Universidad de Mendoza · 2013-04-24 · Localidades de Baja Densidad Poblacional 802.11 trabaja en frecuencias no licenciadas y tiene una fácil y rápida imple-mentación, lo que

Universidad de Mendoza

Facultad de Ingeniería

Tesis de Maestría en Teleinformática

Tecnologías de última milla para localidades con baja densidad poblacional

Ing. Jorge Servando García Guibout

Directores de Tesis:

Ing. Antonio Ricardo Castro Lechtaler, MSc

Dr. Ing. Carlos García Garino

Mendoza, Noviembre 2008

i Jorge S. García Guibout

Tecnologías de Última Milla para Localidades de Baja Densidad Poblacional

AGRADECIMIENTOS

Debo agradecer muy profundamente a todos los que me ayudaron directa e in-

directamente a terminar este trabajo y con miedo de no poder mencionar a to-

dos por olvido, quiero recordar a aquellos que tuve más cerca.

Debo mencionar a mi Codirector, Carlos García Garino, que con su constancia,

paciencia y ansias de saber, me condujo, motivó e incentivó para terminar esta

tesis.

A Antonio Ricardo Castro Lechtaler cuyo empuje y conocimientos, a pesar de la

distancia, me acompañaron y orientaron en el trabajo. Su dedicación y pacien-

cia para corregir la memoria y mejorar la calidad de la misma han excedido lar-

gamente lo habitual.

Quiero agradecer a las autoridades del Instituto Tecnológico Universitario, que

me brindaron la posibilidad de realizar esta maestría, y de esta forma alcanzar

una meta que parecía muy lejana.

Se agradece la ayuda de la Agencia Nacional la Promoción Científica Tecnoló-

gica y CITEFA, por la financiación del proyecto PICTO Nº 11-0821, Préstamo

BID 1726 OC-AR, donde se enmarca el presente trabajo.

A mis compañeros del ITU, que también me alentaron a terminar esta tesis.

Debo agradecer en especial y con mayor devoción a mi Familia, a quienes de-

dico este trabajo. A mi esposa, María Alejandra por su constante apoyo y dedi-

cación, desde nuestros inicios. A mis queridos hijos, Juan Manuel y Julieta

Monserrat, que han sabido entender las horas que les he dejado de dedicar.

ii Jorge S. García Guibout


RESUMEN

En la actualidad hay una gran cantidad de localidades con baja densidad po-

blacional que no son de interés de las TELCO’s, lo que las coloca en condicio-

nes de inferioridad frente a las sociedades de las ciudades principales del país,

ya que no tienen acceso a servicios tecnológicos de voz, de datos, Internet y

desarrollo económico y social como oportunidades de educación y capacita-

ción, salud, en general condiciones que pueden mejorar el nivel de vida en es-

tas poblaciones.

Se pueden elaborar diferentes modelos de conectividad basados en tecnología

de última milla de banda ancha que se pueden aplicar para poder dar servicios

a las poblaciones antes mencionadas.

En este trabajo se estudian dos de las posibles tecnologías de banda ancha

que se encuentra en el mercado con posibilidades de satisfacer las necesida-

des planteadas inicialmente, las cuales son Power Line Communications y Re-

des inalámbricas bajo el estándar 802.11.

Power Line Communications (PLC) que también se la conoce, y en este trabajo

se utiliza en forma indistinta, como Powerline Communications; permiten brin-

dar servicios de telefonía, transmisión de datos y de valor agregado (Internet,

video sobre demanda, lecturas de medidores, video conferencia, etc.) utilizando

la red eléctrica.

La tecnología de redes inalámbricas con 802.11, trabaja en las bandas de fre-

cuencias de 2,4 GHz y 5,7 GHz. Permite configuraciones para las comunica-

ciones en forma Punto a Punto (PtoP) y también Punto-Multipunto, con la posi-

bilidad de trabajar a distintas velocidades de transmisión y datos que van desde

iii Jorge S. García Guibout


1 Mbps a 54 Mbps, dependiendo de los dispositivos instalados y de la calidad

de los enlaces.

Se estudió el estado actual de la tecnología y se trato de hacer estudios de

campo y laboratorio, tratando de determinar el comportamiento en áreas donde

las condiciones de trabajo son diferentes depara las cuales han sido pensadas,

ya que las áreas a cubrir sin de mayores distancias, redes eléctricas con menor

carga pero posiblemente con mayores ruidos.

Finalmente se concluye que la tecnología PLC, debido a factores propio del

medio y factores externos, interferencias, abandono de las inversiones en de-

sarrollo de los fabricantes, etc., no tiene un futuro promisorio y por lo tanto no

candidata a ser propuesta para el objetivo buscado.

En el caso de 802.11 pasó pruebas de transporte de voz y datos, por lo que

puede ser una candidata para cumplir con lo buscado. Pero es una tecnología

pensada para cubrir áreas pequeñas o medianas y con un ancho de banda que

debe ser compartido con todos los asociados a la red inalámbrica.

Esto hace que sea conveniente estudiar otras tecnologías pensadas para ser-

vicios punto-multipunto, con estaciones alejadas y con anchos de banda dedi-

cados, mejorando el rendimiento de las redes. Estas tecnologías podrían ser

WiMax o CDMA450.

ÍNDICEÍNDICEÍNDICEÍNDICE

INTRODUCCIÓN 3

CAPÍTULO I 6

POWER LINE COMMUNICATIONS 7

PRESENTACIÓN 7

APLICACIONES MUNDIALES DE LA TECNOLOGÍA 9

LA RED ELÉCTRICA PARA TRANSMISIÓN DE DATOS 10

TOPOLOGÍA DE LAS REDES ELÉCTRICAS EXISTENTES 13

DETALLES TÉCNICOS DE LA TECNOLOGÍA 17

CAPA FÍSICA 17

IMPEDANCIA DE LA RED 26

TRANSMISIÓN EN ALTA FRECUENCIA 33

CARACTERÍSTICA DEL CANAL OUTDOOR 33

COMPORTAMIENTO DEL CANAL INDOOR 37

ACOPLAMIENTO DE SEÑAL 42

MODELO DEL CANAL DE POWERLINE 55

CAPACIDAD DEL CANAL DE POWERLINE 65

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA 69

ESQUEMA DE MODULACIÓN 83

CAPA DE ENLACE O MAC 92

TECNOLOGÍA MAC EN PLC 92

MARCO REGULATORIO Y ESTANDARIZACIÓN 96

INFORME DE CAMPO 98

ANÁLISIS DE ARMÓNICAS 99

ARMÓNICOS DE CORRIENTE 100

ARMÓNICOS DE TENSIÓN 101

RESULTADO DE MEDICIONES 104

PRUEBAS PLC REALIZADAS POR EDENOR S.A. 107

2 Jorge S. García Guibout


CONCLUSIONES 115

CAPÍTULO II 118

REDES INALÁMBRICAS BAJO NORMA 802.11 119

PRESENTACIÓN 119

ESPECTRO Y BANDA DE FRECUENCIA 122

REDES INALÁMBRICAS BAJO LA NORMA 802.11 124

SERVICIOS DE RED 133

SUBCAPA MAC DE 802.11 139

MODOS DE ACCESO MAC 141

FUNCIÓN DE COORDINACIÓN DISTRIBUIDA (DCF) 142

FUNCIÓN PUNTO DE COORDINACIÓN (PFC) 148

TIPOS DE FRAME 149

CAPA FÍSICA 167

SUBCAPA PLCP 167

SUBCAPA PMD 174

SEGURIDAD 185

PRUEBAS DE CAMPO 191

INTRODUCCIÓN 191

VOICE OVER IP (VOIP) 192

BANCO DE PRUEBA EN LABORATORIO 196

DISEÑO Y RESULTADO DE LAS PRUEBAS REALIZADAS 198

CONCLUSIONES 205

CAPÍTULO III 207

CONCLUSIONES GENERALES 208

CONCLUSIONES GENERALES 208

BIBLIOGRAFÍA 211



INTRODUCCIÓN

La tecnología de la información ha dominado el siglo XX y dominará el actual,

es decir, todos los aspectos relacionados con la comunicación, procesamiento

y distribución de la información. Esto se ha visto favorecido por una drástica re-

ducción en los costos de los equipos informáticos y la mejora en el campo de

las comunicaciones ha favorecido este avance tecnológico.

En este proceso de avance tecnológico se ha visto una gran desigualdad, en la

masificación de la misma, entre los países desarrollados y los países en vías

de desarrollo. Y más aún dentro de estos últimos entre los conglomerados ur-

banos y las zonas rurales y en especial con aquellas localidades con baja den-

sidad poblacional.

En la actualidad hay una gran cantidad de localidades con baja densidad po-

blacional en zonas alejadas, y muchas veces no tan alejadas de las concentra-

ciones urbanas, donde no existe la posibilidad de acceder a la información,

educación, salud, tecnología, comercio, entre otras actividades que enriquecen

la vida humana y que puede ser subsanado por medio de redes informáticas.

Las redes informáticas permiten equiparar las oportunidades tanto económicas

como sociales que hay en las capitales provinciales y grandes ciudades.

Actualmente se requiere transmitir grandes volúmenes de datos, voz y video, lo

que ha obligado a desarrollar una gran variedad de tecnologías de acceso en-

tre los proveedores de servicios y sus clientes, especialmente en la conexión a

Internet, donde se hace necesario grandes capacidades.



Esto se conoce técnicamente como "última milla", y generalmente la última mi-

lla se implementaba con tendido de cables a través de postes o tendido subte-

rráneo, pero el uso de modernas soluciones de telecomunicaciones inalámbri-

cas y aún “cableadas”, permiten que una estación concentradora (receptor-

transmisor) pueda ser compartida entre varios usuarios, ofreciendo anchos de

banda importantes en la transmisión de información.

Se pueden elaborar diferentes modelos de conectividad basados en las últimas

tecnologías de banda ancha, lo cual hace difícil la toma de decisión de cuál es

la tecnología más conveniente a instalar, analizando solo los costos implícitos

en la puesta en servicio, sin considerar prioritariamente las realidades socioe-

conómicas de cada región en particular y del país en general.

Este trabajo se enmarca el Proyecto “Redes Privadas Comunitarias” [2] donde

se estudian en detalle tecnologías de última milla dando prioridad a aquellas

que permitan la conectividad con Internet y facilitar a los usuarios finales la dis-

ponibilidad de tecnologías de banda ancha residencial, operando en forma se-

gura y eficiente con aplicaciones distribuidas.

Entre las distintas tecnologías de última milla se han investigado dos de ellas,

PLC (Power Line Communications) y la de redes inalámbricas, estandarizada

por la IEEE con la norma 802.11 y que se la conoce como Wireless LAN, que

opera en frecuencias no licenciadas, en sus actualizaciones más comerciales,

802.11b y 802.11g.

PLC es una tecnología que hace uso de los cables de la red eléctrica tanto de

distribución como domiciliaria como medio de transmisión. Esta tecnología

permite enlaces de banda ancha y acceso a servicios informáticos sin necesi-

dad de hacer tendidos adicionales a los existentes.



802.11 trabaja en frecuencias no licenciadas y tiene una fácil y rápida imple-

mentación, lo que sumado a su bajo costo, ha permitido que se haya difundido

ampliamente en las urbes como tecnología de acceso a Internet. Puede traba-

jar en forma punto a punto o punto multipunto, lo que es una ventaja en locali-

dades con población distribuida en grandes área.

En la tesis se estudian las dos tecnologías de última milla con la finalidad de

determinar cuáles cumplen satisfactoriamente los objetivos impuestos de dar

acceso de banda ancha, servicios de voz, telemedicina, etc., en localidades de

baja densidad poblacional. Objetivo general del Proyecto PICTO 11-18621, ci-

tado anteriormente.

El presente trabajo se divide en tres capítulos, el primero destinada al análisis y

estudio de campo de la tecnología Power Line Communications y el segundo

destinada al estudio de Redes Wireless 802.11, y en cada una de ellas se dis-

cute el estado del arte del tema y se analizan las capacidades de dichas tecno-

logías. Finalmente el terceto que resultan las Conclusiones Generales.



CAPCAPCAPCAPÍÍÍÍTULO TULO TULO TULO IIII

POWER LINE COMMUNICPOWER LINE COMMUNICPOWER LINE COMMUNICPOWER LINE COMMUNICAAAATIONSTIONSTIONSTIONS



POWER LINE COMMUNICATIONS

PRESENTACIÓN

En esta primera parte del trabajo se analiza la tecnología Power Line Com-

munications – PLC , que utiliza la red eléctrica como soporte para la transmi-

sión datos, Internet, voz, video, video a demanda, etc.

A nivel de telecomunicaciones, se ha venido desarrollando en forma experi-

mental en el mundo sistemas que permiten el uso de las redes eléctricas para

la transmisión de información de alta velocidad.

Dada la alta y creciente demanda de servicios de Internet en banda ancha en el

mundo y en Argentina, puede esperarse una importante posibilidad de desarro-

llo de esta tecnología.

Las ventajas más obvias de esta tecnología, es que permite ofrecer:

• Telefonía

En la forma de voz sobre IP, y existen algunos módems que incorporan el

Gateway de voz sobre IP.

Los sistemas se diseñan para proporcionar una calidad de servicio garan-

tizada para esta aplicación.

• Acceso a Internet

El acceso a Internet es “la aplicación” pensada para PLC en la actualidad:

proporciona ancho de banda suficiente y la naturaleza a ráfagas de este

tráfico permite una multiplexación eficaz en el ancho de banda disponible.

• Servicios interactivos (juegos,...)

En servicios interactivos podemos englobar todas las clases de Media Ba-

jo Demanda (Media = Vídeo, Música, Noticias); con diferentes grados de



interactividad, pero en cualquier caso desde el punto de vista de acceso

PLC, lo que se requiere en estos casos es garantía de ancho de banda

hacia el usuario y tiempos de latencia adecuados, que son perfectamente

alcanzables con la tecnología actual.

En el caso de juegos en red, el esquema del servicio con los jugadores

conectándose a un servidor1 e intercambiando básicamente comandos de

desplazamientos y acciones sobre escenarios previamente cargados no

suponen exigencias especiales2.

• Otros (videoconferencia, VPN, aplicaciones “ peer to peer ”, etc.)

Estos servicios generalmente son soportados a nivel IP por funciones de

autentificación y seguridad del acceso que residen en los Servidores de

Acceso a Banda Ancha.

Más de 3.000 millones de personas disponen de energía eléctrica en sus hoga-

res, frente a los 800 millones que disponen de conexión telefónica.

Prácticamente en cada habitación de una vivienda o de un local comercial exis-

te un enchufe.

Con todo esto, las mayores ventajas de PowerLine apuntan a su disponibilidad

mundial, efectividad del costo y facilidad de instalación.

A la vez, la conveniencia de conectar cualquier dispositivo a través de un en-

chufe de corriente permite navegar, recibir videos, transmitir datos y hablar por

teléfono.

1 Game room. 2 Salvo la necesidad de mantener la latencia baja.



APLICACIONES MUNDIALES DE LA TECNOLOGÍA

En 1997, las compañías United Utilities, de Canadá, y Northern Telecom, de

Inglaterra, presentaron al mercado una tecnología que podía conseguir que In-

ternet fuera accesible desde la red eléctrica: el PLC (PowerLine Communica-

tions).

Desde entonces, las compañías eléctricas empezaron a pensar que podían sa-

car un mayor rendimiento a sus redes y han sido numerosas las iniciativas en

el sector para llevar a cabo un despliegue masivo de este servicio de comuni-

caciones.

Luego fueron los alemanes los que se unieron a la carrera por desarrollar la

tecnología PowerLine. A fines del '99 y principios de 2000 España ingresó tam-

bién en esta disputa a través de Endesa, que hoy ha retirado el proyecto de la

fase comercial.

Por otro lado, las grandes compañías tecnológicas como 3Com, AMD, Cisco

Systems, Compaq, Conexant, Enikia, Intel, Intellon, Motorola, Panasonic, Dia-

mond Multimedia, RadioShack entre otras crearon la alianza HomePlug Power-

Line [21].

El objetivo de la alianza es crear dispositivos y promover la rápida adopción de

esta tecnología en los hogares de los cibernautas.

En la Figura 1, se puede observar en detalle los países que actualmente po-

seen experiencias con PLC de alta velocidad:



LA RED ELÉCTRICA PARA TRANSMISIÓN DE DATOS

Esta tecnología PLC utiliza el cableado eléctrico del hogar como medio físico

de comunicaciones en el caso de los sistemas indoor 3, o el cableado de la red

de distribución eléctrica en el caso de los sistemas outdoor 4, a fin de transpor-

tar por este mismo medio señales de comunicaciones formando una red de da-

tos sobre el mismo medio físico existente.

Para permitir operar de manera simultánea ambos tipos de sistemas (indoor y

outdoor) sobre el mismo medio físico, se utilizan diferentes frecuencias de por-

tadora en ambos sistemas.

3 Denominado también último metro o última pulgada . 4 Denominado última milla .



En general, para la última milla se utilizan frecuencias menores debido a la me-

nor atenuación que sufre en el conductor, mientras que en el caso del interior

de edificios o la oficina es posible utilizar frecuencias mayores debido a que la

mayor atenuación es compensada por las menores distancias a recorrer por la

señal.

PLC se basa en el concepto de “no uso de nuevos cableados” para la imple-

mentación de la red.

Dado que todos los hogares (y todos los puntos dentro del hogar) poseen to-

mas de corriente, las ventajas de esta tecnología resultan notables desde el

punto de vista de “accesibilidad” de la red.

Al existir previamente la red, resulta ser el método de conexión más barato

dentro de un edificio que puede utilizarse para interconectar equipamiento de

datos.

Las compañías de electricidad han usado a través de tiempo las redes eléctri-

cas, tanto de transmisión y distribución, como medio para transmitir en forma

simultánea energía eléctrica y señales de telecomunicaciones.

Generalmente estas redes han sido utilizadas en estas empresas a fin de poder

transmitir y recibir señales de supervisión a distancia de los distintos equipos

que son utilizados para el transporte y la distribución eléctrica (medidores, sec-

cionadores, interruptores, detectores de fallas, etc.).

Mediante estos sistemas las empresas eléctricas poseen un medio extrema-

damente económico de transmitir este tipo de señales.



La metodología utilizada para implementar este tipo de comunicaciones, ha si-

do basada en el uso de señales de frecuencias distintas a las de la red eléctri-

ca, a fin de poder separar claramente una de otra y evitar posibles interferen-

cias entre ellas. Tradicionalmente se han utilizado frecuencias de 10 a 450 KHz

para comunicaciones por la llamada “Onda Portadora”, mientras que las seña-

les eléctricas trabajan a 50 o 60 Hz.

La originalidad de la tecnología actual respecto a la utilizada por años, reside

en el hecho de utilizar frecuencias mucho mayores que las utilizadas anterior-

mente, las cuales varían típicamente entre 1,7 a 30 MHz. Este uso de mayores

frecuencias se realiza de modo de obtener mayores velocidades de transmi-

sión.



Debido al uso de estas frecuencias, las señales de alta frecuencia (telecomuni-

caciones) difícilmente pasan a través de los transformadores de distribución

(MT/BT), ya que los mismos actúan como filtro pasabajo, con una frecuencias

de corte máxima de 20 KHz.

La señal de telecomunicaciones por tanto, debe ser separada de la eléctrica en

el punto de transformación, en el cual habitualmente es ingresada a un back-

bone de microondas o fibra óptica.

Esta nueva tecnología de transmisión de datos sobre señales de alta frecuen-

cia, resulta válida tanto para ser utilizada dentro de una residencia u oficina (in-

door), como para acometer a cada uno de los clientes (última milla – outdoor).

