica hemos cogido una tabla (figura

6.20) donde se indican diferentes tipos de seccin de cable en funcin de la

corriente que debe soportar el conductor.


Pgina50

En nuestro prototipo, el resultado final ser el que se muestra en la fotografa de

la figura 6.21.

Fig.6.21. Diseo final del trasformador del convertidor.


Pgina51

MEDIDAS EXPERIMENTALES:

Inductancia Magnetizante

HLdtdiLVdtdi

AmVSondaR

VVpVVpVVp

mVVnsT

kHznfconmutaciVVout

VdcVin

LLL

L

083'42775.0

37578'878048/

/10033

3752540072820

6.752.44

400

1

21

2

1

====

==

=====

==

=

6.6. Diodos rectificadores. Hemos utilizado diodos Shottky Ultrafast (MUR1540) debido a la elevada tensin que

soporta y la elevada corriente que soporta. De igual forma que hemos hecho con los

transistores MOSFETS los protegeremos con una red de ayuda Snubber.

Fig.6.22. Hoja de caractersticas del diodo MUR1540.


Pgina52

6.7. Diseo del inductor de salida. Se ha escogido un ncleo de polvo de hierro de tipo toroidal.

Inductancia Filtro de Salida

HLdtdiLVdtdi

AmVSondaR

VVmVV

sTkHznfconmutaci

VVoutVdcVin

LLL

L

L

075'5571'571428/

/10033

9'27226'1

6.752.44

396

2 ===

==

===

==

=

6.8. Condensador del filtro de salida. La finalidad del condensador del filtro de salida es la de atenuar al mximo el rizado de

la tensin de salida del transformador producido por la conmutacin y tiene que ser

dimensionado en funcin del rizado del inductor de salida. Para calcular el valor del

condensador he fijado un valor mximo en la tensin de rizado de conmutacin a la

salida y que este rizado se deba a la variacin de su carga. De esta forma tenemos:

[39] )1(8

1DV

LCf

Vo SC =

Donde:

Vo Voltaje de pico de la tensin de rizado de salida SV Voltaje de pico en el secundario


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Cf Frecuencia de conmutacin del convertidor

Fijaremos un rizado mximo de un 2,5% de la Vo, es decir un Vo =1,2V.

6.9. Sistemas de cargas. El sistema de cargas utilizado para poner en marcha el convertidor sern 7 impedancias

de 33 ohms / 30W:

======= 337654321 LLLLLLL RRRRRRR

El esquema de conexionado ser el siguiente:

Fig 6.23. Esquema del conexionado de cargas.

stas se activarn mediante interruptores y con los que tendremos la posibilidad de irlas

paralelizando una a una. Es decir tendremos un rango de cargas que irn desde:


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Nmero de Cargas Impedancia total

1LR 33 21 // LL RR 5,16

321 //// LLL RRR 11 4321 ////// LLLL RRRR 25,8

54321 //////// LLLLL RRRRR 6,6 654321 ////////// LLLLLL RRRRRR 5,5

7654321 //////////// LLLLLLL RRRRRRR 71,4

El resultado final ser el mostrado en la figura 6.24

Fig 6.24. Prototipo de cargas.

Otra alternativa a este sistema fue la de colocar conectada 1 carga y el resto (las 6

restantes) conectarlas de golpe. De esta manera se podra visualizar claramente por

pantalla los saltos de cargas en los arranques del convertidor


Pgina55

Fig 6.25. Prototipo de cargas 2.

6.10. Lazo de Control. Para la realizacin del lazo se ha optado por disear un control en modo deslizamiento.

Esta tipologa es adecuada cuando lo que buscamos es robustez ante perturbaciones,

manteniendo siempre una buena dinmica y una respuesta en rgimen estacionario

invariante. El control en modo deslizamiento se utiliza cuando se trabaja con sistemas

de estructuras variables en los que su estructura cambia de forma intencionada con el

tiempo y por tanto la accin de control es discontinua y la planta no es lineal. Los

convertidores de potencia DC-DC conmutados son un ejemplo de ello y entran dentro

de esta categora.

