Trabajo Final de Electronica III - RAMIREZ, P.J.; CARO,C.F..docx

Trabajo Final Electrónica III

Introducción

El calentamiento de un elemento normalmente se produce por transferencia de calor debido al contacto o al acercamiento de un elemento con menor temperatura a uno de temperatura mayor o la circulación de una corriente en un cuerpo de una determinada resistencia debido a una diferencia de potencial entre dos puntos del elemento (Ley de Joule).

Este proyecto tiene como objetivo lograr un aumento en la temperatura de un cuerpo metálico por un fenómeno descubierto por Michael Faraday 1831 a partir de sus experimentos de inducción electromagnética.

El proceso de calentamiento mediante la inducción electromagnética se debe a que debido a la circulación de una corriente en un circuito se inducen corrientes en otro circuito cerrado cercano al anterior. Esta aplicación del descubrimiento de Faraday es útil en sistemas que necesitan ser calentados en tiempos cortos o en secciones o formas complicadas.

Esta clase de sistemas buscan efectivizar la cantidad de energía a entregar al elemento, minimizando las pérdidas que se ven en las aplicaciones que obedecen la ley de Joule. Cabe resaltar que los sistemas que calientan con inducción electromagnética también producen pérdidas por efecto Joule, aunque estas pérdidas podemos utilizarlas para calentar otro sistema que pueda necesitarlo o podemos disminuir estas pérdidas con la utilización de sistemas refrigerantes para disminuir la temperatura del equipo.

RAMIREZ, Pablo J. – CARO, Carlos F. Página 1


Desarrollo

1. Teoría de trabajo

El calentamiento por inducción tiene un factor muy importante que es la inducción electromagnética y un fenómeno que se denomina efecto Skin.

El grafico 1.1 muestra una bobina por la cual circula una corriente alterna, esta es una bobina primaria que induce un flujo magnético alterno. Este flujo atraviesa a una carga secundaria, en donde se genera una corriente inducida, que tiene un sentido contrario al de la bobina primaria. Vale resaltar que entre la bobina y el cuerpo-carga hay una distancia o abertura. El efecto de calentamiento se produce bajo la acción de una corriente con una alta frecuencia.

Figura 1.1

Nuestro objetivo es lograr el calentamiento por inducción es maximizar la energía calorífica generada en el secundario-carga. Esta carga debe ser una sustancia con una baja resistencia y alta permeabilidad. Los elementos no ferrosos o no ferromagnéticos poseen alta resistencia y una baja permeabilidad, lo que hace que la eficiencia de nuestro sistema calentador sea menor.

Como se muestra en la figura 1.1, la corriente alterna (AC) que entra en la bobina, un campo magnético se genera alrededor de la misma de acuerdo a la Ley de Ampere:

∫Hdl=¿=F

∅=μHA

Si colocamos un objeto en el campo magnético causa un cambio en la velocidad del movimiento magnético. La densidad del campo magnético disminuyecuando el objeto se acerca al centro de la superficie. De acuerdo a la Ley de Faraday, la corriente generada en la superficie de un objeto conductor tiene relación inversa con la corriente en el circuito de inducción como se describe en la ecuación siguiente. La corriente en la superficie del objeto genera una corriente parásita (eddy).

E=dλdt

=Nd∅dt



La energía eléctrica causada por la corriente inducida y corriente de Foucault se convierte en la energía térmica tal como se muestra en:

P= E2

R=I 2R

La resistencia que se encuentra en esta ecuación está determinada por la resistividad (ρ) y la permeabilidad (µ) del objeto conductor. La corriente está dada por la intensidad del campo magnético. La energía térmica se encuentra en una relación inversa con la profundidad del efecto Skin que se describirá más adelante.

Como dijimos anteriormente, en los objetos que posean propiedades conductoras, como el hierro, la energía térmica adicional se genera debido a la histéresis magnética. La cantidad de energía creada por la histéresis está en proporción con la histéresis. Esta energía se desprecia debido a que es mucho más pequeña (menos del 10%) que la energía generada por la corriente de inducción.

Como se indicó, uno de los fenómenos que permiten un calentamiento debido a la inducción es el efecto skin.