TOPOLOGÍA DE LAS REDES ELÉCTRICAS EXISTENTES

Las redes eléctricas están compuestas de distintas partes (desde su produc-

ción hasta el cliente), a saber:

Plantas generadoras,

Redes de transmisión,

Subestaciones transformadoras de alta tensión a media tensión,

Redes de distribución

Clientes finales.

Las redes de distribución a su vez se subdividen en dos partes:

Redes de media tensión

Redes de baja tensión.



Las líneas de media tensión comienzan en una subestación transformadora al-

ta tensión / media tensión, por lo general son redes con distancias que varías

de 5 a 25 Km. en áreas urbanas o mayores en zonas rurales, y finalizan en los

transformadores media/baja tensión (MV/LV).

Luego de esta trasformación, aparecen las redes de baja tensión, con radios de

cobertura de 100 a 500 m, que distribuyen la energía transformada y se las en-

trega a los clientes finales (previo paso por el medidor de energía correspon-

diente).

En este trabajo se encuentra focalizado principalmente a las redes de distribu-

ción de baja tensión y las redes domiciliarias.

Las redes de distribución, como se observa en la figura 3, poseen una estructu-

ra topológica de tipo árbol y ramas. Por tanto, este medio es utilizado como un



medio compartido cuando se aplica como medio de base para sistemas de te-

lecomunicaciones

Estas redes de distribución o baja tensión, y aun las de media tensión, están

implementadas en forma de tres fases, lo que implica que esta formadas por

tres cables y un cable de tierra o hilo de guardia.

Se pretende que la construcción de estas redes sea simétrica y para ello se

debe tener en cuenta:

Usar tres tensiones de la misma amplitud con un desfasaje de 120º entre

ellas.

Construir las redes con cables del mismo material, la misma geometría y

colocando los cables en un triángulo equilátero a la misma distancia de la

tierra.

Lograr una potencia de carga activa y reactiva igual en cada fase.

Esta simetría permitirá asumir al juego de líneas como un par de conductores

paralelos en el espacio libre, por donde viajará el campo electromagnético de-

bido a la energía eléctrica.

Al ser la distancia de separación de los conductores mayor a la longitud de on-

da de las señales de alta frecuencia, el campo electromagnético debido a la

transmisión de datos no provocará virtualmente radiación electromagnética.

Además, la impedancia que presente a la propagación del campo electromag-

nético de alta frecuencia será igual o muy similar entre las fases, lo que se verá

favorecido si no existen empalmes, cables de distintos materiales y secciones,

corrientes excesivas de carga, etc.



Así al trabajar con altas frecuencias para transmisión de datos la impedancia

juega un papel importante ya que como regla general a menor impedancia se

debe tener mayor potencia de transmisión de la información para alcanzar nive-

les constantes de amplitud.

La impedancia en frecuencias cercanas a la de operación de la red no es cons-

tante en el tiempo y es función de los niveles de la línea de tensión, alta, media

o baja; y de la densidad de carga.

La variación de la impedancia se puede deducir a partir de la relación entre la

carga pico y la carga mínima en las distintas tensión. La tabla 1 [2], muestra va-

lores tipos de esta relación:

De esta tabla se deduce que no es posible transmitir información en frecuen-

cias bajas cercanas a la de operación de la red eléctrica en especial en redes

de baja tensión, razón por la cual la frecuencia de operación pensada para PLC

outdoor está por arriba de 1 MHz.

El comportamiento de las redes eléctricas aéreas de baja tensión a altas fre-

cuencias es similar al de las redes de alta tensión, donde estudios hechos para

determinar la atenuación sobre estas redes dan valores sorprendentemente ba-

jos, del orden de los 6 dB a 1 MHz sobre 500 Km. de línea, lo que nos lleva

pensar que las pérdidas son virtualmente debido al efecto skin.



En el caso de redes de distribución con cables subterráneos, los estudios indi-

can que la atenuación en frecuencias de la energía eléctrica es determinada

fundamentalmente por las propiedades del dieléctrico, lo que implica una impo-

sibilidad de universalizar valores debido a la gran variedad de material aislante.

A su vez estos valores se ven afectado por distintos factores como la tempera-

tura, que dependerá de la corriente que circule. A pesar de ello se ha demos-

trado que la atenuación no alcanza valores críticos para señales de alta fre-

cuencia hasta los 20 MHz, aún en distancias de 1 Km.

DETALLES TÉCNICOS DE LA TECNOLOGÍA:

Se desarrollan los distintos aspectos de la tecnología en una similitud a las ca-

pas del sistema OSI, estudiando aspectos que corresponden a la capa Física y

a la de Enlace, ya que las capas superiores no cambian de la concepción tradi-

cional de Internet.

En lo referente a la capa Física se hace una descripción de posibles interferen-

cias, se analiza la capacidad del canal, compatibilidades electromagnéticas y

finalmente un esquema de la modulación apropiada para PLC.

Con respecto a la capa de enlace se plantean las tecnologías MAC para PLC.

CAPA FÍSICA

Descripción de las posibles interferencias:

Las redes de distribución eléctrica presentan un ambiente típicamente con in-

terferencias, en especial para propósitos de comunicaciones. Esto incluye tanto



la red externa (outdoor) como la red interna (indoor), a pesar de que se hace

una clara distinción entre la transmisión en la red interna de la externa.

Las redes de media tensión están alimentadas por líneas de alta tensión sobre

transformadores y estas a su vez alimentan a transformadores de baja tensión,

que forman islas individuales de alimentación en barrios o industrias.

Hasta frecuencias de 20 KHz, los transformadores son buenas barreras para

las interferencias, desacoplando las redes de alta tensión de las de media o las

de media de las de baja tensión.

Una gran parte de las interferencias es causada por maquinaria y dispositivos

eléctricos en su operación normal.

Hay un amplio rango de eventos que provocan diferentes picos de voltaje o pi-

cos de corriente, en particular las redes son estructuras abiertas a las señales

electromagnéticas, tanto que hay numerosas señales originadas por las radia-

ciones de servicios de radio, principalmente en el rango de onda larga y onda

corta.

Cuando analizamos el espectro de las amplitudes de interferencia en un enchu-

fe de pared, por ejemplo, tres diferentes clases pueden ser identificadas: ruido

background, interferencia o ruido de banda angosta y ruido impulsivo.

Los mismos son

Ruido Background.

Esta clase de ruido es de naturaleza estocástica y se caracteriza por su

densidad de potencia espectral.



Valores alto de densidad espectral de potencia son característicos en este

tipo de redes, comenzando en la frecuencia de alimentación (50 Hz) hasta

frecuencias de alrededor de 20 KHz

A partir de ella se nota un decrecimiento de la densidad a medida que

crece la frecuencia, al punto que en 150 KHz a menudo es de 1/1000 del

valor medido en 20 KHz

Así, hacia frecuencias mayores hay solamente ruido de background con

valores cada vez menores, el cual es normalmente llamado ruido blanco.

La densidad de potencia espectral es variable en términos de minutos

hasta horas.

Ruido de banda angosta.

La aparición de amplitudes de forma aguda indican interferencia de banda

angosta, las cuales ocurren solamente en un rango de frecuencia limitado,

pero con valores de densidad de potencia altos.

Esta interferencia por debajo de los 150 KHz puede ser originada por

ejemplo por fuentes de alimentación, lámparas fluorescentes, convertido-

res de frecuencia, aparatos de televisión o monitores.

En altas frecuencias, mayormente la interferencia consiste de señales con

amplitud modulada, provocado por estaciones de radio operando en onda

media y corta. Estos niveles varían con la hora del día.

Ruido Impulsivo.



Es caracterizado por picos de voltaje de corta duración, cerca de 10 a 100

µs y pueden alcanzar una amplitud mayor a 2 KV.

Básicamente estos eventos son causados por encendido o apagado de

aparatos eléctricos.

A este tipo de ruido se los puede a su vez clasificar en:

a- Ruido impulsivo periódico asincrónico a la frecuencia de línea: en es-

te caso los impulsos encontrados tienen una velocidad de repetición

entre 50 y 200 KHz, produciendo un espectro de líneas discretas es-

paciadas de acuerdo a la velocidad de repetición.

Este ruido es causado generalmente por fuentes de alimentación

conmutadas.

b- Ruido impulsivo periódico sincrónico a la frecuencia de línea: aquí

los impulsos tienen una repetición de 50 o 100 Hz y son sincrónicos

a los ciclos de la línea.

Son de corta duración, la densidad de potencia espectral decrece

con la frecuencia; y son causados principalmente por reguladores de

luz.

c- Ruido impulsivo asincrónico: este ruido es debido a transitorios debi-

do a las conmutaciones en la red.

El rango de duración del impulso es de varios microsegundos a unos

pocos milisegundos en una secuencia arbitraria de tiempo. La densi-



dad espectral es mayor a 50 dB sobre el nivel de ruido de back-

ground

Analizar y modelar este tipo de ruido en alta frecuencia está sujeto a in-

vestigación, por esto se define los siguientes parámetros para su carac-

terización:

- Amplitud del impulso: Ai

- Ancho del impulso: tw

- Intervalo de tiempo entre impulsos: ta

Estas son variables aleatorias y sus propiedades deben ser investigadas

por medio de herramienta de medición para la adquisición automática y

evaluación estadística de dichas variables, permitiendo la síntesis del

ruido impulsivo con más pasos para emular el canal PowerLine.

Un análisis de este tipo debe ser soportado por la utilización de la Trans-

formada rápida de Fourier y su inversa.

Ruidos del tipo background, ruido de banda angosta y ruido impulsivo tipo “a”

son usualmente estacionarios sobre períodos de tiempo de segundo a minutos

o aún horas y puede ser considerado ruido de background.

En contraste, los ruidos impulsivos “b” y “c” son variables en el tiempo en el or-

den de microsegundos y milisegundos.

Durante la ocurrencia de un impulso, la densidad espectral de potencia crece

perceptiblemente y puede causar bits o ráfagas de bits (burst) de error, los cua-

les se deberán prevenir por un adecuado cambio de codificación.



A frecuencias muy bajas, de 50 o 60 Hz, los niveles de interferencia son cau-

sados primordialmente por armónicas y no armónicas de la tensión de alimen-

tación. A la que se debe sumar el ruido impulsivo.

Las no armónicas son de una frecuencia arbitraria a la frecuencia de alimenta-

ción. Sus principales fuentes son los motores y esta es la razón por lo que esta

interferencia es encontrada en los niveles de bajo tensión

Otra fuente de no armónicos son los eventos de encendido y apagado, que

causan un espectro de amplitudes decrecientes, inversamente proporcionales a

la frecuencia, aunque se pueden observar hasta muy altas frecuencias.

Observando la figura 4, la curva 3 refleja el ruido background encontrado en

una red domiciliaria en reposo.



Este ruido no representa un factor de interferencia crítica para todo tipo de

transmisión de información, ya que los niveles son relativamente bajos, tanto

que muchas veces se deber recurrir a los límites de sensibilidad del instrumen-

to para obtenerlo.

En contraste, las interferencias causadas por los llamados motores universales,

mostradas en la curva 1, son mucho más críticos.

Tales motores son encontrados en elementos hogareños como secadores de

pelo, licuadoras, etc.

En el rango de frecuencia registrada, este es mucho mayor que el ruido blanco

con una amplitud 20 dB mayor. Cuando la fuente de esta interferencia está muy

cerca del receptor puede bloquearlo.

La curva 2 muestra la interferencia de banda angosta producida por un aparato

de televisión.

No se observa la frecuencia fundamental en 15,734 KHz, posiblemente por al-

gún filtro del aparato; pero las armónicas son de gran amplitud.

Un sistema de transmisión que trabajase en el rango de las armónicas no

hubiera podido funcionar mientras el televisor estuviera encendido.

La ubicación de estas armónicas es constante, al punto que podría eliminarse

ese rango de frecuencia.

En las altas frecuencias el ruido de background, como se dijo, está formado por

el ruido blanco, ruido de banda angosta e impulsivo del tipo asincrónico con la



frecuencia de operación de la red; pero está mayormente dominado por el ruido

de banda angosta causado por las emisoras de radio comercial y emisores de

HF en especial en frecuencias de 6 MHz a 12 MHz (longitudes de onda de 49

m, 41 m, 32 m y 25 m) que son muy notorias.

Aún en frecuencias menores a 5 MHz, la mayor interferencia es de banda an-

gosta. Normalmente esta interferencia es más notoria en horarios nocturnos

por la mejor propagación de este tipo de señales electromagnéticas.

Mientras el ruido de background es generalmente estacionario, el ruido impulsi-

vo debido a transitorios de conmutación introduce una significativa variación en

el tiempo. Es por ello la importancia de la determinación de la amplitud del im-

pulso (Ai), el ancho del impulso (tw) y el intervalo de tiempo entre impulsos (ta),

para el análisis y modelación de este tipo de ruido.

Trabajos actuales indican que solo el 1% del total del tiempo bajo prueba es

afectado por ruido impulsivo tanto en el caso de PLC outdoor e indoor, aún bajo

las peores condiciones.

La densidad espectral del ruido durante la ocurrencia del pulso es de 20-60 dB

por encima de los niveles de ruido background. Cerca del 1% de los pulsos de-

tectados exceden un ancho de 200 µs y 0,1% tiene un ancho mayor a 1 ms. El

mayor ancho está en el rango de 5 ms.

En el rango de frecuencias de 500 KHz a 20 MHz las interferencias causadas

por el normal uso de la electricidad han sido atenuadas a valores desprecia-

bles,



Sin embargo aparecen señales debido a las emisiones de servicios inalámbri-

cos, los cuales siempre estuvieron presentes pero no afectan el funcionamiento

de las redes de distribución, pero ahora pueden dañar el funcionamiento de los

sistemas PLC.

La figura 5 muestra el nivel de ruido presente en un cable de 300 m de cable

subterráneo, donde algunas señales de emisoras están presente y las cuales

son claramente reconocibles por su amplitud un poco por arriba del bajo nivel

de ruido de background, el cual en promedio se encuentra en los –28 dBmV.

Por debajo de 1 MHz aparecen señales de onda media (emisoras de AM) y se

pude claramente ver las interferencias en 6, 9 y 12 MHz de las señales de HF.

En el caso de redes domiciliarias se pude observar en la figura 6, un compor-

tamiento similar, donde se ve las interferencias de banda angosta y donde se

hace notoria las diferencias entre los niveles de la planta baja (GF) y los del

primer piso (1st floor), tanto en el ruido de background como de señales de

emisoras recibidas. Esto se puede explicar por la eficiencia de antena que pre-

senta el cableado del primer piso debido a su elevación del terreno



IMPEDANCIA DE LA RED

Las líneas de una red de distribución no tiene el mismo comportamiento en la

cercanía de la frecuencia de 50 Hz que en altas frecuencias.

La impedancia en el caso de la entrega de energía eléctrica se debe considerar

las tres fases y el neutro o sea la impedancia debida a los cuatro conductores.

En transmisión de información solo consideramos la impedancia entre dos con-

ductores, dos fases o una fase y el neutro, dependiendo del tipo de acopla-

miento de la señal.

Teniendo en cuenta una red de distribución aérea, donde los conductores se

encuentran separados 25 cm y el radio de cada conductor es de 5 mm, figura

7, y además que la alimentación y carga por fase es simétrica; esto nos permite

asemejarla a una línea de dos conductores separados por aire como dieléctri-

co, pudiendo calcular su impedancia característica por la ecuación 1[4]:



Ω== 470log276rD

Z Ecuación 1

Este no es el caso de una línea subterránea de distribución, donde por lo gene-

ral son cables formados por cuatro sectores de conductores, los correspondien-

tes a las tres fases y el neutro, aislados entre ellos por PVC, Polivinil Clorhídri-

co, como muestra la figura 8.

Se puede observar que la separación entre los conductores es mucho menor al

radio del cable, y suponiendo una alimentación simétrica y cargas equilibradas



por fase, la impedancia característica se puede calcular por medio de la cons-

tante de propagación.

La constante de propagación es la suma de la constante de atenuación, α , y la

constante de fase, β , la que mide el cambio de fase de las ondas electromag-

néticas que viajan por el cable. Estas constantes pueden ser calculadas por

medio de los parámetros distribuidos; o sea las constantes eléctricas primarias

R, G, L y C; a través de la ecuación 2 [4]:

))(( jwCGjwLRj ++=+= βαγ Ecuación 2

Los mismos parámetros distribuidos me permiten calcular la impedancia carac-

terística por medio de la ecuación 3

Ecuación 3

En altas frecuencias R<< ωL ya que R crece proporcionalmente con la raíz

cuadrada de la frecuencia y teniendo en cuenta que las pérdidas provocadas

por el PVC en altas frecuencias son despreciables, nos conduce a G>> ωC, los

que nos permite asumir que un cable subterráneo de estas características

geométricas tiene bajas perdidas a altas frecuencias.

En toda distancia igual a la longitud de onda se produce un desplazamiento de

fase igual a 2π, se pude resumir las ecuaciones anteriores como:

CL

Z =0 (real) Ecuación 4

22L

LGR

GZ

ZR

f +=+= ααα )( Ecuación 5

LCωβ = Ecuación 6

=++=

CjGLjR

Zωω

0



La atenuación, D (f.l) expresada en dB, puede ser calculada por el factor de

atenuación α (f), dependiendo de la longitud l como:

D (f,l) [dB] = 20 log10 (e α (f)l)= 8,686 α (f)l Ecuación 7

Esta ecuación nos permitirá determinar la impedancia característica y la ate-

nuación, dependiente de la frecuencia, en una condición determinada.

Es necesario destacar que el comportamiento del material aislante del cable

subterráneo debe ser tenido en cuenta cuando se desea aplicar las formulas

anteriores ya que este puede cambiar con la temperatura y con la frecuencia de

la señal.

En el caso del PVC presenta un factor de pérdida muy bajo a medida que au-

mento la frecuencia, con valores de 0,01 a 20 MHz, lo que lleva a obtener valo-



res de Z0 en un rango de 22 a 25 Ω para un cable de 1 Km, en un rango de va-

riación de la frecuencia de 1 MHz a 20 MHz, como se observa en la figura 9

En la figura 10 se ve la atenuación del mismo cable y en función de la frecuen-

cia. Se observa que la atenuación se incrementa hasta valores de 50 dB a 20

MHz

Estudios realizados sobre distintos tipos de cables dan como resultado que la

atenuación es función principalmente de las propiedades del dieléctrico, por lo

que es imposible hacer una estandarización de valores ya que hay una gran

variedad de materiales aislantes.

En este ejemplo se utilizó PVC, ya que es el más utilizado y del cual se tienen

mediciones todas ellas a 20ª C, pero esta se ven fuertemente afectadas por las

variaciones de temperatura, la cual crece al ser sometidos a la corriente de

carga de 50 Hz. De todas maneras los valores obtenidos para la atenuación no



son críticos en señales de alta frecuencia hasta 20 MHz, aún en longitudes de

1 Km.

En el caso de líneas aéreas la atenuación sigue siendo baja y en caso de aco-

plamiento de cables subterráneos con cables aéreos se obtendrá una potencia

reflejada que de acuerdo a la siguiente ecuación 8 [4] será de:

%7.805047050470

00

00 =+−=

+=Γ

SA

SA

ZZZZ -

Ecuación 8

Donde:

Γ = factor de potencia reflejada.

Z0A = Impedancia característica de un cable aéreo

Z0S = Impedancia característica de un cable subterráneo.

De esta ecuación se desprende que solo el 19% de la potencia que arriba a la

unión de los dos cables pasa a través de ella, lo que representa una atenuación

de 7,2 dB, no representando valores críticos en sí mismos, pero esto cambia al

sumar la atenuación de los cables.