En el apartado 5 de esta memoria, ya presentamos un estudio y anlisis del convertidor,

ahora nos centraremos con ms detalle en el anlisis matemtico y circuital de la

estructura de control, parndonos en cada una de las partes principales del diseo y

presentaremos los resultados de simulacin a travs de Matlab/Simulink.


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6.10.1. Descripcin del sistema.

El diseo del convertidor mostrado en la fig.6.26, incluimos la tensin de

alimentacin E, el transformador, los interruptores de potencia S1 y S2, el

puente de condensadores C1 y C2, los diodos rectificadores D1 y D2, el filtro LF

y CF y la resistencia de carga RL, todos ellos asumiendo que son componentes

ideales y que el convertidor trabaja tal y como hemos comentado en apartados

anteriores en modo de conduccin continuo.

D1

D2

C1

C2

FC

LF

LR

S1

n

n1

S2

E

Fig 6.26. Circuito equivalente del convertidor

Seguidamente mostramos los dos circuitos equivalentes del convertidor

adaptados a cada periodo de operacin.

C1

C2

C

LF

F RLn

ELm 1



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C1

C2

F

FC L

L

nR

ELm 1


El principal propsito a la hora de disear el control de la planta, es conseguir

una tensin de salida Vo, lo ms fiable al valor final que nosotros queremos

obtener. Para ello, nos haremos servir de una tensin de referencia que el

control utilizar como gua para posteriormente poder corregir el error que

pudiera ocasionar la planta.

Analizando el circuito de la figura 6.26, asumiendo que C1 y C2 son de igual

valor, que los transistores o interruptores trabajan de forma complementaria y

que el dutty cycle es del 50%, obtenemos una tensin en bornes del devanado

del primario equivalente a E/2 de amplitud. Si esto no fuera as, el balance

tiempo-tensin del transformador, hara que el puente capacitivo se

desequilibrara.


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6.29. Forma de onda de la tensin en primario del trafo.

En funcin del dutty cycle obtenemos los tiempos de conmutacin:

[40] y [41]

==

TDtTDt

OFF

ON

)1(

A partir de la forma de onda del primario, podemos sacar la forma de onda

del secundario:

6.30. Forma de onda de la tensin del secundario del trafo.

En el secundario, para un correcto balance tensin, el producto entre la

tensin y el tiempo ha de ser igual para ONt (Von) como para OFFt (Voff):


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[42] OFFOFFONON tVtV = La tensin media de salida Vo, ser la media ponderada entre las dos tensiones:

[43] T

tVtVV OFFOFFONONO

+=

Siendo T el periodo completo de la seal de conmutacin.

Sabiendo por tanto que,

[44] y [45]

=

=

TtD

TtD

OFF

ON

1

podemos substituir en [38] obteniendo:

[46] ( )DVDV OFFON = 1 De la figura 6.30, sabemos que 2

EnVSEC = y adems podemos deducir fcilmente que

[47] OFFONSEC VVV += si igualamos las dos ecuaciones tenemos,

[48] 2EnVVV OFFONSEC =+=

Aislando Vo:

[49] 2)1(EDnVON =

Finalmente de [43] y [46]

[50] DVVDVDV ONOFFONO =+= 2)1(

[51] EDDnVO = )1(2


Pgina60

Esta ltima expresin nos da una idea de la tensin mxima de salida del

convertidor y que esta la tendremos para un ciclo de trabajo del 50%. EN

nuestro caso, para unas especificaciones tcnicas de:

VVo

D

n

VE

504005.0)5.01(412

5.04

1400

==

===

El modelo del espacio de estados del convertidor, viene dado por las ecuaciones

diferenciales sacadas en apartados anteriores [18] a [21]:

[52] )(1 2Cm

m vEuLi =

[53] ])21([1 2 OCF

L vvnuEnuLi +=

[54] ][1 12 dtdE

CiuniC

v Lmequ

C ++=

[55] ][1Rv

iC

v OLF

O =

6.10.2. Control en modo deslizamiento.

El control en modo deslizante trata de aplicar una seal de alta frecuencia para llevar al

sistema hacia una regin de espacios de estado denominada superficie de deslizamiento.