Cuanto mayor sea la frecuencia de la corriente que se administra a la bobina, mas intensa es la corriente inducida que fluye alrededor de la superficie de la carga. La densidad de la corriente inducida se ve disminuida cuando fluye más cerca del centro, de acuerdo a la siguiente formula

ix=i0 e−x /d 0

Donde ix=¿distancia de la piel (superficie) del objeto, la densidad de corriente en el punto x

i0=¿densidad de la corriente en la profundidad de la piel (x=0)

d0=¿ Constante determinada por la frecuencia (profundidad de penetración de -------------------la corriente o “profundidad de la piel”

Se desprende que d0=2 ρμω

Donde ρ=¿es la resistividad del material

μ=¿Permeabilidad del objeto

ω=¿Frecuencia de la corriente que fluye a través del objeto

Esta última formula establece que el espesor de la piel está determinado por la resistividad, permeabilidad y la frecuencia del objeto. Se ve a continuación una gráfica que muestra la relación de la densidad de corriente respecto de la penetración.


Fuente de Potencia Rectificador

Inversor de Alta Frecuencia

Bobina Inductora Carga


2. Sistema de trabajo

Si analizamos un sistema de un generador para el calentamiento por inducción se puede decir que se trata de un convertidor AC/AC cuya salida monofásica debe tener amplitud variable a una frecuencia relacionada con la frecuencia de resonancia del circuito resonante de carga.

Figura 2.1

Este convertidor indirecto se compone de dos convertidores directos, el primero de ellos es un rectificador (convertidor AC/DC) y el segundo un inversor monofásico (convertidor DC/AC).

La mayoría de los sistemas de calentamiento por inducción usan un circuito eléctrico de salida llamado comúnmente “circuito tanque”. Este circuito incluye un condensador y una bobina que constituyen un circuito resonante. Generalmente esta bobina es el inductor de calentamiento.

El término “tanque” proviene del hecho de que sus componentes, condensador y bobina, trabajan como almacén de energía reactiva, eléctrica en el caso del condensador y magnética en el caso de la bobina. Este último será el encargado de entregar su energía almacenada a una carga que se ubicará de una manera geométricamente conveniente.

Figura 2.2

En este proyecto se optó por un sistema de potencia cuasi-resonante. Esta configuracion nos permite trabajar con un solo elemento de inversor, a diferencia de un medio puente que utiliza dos o 4 en el caso del puente completo. Ademas de que un sistema cuasi-resonante nos permite trabajar con una señal de gate no aislada.Observamos en la figura 2.2 un desarrollo práctico del sistema que explicamos anteriormente. Aquí el tanque resonante es una bobina en paralelo con un capacitor.



Observamos que el circuito de potencia consta de pocos elementos que no hace falta que tengan una aislacion uno de otros.

El inversor se excita a través de un tren de pulsos de una frecuencia superior a la de resonancia. Dicha excitacion debe estar determinada de manera tal que la misma cumpla con los requisitos del elemento inversor (IGBT).

Se optó por transitores de potencia del tipo IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), los cuales poseen características que le permiten trabajar a frecuencias altas y soportar corrientes que van desde los 5A hasta los cientos de amperes. Poseen tensiones Vce que pueden llegar hasta los miles de voltios.

3. Calculos del proyecto

Como vimos en la figura 2.2 el nuestro es un sistema de potencia que debe ser calculado de acuerdo a un elemento fundamental, que es el elemento a calentar.

Debemos separar las etapas del circuito de potencia, identificando cada una de ellas y lograr obtener los valores para la construccion del mismo.

Figura 3.1

Iniciamos el diseño del proyecto a partir de la fuente de tension continua requerida, la misma consta de un rectificador y un filtro a la entrada del inversor que permita absorver las corrientes armónicas que se puedan propagar hacia la instalacion electrica, ademas de dejar constante la tensión a la salida de la fuente de tensión. Para rectificar la señal senoidal del transformador de tension que nos entrega 24V de tension alterna utilizamos un puente BR1 MB1510, que posee una tension máxima de trabajo de 700V, una tension inversa de 1000V y soporta una corriente de hasta 15A. El transformador utilizado tiene una potencia de 250W, los cuales son el límite de trabajo de nuestra máquina.

El capacitor C1utilizado es de 4700µF 80V, que nos disminuye el ripple y ademas de absorver las corrientes armónicas que no deseamos que se reflejen en nuestra instalación.

El circuito resonante se denomina circuito tanque. Cabe resaltar que existen dos tipos de configuracion: serie y paralelo. Utilizamos la configuracion en paralalelo que consta de un condensador, un inductor y una resistencia. En las siguientes figuras se muestran las configuraciones de un tanque:


Gate


Cuando se conecta la alimentacion en la fuente, la energía eléctrica se almacena en el inductor y tranferida hacia el capacitor. La resonancia sucede cuando el inductor y el capacitor intercambian la energía acumulada en el tanque. La cantidad total de energía almacenada en el circuito durante la resonancia se mantiene sin cambios. Pero hay pérdidas en el proceso de resonancia, por lo que la energía almacenada en el inductor se decrementa en cada intercambio de resonancia. La frecuencia de resonancia, que es la velocidad con la que se transfiere la energía, esta determinada por la capacitancia y la inductancia.