Por esto se deben adaptar la impedancia de ambos cables a través de balun,

por ejemplo con bobinas con núcleo de ferrite como la mostrada en la figura 11.

Al utilizar materiales magnéticos permiten que las dimensiones sean pequeñas,

pero se debe tener en cuenta la posible saturación de dicho material por la co-

rriente de 50 Hz.

De los datos anteriores se desprende que la atenuación de los cables subterrá-

neos como aéreos están bien posicionados para transmisiones de hasta 20



MHz, por su impedancia característica prácticamente constante e independien-

te de las diferentes estructuras.

Podemos ver que ambos cables, pero en especial los subterráneos con aislan-

te de PVC, presentan una clara característica pasa bajo, lo que sugiere un uso

preferentemente en frecuencias por debajo de los 20 MHz para PLC outdoor, y

en especial frecuencias menores de 10 MHz para cables de mayor distancia.

Podemos ver que ambos cables, pero en especial los subterráneos con aislan-

te de PVC, presentan una clara característica pasa bajo, lo que sugiere un uso

preferentemente en frecuencias por debajo de los 20 MHz para PLC outdoor, y

en especial frecuencias menores de 10 MHz para cables de mayor distancia.

Esta frecuencia límite se ve claramente afectada por la cantidad de derivacio-

nes (traps) para dar servicio domiciliario, lo que impide determinar un límite su-

perior de frecuencia basándonos solo en la atenuación como se hizo aquí.



Estos valores pueden cambiar sustancialmente si se incluyen numerosas deri-

vaciones o traps, además del ruido que se pude generar desmejorando la rela-

ción señal a ruido del medio.

En el caso de las redes domiciliarias la situación es muy diferente, ya que las

características pasa bajo de la red de distribución no es detectable en esta red

fundamentalmente debido a la corta distancia de la red.

Es por ello que se pueden trabajar con frecuencias por arriba de 20 MHz, por

ejemplo hasta 30 MHz. Esto trae aparejado una ventaja adicional que es que el

ruido de background disminuye con el incremento de la frecuencia.

TRANSMISIÓN EN LA RED EN ALTA FRECUENCIA

CARACTERÍSTICA DEL CANAL OUTDOOR

En estudios de redes de distribución se ha llegado a la conclusión que pueden

ser explotadas para propósitos de telecomunicaciones hasta la frecuencia de

30 MHz aproximadamente. Canales de PowerLine disponibles para tal efecto lo

encontramos tanto en cables subterráneos como cables aéreos.

Se ha encontrado un efecto de filtro en cables de áreas residenciales densa-

mente pobladas, donde al haber una gran cantidad de derivaciones a los hoga-

res, siendo estos de longitud constante, se produce una característica de filtro

de respuesta impulsiva (FIR) que hace que se supriman completamente rangos

de frecuencias por arriba de unos pocos MHz.

De todas maneras las investigaciones claramente confirman que la velocidad

de los datos puede estar en el orden de los Mbps, aún en enlaces críticos.



Los distintos tipos de cables no exhiben un comportamiento completamente di-

ferente, pero sus características más importantes se las pude describir con po-

cos parámetros.

Otro importante resultado es la posibilidad de transmitir señales con niveles de

potencia moderados, lo que mejora el problema de la compatibilidad electro-

magnética.

En la figura 12 se muestra el resultado de la medición de atenuación y ruido en

un cable de tierra de 300 m en un rango de frecuencia de 500 KHz a 20 MHz.

Como puede observarse la atenuación crece con la frecuencia y pude obser-

varse un comportamiento pasa bajo que es una condición común a todo cable

de conexión a tierra y además puede verse como una propiedad fundamental

para frecuencias por arriba de 500 KHz.



En el gráfico anterior se pude ver en un rango extendido la existencia de ruido

de background, claramente por debajo de la señal recibida. La relación S/R es

del orden de los 50 dB en el rango de 500 KHz a 6 MHz.

En las cercanías de los 17 MHz se pude observar que la relación es de 20 dB,

lo cual es suficiente para transmisiones de alta velocidad sin perturbaciones.

En el rango de 9 a 12 MHz se observan los picos de banda angosta, los cuales

corresponden a las señales de difusión de onda corta. Esto nos permite inferir

que niveles de transmisión de 65 dBmV, equivalente a 1,77 V, que garantizan

una comunicación PowerLine, pueden perturbar la recepción de las señales de

onda corta.

Las condiciones presentadas en la figura 13 representan un canal muy favora-

ble. La calidad de los canales varía enormemente y uno de los parámetros de-



terminantes es la longitud del cable y esto se puede observar en la figura 14

donde se presenta la atenuación de cables de distintas longitudes.

La curva obtenida para la atenuación en cables cortos, del orden de los 150 m,

presenta una característica pasa bajo y con niveles de atenuación por debajo

de los 60 dB hasta los 20 MHz, lo que nos indica que pueden establecerse co-

municaciones sin problemas, aún con modelos de modulación simple y bajos

niveles de transmisión.

Para los cables de 200 m la atenuación crece significativamente, particularmen-

te más de 25 dB, quizás debido a que en esta distancia haya muchos más

clientes conectados que en el cable de 150 m.

Dos casos muy extremos son los cables de 300 m y 380 m, donde se ve que el

comportamiento pasa bajo está limitado a frecuencias muy bajas, debido a un

mayor número de conexiones domiciliarias, que hace se comporte como un fil-

tro de respuesta impulsiva finita.



De este análisis se desprende que el ancho de banda disponible para PLC out-

door está en el orden de los 20 MHz ya que los radios de acción de las subes-

taciones esta en el orden de 100 a 200 m. Mientras mayores sean las distan-

cias, más bajas deberán ser las frecuencias de operación.

COMPORTAMIENTO DEL CANAL INDOOR

Estudios realizados en redes domiciliarias se ha llegado a curvas de atenua-

ción y ruido como las presentadas en la figura 15.

Se puede observar que el ruido también está presente en este tipo de instala-

ción y que tiene las mismas características que el canal outdoor, con un rango

de atenuación de 40 a 80 dB.

Al comparar las curvas de atenuación del canal outdoor con las indoor, a pesar

de la corta distancia de este último, se puede ver claramente en las curvas de

atenuación que se pierde la característica pasa bajo, obviamente debido a su

corta distancia.

Se pude observar que aún en la instalación del 2º piso se tienen valores de

atenuación en el rango de los 20 MHz que permitirían utilizar la red eficiente-

mente para los fines de telecomunicaciones, lo que sugiere extender el ancho

de banda a frecuencias mayores. Esto hace que el ancho de banda de 10 MHz

a 30 MHz o más, aparezca como atractivo para PLC indoor.



Esto estaría de acuerdo con lo establecido por el ETSI [10] en la especificación

técnica ETSI TS 101 867 V1.1.1 (2000-11): PowerLine Telecommunications

(PLT); Coexistence of Access and In-House PowerLine Systems.

En esta especificación técnica al sistema PLC outdoor se lo llama PLT Access

y al indoor se lo llama PLT In-House.

En su artículo 5 establece el ancho de banda que se destina a cada tipo de

servicio, los niveles de densidad de potencia (PSD) que debe existir en esos

anchos de banda y la separación para la coexistencia de ambos sistemas.



Es necesario destacar que estos anchos de banda son establecidos para los

sistemas PLC o PLT de 1º fase, ya que menciona que podrá existir un sistema

de 2º fase, que podrá ampliar el ancho de banda del sistema outdoor o indoor,

cuando no sean utilizados simultáneamente y en lugares geográficos próximos.

Pero en este caso será necesaria la existencia de un canal común de señaliza-

ción que permita por un lado la restitución del ancho de banda al sistema que le

corresponda, access o in-house.



Por otra parte, que además permita coexistencia de sistemas similares a través

de la “publicación” de las particularidades de capa 1 de cada sistema como

modulación, acceso al medio etc.

En instalaciones domiciliarias donde se realizaron mediciones sobre canales

PowerLine se exploró hasta 50 MHz, utilizando el acoplamiento de la señal en-

tre una fase (L) y el neutro (N) de un enchufe domiciliario, porque también exis-

te la posibilidad de acoplar la señal entre neutro (N) y el cable de protección de

tierra (PE) de la instalación domiciliaría.

En la figura 18 se muestran las cuevas correspondientes a los niveles de señal

transmitido y recibo, su función transferencia y la relación señal a ruido en el

caso del acoplamiento entre fase y neutro.

Se puede observar que la señal de transmisión exhibe fluctuaciones debido

principalmente a la variación de la impedancia de entrada en el enchufe de la



pared de la red. La función transferencia muestra valores arriba de 50 dB y pro-

fundas caída en determinadas frecuencias.

También se puede observar que pierde su característica de pasa bajo pero no

decrece en el rango de 25 a 50 MHz. Las fluctuaciones y caídas profundas son

debido a las conexiones y fines de línea no terminadas

Se puede observar en la gráfica superior derecha la curva de la señal y la inter-

ferencia o ruido presente en el canal, donde pude verse separaciones de 20 dB

sobre casi la totalidad del rango de frecuencia, lo que es claramente visible en

el diagrama SNR (inferior derecho). Esto finalmente confirma la posibilidad de

transmisiones de datos seguros aún usando esquemas de modulación simple.



La figura 19 se puede ver el resultado de acoplar la señal entre neutro (N) y el

cable de protección de tierra (PE). Se observar un comportamiento similar al

obtenido cuando se usaba el acoplamiento de L y N, con valores máximos de

50 dB de atenuación con incrementos no significativos hacia las altas frecuen-

cias.

El punto de alimentación presenta una baja impedancia, que puede ser debido

a la conexión galvánica del N y PE en el punto de tierra de la casa.

Debido a la baja impedancia de alimentación, la señal recibida aparece adicio-

nalmente atenuada, tanto que en el diagrama SNR indica menos de 10 dB en

varias frecuencias.

A pesar de ello en varias partes del espectro se encuentran valores de SNR de

30 dB y en algunos casos de 50 dB, lo que haría factible la comunicación a al-

tas velocidades en las condiciones mencionadas anteriormente. Pudiendo me-

jorar la compatibilidad electromagnética debido a la mejora en la simetría entre

los cables, tanto que aparece un modo diferencial en el punto de alimentación y

sus cercanías.

ACOPLAMIENTO DE SEÑAL

Al transmitir información en la red eléctrica aún con una frecuencia muy supe-

rior a la de 50 Hz, se debe inyectar o extraer la información de manera de po-

der separar la información de la tensión de la línea, tarea más que compleja de

lo que parece a primera vista.

Esto se debe a que además de la tensión sinusoidal de 50 Hz se debe eliminar

armónicos lejanos de esa frecuencia y transitorios, como impulsos, con sufi-



ciente amplitud como para dañar el equipo instalado en los extremos del enla-

ce.

En el acoplamiento de la señal de datos a la red eléctrica debe haber una sepa-

ración galvánica, la más común en forma capacitiva asociada a un transforma-

dor con una característica de filtro pasa alto, de manera de asegurar la separa-

ción de la tensión de línea y la mayor parte de sus armónicos de la información,

permitiendo además evitar daños al receptor o al transmisor de datos.

El acoplamiento de la señal puede ser en serie o en paralelo. Normalmente el

acoplamiento se implementa en paralelo, entre una fase y el neutro, en un sis-

tema outdoor o indoor, o entre dos fases en sistemas outdoor de media tensión

entre las estaciones transformadoras y las subestaciones, evitando o reducien-

do de esta manera las emisiones electromagnéticas, que pueden generarse al

usar el conductor de tierra.

En el caso de alimentación en serie se utiliza fundamentalmente en las esta-

ciones transformadoras o subestaciones, pero implican un mayor costo de im-

plementación y mantenimiento al deber sacar de servicio las líneas de distribu-

ción. Además, en ambos extremos del enlace se debe implementar un circuito

que presente un corto circuito en las frecuencias de los datos de manera de

poder capturarlas y entregarlas al receptor.

Otra desventaja importante es que se utilizan materiales magnéticos, por lo ge-

neral ferrite u otros materiales ferrosos, que no pueden soportar grandes cam-

pos magnéticos debido a que alcanzan la saturación magnética con valores

muy pequeños de corriente.



Los valores de campo magnético para alcanzar la saturación magnética que

poseen los materiales comerciales están en el orden de los 300 a 500 mT.

Si el campo magnético de saturación es excedido, el material pierde sus pro-

piedades magnéticas, lo cual ocurriría si un flujo magnético significativo es pro-

ducido por la corriente de 50 Hz, lo cual no puede ser evitado en un acopla-

miento en serie.

Básicamente un transformador con núcleo de aire en esas condiciones no es-

tría satisfaciendo la función de acoplamiento de la señal de datos a los niveles

de amplitud deseados, en las frecuencias de interés, por los altos niveles de

pre magnetización que genera la corriente de 50 Hz.

Desafortunadamente en un acoplamiento en paralelo tampoco se pude prevenir

cierta cantidad de inducción magnética debida a la corriente de 50 Hz, por

ejemplo en el lado transmisor, debido a que se necesita un acoplamiento fuerte

para lograr la mayor transferencia de la potencia de señal a la red de distribu-

ción.

Pero esta puede ser controlada a través de las dimensiones de los materiales,

y en contraposición al acoplamiento en serie, no depende de la corriente de

carga que fluya en la línea.

En el lado receptor un acoplamiento débil es suficiente, lo que permite usar ma-

teriales con pequeños valores de magnetización o casi insignificantes. A pesar

de ser posible la utilización de un solo acoplador para el transmisor y el recep-

tor, mantener un acoplador separado para cada función es una buena idea en

la práctica.



La razón principal, como se mencionó anteriormente, es que el transmisor ne-

cesita un acoplamiento fuerte de manera de transferir a la red una señal con la

máxima amplitud permitida, ya que esta será atenuada en la red, mientras que

el receptor necesita un acoplamiento débil de manera que ayude a filtrar inter-

ferencias.

Si el acoplamiento fuese fuerte en el receptor la mayoría de las interferencias,

principalmente de baja frecuencias debido a la operación de la red, llegarían al

receptor donde deberían ser eliminadas por medio de costoso filtros.

El transformador de acoplamiento debe tener una fuerte característica de filtro

pasa alto para evitar que la tensión de red pase a la etapa del transmisor, pero

esto no es un gran problema porque hay una gran separación entre la frecuen-

cia de la red y la de operación.

Sin embargo se debe tener en cuenta los transitorios rápidos, lo que implica la

necesidad de poner alguna protección del lado del bobinado de la etapa trans-

misora para evitarlos.

En el estándar EN 50065 del CENELEC [7][17], que regula el uso del rango de

frecuencia entre 3 KHz a 148,5 KHz y los niveles de señal admisible para co-

municación por la red eléctrica en ese rango de frecuencias, se establece un

circuito acoplador con protección por medio de diodos Zener como muestra la

figura 20.

Este circuito tiene un comportamiento pasa alto y el capacitor C separa la ten-

sión de 220 VAC del resto del circuito.



La resistencia debe ser la menor posible del lado transmisor de manera de me-

jorar el acoplamiento fuerte de la señal, mucho menor a 1 Ω, que es práctica-

mente la resistencia del bobinado.

Estos diodos Zener se caracterizan por una rápida respuesta a esas frecuen-

cias, del orden de los nanosegundos, transformando rápidamente la alta ener-

gía en calor sin dañarse.

Pero este circuito presenta desventajas al aumentar la frecuencia como por

ejemplo que los diodos presentan una alta capacidad, tanto que no pueden ser

usados en esas frecuencias, lo que atenuaría sustancialmente la señal. En este

caso se usa un puente de diodos Schottky como se verá más adelante.



En el lado receptor se deberá tener en cuenta las mismas características, solo

que podrán cambiar las dimensiones al necesitar ahora una acoplamiento débil

como se menciono anteriormente.

Esto trae aparejado la ventaja ya que si una gran cantidad de receptores en

una línea trabajan con un acoplamiento fuerte pueden modificar la impedancia

de la línea, haciendo que el transmisor se encuentre en el límite de su potencia.

En la figura 20, para el receptor la resistencia deberá ser de un valor alto, ma-

yor a la impedancia de la línea, con valores de 150 Ω para cables subterrá-

neos. Siguiendo con la norma EN 50065 [7], se hace referencia a los transfor-

madores de acoplamiento que se pueden utilizar para acoplar señal en el rango

de frecuencias entre 20 KHz y 148,5 KHz

Estos transformadores también sirven para operar en frecuencias mayores con

algunas modificaciones. Por lo que se verá su comportamiento en el rango de

la EN 50065 y luego las modificaciones para las frecuencias de interés en PLC.

En el transformador del transmisor se debe tener presente que la impedancia

hacia el transmisor debe ser muy pequeña (≈ 0 Ω) ya que la etapa de salida del

transmisor es quien más influencia tiene.

La relación entre las tensiones de entrada y salida por medio de la relación de

las vueltas de las bobinas, se debe lograr transferir la mayor amplitud de la se-

ñal del transmisor en la red eléctrica.

Por lo general esta relación N1:N2 está en el orden de ½ - ¼. En el receptor al

necesitar un acoplamiento débil y la impedancia de entrada, generalmente de



un filtro activo, está en el orden de los cientos de ohm, permitiendo que la rela-

ción N1:N2 sea normalmente igual a uno.

La práctica ha demostrado que se logra un mejor rendimiento, mayor campo

magnético capturado con menores perdidas, especialmente para un acopla-

miento fuerte, en los transformadores cuando están bobinados sobre núcleos

en forma de anillos de ferrite.

Se muestra a continuación la figura 21 donde se puede ver distintos transfor-

madores y la tabla 2 donde se resumen las características principales de di-

chos transformadores.

De acuerdo con la tabla 2, el R 12 se pude usar para receptores y el R 14 o R

22 para el transmisor, aunque es mejor el R 22 ya que el R 14 trabaja muy exi-

gido.



.

En el transformador del receptor, en el lado de la red eléctrica, se puede esta-

blecer un número de vueltas N1= 20 y de N1= 10 para el caso del transmisor

para el mismo lado del transformador.

Con estas condiciones y pudiendo elegir los valores de R y C, se pude lograr

un filtro pasa alto con una atenuación de –3 dB en la frecuencia de 20 KHz, En

el receptor con valores de R = 120 Ω, C = 100 nF, con un núcleo de 12 mm de

diámetro permite calcular una inductancia L1 con la siguiente formula [5] si el

núcleo es aire

=Φ=i

NL Ecuación 9

rNiA

BAπ

µ20==Φ Ecuación 10

==2

222

0

2 vuelta

nHvueltaAN

rAN

L Le

πµ

Ecuación 11

Donde:

L: Inductancia

Φ: Flujo magnético



µ0: Permeabilidad magnética

N: número de vueltas de la bobina

Ae: Área de la sección transversal del núcleo

AL: Factor de Inductancia (Inductance factor) (nH/vuelta)

De acuerdo con la ecuación 10 la inductancia para el receptor que se quería

calcular será:

HnHANL L µ5981497*4002 === Ecuación 12

Esta inductancia con la capacidad y la resistencia que se fijaron anteriormente

se obtiene una serie resonante en los 20 KHz, lo que implica que a dicha fre-

cuencia se tiene una impedancia de 120 Ω y a 50 Hz la impedancia virtualmen-

te es la reactancia capacitiva, que será del orden de los 31,83 K Ω.

La amplitud de la corriente que circulara por el circuito a 50 Hz es:

mAxsVI

CfVI

22,10101,0.502.2.230ˆ

..2.2.230ˆ

61 ==

==--π

π Ecuación 13

Esta corriente será la que provoque la pre magnetización del transformador de

acoplamiento, que deberá ser mucho menor que el valor de inducción de satu-

ración, de manera que la mayor magnetización del medio sea por la señal a

acoplar.