Como hemos mencionado anteriormente, este tipo de control es de gran robustez ante

las diferentes perturbaciones de la planta. Cabe destacar que este tipo de control no es

de fcil diseo y su implementacin depende de la ley de control resultante.

Genricamente la ecuacin de estado de un convertidor la definimos como:

[56] uxBxfX += )()(


Pgina61

Donde nX es el vector de estado, mu es el vector de control y nxf )( y mnxB )( los campos vectoriales, que han de ser continuos y sus

derivadas tambin respecto a x.

Dada la complejidad en el clculo de este tipo de superficies, nos hemos basado

en diferentes estudios realizados y artculos cientficos publicados donde se llega

a la conclusin que la superficie de deslizamiento ms habitual en convertidores

DC-DC tiene la siguiente forma:

[57] )()( OT XxKxS =

donde OX es un vector constante y TK son coeficientes escalares constantes. La

funcin )(xS se asocia al error de las variables de estado y se ha de asegurar que

esta alcance el valor 0)( =xS desde una condicin inicial distinta de cero y que posteriormente la accin de control lo mantenga en ese valor. Estas condiciones

matemticamente se pueden expresar como:

0)( xS y 0)( >

dtxdS cuando 0)(


Pgina62

6.31. Forma de onda de la tensin del secundario del trafo.

6.10.3. Simulacin del convertidor.

La superficie de control utilizada finalmente para realizar la simulacin fue la

siguiente:

[58] ( ) >


Pgina63

Resultados valores de ganancia obtenidos

===

48.0200

95.0

KdKiKp

ARRANQUES

Fig.6.32. Tensin de salida Vo


Pgina64

Fig.6.33. Tensin en Vc2

Fig.6.34. Tensin en IM


Pgina65

6.10.4. Realizacin de la Superficie de Control.

Partiremos de la ecuacin:

[59] ( ) >< Fiv que

Para realizar la superficie de control dibujaremos antes un diagrama de bloques

donde queda reflejado ms claramente cmo funcionar el lazo, de qu partes

estar formada y que variables entrarn en juego. De teora de control, llegamos

a la conclusin de implementar la superficie a travs de un PID analgico.

Fig.6.35. Diagrama de bloques del lazo de control


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El lazo de control PID, estar formado por amplificadores operacionales. Para

ello, hemos elegido el TL074 por tener un elevado Slew-Rate (13V/s) y una

alta inmunidad al ruido.

Lo primero que nos hemos planteado a la hora del diseo, es que debido a la

tensin de salida elevada que tendremos de la planta, superior a la alimentacin

interna de los operacionales, tendremos que sensarla para no daar la circuitera.

En este caso, lo hemos dispuesto de forma que a travs de simple divisor

resistivo a la entrada de un A.O. en configuracin seguidor, para elevar la

impedancia de entrada y asegurar este nivel de tensin. En la rama resistiva

colocaremos un potencimetro para regular esta tensin sensada ( ver fig.6.36 ):

3

21

411

-

+

U1A

TL074R210K

R410K

0

+5V

+15V

+48V

-15V

Sensado de Vo

Fig.6.36. Configuracin de Sensado de Vo

Como el objetivo es eliminar las posibles variaciones de la planta, tendremos

que obtener una tensin de referencia con la que compararemos la seal y as

eliminar el error. El esquema circuital ser idntico al anterior slo que esta vez

utilizaremos la misma tensin de alimentacin que utilizan los operacionales.