Si analizamos el circuito, podemos obtener los valores de las reactancias inductivas y capacitivas, las cuales nos permiten obtener la impedancia de nuestro sistema.

X L= jωL= j2 πfL [Ω ]

XC=1

jωC= 1

j 2πfC[Ω ]

|Z|=√R2+(ωL− 1ωC )

2

[Ω ]

A la frecuencia de resonancia, la reactancia inductiva y la capacitiva se igualan, por lo que el voltaje en la fuente y la corriente en el circuito se mantienen al mismo nivel. De aquí podemos determinar el valor de la frecuencia de resonancia a partir de esta igualdad.

2πfL= 12πfC

→ f 0=1

2π √LC[Hz ]

Los valores de inductancia y capacidad son calculados de acuerdo a la frecuencia a la cual trabajará el calentador. Se considera que la frecuencia de trabajo será f osc=25 kHz , frecuencia a la cual nuestro sistema resonará. Tomamos como parámetro la inductancia, que tiene un valor L=1,89 μH y nos da un valor de capacidad de

C= 1

(2π f 0 )2L= 1

(2π 25kHz )21,89 μH=21,6 μF

Se utilizaron capacitores de polyester por la capacidad (2,2μF ) y la tensión que los mismos soportan (400V). La frecuencia de trabajo de los mismos se indica en hojas de datos es hasta 1kHz, pero se trabajó con los mismos por su bajo costo y disponibilidad en el mercado local. Los capacitores de policarbonato cumplían con los requerimientos de nuestro sistema, pero su elevado costo y falta de stock en locales nacionales nos obligó a optar por los poliester.

Como dijimos antes, utilizamos un transistor IGBT, que dada su robustez nos permite trabajar tensiones de hasta 600V y corrientes de 16A continuas, en condiciones de temperatura de 100ºC.



Este dispositivo posee la características de las señales de puerta de los transistores de efecto campo con la capacidad de alta corriente y bajo voltaje de saturación del transistor bipolar, combinando una puerta aislada FET para la entrada de control y un transistor bipolar como interruptor en un solo dispositivo. El circuito de excitación del IGBT es como el del MOSFET, mientras que las características de conducción son como las del BJT.

El IGBT es adecuado para velocidades de conmutación de hasta 120 kHz y ha sustituido al BJT en muchas aplicaciones. Su presentacion puede ser desde grandes módulos hasta pequeños modulos en empaquetaduras TO-220. Tiene la capacidad de manejo de corriente de un bipolar pero no requiere de la corriente de base para mantenerse en conducción. Sin embargo las corrientes transitorias de conmutacion de la base pueden ser igualmente altas. En aplicaciones de electrónica de potencia es intermedio entre los tiristores y los mosfet. Maneja más potencia que los MOSFET y es mucho mas veloz que los tiristores de potencia.

Esta clase de semiconductores otorgan una mejor calidad de conmutación con tensiones de gate muy bajas (15V) con corrientes no superiores a los 2A. En nuestro caso se trabajó con un generador de señales que entrega una tension de 5V, por lo que se tuvo que adecuar la amplitud para llegar a la Vge exigida por el IGBT. Para exitar el Gate del transistor, se calculó la resistencia de Gate (Rg) a partir de los parámetros V ¿ y Q g, los cuales se encuentran en la hoja de datos que nos porporciona el fabricante:

Rg=V ¿

Qg

tON=6V100nC

2,5us=150Ω

Se utiliza parael control del gatillado del gate del IGBT el circuito integrado TL494, el cual es un circuito de control de ancho de pulso modulado (PWM).

La salida del TL494 es una onda cuadrada de 0 voltios a 15 voltios en el pin 8 y 11, cuya frecuencia se ajusta variando los valores de CT y RT conectados en los pines 5 y 6 respectivamente, estos pines están conectados a un oscilador interno el cual genera una onda diente de sierra, la frecuencia es calculada con la siguiente ecuación:

f osc=1.1

RTCT

Previamente determinamos que la frecuencia de conmutación del IGBT será de 25kHz, asumiendo un valor de CT= 47pF, teniendo en cuenta la operación elegida para el TL494 y logramos la frecuencia que preferimos variando el potenciometro que reemplaza a RT en el circuito general. El gráfico siguiente es el esquematico dado por el fabricante.



El circuito que controla a la compuerta del IGBT se muestra a continuación.