En el caso del transmisor las exigencias son mayores, primero porque requiere

un mayor acoplamiento, lo que demanda un capacitor de acoplamiento mucho

mayor del lado de la red, C = 1 µF, y segundo la amplitud es por lo general mu-

cho mayor que en el receptor, para no cargar al transmisor se elige R = 0 Ω.



Por lo tanto eligiendo un núcleo del tipo R 22 de la tabla y un número de vuel-

tas N1= 10, como se mencionó anteriormente se pude calcular L a través de la

ecuación 10:

HnHANL L µ3033028*1002 === Ecuación 14

Similar al caso del receptor la impedancia a 50 Hz será capacitiva con un valor

de 3183 Ω, lo que implica que la amplitud de la corriente que circula por el

transformador, de acuerdo con ecuación 11:

mAxsVI

CfVI

2,102101.502.2.230ˆ

..2.2.230ˆ

61 ==

==--π

π Ecuación 15

El capacitor presenta una impedancia de 8 Ω a 20 KHz. Se pueden presentar

valores de impedancia mucho menores en la red, lo que implicará incrementar

la capacidad, por lo general con capacitores en paralelo.

La corriente aquí es 10 veces mayor que en el receptor, lo que implica un in-

cremento de la pre magnetización, lo que no llevará a hacer un análisis de esta

situación.

El flujo magnético a través de una inductancia L es proporcional a la corriente

que circula por ella. En el caso de los núcleos en forma de anillo, permiten

hacer la aproximación que las líneas de flujo seguirán la forma del núcleo y el

flujo se distribuye equitativamente sobre la sección transversal, por lo que po-

demos escribir:

Ecuación 16

Ecuación 17

eL ABNIAN

IL

.ˆ.ˆ..

ˆ.2 ==Φ

=Φ



De la ecuación 13 se desprende que el campo magnético se puede expresar

en función del factor de inductancia, el área de la sección transversal, la co-

rriente y el número de vueltas de la bobina:

[ ]e

L

A

IANmTB

ˆ..= Ecuación 18

La corriente I se debe expresar en Amperes y Ae en mm2, para expresar a B en

mTesla.

Con la ecuación 14 se pude calcular el campo de pre magnetización que gene-

ra la corriente de 50 Hz, tanto en el receptor como en el transmisor.

mTmm

AxBR 41

44,7

1022,10.1497.202

3

==-

Ecuación 19

mTmm

AxBT 5,118

1,26

102,102.3028.102

3

==-

Ecuación 20

El campo inducido es menor que la inducción de saturación indicada en la tabla

2, lo que nos asegura que de alcanzar la saturación será por el nivel de la señal

a acoplar y no por la corriente de la red eléctrica.

Así podemos calcular la máxima amplitud de tensión que se inducirá en ambos

casos analizados aplicando la siguiente ecuación:

NABfNAtBdt

d

dt

dV ee ..ˆ.2.).( π==Φ= Ecuación 21

En este caso B será la diferencia del campo de saturación y el campo de pre

magnetización debido a la corriente de 50 Hz.



Las tensiones inducidas será función de la frecuencia, encontrándose los nive-

les críticos en las bajas frecuencias, donde deberíamos asegurarnos que los

niveles de tensión inducidos son los requeridos y aprobados por la norma que

los rija.

Como se mencionó anteriormente estos acopladores deben sufrir alguna modi-

ficación para trabajar en las frecuencias de interés de PLC, pero los principios

básicos se siguen manteniendo.

En el extremo del módem, el circuito de la figura 20, destinado para protegerlo

de los transitorios, debe ser cambiado debido a que los diodos utilizados tienen

una gran capacidad, la cual puede atenuar sustancialmente la señal.

La figura 22, muestra la protección que se pude implementar con diodos

Schottky, que permitiría trabajar con frecuencias de hasta 30 MHz y con buena

protección ya que la tensión de polarización directa es aproximadamente igual

a un tercio de la tensión de un diodo de Si.



Estos diodos presentan una capacidad que puede variar de uno a otro, lo que

obliga a una cuidadosa elección, pero como es sabido la capacidad que pre-

senta un diodo disminuye con el incremento de la tensión inversa, lo que permi-

te que estos trabajen con una baja capacidad.

De todas maneras para estar seguro que los diodos Schottky mantienen siem-

pre la polarización inversa independiente de la amplitud de la señal, se colocan

dos diodos Zener en la diagonal del puente lo que permite, debido a su gran

capacidad, mantienen la tensión de la diagonal del puente constante en el valor

pico de la señal transmitida y no siguiendo la señal de RF.

De este modo al presentarse un transitorio, que tienen la mayor porción de

energía espectral en las fajas frecuencias, no dañarán la etapa del transmisor o

receptor.

Con respecto a los materiales magnéticos es necesario también hacer algunos

cambios debido a que los núcleos toroidales presentan una significante degra-

dación en el rango de frecuencias de los MHz.

Para altas frecuencias es conveniente el uso de núcleos de doble orificio o RID

como el de la figura 23.



El valor de la inductancia Lm puede tomar valores pequeños debido a la alta

frecuencia, al punto que los bobinados pueden tener muy pocas vueltas, al

punto que en el lado de alta tensión puede ser suficiente una vuelta.

Esto es una ventaja debido a que la corriente de línea que pueda pasar el ca-

pacitor de acoplamiento no provocará un gran campo de pre magnetización.

Se deberá tener la precaución de que la longitud de los cables del bobinado

fuera del núcleo sean lo más corto posible o deberán estar entrelazados de

manera que se genere la menor inducción entre ellos.

En el caso de utilizar dos fases para acoplar las señales de datos a la red eléc-

trica se debería usar dos capacitores, uno por cada fase, para lograr la mayor

simetría posible, de manera de minimizar la inducción electromagnética y lograr

además una disminución en la tensión de trabajo de los capacitores, ya que

cada uno soporta la mitad de la diferencia de tensión, lo que sumado al hecho

que las capacidades (68 nF, 1000 V) en esta frecuencias son 10 veces meno-

res a las vistas anteriormente, significa una disminución considerable en los

costos.

Es de destacar que la empresa Main.net [14], dedicada a la fabricación de

equipos PLC outdoor e indoor, realiza el acoplamiento de la señal a la red de

este modo, logrando los beneficios que se mencionaron anteriormente.

MODELO DEL CANAL DE POWERLINE

La función de un canal de comunicaciones es transferir energía electromagné-

tica de una fuente a un destino.



Así, la relación entre la cantidad de energía transmitida y recibida es una con-

sideración importante.

Esta relación por lo general es una función compleja y que a través de la trans-

formada de Fourier permite estudiarla en el dominio del tiempo o en el dominio

de la frecuencia. Ambos dominios se pueden usar para ilustrar la relación de

voltajes de la señal con respecto a la frecuencia o al tiempo, para una señal va-

riable en el tiempo.

Como se pretende estudiar el comportamiento del canal de comunicaciones a

señales de datos, se determina la respuesta impulsiva de la red h (t) o la fun-

ción transferencia H (f) que estará formada por una parte real, la atenuación, y

una parte imaginaria, el corrimiento de fase de la señal.

Durante la transmisión sobre un canal con una función transferencia H (f) o la

respuesta impulsiva h (t), una señal es atenuada y corrompida con la suma de

ruido n (t). En el receptor, se tendrá una señal r (t), la cual es una mezcla de la

señal atenuada y el ruido del canal, por ejemplo:

)()(*)()( tntsthtr += Ecuación 22



Para la detección del mensaje a partir de la señal recibida r (t), es crucial la fi-

gura de la relación señal a ruido, lo cual determina la probabilidad de error. Es-

ta relación puede ser calculada a partir de la interferencia o ruido existente y la

atenuación para el rango de frecuencia de interés.

Por lo expuesto solo queda como variable libre la amplitud de la señal a aco-

plar. La atenuación y la interferencia se deben determinar a través de medicio-

nes, trabajo muy complejo en altas frecuencias comparado con frecuencias

menores de 150 KHz (CENELEC EN 50065).

Además, la diferencia de recorrido entre conductores hace que el acoplamiento

de la señal sea difícil por la variación de impedancia. Por lo tanto se tendrá dos

problemas: uno será la atenuación de la señal y otro la radiación de señal que

producirá problemas de compatibilidad electromagnética.

La amplitud de la señal a transmitir se deberá determinar por mediciones espe-

ciales del canal para asegurar una clara y reproducible función transferencia.



La función transferencia de un canal de PowerLine pude determinarse por la re-

lación de la señal recibida a la señal transmitida, r (t)/s (t). Como se mencionó

anteriormente H (f) es una función compleja de la frecuencia. Para determinar

la función H(f) se aplicará una señal s(t) en forma de una sinusoide con fre-

cuencia f y amplitud A como la siguiente:

)cos(.)( ftAts π2= Ecuación 23

La señal recibida será compleja, tanto que H (f) tendrá una parte real )( fH y

una parte compleja responsable del desfasaje, )( fj Hϕ , que deberán determi-

narse. El primer parámetro a determinar será )( fH , porque su resultado per-

mitirá tener una clara performance del canal usado para telecomunicaciones.

Las mediciones de )( fHϕ requerirán un esfuerzo mayor pero inevitable para

determinar el esquema de modulación a elegir. Actualmente se tiene bases de

datos con valores de )( fH para varios tipos de redes de distribución, pero las

mediciones de )( fHϕ y la respuesta impulsiva h (t) están aún a realizar.

La magnitud de )( fH de la función transferencia y su recíproca, la atenuación

D (f) [en dB], se determinan por

ónalimentaci de punto el en f frecuencia con señal la de Amplitud

f frecuencia con recibida señal la de Amplitud (f) H = Ecuación 24

D (f) [dB] = -20 log10 | H (f)| Ecuación 25

Por lo tanto se deberá realizar las mediciones de las señales tanto transmitida

como recibida para un enlace en cuestión y en el mismo enlace se puede medir

los niveles de ruido o interferencia de manera de calcular la SNR, el cual puede

ser medido durante los períodos de silencio de la señal transmitida.



Para los sistemas PLC con esquemas de modulación OFDM se hace necesario

determinar la respuesta impulsiva del canal de manera de poder determinar

importantes parámetros como duración del intervalo de guarda.

La función de transferencia compleja se relaciona con la repuesta impulsiva del

canal a través de la transformada de Fourier, por lo que se debe medir cual-

quiera de esos dos parámetros.

Tanto en la figura 13, 18 y 19 se pude observar que la atenuación crece con la

frecuencia, que presentan una característica pasa bajo, más atenuada en los

enlaces indoor, y profundas caídas en las funciones de transferencia debido a

las conexiones a dicha red.

Estas variaciones pueden ser explicadas por un modelo de aproximación lla-

mado de “eco” que es la reflexión de la señal en las conexiones del cable prin-

cipal.

El comportamiento básico de un canal de transmisión que tiene N ecos puede

ser expresado por una respuesta impulsiva



)()( 1 iiNi tcth τδ −Σ= = Ecuación 26

Donde el coeficiente iτ expresa el retardo del eco y el factor ci expresa la ate-

nuación del eco. De la ecuación 26 la función transferencia puede calcularse

por

ifji

Ni ecfH τπ ....)( 2

1=Σ= Ecuación 27

En las condiciones reales, el coeficiente ci depende no solamente de la longitud

del cable sino también de la frecuencia. Basado en numerosos canales investi-

gados se llegó a la siguiente expresión

ilfii ealfc ).(.),( α−= Ecuación 28

Donde li representa la longitud del cable y ai es un factor de peso específico re-

lativo a la topología de la red; ai representa el producto de los factores de re-

flexión y transmisión a lo largo del iesimo camino de eco. Combinando la pro-

pagación multicamino y la atenuación dependiendo de la frecuencia y la longi-

tud, e introduciendo la velocidad de fase vp, finalmente conduce a una función

de transferencia completa

pvil

fjilf

iNiE eeafH

....).( ..)(

πα

2

1−

=Σ= Ecuación 29

El coeficiente α proviene de la ecuación del factor de propagación, función de

los parámetros distribuidos R, G, L y C resultando en la ecuación

βαβαγ jjwCGjwLRj +=++=+= ))(( Ecuación 30



Bajo la suposición que R<<wL y G<<wC en el rango de frecuencias de interés,

un cable puede ser considerado como de bajas perdidas y tender hacia la si-

guiente aproximación

LCjwGZZ

RL

L++=

2

1

2

1γ Ecuación 31

Con

p

L

L v

wCLwyff

GZ

Z

Rf ==+=+= ...)( βϑϑα 2122

Ecuación 32

Aquí R/2 ZL representa el impacto del efecto skin y GZL/2 denota las perdidas

en el material aislante. Trabajando la formula de la atenuación se pude llegar a

( )εηηα ff .)( 10 += Ecuación 33

Donde η0, η1 son los factores de velocidad del material del elemento conductor

y ε la permitividad eléctrica del aislante, que generalmente son constantes para

un cable tipo y ε varía en rango muy estrecho entre 0,5 a 0,7.

Una muy interesante conclusión es que solamente un pequeño número de ecos

deben ser tenidos en consideración.

En la mayoría de los casos 3 a 5 ecos sería suficiente, aunque podría haber

hasta 40 reflexiones en el cable.

Esto puede ser explicado por el hecho que los ecos distantes son normalmente

atenuados, tanto que solamente deben ser tenidas en cuenta las reflexiones

cercanas al receptor.



En la figura 26 se puede ver el resultado de aplicar la fórmula 28, habiendo

elegido correctamente los valores de ii laf ,),(α y iτ , y considerando cuatro

ecos se puede llegar a la función transferencia que se graficó en la figura 10,

Es importante destacar que la precisión mejora en la medida que se tiene en

cuenta caminos de reflexión o eco adicionales

Para comprobar que este modelo se ajusta a la realidad se hizo una prueba

con un cable bien conocido de una longitud de 200 m y un generador de seña-

les sinusoidales con la misma impedancia que la impedancia característica del

cable, de manera de no tener reflexiones.

También se realizó una conexión a 30 m de la fuente, con una longitud de 11 m

y con sus bornes de carga abierta (impedancia infinita).



Se utilizó un analizar de espectro que se ajustó a la impedancia característica

del cable. Se alimentó con cortos impulsos de gran amplitud de manera de ob-

tener la respuesta impulsiva del cable.

En el escenario de la figura 27 se tendrá la reflexión debida a la rama de 11 m

con sus terminales abiertos solamente, ya que el generador y el analizador es-

tán adaptados a la impedancia característica.

Se ve en la siguiente figura la función transferencia, la respuesta impulsiva y el

cambio de fase.

Se puede observar en la grafica de la respuesta impulsiva que además del im-

pulso del generador, el de mayor amplitud, hay unos picos muy cercano co-

rresponde a la reflexión en la rama abierta de la red de experimentación que se

debe a doble recorrido de la rama que hace la señal reflejada.

También aparecerán otros picos decrecientes en amplitud debido a múltiples

reflexiones, ya que la energía reflejada no solo viaja hacia la fuente y la carga

sino que también viaja nuevamente a la rama abierta de la red. En la práctica

no son considerados para el análisis.

El efecto de la reflexión aparece en la función de transferencia en la forma de

aumentos de la atenuación, depresiones en la curva, espaciados una frecuen-

cia fija.



Esto se debe a que la señal incidente y la reflejada se cancelan cuando están

desfasadas exactamente media longitud de onda una de otra. Esto se repite en

múltiplos impares de la frecuencia anterior, y coinciden con la correspondiente

fluctuación en el diagrama de detalle de la fase (phase-detail).

A continuación se presentan las simulaciones basadas en el modelo de eco. Se

puede observar que hay una gran coincidencia entre las mediciones y la simu-

lación para todas las representaciones y aún los detalles de la respuesta impul-

siva son idénticos.

En el caso simulado se eligieron 6 ecos con distancias de 11 metros.



La conclusión a destacar de este desarrollo es que no importan la cantidad de

derivaciones que tenga la red, solo son importantes los más cercanos al recep-

tor y la efectividad de poder evaluar a estas condiciones con un modelo de si-

mulación como el modelo de eco.

CAPACIDAD DEL CANAL DE POWERLINE

De acuerdo con la teoría de Shannon la habilidad para transferir datos de cual-

quier canal puede ser estimada conociendo los parámetros usados en la formu-

la de Shannon:

+=NS

BC 12log Ecuación 34



C indica la máxima velocidad de transmisión de datos (bits/s) y B es el ancho

de banda del canal y S/N es la relación señal a ruido del canal. Esta fórmula no

es aplicable directamente a un canal de PowerLine, ya que la relación señal a

ruido no es constante con en el ancho de banda B, ya que puede variar sustan-

cialmente.

Sin embargo en la práctica la densidad de potencia de señal transmitida Srr(f) y

la densidad de potencia de ruido Snn(f) son dependientes de la frecuencia, se

los puede tomar dentro de un rango, por lo tanto la fórmula 34 se puede modifi-

car:

dffSnnfSrr

BCfo

fu

+⋅∫=

)()(

log 12 con B = f0 - fu Ecuación 35

Para calcular la ecuación anterior debemos conocer el espectro de densidad de

potencia de señal transmitida Srr(f), la cual será modificada por el comporta-

miento del canal al que representamos por la función de transferencia H(f) y la

densidad de potencia de ruido Snn(f).

2)()()( fHfSrrfSrr ⋅= Ecuación 36

La función transferencia como la densidad de potencia de ruido son caracterís-

ticas fijas en un canal, las cuales son obtenidas por mediciones del canal. Por

lo tanto la única variable que queda es la densidad de potencia transmitida, la

cual está determinada principalmente por el esquema de modulación aplicado.

Con lo expresado se podría llegar a la conclusión que altas velocidades de da-

tos podrían ser alcanzadas aún en canales malos si la densidad de potencia no

fuera limitada.



Sin embargo los requerimientos de compatibilidad electromagnética entre PLC

y otros servicios inalámbricos establecen limitaciones en el rango de interés de

alta velocidad de PLC, por ejemplo entre 1 MHz y 30 MHz.

Como indican las mediciones en numerosos canales, a través de la evaluación

de las formulas anteriores, el ancho de banda disponible, B, representa el re-

curso más importante para las altas velocidades. Como el ancho de banda en

la práctica está fragmentado, diferentes canales de ancho variable serían dis-

tribuidos en el rango de 1 MHz a 30 MHz, obligando a elegir un esquema de

modulación que permita un máximo aprovechamiento del mismo.

Sin embargo la capacidad del canal decrece con la distancia debido al compor-

tamiento pasa bajo del canal PowerLine. Por ejemplo para distancias de 100 m

teóricamente excede los 250 Mbps. En distancias de 300 m y restringido a una

rango de 5 MHz se puede obtener 14 Mbps. Pero se debe tener en cuenta que

en enlaces outdoor de más de 200 m en la mayoría de los casos las frecuen-

cias por arriba de 10 MHz no contribuyen en nada.

Alcanzar los niveles de capacidad teórica del canal de PowerLine no será sin

un significativo esfuerzo. Esto apunta necesariamente a utilizar esquemas de

modulación que permitan una mayor explotación de la capacidad. Para canales

excelentes con una capacidad teórica de 250 Mbps, velocidades de 100 Mbps

son más realistas en la práctica. Aún en canales muy malos, como por ejemplo

distancias de 300 m se pueden alcanzar velocidades de 5 Mbps.

Esto apunta a la necesidad de incluir esquemas de modulación complejos co-

mo QAM (modulación de amplitud en cuadratura), obteniendo mejores resulta-

dos en esquemas de modulación adaptativa y optimizada capaz de dividir el



espectro disponible en subcanales delgados, los cuales pueden transferir una

parte del stream de datos, individualmente adaptada a su calidad.