Pgina67

3

21

411

-

+

U2A

TL074

R810K

R1010K

0

+15V

Voref

-15V

+15V

+ 15V

Fig.6.37. Configuracin de la tensin de referencia Voref

Como tercera variable a sensar, ser la seal FV . Aqu hemos de tener en cuenta

exactamente lo mismo que con Vo, es decir, una seal elevada, del orden de

unos 50V, sumado al hecho de que esta seal esta justo a la salida de los

devanados secundarios del trafo, y que debido a la conmutacin, nos puede

originar picos realmente elevados, adems de los consecuentes armnicos, que

adems de saturarnos los operacionales nos puedo daar el circuito.

Procederemos de la misma forma que los dos anteriores circuitos. Adems de

eso, colocaremos un filtro pasa-bajos a la salida del operacional para eliminar

estos picos y los harmnicos originados. Para el clculo del filtro de primer

orden, nos basaremos de la teora clsica:

==

kHzFkHzF

DatosC

O

10100

para un R=10k nFC 6,1=


Pgina68

Fig.6.38. Configuracin de la tensin de sensado VF

En el diseo, hemos aadido una entradas jumpers, para ir habilitando cada

una de las variables que vamos aadiendo al sistema. De esta forma tambin

nos ser ms sencillo detectar cualquier posible anomala que se produzca.

Una vez diseada la circuitera referida al ajuste de variables, nos

adentraremos en el lazo. Como hemos mencionado, estar compuesto por

una parte proporcional, que ser la que nos da el valor de ganancia necesario

para llegar al valor final, pero que si no lo ajustamos correctamente se nos

puede hacer inestable el sistema, para ello recurriremos al integrador, que

nos corregir el margen de error entre el valor final terico y el que nos da el

proporcional, y que nos tender a estabilizar el sistema y una parte

derivativa, no necesario en un principio, pero que, como veremos ms

adelante nos ayudar a que la respuesta sea mucho ms estable.

Para el clculo de valores de los componentes utilizados, nos hemos basado

en los resultados de la simulacin hecha por Matlab. Con esos valores y a

12

1314

411

-

+

U2D

TL0741

TP3TEST POINT -15V

+15V

Seal VF

R16

10KC71,5nF /100V

0

R15 10K\0,5W

R1710K

1

TP4

Vref _VF

0

1

TP5out_VF

S-VF1 2

J7

JUMPER1


Pgina69

travs de potencimetros y zcalos en los condensadores para poder jugar

con diversos valores de ganancias de kp, ki y kd, hemos conseguido ajustar

la seal que queramos conseguir.

Clculos de los componentes:

Control Proporcional

=====

KRKR

RRKp

Kp

10;1095.0

95.0

131

3

Fig6.39. Control Porporcional

Control integral

=====

=MPotKRnFC

CRKi

Ki

iiii

2500;102001

200

+15V

5

67

411

-

+

U1B

TL074

R3 10K

R1

10K 100K

1 2

J1

JUMPER10

1

TP1

-kp x Vo

-15V


Pgina70

Fig.6.40. Control Integrador

Anotar, que diseamos el integrador de forma que podamos cambiar el

signo de la respuesta. Esto lo hace ms polivalente y que podamos

probar diversos tipos de respuesta, as como poder habilitar tanto un

proporcional, un integrador o un derivador de forma totalmente

individual, sin que para ello tengamos que conexionar ninguno de los

otros controles. De ah que tanto las entrada inversora y no inversora

tengan disponibles tanto la variable Vo como la Vref.

Control Derivativo

=====

=KPotKRnFCCRKd

Kd

dddd 500480;10048.048.0

5

67

411

-

+

U2B

TL074

10

98

411

-

+

U2C

TL074

R21

50K

-15V

1 2

J9

JUMPER10

C8

1uF

+15V

1 2

J6 JUMPER reset integer

+15V

-15V

1

TP6[ - ]

Voref

1

TP7

-ki x integer [-Voref] dt +C

1 23 4

JP6

JUMPER2

R29

1Mohm

R18

10K

R19

10K

R20

10KR2310K

1234

JP5

JUMPER2

0

Voref


Pgina71

Fig.6.41. Control Derivativo

El esquema definitivo con las 3 partes sumadas, quedarn de siguiente

manera tal y como muestra la figura siguiente:

10

98

411

-

+

U1C

TL074

1 2J10

JUMPER

1

TP2 -kd x [d/dt]

100nF

CAP NPR11

10K

R9

2Mohms

0

C5

1nF

-15V

+15V


Pgina72

Fig.6.42. Esquema de la Superficie PID

+15V

5 67

4 11

-+

U1B

TL074

10 98

4 11

-+

U1C

TL074

5 67

4 11

-+

U2B

TL074

10 98

4 11

-+

U2C

TL074

R3

10K

R1

10K 100K

R21

50K

-15V

R5

10K

12

J9JUM

PER

1

12

J1JUM

PE

R1

0

C81uF

S=-kp x -ki x integer [-V

oref] dt -kd x [d/dt]

+15V

0

12

J6JU

MPE

R reset integer

+15V

R22

10K

1

TP1

-kp x Vo

-15V

12

J10

JUM

PER

1TP

6[ - ]

1

TP2

-kd x [d/dt]

S

Voref

100nF

CAP

NP

R11

10K

R9

2Mohm

s

1

TP7

-ki x integer [-Voref] dt +C

R12

10K

12

34

JP6

JUM

PER

2

R29

1Mohm

0

C5

1nF

-15V

+15V

R18

10K

R19

10K

R20

10KR

2310K

12

34

JP5

JUM

PER

2

0

-15V

Voref


Pgina73

En este ltimo diseo, lo que tenemos es la seal ( )OVfe =~ , pero aun nos falta aadir la seal FV para completar la superficie ( ) FO VVfe =~ . Esto lo implementamos con un simple restador de ganancia 1

3

21

411

-

+

U3A

TL074

R31

10k

Seal a PWM

R32 10kR3310k

0

+15V

-15V

PID

Seal Vc2

Fig.6.43. Diseo de la funcin ( ) FO VVfe =~

Fig.6.44. Diseo del control en modo deslizamiento


Pgina74

Por ltimo, nos faltara discretizar la seal de la superficie y sta conectarla

directamente a la entrada PWM del driver IR2109. Aqu decidimos en

primera instancia utilizar el SG3524, que mediante los operacionales

internos que utilizaba y mediante una tensin de rampa comparaba la seal

de control y esta la conectaba a la base de un transistor que trabajaba en

conmutacin. La frecuencia de conmutacin, se ajustaba a travs de una red

RC. Finalmente descartamos esta opcin, ya que la alimentacin de los

operacionales internos del SG3524, estaban alimentados a 5V, y eso nos

tenda a saturar la seal de control, con lo que a partir de cierta tensin de

entrada (sobre unos 100V) no obtenamos ms de 12 V a la salida del

convertidor. Llegamos a la conclusin que los picos de tensin en la

conmutacin del trafo provocaban tensiones en las variables sensadas OV y

FV superiores a la alimentacin interna del modulador SG3524.

La segunda opcin, era bsicamente igual que la primera, con el cambio que

utilizamos operacionales alimentados a V15 , de esta forma el rango que conseguamos era mucho mayor.

Por tanto, como tenemos que discretizar la salida, utilizaremos un

comparador de Histresis con el que saturaremos tanto positiva como

negativamente la salida dependiendo del signo de la superficie, tal y como

vimos en la fig.6.31. En este caso nos hicimos valer de un LM311 en

colector abierto, donde conectbamos la funcin ( ) FO VVfe =~ a la entrada inversora y la salida a la base de un transistor Darlington que posteriormente

como veremos a continuacin atacar a una bscula.


Pgina75

2

37

48

-

+

U2

LM311/TO

Q1BC618

R1220ohms

+15V

R210k

0

0

S

-15V

+15V

R3560ohms

Fig.6.45. Comparador de Histresis

El ciclo de histresis variar su trayectoria entre +Vcc y Vcc. La frecuencia de

conmutacin depender de FV .