Se observa que se utilizó un transisitor MOSFET para adecuar la señal de salida del TL494. Se utiliza una fuente regulada de tension con una corriente de 2A a partir de dos LM7815 en paralelo, los cuales entregan 1A cada uno de acuerdo a su hoja de datos. Estos estan alimentados con un puente rectificador BR310 de LCR, el cual puede suministrarnos una corriente directa de 3ª, con una tensión inversa de pico de 1000V lo cual nos permite trabajar bastante holgados. Para eliminar el riple de la señal rectificada, se proyectó la fuente con un capacitor de 1400uF 50V.

Para calcular la resistencia de Gate del MOSFET para el encendido del mismo se calcula de manera similar al calculo de Gate el IGBT:

Rg=V ¿

Qg

tON=6V100nC

2,5us=150Ω

Esta será la salida que encenderá al IGBT. Si observamos, se dejaron dos salidas adicionales de 15V y 12V, las cuales son utilizados para la refrigeración del sistema. El montado del sistema se realizó sobre una misma placa, para prevenir cableados inseguros o ruidosos. Como se indicó al principio, la configuración Quasi-Resonante nos permite trabajar con la misma masa en todo el sistema. Por lo que esto



nos dio la posibilidad de realizar un esquematico con menores masas diseminadas en toda la placa.

4. Implementacion del proyecto

En primera instancia, se construyó la bobina inductora. La misma esta compuesta de un caño de cobre de 1/4” hueco, al cual se le dio forma cilindrica, de una sola capa. Por lo tanto, quedó una bobina de 8 vueltas con un diámetro de 4cm y 7cm de alto. De acuerdo a estos datos geométricos podemos obtener la inductancia de la bobina:

L= d2n2

18d+40 l[μH ]

Donde:

L = inductancia en microhenrys;

d = diametropulgadas (desde el centro del caño al centro del caño);

l = largo de la bobina en pulgadas;

n = número de vueltas.

Esta fórmula es una aproximacion muy cercana para bobinas que tienen un largo igual o mayor a0,4 d. Como la inductancia varía con el cuadrado de las vueltas, si el número se duplica, la inductancia se cuadriplica.

De acuerdo a los datos que tenemos obtenemos una bobina con una inductancia que tiene el valor:

L=1,89 [ μH ]

Este es un valor que depende solamente de la gemoetría de la bobina inductora. Aun con el cálculo realizado, se realizó la medicion con un inductómetro para corroborar el valor.

El valor de capacidad que se calculó fue a partir de tomar a la bobina como parámetro, la cual se lo decidió por la dificultad de medirla de manera exacta.

De acuerdo a lo calculado, debemos utilizar un arreglo de capacitores de 2µ2F en paralelo, de manera de obtener 22uF con 10 capacitores de polyester, como ya dijimos.



Este arreglo de capacitores se adhirió a la bobina mediante soldadura con estaño. La soldadura se logró gracias a una estación de soldado, la que permite soldar a tempreaturas de hasta 400º.

La placa que corresponden al control de la compuerta del IGBT fue diseñada mediante software de diseño electrónico (PCB Wizard), en donde se pudo reducir al máximo el tamaño de la placa, asimismo se pudo optimizar la posición de los reguladores y del MOSFET para ubicarlos sobre una plancha disipatoria de aluminio. Para alimentar el control se usó un transformador de 220V/24V AC 50Hz que permite soportar el consumo de los 2A exigidos por la fuente.

El IGBT es el elemento fundamental en este circuito, por lo que debe de trabajar bajo las condiciones para las cuales se calculó y se parametrizó. Debido a esto se buscó disipar las pérdidas por efecto Joule que sufriera el semiconductor. Se utilizó un disipador de un 10x7x1,4cm de seis aletas totalmente aislado debido a que el colector del IGBT es la espalda del encapsulado. Aislando el disipador, se logrará evitar cortocircuitos accidentales como también de permitir uno de los que el oscilador Quasi-Resonante posea una masa común.



El puente de diodo del sistema de potencia se monto en un disipador C, de 4x3x10cm montado sobre el chasis totalmente aislado.

El chasis sobre el que se trabajó fue un gabinete de una computadora personal en desuso, el cual sirvió para ubicar todos los elementos en un solo lugar.

Se realizaron pruebas de trabajo del sistema con elementos ferromagnéticos, luego se pasó a un elemento no ferromagnético como el aluminio.

La prueba con elementos ferromagnéticos mostró que el calentamiento se logra de manera mas rápida, debido a que se tiene el fenómeno de histéresis. Se demoraron dos minutos con la potencia calculada para calentar al elemento que era un tornillo hexagonal.