Utilizando información de mediciones hechas en canales outdoor entre estacio-

nes transformadoras y la conexión domiciliaria [6], se llega a la conclusión que

por arriba de los 10 MHz el incremento de velocidad solo se logra en el 40 %

de los enlaces involucrados en la medición.

Solamente un 20 % de la totalidad de los enlaces puede mejorar su velocidad

en un 25 % de la obtenida en frecuencias mayores a los 10 MHz.

Esto nos conduce a la conclusión que la frecuencia de 10 MHz es la separación

de los rangos de frecuencias asignados a outdoor e indoor, todo las frecuen-

cias menores a 10 MHz son destinadas a outdoor y las mayores a indoor.

Como conclusión se ve que en algunos enlaces outdoor con una buena rela-

ción señal a ruido, S/N de 40 a 20 dB, se puede alcanzar velocidades reales de

100 Mbps en enlaces de 100 m hasta 300 m y velocidades de 5 Mbps en enla-

ces de 300 m o más, donde la relación S/N decae y se necesitan aplicar es-

quemas de modulación que mejoren la adaptación a las condiciones presente

en esta situación.

En el caso de los PLC indoor, donde la relación S/R está en el orden de los 60

dB, se puede alcanzar velocidades teóricas superiores a 200 Mbps, pero utili-

zando esquemas de modulación como QAM o QPSK, que permite por la codifi-

cación que conlleva cada método una mayor explotación de la capacidad del

canal.



COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

Una de las mayores incertidumbres que rodean a esta tecnología, es si real-

mente logrará una convivencia armoniosa entre ella y las emisiones de radio

amateur o radio difusión de onda corta y aún con sistemas PLC en sus cer-

canías.

Cuando se usa la red eléctrica para servicios de telecomunicaciones, se debe

tener en cuenta que ella representa una estructura electromagnéticamente

abierta, insuficientemente protegida contra la emisión o recepción de señales

en alta frecuencia. De esta manera la transmisión de señales puede afectar a

sistemas en redes próximas y diferentes servicios inalámbricos vía los campos

radiados.

Por lo expuesto se llama Compatibilidad Electromagnética a la coexistencia

de diferentes sistemas PLC en las proximidades y la coexistencia de servicios

inalámbricos.

La compatibilidad electromagnética de servicios de radio y sistemas PLC es

básicamente bidireccional, ya que los campos electromagnéticos de los servi-

cios de radio inducen tensiones o corrientes en la rede de distribución, dado

que las líneas no malladas actúan como antenas, y las señales de PLC irradian

campos los cuales pueden inhibir a los radios receptores.

Mientras los sistemas PLC deben evitar las interferencias de radio, estos deben

limitar la radiación en frecuencias que han sido asignadas con anterioridad y

deben permanecer inalterables.



Haciendo un análisis del espectro de frecuencias hasta 30 MHz, en la figura 30,

se ve que solo quedan algunos anchos de banda muy pequeños y dispersos en

el espectro analizado. No podemos tomar como definitivo esta distribución ya

que hay servicios que pueden usar estas frecuencias en otras partes del mun-

do.

El poder asignar en forma permanente estos intervalos de frecuencias a PLC

permitiría incrementar la potencia transmitida y la utilización de esquemas de

modulación de multiportadoras, OFDM, permitiría hacer más eficientes los in-

tervalos de frecuencias comentados.

Pero como se dijo no todos los intervalos están libres y para lograr que puedan

ser usados se debería pedir que sedan sus derechos aquellos que poseen las

asignaciones correspondientes, lo cual sería muy lento y de costo muy alto.



El uso de solo los intervalos mencionados sería prácticamente imposible, ya

que la densidad espectral en las cercanías de los flancos debe decrecer drásti-

camente para no perturbar los otros servicios y aún usando OFDM se perde-

rían varios subcanales con el agregado de complejos filtros para eliminar las in-

terferencias.

Otra posible forma de lograr una compatibilidad electromagnética entre PLC y

los servicios inalámbricos es limitando los niveles de radiación desde los siste-

mas PLC.

Así, en Alemania en 1999 el RegTP [23], a través de NB30, sugirió una limita-

ción en la emisión que va de 40 dBµV/m (≡ 100 µV/m) a 1 MHz cayendo a 27

dBµV/m (≡ 22,3 µV/m) a 30 MHz. Para frecuencias por arriba de estas y hasta

1 GHz se mantiene los niveles de 27 dBµV/m.

Estas limitaciones cambian en distintos países. Por ejemplo en el Reino Unido

durante pruebas de la tecnología PLC se presentaron problemas severos de in-

terferencias que hizo que por un lado la BBC hiciese una propuesta y los orga-

nismos reguladores impongan limitaciones menos severas que la anterior a tra-

vés de la norma MPT 1570.

Pero estos niveles están 20 dB por debajo de la norma alemana, tanto que las

redes de telefonía y redes de computadoras no cumplirían con los niveles de

campo eléctrico reglamentados, lo que implica desalentar la industria y compa-

ñías interesadas en PLC, podríamos decir que es una regulación “asesina” pa-

ra PLC.

En EEUU con la norma Part 15 de la Federal Communications Commission

(FCC) [20], que trata de ajustarse a los estándares internacionales del Interna-



tional Special Committee on Radio Interference (CISPR) como el CISPR 22

[24], establecido niveles que están por arriba de Alemania, lo que permitirá al-

canzar mayores velocidades.

Como se puede ver en la figura 31, hay una propuesta noruega la cual es más

exigente que la inglesa y también la norma EN 55022 de CENELEC [25], la

cual es más permisiva que las anteriores.

Se observa que las limitaciones impuestas por la FCC son las más convenien-

tes para el desarrollo de los sistemas PLC, además la norma Part 15 es modifi-

cada en el año 2000 por la FCC por lo se interpreto que se favorecía a PLC.

Debido a las interferencias que esto provocó e impulsado por la asociación de

radios aficionados, ARRL [19], esta se vuelve a modificar en el año 2004, pero



no se alteran los límites impuestos, sino que se publican frecuencias prohibi-

das, se obliga a una certificación de los fabricantes además de los equipos es-

pecificando especialmente la frecuencia de operación, se crea una base de da-

tos con el operador del sistema PLC y un responsable, que es quien será el

encargado de solucionar la interferencia provocada y de no solucionarse apa-

gar el equipamiento PLC, todo esto sin intervención de la FCC

Generalmente la intensidad electromagnética decrece con el incremento de la

distancia de las líneas que transportan señal.

La coexistencia de equipos PLC y servicios de radio implica mantener la inten-

sidad del campo causado por PLC tan bajo que permita recibir el servicio de-

seado en cualquier lugar sin interferencias.

De este modo dos aspectos que también deben tenerse en cuenta para la de-

terminación de los niveles de transmisión en PLC son el rango de frecuencia y

la ubicación de los receptores de radio que posiblemente se interfiera.

Ya que la distancia determina los niveles de intensidad de un campo radiado li-

nealmente, esta dependencia pude ser cuantificada por un “factor de acopla-

miento simétrico o asimétrico” K (f,d).

Así se lo menciona en los reportes técnicos del ETSI, específicamente en el

reporte técnico TR 102 175 V1.1.1 (2003-03) “Channel characterization and

measurement methods” [26] y en TR 102 324 V1.1.1 (2004-05) “Radiated

emissions' characteristics and measurement method of state of the art

PowerLine communication networks”.



Se especifica que para determinar el campo magnético radiado se deberán

hacer una medición en cada una de las direcciones ortogonales X, Y y Z. Esto

nos permitirá determinar un campo magnético por medio de la siguiente ecua-

ción [27]

222ZYXeff HHHH ++= Ecuación 37

Medido en A/m.

Los equipos que se utilicen para la transmisión de la señal deberán permitir la

regulación del nivel de señal que se aplicaá a las líneas PowerLine, no por los

niveles de la misma sino por los niveles de radiación.

Este factor debe en principio ser determinada para cada configuración separa-

damente, por ejemplo la red domiciliaria o indoor.

Dado que los valores de K(f,d) son conocidos para ciertas geometrías, es posi-

ble calcular el campo radiado para señales arbitrarias.



Tales resultados permitirán comparar mediciones para diferentes señales.

K(f,d) puede ser considerado como una función de transferencia entre las seña-

les de entrada a las líneas y los campos radiados como salida, incluyendo en

esta función de transferencia el impacto de todos los parámetros que deben te-

nerse en cuenta.

Para señales sinusoidales continuas se utilizará un generador que permitirá ba-

rrer el rango de frecuencia de interés y se medirá el campo radiado por medio

de una antena loop.

Con esta antena se determina la intensidad del campo magnético. Esto tam-

bién es implementado en la norma EN 55022 [25] y EN 55011 [29] de CENE-

LEC, para medir las emisiones electromagnéticas producidas por equipos de

transmisión de datos.

El campo eléctrico asociado se podrá calcular mediante la impedancia caracte-

rística del espacio libre ZW = 377 Ω, la ecuación siguiente se la conoce como

“Ley de Ohm para campos”:

HZE W= Ecuación 38

Se debe tener en cuenta que la ecuación anterior es correcta para campo leja-

no, o sea medido a más de 1/6 de la longitud de onda de la frecuencia de ope-

ración, por lo tanto una distancias mayores a 1,5 m a la frecuencia de 30 MHz.

Se estable como distancia estándar de medición 3 m de la red de distribución o

red domiciliaria a la antena (Figura 33).



Esto se debe a que en el campo cercano es difícil determinar la compleja rela-

ción de ambos campos, por lo tanto se debe mediar a ambos, y este ser usado

para comparaciones y para definición de límites de radiación.

7

22237720

A

ZYX

U

HHHdfK

++Ω= log),( Ecuación 39

En la figura 34 se puede observar los valores de K (f,d) obtenidos de las medi-

ciones realizadas en una red domiciliaria con las siguientes frecuencias: 4; 7,8

y 11 MHz, asegurándose de no recibir otras señales de manera de obtener re-

sultados claros.

A una distancia de 15 metros se obtuvo un K (f, d) menor de -60 dB (m-1), lo

cual nos permite asumir que K (f, d) = 10-3 /m es una aproximación válida para

muchos escenarios del mundo real.

Con este valor de K se deduce que para un nivel de transmisión Vd. = 1 V en la

línea hay una intensidad de campo eléctrico radiado E = 1 mV/m (≡ 60

dBµV/m), nivel que está dentro de los valores aceptados por algunas regula-

ciones como se indica en la figura 31.



De este modo la magnitud del campo eléctrico se obtendrá por medio de la

formula

LVdfKE ).,(= Ecuación 40

Se podrán conseguir valores menores de K en redes donde se aplique un alto

grado de simetría, lo que permitiría lograr mayores velocidades de transmisión.

Se puede observar que un participante importante en este punto son las regla-

mentaciones de los niveles de campo radiados o niveles aceptables de interfe-

rencias.

De acuerdo con la postura de varios participantes del espectro de frecuencia

afectados; emisoras radiales de onda larga, onda media y onda corta, policías y

militares que utilizan frecuencias de HF, las asociaciones de radios amateurs



que hasta presentan videos con las perturbaciones que provoca los sistemas

PLC; es difícil que se logre mejorar los niveles de emisiones que permitan un

desarrollo más intenso de esta tecnología y mejora en las velocidades de

transmisión.

Esto obligará al desarrollo de técnicas más complejas para poder cumplir con

los requisitos del mercado.

Por lo expuesto, para poder reducir las radiaciones se deberá tener en cuenta:

Inserción de barreras para prevenir la propagación de las señales PLC a

direcciones no deseadas.

Modificaciones de la red por el rechazo de modo común.

Acoplamiento simétrico de la señal.

Para cumplir con la primera consigna se deberá aplicar lo visto en el punto

Acoplamiento de señal, la posibilidad de colocar filtros (capacitores), que eli-

minen la propagación de señales a cables de fase de la red por donde no era

necesario que viajara señal y también no tener la posibilidad que haya una

cancelación por los voltajes de señal diferencial.

Otra alternativa sería la posibilidad de mallar o trenzar los cables de la red de

distribución o red domiciliaria para aprovechar la cancelación de las tensiones

diferenciales, pero estos deberían ser muy trenzados y por el tamaño de los

mismos es imposible. Además implicaría perder una de las mayores ventajas

que tiene esta tecnología ya que debería cablearse la totalidad de la red y

además el costo no lo justificarías.



Por lo tanto la posibilidad de evitar radiaciones es por medio del acoplamiento

simétrico de la señal a transmitir, evitar las tensiones de modo común en la red

y por supuesto la disminución de los niveles de señal a transmitir si fuese ne-

cesario.

Se analizan a continuación posibilidades de acoplar señales en forma simétrica

tanto en PLC outdoor e indoor.

Hay que tener en cuenta que la mayor parte de la energía acoplada es deriva-

da a direcciones o cables no deseada y tratar de acoplar la señal lo más simé-

trico que se pueda de manera de evitar la conversión de tensiones diferenciales

a tensiones de modo común.

En el figura siguiente se puede ver la forma de acoplar la señal en una sistema

outdoor, donde se colocan los capacitores que actúan como corto circuitos para

la RF, permitiendo además eliminar los ruidos que sean sumados por el com-

portamiento de antena que hacen estos conductores.



Además se colocan dos bobinas de 10 µH en las fases que llevan la señal para

atenuar las señales acopladas. La impedancia del modem es adaptada a la im-

pedancia de la red a través del balun para lograr la mayor adaptación de señal.

El crosstalk, debido a la falta de simetría con la distancia del cable, se hace

despreciable a cierta distancia debido a la propia atenuación del cable.

El problema se presenta con el tamaño de la bobina y los materiales magnéti-

cos para los núcleos que necesitan las bobinas, ya que deberán soportar co-

rrientes de 100 A, lo que complica la saturación del material.

Se está trabajando en la solución para este problema, que permitiría una mayor

aislación, permitiendo alcanzar mayores velocidades al tener menor emisión en

la red.



Algo similar se pude hacer en la conexión del sistema outdoor al indoor. La

construcción de los inductores es menos exigente ya que deberán soportar

menores corrientes.

Nuevamente encontramos los capacitores que están conectados al cable de

tierra. Esta disposición permitiría terminar la red de distribución en forma clara y

segura, evitando que perturbaciones de la red domiciliaria se hagan presentes

en la primera.

Si se conectara el sistema outdoor a otro sistema indoor, señales del sistema

domiciliario podrían viajar por la red de distribución provocando perturbaciones

o interferencias con otros sistemas indoor u outdoor. Para evitar esto se vincu-

lan los módems por un enlace de fibra óptica (gateway en la figura 36) que

permitiría la independencia electromagnética de ambos módems.

Como se pude observar en la figura 37 hay una bobina LC del lado de la red

domiciliaria del orden de los 3 a 5 µH en el neutro, de manera de evitar que lle-

guen a la red de distribución las señales del sistema indoor, siendo la bobina

de fácil construcción ya que no necesita usar materiales magnéticos debido a

los bajos valores necesarios para frecuencias por arriba de 10 MHz.

Pero del lado de la red domiciliaria se usan para el acoplamiento de la señal el

conductor de neutro (N) y la protección de tierra (PE) que se encuentran en to-

dos los tomas de una casa o edificio, no así las fases que pueden cambiar de

piso en piso.

Esto también evita que haya una gran radiación de campo debido a la asimetría

que existe entre el neutro y un conductor de fase, evitando la propagación de

modo común, aún para señales de baja amplitud.



En este esquema se configura las fases y el conductor de tierra en un mismo

plano de tierra para las señales del sistema PLC y alimentando la señal en el

conductor de neutro contra este plano de tierra.

Aquí se repite la bobina de desacople de la figura 36, solo que se coloca des-

pués del medidor y los dispositivos contra fallas de la red domiciliaría.

Se puede observar un capacitor CC de unos nanofaradios, en el conductor N

para evitar la propagación de señales de la red externa a la red interna y evitar

también que puedan viajar por conductores no deseados.

También los capacitores CCi entre fases y PE, destinados a mantener un mismo

plano para las altas frecuencias. El uso del conductor N y PE tiene ventajas

tanto desde el punto de vista de la transmisión como de la compatibilidad elec-

tromagnética:



Los conductores N y PE tienen el mismo potencial, ya que ambos están

conectados al punto de tierra de la instalación domiciliaria, lo que hace el

nivel de ruido entre conductores, debido a la operación de los artefactos

domiciliarios, generalmente bajo.

Ambos cables corren paralelos por prácticamente la totalidad de la red, lo

que permite tener una alta simetría, lo que beneficia la compatibilidad

electromagnética al permitir la propagación en modo diferencial, llevando

también la mejora del nivel de señal a transmitir y mejorar el nivel de inter-

ferencia.

Conversión del modo diferencial al modo común puede tener lugar pero

en distancias alejadas del punto de alimentación, donde las señales están

muy atenuadas, lo que determina un factor de acoplamiento muy pequeño

y con ello niveles de campo radiado muy bajo.

ESQUEMA DE MODULACIÓN

Las redes de distribución están expuestas a grandes niveles de ruido y a una

amplia variedad de ellos. Si el ruido resulta mayor que el nivel de señal en la

red, la misma no puede ser recuperada correctamente y se pierde. Por ello no

son apropiados esquemas simples de modulación como ASK.

En el caso de FSK o BPSK, su baja tasa de transferencia no los hacen muy úti-

les en altas velocidades de transmisión, con el agravante que ruidos en la fre-

cuencia de trabajo perturbarían la recepción de la información, sin posibilidad

de poder cambiar la frecuencia.

En la red existen, aunque no frecuentemente, perturbaciones que provocan

cambios en la forma de la señal portadora modulada, en especial en caso de



BPSK hacen que los cambios de fase no sean detectados perjudicando la re-

cepción de la señal.

Como métodos de modulación interesantes para aplicar en medios ruidosos

como la redes de distribución y domiciliaria, son Ensanchamiento del Espectro

tanto en Salto de Frecuencia (Frecuency Hopping Spread Spectrum, FHSS) o

por Secuencias Directa (Direct Secuens Spread Spectrum, DSSS) y Multi-

plexación por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM).

En la tecnología FHSS aparte de lo descripto en wireless 802.11, se utiliza otra

forma de modulación que consiste en la elección de por lo menos cinco fre-

cuencias, que permitirán tener 32 combinaciones diferentes para transmitir la

información deseada.

Se elige una de ellas para el bit uno y otra distinta para el bit cero. Esto permite

tener una alta inmunidad al ruido de banda angosta ya que afectaría una o dos

frecuencias de las transmitidas y permitiría todavía la elección de la condición

transmitida por mayoría (tres de cinco).

En el caso de DSSS el tiempo de bit se subdivide en m intervalos cortos llama-

dos chip, los cuales pueden ser de 64 o 128 chip por bit. A cada estación se le

asigna un código de m bits, llamado secuencia de chip, de modo que al trans-

mitir un bit uno se transmite su secuencia de chip y para transmitir un bit cero

se envía el complemento de la secuencia de chip.

Por lo tanto al querer transmitir x bps se transmitirá xm chip/seg , lo que impli-

ca incrementar el ancho de banda en un factor de m, de este modo se está

haciendo una codificación de espectro expandido o disperso.



La secuencia de chips en su forma directa o complementaria modulará en fase

una portadora que al llegar al receptor se demodulará, obteniendo una señal

que será la suma lineal de todas aquellas estaciones que transmitieron junto

con la deseada.

Se realizará el producto de la suma y la secuencia de chips local. El resultado

será igual a cero con todas las secuencias distintas a la propia, se dice que no

están correlacionadas, y uno con la secuencia propia, pudiendo de esta mane-

ra recuperar la información original.