La salida del colector del transistor Darlington ir conectada a una bscula D

(4513). La frecuencia mxima la limitaremos a travs de un reloj que lo

implementaremos por un 555, configurado como oscilador astable, al doble de la

frecuencia a la cual nosotros queremos trabajar (100kHz), ya que la bscula

coger slo los flancos de subida. De todas formas, hemos decidido

implementar en el oscilador astable, un par de potencimetros con los que poder

variar esta frecuencia.


Pgina76

Fig.6.46. Circuito discretizador de S(x)

Fig.6.47. Circuito discretizador de S(x)

TR2CV

5

Q 3

DIS7

THR6

R4 V

CC

8G

ND

1U1LM555

2

37

48

-

+

U2

LM311/TO

D5

CLK3

Q1

Q2

VDD14

S6

GN

D7

R4

U3A

4013/FP

Al Driv er IR21094

0

+15V

+15V

0

D11n4148

C110n

0

D21n4148

C21n

0

Q1BC618

R1220ohms

+15V

R210k

0

0

S

-15V

+15V

R3560ohms R4

10k

R5

10k


Pgina77

7. PLANOS Y DISEO DE LA PCB.

El diseo de los diferentes circuitos impresos que componen el proyecto se ha realizado

con el programa de diseo de circuitos electrnicos OrCAD 10.3.

La planta del convertidor se ha realizado a doble cara, con un buen plano de masa para asegurar un buen drenaje de la corriente hacia el punto comn. He

intentado en todo momento disponer los componentes de potencia lo ms

cercanos posibles entre s. Las pistas que salen del transformador hacia el filtro

de salida se han intentado disear de forma que pueda fluir la corriente a pleno

rendimiento, teniendo en cuenta que como norma general y en base a lo

especificado en la normativa, podemos llegar a un compromiso de que cada

milmetro de anchura de pista equivaldra a la circulacin de 1A. Aprovechando

la simetra del convertidor se ha dispuesto los MOSFET como tal y sus redes de

proteccin Snubber lo ms cercanos posible a estos. Se han habilitado dos

conectores de salida, de tipo banana para poder unir tanto las cargas como el

lazo de control, as como dos conectores del mismo tipo para inyectar la

alimentacin de entrada (400 VDC).

Respecto al diseo de la placa del lazo de control, se ha buscado debido a la dificultad para afinarlo a las caractersticas deseadas, que esta fuera lo ms

polivalente posible, habilitando jumpers a la entrada y salida de los

amplificadores operaciones para poderlo hacer lo ms verstil posible y poder

modificar la seal de entrada en funcin de las necesidades.


Pgina78

Fig.7.1. Circuito driver


Pgina79

Fig.7.2. Esquema de la planta HBCC


Pgina80

Fig.7.3. Esquema del lazo de Control


Pgina81

Fig 7.4. Mscara Layout de la capa Top de la planta del convertidor


Pgina82

Fig.7.5. Mscara Layout de la capa Bottom de la planta del convertidor


Pgina83

Fig 7.6. Mscara Layout de la capa de componentes de la planta del convertidor


Pgina84

Fig 7.7. Mscara Layout de la capa bottom del lazo de control

Fig 7.8. Mscara Layout de la capa Top del lazo de control


Pgina85

Fig 7.9. Mscara de componentes del lazo de control


Pgina86

8. RESULTADOS EXPERIMENTALES.

Se han graficado los resultados a medida que hemos ido subiendo en tensin. El

objetivo ha sido buscar aquel valor de ganancia en el control que nos regulara todas las

cargas disponibles, aunque con ello perdiramos algo de eficiencia, como veremos

seguidamente.

Con E=150V ( aprox)

Fig 8.1. Salida de la bscula y tensin de salida del convertidor Vo

[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]


Pgina87

Fig 8.2. Salida de la bscula y tensin de salida del convertidor Vo a plena carga

[Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]

Fig 8.3. Conmutacin en la puerta de los transistores Q1 y Q2

[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]


Pgina88

Fig 8.4. Conmutacin en la puerta de los transistores Q1 y Q2 a plena carga

[Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]

Fig 8.5. Tensiones en el primario del trafo.