Como el proyecto tenía como objetivo sellar envases de aluminio, se buscó hacer pruebas con

láminas de este material. En primera instancia se realizó una prueba con un bloque de una masa de aproximadamente diez gramos, la cual no llegó a una temperatura alta por las cualidades del material.

El aluminio en forma de lámina calentó en menor tiempo, debido a que su espesor es del orden de .1mm, que son las láminas de una lata de bebiba.

En ambos ensayos se sensaron las formas de las corrientes y los valores de la misma. Se observó que los elementos de menor masa llegaban a la misma temperatura que uno de mayor masa, en menor tiempo.



Esta relación nos permitió concluir que la energía que se transfiere difiere de acuerdo a la masa del elemento.

Se realizaron distintos ensayos durante los cuales se sacaron las conclusiones anteriores.

5. Problemas en el montaje

Uno de los problemas que se encontro al montar en el gabinete final fue el aislar totalmente a los sistemas uno de otros, como así de los ruidos electromagnéticos de la instalación cableada para la compuerta del IGBT.

Dicha aislación fue la razón por la que se destruyeron dos transisitores de potencia, que fueron montados de manera incorrecta. Aun a pesar de tener sus disipadores térmicos, se colocó un ventilador sobre el del IGBT.

Se solucionó este problema constructivo con la total aislación del disipador con patas de goma adheridas al piso del chasis.

Se realizo el mismo trabajo sobre todas las placas del gabinete, asi poder lograr una asilación total.

De esta manera se eliminaron los ruidos en el generador que alimenta el gate del IGBT.

Otras de las cuestiones a tratar era la estabilidad del sistema en general, lo cual se lograría implementando algún circuito para ayudar a la correcta conmutación de nuestro IGBT. Estos circuitos son conocidos como “Snubbers”, o atenuadores, y hay 3 tipos de básicos:



- Redes de Bloqueo o Apagado

- Redes de Disparo o Encendido

- Redes de Sobretensión

Figura a Figura b

Figura c

Para explicar la necesidad de estas redes se muestra un convertidor sin ningún circuito de ayuda a la conmutación en la Fig. a donde las inductancias parasitas en las diferentes partes del circuito se ilustran de forma explícita. En principio el transistor conduce e ic = Io. Durante la conmutación del apagado, en t = t0, el voltaje del transistor empieza a subir, pero las corrientes en diferentes partes de circuito permanecen iguales hasta t1, cuando empieza a conducir el diodo de libre circulación. Luego, la corriente del transistor empieza a disminuir y la velocidad con que disminuye se determina por las propiedades del transistor y su accionamiento base. El voltaje del transistor se expresa como:

V CE=V d−Lσ

dicdt

Donde Lσ=L1+L2+…la presencia de inductancias parasitas produce una sobre

tensión, pues dicdt

es negativo. En t3, al final del tiempo de caída de corriente, el voltaje

baja a Vd y permanece en ese valor. Durante la transición del encendido, la corriente del transistor empieza a subir en t4 con una velocidad dictada por las propiedades del transistor y el circuito de accionamiento base. La ecuación aún es válida pero debido a

un dicdt

positivo, el voltaje del transistor VCE es un poco menor que Vd. Debido a la

corriente de recuperación reversa del diodo de libre circulación, ic excede a I σ. El diodo de libre circulación se recupera en t5 y el voltaje a través del interruptor controlado disminuye a cero en t6 con una velocidad impuesta por las propiedades del dispositivo.



Estas formas de onda de conmutación se representan por los lugares geométricos de conmutación como los que se muestran la Fig. c. Las líneas punteadas representan los lugares geométricos de conmutación idealizados tanto para el encendido como para el apagado, a partir de la suposición de cero inductancias parasitas y de que no hay ninguna corriente de recuperación reversa a través de diodo. Ellas muestran que el transistor sufre grandes esfuerzos en el encendido y apagado cuando tanto su voltaje como su corriente están al mismo tiempo, lo que causa una alta disipación instantánea de potencia. Además, las inductancias parasitas generan una sobretensión más allá de Vd, y de la corriente de recuperación reversa causando una sobre corriente más allá de I0.

Una suposición importante que simplifica el análisis es que la corriente del

transistor cambia de forma lineal con el tiempo con un didt

constante, lo que solo esta

dictado por el transistor y su circuito de accionamiento base.

Algunos de ejemplos de las tipos de redes mencionadas, son:

Red de Apagado Red de Sobretensión

Red de Encendido

en serie con el transistor


Red de Encendido

en serie con el diodo de libre circulación

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