Desafortunadamente las principales ventajas de DSSS no pueden ser aplica-

das en PLC por la falta de un gran espectro de frecuencia contiguo.

Aparte para DSSS hay un aspecto extra que debe ser tenido en cuenta y es

que el canal de PowerLine no tiene una característica de transmisión plana en

todo el ancho de banda asignado, por lo que encontramos efectos pasa bajos y

pérdidas de señal en frecuencias selectivas.

La alternativa de modulación es OFDM, que resulta el esquema de modulación

más óptimo para PLC tanto en las condiciones presentes y futuras.

OFDM es una técnica bien probada en aplicaciones como DAB (Digital Audio

Broadcasting) y en ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line) y es el candida-

to para las tecnologías que viene como DVB (Digital Video Broadcasting). Esta

técnica está muy relacionada con frequency hopping (FH), presenta fortalezas

frente a varias clases de interferencias y permite múltiples accesos.

En OFDM el espectro de frecuencia disponible (Bt) es segmentado en numero-

sos subcanales angostos. Un stream de datos es transmitido por multiplexación

de frecuencia usando N portadoras con las frecuencias f1, f2, ... fN en paralelo.



Se muestra en la figura 38 los subcanales donde cada una tendrá un ancho de

banda igual a:

∆f = N

Bt Ecuación 41

Al ser los subcanales de banda angosta se justifica la suposición de que la ate-

nuación y el retardo de grupo son constantes en cada uno de los canales.

De esta manera las ecualizaciones no son complicadas ya que evitan condicio-

nes extremas como por ejemplo atenuación de alta frecuencia, interferencias

de banda angosta y desvanecimiento selectivo debido a multicamino Esto es

una gran ventaja de las técnicas multiportadora frente a las técnicas de porta-

doras simples.

Una señal típica de OFDM en el dominio del tiempo puede ser descripta como

sigue:

Sof (t) = A. rect ∑

⋅

∆⋅

+−+⋅

=

N

itf

Nifsen

Tt

10

21

2π Ecuación 42



De donde se nota un mínimo de espaciamiento de frecuencia igual a f∆ = 1 / T,

donde T es la duración de la forma de onda.

Esta ecuación describe un paquete de frecuencias en el rango

f0 - [(N-1)/2]. ∆f = f0 -(Bt - ∆f ) / 2 hasta f0 + [(N-1)/ 2 ]. ∆f = f0 + (Bt - ∆f ) / 2

La figura siguiente, figura 39, ilustra la condición espectral para N= 7.

Se consigue una excelente utilización del espectro, permitiendo alcanzar altas

velocidades de transmisión en PLC, al poseer este último una característica de

pasa bajo y a la vez un efecto de filtro limitador del rango de frecuencia utiliza-

ble.

En un sistema de frequency hopping la información está contenida en la se-

cuencia de frecuencias.



Las frecuencias son transmitidas secuencialmente, en cambio en OFDM la dife-

rencia sustancial es que cada portadora es modulada con una parte del paque-

te de datos a transmitir y que un gran número de portadoras, por lo general

cientos de ellas, son transmitidas en paralelo.

La señal transmitida será la suma de muchas portadoras moduladas.

La sintaxis de una señal OFDM puede ser realizada por la Inversa de la Trans-

formada Discreta de Fourier (ITDF) y en el receptor se hará la operación com-

plementaria llamada la Transformada Discreta de Fourier (TDF). Las ecuacio-

nes siguientes describen el procedimiento para una velocidad de muestreo 1/Ts

kN

inj

s

Nns e

NTn

SN

kTs....

).()(π21

01 −

=Σ= con k=0....,N-1 Ecuación 43

kNn

j

sNk

sekTs

NTn

S...

).()(π21

0

-−=Σ= con n=0,...,N-1 Ecuación 44



La ecuación 43 representa la Inversa de la Transformada Discreta de Fourier

(ITDF), la señal s(k) que es transferida al transmisor, que corresponde a una

onda de duración T= NTs.

En el receptor la señal s(k), con N muestras de valor discreto, es procesada por

medio de la ecuación 43, la Transformada Discreta de Fourier (TDF), el resul-

tado corresponde al espectro S(n), conteniendo la información de fase y ampli-

tud para la detección de los datos.

Las ecuaciones anteriores solo difieren, salvo el factor 1/N, en el signo de la

parte imaginaria para el caso de la TDF, lo que permite aplicar un algoritmo

matemático que luego de la sumatoria se cambiará el signo para la parte ima-

ginaria.

Este procedimiento matemático es llamado la Transformada Rápida de Fourier

(FFT, por sus siglas en inglés) y la Inversa de la Transformada Rápida de Fou-

rier (IFFT, por sus siglas en inglés).

Como se menciono anteriormente, cada una de las portadoras en un sistema

OFDM transporta parte del stream de datos, sin embargo los datos no necesi-

tan ser igualmente distribuidos sobre las portadoras ni utilizar igual esquema de

modulación.



Considerables ventajas se pueden obtener de lo mencionado anteriormente si

se tiene el suficiente conocimiento de las propiedades del canal. Si ciertas par-

tes de la banda de transmisión tienen baja atenuación y bajos niveles de inter-

ferencia, las portadoras en ese rango pueden ser moduladas con esquemas

complejos de modulación como QAM.

En otras partes, donde los valores de la relación señal a ruido sean menores a

la esperada se podrá utilizar BPSK o un método similar.

En las porciones o secciones de extremadamente baja relación señal a ruido

pueden ser anuladas de la Transformada de Fourier al igualar a cero el coefi-

ciente correspondiente.

Es necesario destacar que tanto la IFFT como FFT insumen una gran cantidad

de procesamiento y que deben ser realizadas en un tiempo menor a la duración

de la forma de onda, T.



Por lo tanto deben utilizarse modernos procesadores de señales digitales que

además permitirían mejorar la velocidad de transmisión.

OFDM resuelve un problema que no ha sido mencionado hasta el momento

que es la interferencia ínter símbolo causada por el amplio retardo de multica-

minos. Esto es que una señal deseada y una o más copias demoradas arriban

al receptor.

Es importante la elección de la duración del símbolo, ya que si este es muy pe-

queño, supongamos BPSK a 1 Mbps tiene un ancho de símbolo de 1 µs, lo que

implica que el receptor al recibir dos señales algo demorada ya no podrá dis-

criminar entre ellas.

OFDM emplea esta aproximación para combatir el multicamino, por ejemplo

con duración de símbolos de 1 ms, solo pequeñas porciones pueden ser afec-

tadas por el efecto del retardo el cual esta en el orden de 1 µs.

Para velocidades de transmisión mayores, el ancho del símbolo puede ser de

100 µs, aún sigue siendo buen rechazo de ínter símbolo.

Ya que la eficiencia del ancho de banda debe ser considerada en forma espe-

cial para las altas velocidad, OFDM es el candidato ideal en PLC.

Esto es porque si cierta porción del ancho de banda se pierde por interferencia

o desvanecimiento, OFDM está habilitado para omitir las correspondientes por-

tadoras y continuar trabajando libre de error.



Algunas investigaciones han revelado que OFDM está habilitado para ser usa-

do en canales con una alta distorsión donde generalmente esquemas de modu-

lación comparable fallan.

Esto puede ser por repetidas transmisiones de la información en diferentes

subcanales; y a pesar de disminuir la velocidad de datos, puede trabajar en

condiciones extremas garantizando un 100 % los resultados en especial en

PLC.

Por último HomePlug, el consorcio OPERA, DS2 entre otros han elegido a

OFDM como la tecnología base para redes PowerLine de alta velocidad.

Resumiendo las ventajas son Muy bueno en la reducción de los efectos de la dispersión del tiempo.

Muy bueno en la reducción de los efectos de las interferencias de las

bandas angostas.

Tiene alta eficiencia de Ancho de Banda.

Es escalable a altas tasas de datos.

Es flexible y adaptativo según la modulación, tasas de datos y carga de

bits.

Tiene una excelente respuesta a la Interferencia Inter Símbolos o Portado

ras. (ICI).

No necesita ecualización del canal.

No requiere el enganche en fase de los osciladores.

CAPA DE ENLACE O MAC.

TECNOLOGÍA MAC EN PLC.



El propósito de la capa de acceso al medio (MAC) es transferir datos entre la

capa física y la subcapa LLC o la capa de Red.

Dado que la red eléctrica es una red de tipo “compartida”, se requiere una or-

ganización del acceso al medio en esta capa.

No existe aún una estandarización en la capa MAC utilizada por los distintos

fabricantes u organizaciones que cooperan en la formación de estándares para

PLC. Así es el caso de Homeplug PowerLine Alliance, que para outdoor o BPL

no ha defino un estándar y se espera que lo haga para este año.

En el caso de indoor ha establecido como estándar para la transmisión de da-

tos de alta velocidad sobre redes eléctricas domiciliaria donde sugiere el uso de

CSMA/CA (Carrier Sense Multiple Access / Collision Avoidance) como protoco-

lo de capa MAC.

Dado que PLC se encuentra sujeta a un mayor nivel de ruido que Ethernet, re-

sulta conveniente aplicar “collision avoidance” en lugar de “collision detection”

(ya que este último asume que cada nodo puede escuchar a todos los demás

nodos).

Otra alternativa que se piensa que puede ser la técnica más acorde para PLC

es CDMA (Code Division Multiple Access), por su fortaleza ante ruidos y seña-

les no deseadas.

Este permite que una estación transmita todo el tiempo a través de todo el es-

pectro de frecuencia. Se utiliza teoría de codificación para separar múltiples

transmisiones simultáneas.



En esta técnica de acceso al medio no se necesita coordinación global o sin-

cronismo. Se supone que las tramas que colisionan no son distorsionadas sino

que se agregan múltiples señales en forma lineal.

También se está propiciando el uso de paso de testigo como acceso al medio,

lo que les permitiría poder establecer calidad de servicio al transformar las re-

des en determinísticas en lugar de probabilísticas que es el resultado de aplicar

CSMA.

Algunos fabricantes desarrollan técnicas propias de acceso al medio tal como

DS2 [13] y Plus Net de Maint.net [14] que utiliza la técnica de repetición inteli-

gente que ayudado con la atenuación de la red de distribución les permite for-

mar celdas donde pueden trabajar distintos sistemas PLC. Las unidades utili-

zan protocolos punto-multipunto de desarrollo propio, lo que hace que el usua-

rio final vea un sistema IP totalmente transparente.

Finalmente se debe destacar que actualmente no hay un protocolo de capa de

enlace o MAC y esto se ve reflejado en el estándar del ETSI, ETSI 102 249

V1.1.1 (2005-06) que en su cláusula 6 indica que la capa MAC debe cumplir

con las facilidades comunes de la 802; delimitador de frame, identificación de

origen y destino, control de acceso al medio de transmisión, etc.; lo cual es la

condición básica para acceder al medio pero no define ningún protocolo es es-

pecial.

Similar es el caso del Consorcio OPERA (Open PLC European Research

Alliance) [30] que propone un protocolo punto multipunto basado en un sistema

TDMA, con un administrador de la red, utilizando para tal fin la técnica TDD (

Time Division Duplex) o FDD (Frequency Division Duplex), como propone en su

estándar OPERA D47 [33].



El primero comparte el canal fundamentalmente en sistemas de transferencia

de información asimétrica y el segundo, que comparte el canal en frecuencias

establecidas, es especial para transferencias simétricas.

Estas técnicas permitirían manejar los distintos tipos de calidad de servicios

que propone OPERA.

Hoy en día HomePlug en su estándar HP 1.0 se utilizan el esquema de modu-

lación OFDM con un total de 84 portadoras en el rango de frecuencias de 4,5

MHz a 21 MHz, debido a la necesidad de dejar un canal de separación en la

banda de frecuencia mencionada solo quedan disponibles 76 portadoras y en

ellas se utiliza modulación diferencial PSK como se indica en la Tabla 3.

ROBO (Robust OFDM ) es un esquema de modulación desarrollado por

HomePlug con repetición de los bits de información en cada símbolo OFDM,

básicamente para cierto tipo de información como paquetes broadcast, que no

pueden ser transmitidos con la modulación elegida para cada integrante de la

red

Este estándar también establece como protocolo de capa de enlace la utiliza-

ción de CSMA/CA . Allí se establece que la ocupación del medio puede deter-



minarse por dos formas: detección de portadora en el medio (PCS) que se

hace a nivel de capa física o por medio del censado virtual de portadora (VCS)

que es informado en el encabezado de la trama y que es procesado a nivel de

capa de enlace. Esto permite que se emitan ráfagas de datos de un componen-

te de la red hasta terminar la totalidad de los datos a transmitir.

Este estándar establece un mecanismo de prioridad que cumplen con la norma

802.1Q, VLAN tags, donde los frame marcados o con “tag” que informan el ni-

vel de prioridad establecido para el medio.

Ello obliga a un período de resolución de la prioridad que sucede luego de ob-

tener la respuesta de que el frame con datos se recibió sin errores y no es ne-

cesario su retransmisión.

En ese momento hay dos períodos de competencia donde en el primero compi-

ten los de mayor nivel y luego los dos niveles inferiores. Esto permite que tráfi-

co de mayor nivel o prioridad pueda interrumpir ráfagas de tráfico de nivel infe-

rior. De esta forma se puede establecer una alta calidad de servicio (QoS) al

tráfico que necesita baja latencia como la voz o video.

MARCO REGULATORIO y ESTANDARIZACIÓN

En el ámbito de los sistemas de PLC, como se ha descripto en algunos de los

puntos detallados anteriormente, aún no se ha logrado establecer un estándar,

y hay varias organizaciones como hemos visto que trabajan en la actualidad a

fin de lograr esto.



Las más significativas de ellas son: PLC-Forum, The OPERA Consortium, Eu-

ropean Telecommunications Standards Institute (ETSI), European Com-

mittee for Electrotechnical Standardization ( CENELEC), HomePlug y por

Norte América el grupo de trabajo P 1901 de la IEEE [11], United Power Line

Council (UPLC) [9] y Power Line Communications Association (PLCA) [12].

En el ámbito de instalaciones indoor, si existen ya dos estándar sobre el cual

las demás organizaciones están tratando de basarse para la normalización de

instalaciones outdoor. Estos estándares han sido desarrollados y difundidos por

HomePlug PowerLine Alliance, y que han sido llamados HP 1.0 [31] y HPAV

[32].

Estos estándares permiten alcanzar velocidades de 10 Mbps según el esque-

ma de modulación que se utilice. En HPAV se estima alcanzar los 200 Mbps

con esquemas similares a HP 1.0, pero con mayor número de portadoras en

OFDM como se mencionó en el punto anterior.

Con respecto a los aspectos regulatorios que afectan al PLC se puede destacar

la necesidad de establecer los niveles de emisión electromagnética para com-

patibilizar con los servicios ya existentes.

Se podía resumir esta situación como “el último que llega, en este caso el PLC,

no debe interferir con ninguno de los servicios existentes (radiodifusión y radio

afición), y debe cuidarse que las interferencias de estos servicios no le afec-

ten”. Así es como está expresado en la reglamentación Parte 15 de la FCC de

Estados Unidos de Norte América.

En nuestro país la Comisión Nacional de Comunicaciones sería la encargada

de reglamentar los niveles de emisión y quien debe fijar las frecuencias de ope-

ración tanto para el servicio outdoor como indoor.



Hasta el momento no se ha podido conseguir que dicha repartición conteste si

hay frecuencias asignadas o cualquier otra información referida al tema.

INFORME DE CAMPO

Ante la imposibilidad de contar con equipamiento para realizar pruebas de

campo de PLC outdoor, se pensó en realizar un estudio del comportamiento de

la redes de distribución de la ciudad de Mendoza y la posibilidad de hacer una

evaluación de las experiencias que había realizado EDENOR sobre este tema.

Para tal fin se pensó en primer término en el estudio de armónicas de la fre-

cuencia de 50 Hz, en perturbaciones provocadas por los artefactos domicilia-

rios, los transitorios generalmente asociados a maniobras sobre la red eléctrica,

arranques de grandes cargas, desconexiones, el estudio del flicker, que es la

variación de la amplitud de tensión y que se observa en la variación del brillo de

las lámparas incandescentes, y tratar de ver su influencia en el funcionamiento

de los equipos PLC.

A tal fin se concurre a la empresa de distribución local, EDEMSA, para solicitar

algún tipo de análisis de la red en comportamiento de armónicos y cualquier

otro análisis que permita obtener una conclusión de la calidad de la red de dis-

tribución.

Muchos de los factores que se solicitaron como flicker, perturbaciones por arte-

factos domiciliarios, etc., no son medidos en la actualidad ya que el ente regu-

lar provincial no exige, por el momento, su medición para determinar la calidad

de los servicios que se prestan a nivel de las redes de distribución.



Solo se pudo conseguir un estudio de armónicas de 50 Hz, que se realizó en

un edificio de la administración pública donde hay una gran cantidad de ele-

mentos informáticos en especial monitores y dispositivos con fuentes conmuta-

das, que generan una alta cantidad de perturbaciones y armónicos, motores,

iluminación con una gran cantidad de balastros y arrancadores y algunos arte-

factos domiciliarios como cafeteras, microondas, etc.

A continuación se hace una pequeña reseña de las armónicas que se pueden

hacer presentes en la red de distribución y los causantes de ellas.

ANÁLISIS DE ARMÓNICAS

Los armónicos son corrientes o tensiones cuyas frecuencias son múltiplos ente-

ros de la frecuencia fundamental de la alimentación y cuya amplitud es inver-

samente proporcional al orden del armónico.

Por ejemplo si la frecuencia fundamental es de 50 Hz, la segunda armónica se-

rá de 100 Hz, la tercera de 150 Hz, etc.

Las armónicas son originadas por cargas no lineales que absorben corriente en

impulsos bruscos, a diferencia de hacerlo suavemente en forma sinusoidal,

como lo haría una carga resistiva pura.

Estos impulsos crean ondas de corriente distorsionadas que originan a su vez

corrientes de armónicas de retorno hacia otras partes del sistema de distribu-

ción eléctrica.



Este fenómeno se manifiesta especialmente en los equipos provistos de fuen-

tes de alimentación de entrada con condensadores y diodos, por ejemplo,

computadores, impresoras y material electromédico.

Las causas eléctricas del fenómeno son que la tensión alterna de entrada, una

vez rectificada por los diodos, se utiliza para cargar un condensador de gran

capacidad.

Después de un semiperíodo, el condensador se carga al valor pico de voltaje

de la onda sinusoidal, por ejemplo a 332 V en una línea de alterna a 230 V.

Entonces el equipo electrónico absorbe corriente de esta tensión continua para

alimentar al resto del circuito.

ARMÓNICOS DE CORRIENTE

Un equipo puede alcanzar corriente hasta un mínimo regulado. Normalmente,

antes que se alcance este límite el condensador se recarga hasta el valor de

pico en el siguiente semiperíodo de la onda sinusoidal.

Este proceso se repite una y otra vez. Básicamente, el condensador sólo ab-

sorbe un impulso de corriente durante la cresta de la onda; durante el tiempo

restante de la misma, cuando la tensión es inferior al valor residual del conden-

sador, éste no absorbe corriente.

Normalmente las fuentes de alimentación con condensador y diodos que llevan

incorporados los equipos de oficina son cargas monofásicas no lineales.



En las plantas industriales, por el contrario, las causas más frecuentes de co-

rrientes armónicas son cargas trifásicas no lineales, como motores de accio-

namiento controlados electrónicamente y fuentes de alimentación ininterrumpi-

das (UPS).

ARMÓNICOS DE TENSIÓN

Una red de alimentación puede ser fuente indirecta de armónicas de tensión.