[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]


Pgina89

Fig 8.6. Tensiones en el primario del trafo a plena carga

[Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]

Fig 8.7. Tensiones a la salida del secundario del trafo.

[Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]


Pgina90

Fig 8.8. Tensiones a la salida del secundario del trafo a plena carga [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]

Fig 8.9. Arranque del convertidor en la tensin de salida. [Vin=168V ; =151V; f=100kHz; 1LR =33]


Pgina91

Fig 8.10. Arranque del convertidor en la tensin de salida a plena carga. [Vin=162V ; =152V; f=100kHz; 1LR = 71,4 ]

Con E=200V (slo con PI)

Fig 8.11. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF.

[Vin=202V ; =21,5V; f=100kHz; 1LR = 33 , Io=0.65A, %68'88= ]


Pgina92

Fig 8.12. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a plena carga [Vin=202V ; =20,7V; f=100kHz; 1LR = 71,4 , Io=4.39A, %39'85= ]

Fig 8.13. Salto de carga de la seal de salida 1LR = 33 a 1LR = 71,4


Pgina93

Con E=200V (con PID)

Fig 8.14. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; Vo=20,8V; f=100kHz; 1LR = 33 , Io=0.63A, %8'85= ]

Fig 8.15. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF con el derivador conectado. [Vin=202V ; =19,7V; f=100kHz; 1LR = 71,4 , Io=4.18A, %27'81= ]


Pgina94

Fig 8.16. Comparativa de las puertas de los Mosfets Q1 y Q2 con baja carga y plena carga

Se observa claramente el rizado de alta frecuencia provocado por las

capacidades internas de los transistores conmutacin, capacidad de Miller entre

puerta y drenador, y que recibe el nombre de ringing.

Los dos transistores trabajan de forma complementaria, aunque no

simtricamente.

Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensin son:

===

=

MRKMRnFCKi

kpotRKp

dd

ii

57,17,1;2,8

95)(1

Con E=300V (con PID)

A partir de 250 V hemos encontrado dificultades a la hora de ajustar el regulador

al ir conectando las cargas, por lo que hemos tenido que realizarlo con el PID

completo y no con el PI como habamos realizado anteriormente.


Pgina95

Fig 8.17. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a baja carga [Vin=305V ; =33,9V; f=100kHz; 1LR = 5.16 , Io=2.054A, %62'92= ]

8.18. Rizado de la tensin de salida y seal sensada VF a plena carga [Vin=305V ; =32,8V; f=100kHz; 1LR = 6.6 , Io=4.96A, %62'89= ]


Pgina96

8.19. Salto de carga de la seal de salida 1LR = 33 a 1LR = 6,6

8.20. Seal de salida de la bscula y seal


Pgina97

8.21. Seales en el primario del trafo y punto medio del puente a plena carga

8.22. Seales a la salida del trafo a baja carga


Pgina98

8.22. Seales a la salida del trafo a plena carga

Los valores de los componentes del control ajustados a este nivel de tensin son:

===

=

MRKkRnFCKi

kpotRKp

dd

ii

88,1197;2,8

97)(1


Pgina99

9. AMBIENTALIZACIN DEL PFC.

9.1. ASPECTOS TECNOLOGICOS.

Todos los equipos electrnicos generan en mayor o menor medida interferencias

electromagnticas. Las fuentes de alimentacin conmutadas no son una excepcin, y

por su tipo de funcionamiento, en rgimen transitorio y por su constitucin (elementos

electromagnticos), generan armnicos y picos de corriente que dan lugar a

interferencias (EMI) que afectan a la misma lnea de alimentacin, a los equipos que

posteriormente alimentan o a las mimas personas o seres vivos que se encuentran

prximos a ellos.

Las interferencias generadas por las fuentes de alimentacin conmutadas adquieren

mayoritariamente tres formas:

Interferencias conducidas a travs de los conductores de salida Interferencias conducidas a travs de su carcasa a tierra. Interferencias radiadas.