La relación entre la corriente armónica absorbida por cargas no lineales y la

impedancia de fuente del transformador de alimentación se rige por la ley de

Ohm, lo que provoca armónicas de tensión. La impedancia de la fuente la cons-

tituyen el transformador de alimentación y los componentes de la línea.

Todas las cargas que compartan un transformador podrán ser afectadas por las

armónicas de tensión producidas por los distintos componentes del sistema. Se

da la irónica circunstancia de que un computador personal es particularmente

sensible a las armónicas de tensión. El rendimiento de la fuente de alimenta-

ción por condensador y diodos depende críticamente de la magnitud del pico

de la onda de tensión.

Las armónicas de tensión pueden provocar un achatamiento de los máximos

de amplitud de la onda de tensión, reduciendo de ese modo el pico de tensión.

En el peor de los casos puede llegar a “resetearse” el computador a causa de

la falla de alimentación.

En el entorno industrial, los motores de inducción y los condensadores para co-

rrección del factor de potencia también pueden resultar gravemente afectados

por las armónicas de tensión.



Los condensadores de corrección del factor de potencia pueden formar un cir-

cuito resonante con las partes inductivas de un sistema de distribución de co-

rriente. Si la frecuencia resonante es coincidente con la frecuencia de la tensión

armónica, la corriente armónica podrá aumentar considerablemente, sobrecar-

gando los condensadores y quemando los fusibles de éstos. Luego, en caso de

ocurrir esto la falla del condensador desintoniza el circuito y la resonancia

desaparece.

Conductores neutros.

En condiciones normales, con una carga trifásica lineal equilibrada, las compo-

nentes fundamentales de 50 Hz de las corrientes de cada fase se anulan mu-

tuamente en el conductor neutro.

En un sistema de cuatro conductores con cargas no lineales, ciertas armónicas

impares denominadas “triplens” (múltiplos impares de los terceros armónicos:

3º, 9º, 15º, etc.) no se anulan entre sí, sino que se suman en el conductor neu-

tro.

En sistemas con muchas cargas monofásicas no lineales, la corriente del neu-

tro puede llegar a superar el valor de las corrientes de fase. En este caso, el

peligro es un excesivo calentamiento, al no existir en el conductor neutro nin-

gún interruptor automático que limite la corriente como ocurre en los conducto-

res de las fases.

Una corriente excesiva en el conductor neutro puede provocar también caídas

de tensión superiores a lo normal entre el conductor neutro y tierra en la toma

de corriente a 230 V.



Transformadores

El circuito magnético de los transformadores posee una característica no lineal

a partir del codo de saturación que puede distorsionar las ondas de tensión e

intensidad.

En la práctica, razones económicas suelen imponer trabajar con valores de in-

ducción entrados en el codo de saturación.

Por tanto, la aplicación de una tensión senoidal no producirá excitación senoi-

dal, e inversamente el flujo de intensidades senoidales será acompañado de

tensiones no senoidales entre primario y secundario del transformador.

Los balastros electrónicos, al igual que su contraparte electromagnética, elevan

el voltaje que se aplica al tubo de gas en que se tendrá el arco, para luego al

inicio del arco, limitar la corriente al valor de diseño de la lámpara. Todo esto

por medio de circuitos electrónicos.

El resultado es un gran contenido de armónicas en el circuito de alimentación,

que es suprimido en parte por un pequeño filtro que tienen colocado de fábrica.

El problema que se presenta es cuando en un circuito se tienen gran número

de balastros de este tipo.

Resumiendo, en la tabla 4 se puede observar fuentes de frecuencias armónicas



RESULTADO DE MEDICIONES

Del estudio que se realizado donde se mide la corriente en cada fase, R, S y T,

y en ellas las armónicas en cada una se obtiene el gráfico que se presenta a

continuación.

Se debe destacar que solo se estudia hasta la armónica 15ª, ya que compo-

nentes mayores no tienen importancia en los elementos de la red de distribu-

ción. Estas componentes no son de valores que frecuencias que sean de im-

portancia para las frecuencias de operación de los sistemas PLC outdoor.

Lo que es significativo es la corriente que debe soportar el neutro que será la

suma de las componentes fundamentales y las armónicas, en especial las im-

pares ya que las pares su cancelan entre ellas.

Esto es necesario tenerlo en cuenta para la elección del acoplamiento de la se-

ñal de PLC, ya que en el caso de ser inductivo dichas corrientes pueden produ-

cir saturar con las consecuencias descriptas en la sección “Acoplamiento de

Señal”



A continuación, en la hoja siguiente, se presenta en la tabla 5, solo las medi-

ciones realizadas para la frecuencia fundamental, la 3º y 9º armónico, entre las

14:45 hs. hasta las 11.45 hs. Del día siguiente [36].

En las figuras 42 se muestran gráficamente los resultados de las mediciones

realizadas por EDEMSA, para la 3º armónica en cada fase R, S y T, en un pe-

ríodo mayor al mostrado en la Tabla 5.

En la figura 43 se muestra la corriente total por fase debido a la 3º, 9º y 15º ar-

mónica, en un período comprendido entre las 14:45 hasta las 18:45 hs., con in-

tervalos de una hora.

Tabla 5: Mediciones de corriente fundamental y armó nicas impares





PRUEBAS PLC REALIZADAS POR EDENOR S.A.

En esta firma se realizó pruebas con equipos de distintas marcas de esta tec-

nología, teniendo la totalidad de los mismos conceptos básicos similares como

acceso al medio, división del ancho de banda, acoplamiento, etc.[37]

Se utilizó la subestación que alimenta el edificio de la sede de Comunicaciones

de la empresa (Palermo, Capital Federal), que está distante unos 200 m del

centro de distribución.

Se acopló la señal PLC por acoplamiento capacitivo en todos los casos, ya que

se obtenía mejor rendimiento en ancho de banda que con el acoplamiento in-

ductivo.

Se acoplo la señal entre dos fases sin neutro, dado que las pruebas eran pun-

tuales y que las dos fases llegaban al edificio en cuestión. Esto es un caso par-

ticular ya que en una aplicación masiva la misma potencia se debe repartir en-

tre las tres fases, teniendo retorno por neutro.



Lo hecho en EDENOR S.A. hace que la potencia en el punto de acceso al edi-

ficio sea mayor al esperado en aplicaciones masivas.

Lo mencionado anteriormente también puede haber favorecido la comunicación

ya que la distancia que separa los puntos de acceso de información están se-

parados más de lo esperado para esta tecnología.

Un detalle que resaltaron en el tema del acoplamiento fue que el acoplamiento

de la señal tuvo mejor comportamiento cuando se realizaba lejos de la barra de

seccionamiento, ya que la señal tenia mayor potencia y mejor relación señal a

ruido.

No se pudo determinar la razón de ello pero se estima debido a la mayor impe-

dancia que se encuentra en ese punto por los cambios de secciones y materia-

les.



Los equipos trabajan en el rango de frecuencia de los 3 a los 30 MHz, pudiendo

separar las frecuencias de operación en modos, como se muestra en la figura

46, pudiendo el mismo equipo trabajar en el sistema PLC outdoor como en in-

door.



En la tabla 6 se indica la frecuencia y el ancho de banda de cada modo mos-

trado en el grafico anterior.

El Acceso al Medio, subcapa MAC, de estos equipos se realizaba por medio de

paso de testigo, lo que permitía asignar tiempo de operación a cada estación

que estuviera asociada al administrador de la red. Esta tecnología es Half Du-

plex y posee interfases para Ethernet 10/100, USB, etc.

El poder trabajar en los distintos modos de operación, lo que implica asignar

distintas frecuencias de operación, y estas a su vez trabajar con paso de testi-

go entre sus asociados o sea los modem de cada domicilio, permitiría tener una

amplia red de puestos de trabajo en un mismo centro de distribución o una

misma área de distribución eléctrica, compartiendo el mismo medio de difusión

y la totalidad de la capacidad de transmisión, que se estima en 40 Mbps.

Estos equipos tienen repetidores que permiten ampliar el radio de acción y la

cantidad de equipos asociados, llegando a 1024 direcciones MAC.

Pero estos repetidores trabajan en una sola forma de repetición o FDD, división

de frecuencia, o TDD, división de tiempo, como se comentó anteriormente.

Como se mencionó, el espectro de frecuencia utilizado era de 3 MHz a 30 MHz,

y este era multiplexado por OFDM, que divide el espectro en 1566 portadoras

ortogonales, y la portadora de cada canal era modulada en PSK o QAM.

La cantidad de bits que transportaba cada símbolo dependía de la calidad del

canal o sea de la S/R, teniendo un máximo de 10 bits por símbolos, en QAM, si

el canal no tenía interferencias o ruidos sobre ese canal.



También usa una técnica de modulación desarrollado por Schneider, llamada

HURTO (High-performance Ultra-Redundant Transmission OFDM). Este modo

es usado cuando la SNR es muy baja, enviando dos bits por portadora.

Un ejemplo de esto es que entre el centro de distribución y las oficinas de

EDENOR S.A., se encontraba un negocio de llantas y cubiertas para autos,

donde se hacían recapado de cubiertas y otras tareas afines, utilizando máqui-

nas equipadas con motores que generan un ruido muy intenso entre 3 MHz y

los 6 MHz, impidiendo que en ese rango se pudiera trabajar o en algunos casos

solo se podía utilizar una modulación BPSK o QPSK.

En la figura siguiente se muestra en verde la relación señal a ruido del canal

solo en el modo seleccionado.

En colorado se muestra la cantidad de bits por portadora, el cual es función del

la SNR. Se puede observar que en contadas ocasiones la cantidad de bits su-

peran los 8 bits por símbolo y sí hay una gran cantidad de portadoras con 6 bits

por símbolo.

En este caso se ha elegido el modo 1 para trabajar con los equipos en líneas

de baja tensión.

Se puede observar que la totalidad del ancho de banda no es utilizado debido a

que SNR alcanza valores por debajo de los 10 dB, fijando un límite de opera-

ción en los 9,2 MHz.



El equipo reportaba los canales que estaban habilitados para trabajar y cuál era

la cantidad de bits que soportaba cada canal, permitiendo en el mejor de los

casos velocidades de 6 Mbps, pero teniendo en cuenta que la alimentación de

la señal PLC era a través de dos fases solamente, como se mencionó ante-

riormente.

Un dato importante a tener en cuenta fue que resultaba notoria la baja capaci-

dad de transferencia final por la gran cantidad de cabecera que poseían las

tramas.



Se debe destacar que en este edificio la inyección de señal al edificio se hizo

antes del medidor de energía eléctrica y por lo tanto se desconoce cuál sería el

comportamiento que hubiera tendido si se intercalaba el medidor y las llaves de

protección, como térmicas y disyuntores.

También se comprobó que el comportamiento del modem asociado a la PC de-

pendía del estado de la red domiciliaria, ya que en secciones donde el cablea-

do era muy viejo el comportamiento del modem era muy lento.

Se pudo probar que el modem debía estar conectado directamente a la toma

de la pared, no por medio de prolongadores o las llamada “zapatillas”, ya que

este tipo de conexiones generaba mucho ruido provocando que no funcionara o

que la velocidad fuera extremadamente baja.



Es necesario destacar que también se hicieron pruebas de PLC en líneas de

media tensión, obteniendo resultados excelentes, pudiendo alcanzar velocida-

des de 40 Mbps.

Estas líneas se ven beneficiadas por la falta de ruidos generados por los arte-

factos domiciliarios y otros, ya que, como también se mencionó, los transfor-

madores actúan como filtros para señales procedentes de la las líneas de baja

tensión.

.En el equipo instalado en la línea de media tensión se eligió el modo 7, que

trabaja de los 3 MHz a los 7 MHz, y que es confirmado por la línea de potencia

emitida, línea bordo, que cae abruptamente en los 7 MHz.



Se observa en la figura 50 que se utiliza prácticamente la totalidad del ancho

de banda asignado, ya que la SNR está en el orden de los 40 dB y que la ate-

nuación del canal es en la mayor parte del ancho de banda del orden de los 20

dB, lo que favorece alcanzar mayores velocidades.

En la parte superior de la figura 50 indica que la velocidad de transmisión es la

misma que en el equipo de baja tensión, solo que el ancho de banda es mucho

menor en este caso.

Figura 50: Calidad del canal PLC y capacidad de tra nsmisión en líneas de media tensión

CONCLUSIONES

Luego de analizar las mediciones y pruebas de campo realizadas por EDEMSA

y EDENOR S.A. se pude concluir que esta tecnología podría ser una alternativa



importante para las comunicaciones, dado principalmente por su capilaridad en

baja tensión y su gran potencia en líneas de media tensión.

De las mediciones de armónicos realizados por EDEMSA, se concluye que no

son de importancia para las frecuencias de operación de los sistemas PLC, ya

que en esas frecuencias las mismas son inexistente o de amplitudes despre-

ciables.

Si se debe tener en cuenta que la fundamental y la totalidad de las amónicas

retornan por el neutro, por lo tanto debe ser dimensionado para tal fin y evitar

cortes de alimentación por sobrecarga en las protecciones de la línea.

En el diseño, por lo general no se tiene en cuenta que al circular mayor corrien-

te, de mayores frecuencias también, se genera un aumento de la temperatura

en el cable lo que hace que se modifique la resistencia del mismo, afectando

también a la señal PLC, que es de baja amplitud, para evitar interferencias

electromagnéticas, y que ya está atenuada en su retorno al concentrador PLC.

De las pruebas realizadas por EDENOR S.A. se deduce que esta tecnología

necesita una importante adecuación de la red de distribución para evitar ener-

gía reflejada, ruidos por famoso contactos, adecuación de acometidas, etc.,

que son de gran importancia al momento de poner en servicio los sistemas

PLC.

Esto se vuelve más crítico en redes aéreas, donde los cables son de distintos

materiales, cobre o aluminio, y además se empalman sin mayores dedicacio-

nes.



También será necesario colocar filtros en las acometidas de negocios y/o in-

dustrias, para evitar que perturbaciones de frecuencias en la banda de opera-

ción de los equipos PLC se hagan presente en la red de distribución, perjudi-

cando su operatoria.

Con respecto al futuro de esta tecnología se deberá analizar las mejoras que

presentan otra tecnología que compiten con PLC como ADSL, que mejoran el

ancho de banda ofrecido.

También se deberá tener en cuenta la decisión de empresas de no avanzar con

las pruebas sus redes y la decisión de los fabricantes, caso Schneider, de

abandonar el mercado nacional con sus productos PLC



CAPITULO CAPITULO CAPITULO CAPITULO IIIIIIII

REDES REDES REDES REDES INALÁMBRICASINALÁMBRICASINALÁMBRICASINALÁMBRICAS 802.11 802.11 802.11 802.11



REDES INALÁMBRICAS BAJO NORMA 802.11

PRESENTACIÓN

Las personas han comenzado a incrementar la movilidad en su vida cotidiana,

lo que ha llevado a que aparezcan tecnologías que favorezcan este libre movi-

miento de los usuarios de cualquier tipo de red.

Así los sistemas celulares cada vez dan más servicios en su teléfono celular, la

posibilidad de enviar mensajes, obtener melodías de un servidor, cargar música

en formato MP3 y reproducirla, televisión, acceso a Internet, etc.

Semejante es la necesidad de los usuarios de redes que están cada vez más

ávidos de moverse libremente con todos los beneficios que poseen en la red

cableada. Los usuarios de redes inalámbricas pueden conectarse a redes exis-

tentes y trasladarse libremente a través de ella, sin perder conectividad de las

capas superiores.

Los usuarios pueden trabajar en ambientes cerrados, como oficinas o casa de

familia, o en áreas abiertas, como jardines de universidades o ambientes aleja-

dos de los edificios principales. Todo ello siempre que la señal recibida sea

mucho mayor que el ruido asociado a este tipo de tecnología, pudiendo en

aquellos casos que el medio y la infraestructura lo permita, alcanzar grandes

distancias del orden de unos cuantos kilómetros.

Otra ventaja de esta tecnología es que una vez que se construyó la red inalám-

brica, la instalación de estaciones bases y la colocación de antenas externas, la

incorporación de un usuario más o de cien usuarios no implica más que un



problema de configuración, no debiendo modificar la red existe e invertir en

equipamiento y otros elementos, como las redes tradicionales.

Las redes inalámbricas han logrado una mayor aceptación debido a la posibili-

dad de cubrir zonas donde no se tenía altas velocidades de acceso a Internet

por las limitaciones de ADSL que impone la impedancia del cable.

Las redes inalámbricas usan la propagación de ondas electromagnéticas para

llevar a cabo la transmisión de dato. Los dos medios más utilizados han sido la

luz infrarroja y las ondas de radio.

Los equipos informáticos poseen hoy una buena cantidad de puertos infrarro-

jos, pero su mayor limitación es la escasa área de cobertura y la facilidad con

que es bloqueada por obstáculos como paredes, tabiques, muebles, etc. Ade-

más de no poder usar las mismas en ambientes abiertos por la radiación solar.

Las ondas de radio pueden cubrir amplias zonas de trabajo, aún en espacios

abiertos, y no ser fácilmente obstruidas por obstáculos como en la luz infrarroja.

Esto es lo que ha llevado que todos los productos para redes inalámbricas que

actualmente se comercializan estén basados en la utilización de ondas de ra-

dio, lo que ha llevado a que la IEEE, con su grupo de trabajo 802 haya estan-

darizado esta tecnología con la norma 802.11[1].

La idea de las redes inalámbricas no es reemplazar las redes cableadas o fijas.

Su principal ventaja es que los usuarios pueden desplazarse mientras están

usando la misma.



Se debe acceder a los datos contenidos en servidores y otros equipos de los

nodos informáticos, donde la ubicación de los mismos es irrelevante yestar co-

nectados a redes fijas.

La velocidad de transmisión de las redes inalámbricas está limitada por el an-

cho de banda de la banda de funcionamiento.

Se pueden determinar límites teóricos, pero estos estarán influenciados por la

calidad de la señal la cual se ve afectada por interferencias de otros sistemas,

interferencias por múltiples caminos, zonas de sombra, etc. Esto lleva a que

cada frame deba ser validado para resguardo de pérdidas o errores en un me-

dio no seguro como el de radio.

Otro tema a tener en cuenta en las redes inalámbricas es la seguridad, ya que

la información que viaja por el aire puede ser fácilmente obtenida por personas

ajenas a la red con solo tener un quipo en la misma frecuencia de operación y

una antena apropiada.

En las redes cableadas para acceder a los datos se debe acceder al cable, el

cual puede ser protegido por controles físicos (rack con llaves, salas de equi-

pos con cerraduras, etc.).

Esto no pasa en las redes inalámbricas en donde las ondas de radio pueden

exceder el ámbito de trabajo y estar disponible a personas no autorizadas en la

parte externa de nuestra zona de trabajo.



ESPECTRO y BANDAS DE FRECUENCIA

El propósito de un sistema de comunicaciones inalámbricas es comunicar in-

formación entre dos o más estaciones. Esto se logra convirtiendo la informa-

ción de la fuente original a energía electromagnética y después transmitiendo la

energía a uno o más destinos, en donde se convierte de nuevo a su forma ori-

ginal.

La energía electromagnética está distribuida a través de un rango de frecuen-

cias casi infinito. El espectro de frecuencias electromagnéticas total se extiende

desde las frecuencias subsónicas (unos cuantos Hertz) a los rayos cósmicos,

(1022 Hz).Cada banda de frecuencias tiene una característica única que la hace

diferente de las otras bandas.

El espectro total de la frecuencia electromagnética está dividido en subsectores

o bandas. Cada banda tiene un nombre y límites. En Argentina las asignacio-

nes de frecuencias para la propagación de radio en espacio libre, son asigna-

das por la Comisión Nacional de Comunicaciones (CNC).