La carga y descarga rpida de los condensadores provocan picos de corriente bruscos y

exactamente igual pasa con la conmutacin sobre los bobinados que provocan grandes

cambios en la tensin de sus terminales. Principalmente estas son las causas bsicas de

radiacin electromagntica en las fuentes de alimentacin conmutada, pero tambin

existen otros motivos, como es el propio diseo de las pistas de la PCB que pueden

llegar a crear bucles que facilitan el acoplamiento de campos magnticos o las mismas

capacidades parsitas inherentes a los propios componentes como es el caso claro del

transformador, entre sus propios bobinados, entre los mismo componentes, entre la

masa del circuito y las pistas que lo rodean, o los mismo cables que conectan las cargas,

etc.


Pgina100

La totalidad de los bucles internos capaces de acoplar EMI deberan estar construidos

idealmente de manera que las corrientes de interferencia slo circularan dentro de ellos

mismos, pero ello es complejo. Las impedancias y capacidades de bucles irregulares

causan que, tanto la interferencia de modo diferencial como la de modo comn, circulen

dentro de todo el sistema formado por la carga, la lnea de alimentacin y la fuente

conmutada.

A pesar de que habitualmente se ignoran las EMI de modo comn en las

especificaciones de las fuentes conmutadas, son tambin un problema. Estas EMI,

comunes a los dos conductores de la entrada o de las salidas, se acoplan a travs de

capacidades parsitas en la alimentacin y es difcil eliminarlas si el resto del diseo ya

se ha ultimado. A veces, stas se intentan eliminar con condensadores de relativa alta

capacidad entre los conductores de entrada o de salida y la carcasa de la fuente

conmutada; no obstante, esto frecuentemente conlleva dificultades en el sistema de

masa y tierra, debiendo tener en cuenta adems que el valor de la capacidad est

limitado por los reglamentos de seguridad (mximo 4,7nF). Por esta razn el prototipo

diseado, no utiliza la tierra, ya que uno de los objetivos a cumplir era el gran

aislamiento galvnico, de esta manera el prototipo se pude considerar un sistema

flotante. El sistema utilizado para eliminar, mejor dicho atenuar, las EMI con modo

comn es el choque inductivo en modo comn. El choque inductivo es un

transformador de banda ancha bobinado de forma bifilar que permite la circulacin de

corrientes igual y opuestas a travs de sus devanados, mientras suprime las corrientes

desiguales y opuestas, tal como las debidas a las EMI en modo comn. A causa del

devanado bifilar, no se crea flujo magntico neto en el choque para corrientes simtricas

(iguales y de sentido opuesto); entonces, las seales simtricas no encuentran

inductancia cuando pasa a travs de l. Para corrientes de moco comn (asimtricas), el

choque inductivo acta como una inductancia y atena la corriente.

Las EMI diferenciales dependen de los componentes pasivos. El choque inductivo del

filtro determina el rizado de corriente de los condensadores, los cuales, a su vez,


Pgina101

determinan la tensin de rizado generada por su ESR, ESL y, en menor grado, su

capacidad.

Los transitorios inductivos y los efectos normales de los campos magnticos que se

anulan bruscamente, pueden llegar a los megahercios, dependiendo de las inductancias

y las capacidades efectivas que se hallen en el camino de la corriente producida por el

campo que se anula. La resistencia del conductor controla la amortiguacin que, a su

vez, controla la envolvente de su espectro.

La amplitud del espectro de EMI depende fundamentalmente del nivel de redondeo que

se puede conseguir en los flancos de la onda cuadrada. La pendiente de la envolvente

del contenido armnico de una onda rectangular real e slo de 20dB/dcada, mientras

que la transicin menos aguda de una onda trapezoidal es de 49dB/dcada y para un

impulso totalmente redondeado es de unos 80dB/dcada, por tanto, simplemente

redondeando lozanitos de la onda cuadrada bsica se puede reducirle nivel de EMI

generadas en l

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