Por ejemplo, la banda de radiodifusión de FM comercial se extiende de 88 a

108 MHz.

Las frecuencias de las diversas clases de servicios están constantemente ac-

tualizándose y alterándose, para cubrir las necesidades de comunicaciones.

Sin embargo, la división general del espectro de frecuencia totalmente utilizable

se decide en las Convenciones Internacionales de Telecomunicaciones, las

cuales son realizadas aproximadamente cada 10 años.



El espectro de frecuencia de radio (RF) se divide en bandas de frecuencia más

angostas, las cuales son asignadas con nombres descriptivos y números de

banda.

Las designaciones de banda del Comité Consultivo Internacional de Radio -

CCIR, se detallan en la Tabla 1.

Varias de estas bandas se dividen en diversos tipos de servicios, tales como

microondas, satélites, navegación de barcos, clima, teléfonos móviles, etc.

Existen bandas de frecuencias no licenciadas, en las que trabajan equipos co-

merciales de redes inalámbricas, como las llamadas ISM por la primera letra en

inglés de Industrial, Científico y Médico.



En la Argentina se aplican los mismos criterios en la división del espectro que

en Estados Unidos y Europa, por lo tanto también se han asignado estas ban-

das a los servicios de redes inalámbricas. Las bandas son de 2,4 a 2,5 GHz

llamada la S-Band ISM y 5,725 a 5,875 GHz llamada C-Band ISM.

Estas bandas de frecuencias fueron asignada por la FCC en Estados Unidos y

por la European Radiocommunications Office (ERO) en Europa, para ser utili-

zada en equipamiento destinado a la industria o procesos científicos o equipa-

miento médico.

Quizás el equipo más conocido que trabaja en esta frecuencia es el microon-

das, el cual trabaja en 2,4 GHz, esto se debe a que las ondas electromagnéti-

cas de esta frecuencia son efectivas para cocinar o calentar agua.

Estas bandas son no licenciadas, lo que implica que no debe solicitarse una li-

cencia para operar en estas frecuencias como es el caso de servicios de mi-

croondas, telefonía celular, etc. Esto también implica que la potencia de los

equipos no debe exceder ciertos valores de potencia que está en el orden de

los miliwatt.

REDES INALÁMBRICAS BAJO LA NORMA 802.11

El estándar 802.11 establece tres formas de trabajo en las bandas de frecuen-

cia asignadas, estas son Espectro Expandido de Secuencia Directa (DSSS),

Espectro Expandido por Salto de Frecuencias (FHSS) y Multiplexado por Divi-

sión de Frecuencia Ortogonal (OFDM). Se detallará más adelante sus diferen-

cias.



Así aparecen distintos estándares de la 802.11 que trabajan a velocidades de 1

Mbps y 2 Mbps, en sus inicios, hasta velocidades de 11 Mbps y de 54 Mbps es-

ta última tanto en la banda de 5,7 GHz y 2.4 GHz. Esto se muestra en la Tabla

2.

El estándar 802.11 es un miembro más de la familia 802 de la IEEE, la cual es

una serie de especificaciones para tecnologías de redes LAN, enfocada en las

dos capas inferiores del modelo OSI, porque se especifican los componentes

físicos y de enlace de datos (MAC).

Esto último es un juego de reglas para determinar el acceso al medio y el envío

de datos; y los detalles de la transmisión y recepción son de la capa física.

De acuerdo con la norma ANSI / IEEE Std. 802.11 Edición 1999 [1], esta norma

forma parte de la familia de estándares para Redes de Área Local (LAN) y Re-

des de Área Metropolitana (MAN).

La figura 1, nos muestra la relación entre este estándar y el resto de la familia.



Por otra parte, dicha figura, muestra la inserción de los distintos estándares

componentes de la 802.11 hasta la fecha, con un detalle de la forma de trabajar

la capa física en cada caso.

Decir simplemente que 802.11 es otro estándar de la familia 802, es omitir una

serie de facilidades adicionadas a la subcapa MAC, para permitir acceso a re-

des móviles, lo que implica una complejidad mayor a las especificaciones de la

subcapa en 802.

La utilización de las ondas de radio como componentes de la capa Física, re-

quiere también una complejidad de esta capa, que obliga a una división en dos

componentes: el Procedimiento de Conversión de la Capa Física (PLCP siglas

en inglés) encargada de la adaptación del frame MAC al medio, y un sistema

dependiente del Medio Físico (PMD siglas en inglés) para transmitir esos fra-

me.

La componente PLCP, como indica la figura 2, estaría en ambos lados del lími-

te de las capa Física y Enlace, ya que esta agrega campos al frame para ser

transmitido por el aire.



La implementación de 802.11 esconde esta complejidad, haciendo que sea pa-

ra el instalador muy transparente su implementación y para el usuario muy có-

modo su utilización.

De todas maneras, más adelante se analizarán algunas de las modificaciones

al frame para poder entender su funcionamiento y adaptaciones a las distintas

situaciones que se pueden plantear.

Como paso previo, se debe definir los integrantes de una red 802.11, estos

son:

Sistema de Distribución 5.

Cuando varios Acces Point (AP) están conectados, formando una gran

área de cobertura, estos deben comunicarse para seguir a los móviles.

El Sistema de Distribución es el componente lógico de 802.11 usado para

entregar los frame a su destino. 802.11 no especifica una tecnología en

5 Distribution System.



especial, pero comercialmente está conformado por una combinación de

un bridge y el medio del Sistema de Distribución, el cual es la red que

permite entregar los frame entre los AP. Por lo general la tecnología de

esta red es Ethernet. Un ejemplo se muestra en la figura 3.

Access Point (AP.

Estos dispositivos son los encargados de vincular la red inalámbrica con

la red cableadas, o sea la función principal es la de actuar como bridge.

Tienen otras funciones como adaptar los frame de 802.11 a cualquier otro

tipo para ser entregado al resto del mundo.

Medio inalámbrico.

Para la entrega de los frames se utiliza el medio inalámbrico, utilizando

básicamente frecuencias de RF, como se mencionó anteriormente, con

distintas formas de acceder al medio, lo que implica una adaptación de la

capa MAC a cada capa física desarrollada.



Estaciones.

Son dispositivos computacionales con interfases inalámbricas, por lo ge-

neral alimentadas por baterías. Esto implica la necesidad de implementar

ahorros de energía para prolongar el tiempo operativo de la máquina.

Esto nos permite definir los dos tipos de redes que se pueden construir bajo el

estándar 802.11.

La unidad de red básica del estándar es llamada BSS (Basic Service Set), la

cual es simplemente un grupo de estaciones que comunican entre ellas.

Al área donde se formó esta BSS es llamada un área de servicio básico defini-

do por las características de propagación del medio inalámbrico.

Como se ve en la figura 4, estas BSS pueden conformar dos tipos de redes:

redes independientes o redes infraestructura.



Redes Independientes o ad-hoc (IBSS).

Son redes compuestas solamente de estaciones comunicadas entre una

y otras a través del medio inalámbrico.

La red más pequeña estará formada por dos estaciones. Por lo general

son redes de pocas máquinas y de una duración limitada, como por

ejemplo la formada por participantes a una reunión.

Redes Infraestructura (Infraestructura BSS.

Son redes que poseen un Access Point (AP) aun para comunicaciones

entre estaciones en la misma área de servicio.

Por lo tanto una comunicación entre dos estaciones tiene dos saltos, el

primero de la estación origen al AP y luego del AP a la estación destino.

El área de servicio de este tipo de red está defino por el área de cobertura

del AP. Las redes infraestructura tiene dos ventajas:

a) Al tener un AP, no limita la distancia entre estaciones a comunicacio-

nes directas y no necesita una mayor supervisión de las comunicaciones

con sus vecinos.

b) El AP puede asistir a las estaciones que necesiten ahorrar energía, por

medio del almacenamiento (buffer) de los frame destinados a esas esta-

ciones, para luego recuperarlos del AP.

En las redes infraestructura las estaciones deben asociarse a un AP para obte-

ner servicios de red, esto equivale a conectarse a una red cableada.



El proceso de asociación siempre lo inicia una estación y el AP decide si acep-

ta o rechaza la asociación. Una estación solo puede estar asociada a un so-

lo AP .

El estándar 802.11 no limita el número de estación por AP, pero la cantidad de

estaciones limitará su funcionamiento en función de la velocidad de datos de la

red inalámbrica (throughput).

Un BSS puede tener un área de cobertura pequeña, pero el enlace de varios

BSS formará un ESS (Extended Service Set). Esto se logra por la vinculación

de las BSS por medio de una red cableada o backbone, que en el estándar no

se especifica su tecnología y la cual solo debe dar servicios específicos de red.

De esta manera las distintas áreas de servicios básico, cada una atendida por

un AP, podrán solaparse formando un área de servicios extendidos.

De esta manera una estación en cualquier área de servicio básico podrá conec-

tarse con otra que este en otra área de servicio básico o se esté desplazando

entre ellas. La figura 5, muestra esta situación.



Todas las comunicaciones entre estaciones se llevaran a cabo a través de los

AP, que estarán actuando como bridges, o sea la red backbone actuará como

conexión a nivel de la capa de enlace, por lo tanto cualquier tecnología de capa

de enlace será suficiente como puede ser una Ethernet.

De este modo varios AP de una ESS pueden estar conectados a un hub o

switch, formando un único dominio de colisión.

Una vez entendida como se forma una ESS, debemos volver al Sistema de

Distribución (SD), que es quien da soporte a las ESS. Como se mencionó esta

es la encargada de vincular los AP para entregar los frame a aquel AP correcto

que tenga asociado el destinatario final.

De este modo la red cableada es el medio del Sistema de Distribución, ya que

este no tiene la lógica para poder saber cuál es el AP correcto, por lo tanto el

AP formará parte del SD.



Este estará vinculando las redes LAN cableadas con la red LAN inalámbrica, a

nivel de capa de enlace, de aquí su función de bridge. Bajo esta visión una es-

tación inalámbrica en una red infraestructura debe usar el SD para entregar un

frame a una estación en la red cableada.

También necesita el SD para comunicarse entre dos estaciones inalámbricas

ya que no están comunicadas directamente y deben usar la función bridge del

AP. La figura 6, muestra entonces y explica porque la norma 802.11 especifica

explícitamente que el medio inalámbrico también forma parte del SD.

SERVICIOS DE RED

Debido a que en un espacio físico puede estar conviviendo redes infraestructu-

ra con redes ad-hoc, además de compartir el medio inalámbrico pueden estar

compartiendo frecuencias, se hace necesario comenzar a definir servicios adi-

cionales que soporta la MAC de 802 y por lo tanto vuelve más complejos los

frame.

Por otra parte, el estándar 802.11 permite que el SD este conformado por dife-

rentes tecnología incluidas las LAN cableadas 802.3. El estándar 802.11 no

obliga a que el SD sea una red basada en capas de red o capa de enlace y

tampoco si debe ser distribuida o centralizada.

802.11 explícitamente no especifica los detalles de implementación del SD, en

su lugar define nueve servicios, tres son para entrega de datos y los otros son

operaciones de administración que permiten a la red hacer el seguimiento de

las estaciones móviles y entregar los frame adecuadamente.

Estos servicios son:



Distribución.

Este servicio es el que siempre es usado por las estaciones móviles en

una red infraestructura para enviar datos.

Cualquier comunicación que use un AP viaja a través del servicio de dis-

tribución, incluida las comunicaciones entre estaciones móviles asociadas

al mismo AP.

Integración.

Este servicio provisto permite conectar al SD a una red LAN cableada.

Esta función es específica de la tecnología del SD y esta no es especifi-

cada por la norma, solo indica los servicios que debe ofrecer.

Asociación.

Entregar un frame a una estación móvil es posible porque esta se registró

o asoció a una AP.

El SD puede usar esta información de asociación para determinar que AP

tiene la estación final.

Una estación no asociada no está en la red. Se indica las funciones que

debe proveer el SD con la información de asociación, pero no la forma de

implementarlo.

Reasociación.



Cuando una estación se mueve entre áreas de servicio básico en un área

de servicio extendida, debe censar nivel de señal y decidir cuándo es el

momento de cambiar de AP, por lo que debe asociarse nuevamente.

Este proceso siempre es iniciado por la estación móvil. Una vez finalizada

la reasociación, el SD actualizará la memoria de ubicación para alcanzar

a la estación en un diferente AP.

Desasociar.

La estación usa este servicio cuando desea terminar una asociación exis-

tente, al terminar es equivalente como si la estación no estuviera conec-

tada a la red cableada.

Esta tarea se lleva a cabo durante el proceso de apagado de la estación,

aunque la MAC está preparada para operar satisfactoriamente en aque-

llas máquinas que dejaron la red en forma anormal.

Autorización o Autenticación.

En las redes cableadas los jacks de los cubículos están prolongados has-

ta los racks de piso y en este también está el equipamiento de redes,

donde son interconectados de acuerdo a las necesidades.

En el caso de las redes inalámbricas no se tiene un nivel de seguridad fí-

sica, por lo tanto se depende de rutinas de autenticación para asegurar

que los usuarios que estén accediendo a la red están autorizados para

hacerlo.

La autenticación es un prerrequisito para la asociación, ya que solo usua-

rios autenticados son autorizados a usar las redes inalámbricas.



Desautorización o no autenticación.

Es la terminación de una relación de asociación, dado que la autentica-

ción fue necesaria para el uso de la red.

Privacidad.

En las redes cableadas se tienen varias prevenciones para evitar el ata-

que a la privacidad de los datos.

Se debe obtener acceso físico a la red para lograr el ataque.

En el caso de las redes inalámbricas el problema es mayor ya que con

una antena y la modulación adecuada se puede tener acceso a la red.

Para ofrecer un nivel de privacidad similar a las redes cableadas, 802.11

establece una opción de privacidad llamada WEP (Wired Equivalent Pri-

vacy), privacidad equivalente al cableado, que se basa en la encriptación

de los frames mientras viajan por la interfase aire de 802.11.

Esta seguridad no es muy férrea, ya que con una notebook se puede

“crackear” esta encriptación, pero de todas maneras provee una mínima

seguridad.

Se han desarrollado otras posibilidades de seguridad que se detallaran

más adelante, como WPA y el uso de servidores Radius o 802.1X.

Entrega de MSDU.

Información que es entregada como una unidad entre puntos de acceso al

servicio MAC.



Las estaciones proveen el servicio de entrega de la Unidad de Datos de

Servicio MAC (MSDU, por sus siglas en inglés), servicio responsable de la

entrega de los datos en el correspondiente destinatario.

Todos estos servicios están asociados a diferentes componentes de la arqui-

tectura 802.11, por lo que hay dos categorías de servicios 802.11: los Servicios

de las Estaciones (SS) y los Servicios del Sistema de Distribución (DSS).

Ambas categorías son usadas por la subcapa MAC de 802.11:

Servicios de las Estaciones (SS)

Está presente en todas las estaciones que conforman la red 802.11, aún

en los AP en su funcionalidad de estaciones.

Autorización

Desautorización

Privacidad

Entrega de MSDU

Servicios del Sistema de Distribución (DSS).

Estos servicios son usados para cruzar de medio y el límite lógico del es-

pacio de direcciones.

La implementación física de varios servicios puede estar o no implemen-

tada físicamente en un AP.

Los DSS son provistos por el SD, estos son accedidos por una estación

que provea los servicios DSS y una estación que provea estos servicios

es un AP.



Asociación

Desasociar

Reasociación

Integración

Distribución

En este punto es necesario aclara que la movilidad de las estaciones, que es la

mayor motivación en redes 802.11, puede ser mantenida mientras se mueva

dentro de una misma BSS o en áreas de distintas BSS que estén conformando

una ESS.

En este último caso se debe aplicar un protocolo de interacción entre AP (IAPP,

por sus siglas en inglés) que permite la migración de las estaciones entre AP,

pero que la 802.11 no especifica, por lo que actualmente estas soluciones son

propietarias. Este es el gran desafío que tiene en este momento la IEEE para

estandarizar un protocolo IAPP que está bajo el grupo de estudio 802.11i.

El uso del IAPP es necesario cuando una estación migra de un BSS a otro, o

sea de un AP a otro, este último debe conectarse con el AP donde anterior-

mente estaba asociada la estación para solicitar se le envíen todos los frames

que tengan almacenados para la estación que acaba de migrar.

Al no existir un estándar, implica que por el momento todos los AP que confor-

men una ESS deberán ser de la misma marca para poder solucionar la interac-

ción entre ellos.

La migración entre ESS no es soportada por la 802.11, lo que implica que las

conexiones de capas superiores también se interrumpen en el caso de migrar



de ESS. A pesar que una estación pueda asociarse rápidamente en un AP de

la nueva ESS, para poder mantener la conexión de capas superiores se debe

soportar la migración en esos protocolos de capas superiores.

SUBCAPA MAC DE 802.11

Es la clave del estándar 802.11 ya que trabaja sobre varios tipos de capa física

y controla la transmisión de los datos del usuario al medio inalámbrico. Esta

provee el marco de operación e interacción con la red cableada, además que

distintas capas físicas ofrecen diferentes velocidades, las cuales deben ser so-

portadas por esta subcapa para interactuar entre subcapas MAC.

802.11 no nace como una actualización del estándar 802.3 para red inalámbri-

ca, pero adopta ciertas características de este.

Una de ellas es el acceso múltiple por censado de portadora (CSMA, por sus

siglas en inglés), pero que no se pude utilizar la facilidad de detección de coli-

siones (CSMA/CD) ya que las estaciones no pueden recibir y transmitir al mis-

mo tiempo.

Esto lleva a tener que usa un protocolo que evite las colisiones y ese es el de-

nominado CSMA/CA (CSMA/ Collision Avoidance).

Este, y el hecho de que soporte diferentes medios físicos en las capas inferio-

res hacen la diferencia con Ethernet.

La subcapa MAC le presta servicio a la subcapa LLC mediante el intercambio

de unidades de datos MAC (MSDU), por medio de los servicios de transporte



de la capa física subyacente que permite entregar en forma asíncrona las uni-

dades de datos MSDU, realizando el mayor esfuerzo ya que es un protocolo no

orientado a la conexión, por lo tanto no garantizar que sea entregado.

El transporte de broadcast y multicast es parte del servicio de transporte asín-

crono de la subcapa MAC, pero debido a las características del medio inalám-

brico, estos pueden experimentar un servicio de menor calidad comparado con

las unidades MSDU unicast.

Ello lleva a que todas las estaciones deban prestar servicio de transporte de

unidades MSDU y a su vez presten dos clases de servicios para el transporte

asíncrono de datos, “reordenamiento de multicast” u “Orden estricto”.

Esta última clase de servicio es para aquellas aplicaciones donde es necesario

el estricto orden de llegada de las tramas. Ese último caso implica que las es-

taciones que requieran este tipo de servicio no podrán pasar a una etapa de

ahorro de batería.

También esta subcapa deberá encargarse de la seguridad, que lo hace por

medio de la autenticación y el mecanismo WEP, que es la encriptación de la

unidad de datos.

Esta encriptación de los datos será transparente para la subcapa LLC y supe-

riores y deberá encargarse de

a) Confidencialidad

b) Autenticación

c) Control de acceso junto con la administración



A finales del 2001 WEP fue quebrado por problemas en el cifrado de encripta-

ción.

Esto llevo a que la Wi-FI - Wireless Fidelity, una alianza entre empresas para

garantizar la compatibilidad de los productos con el estándar 802.11, creó

WPA, y a su vez, la IEEE recomienda el uso de 802.1X, o sea el uso de servi-

dores Radius para autenticación y servicios de seguridad.

Todo estos servicios y adaptaciones al medio inalámbrico obligo a la definición

de distintos tipos de tramas y estructuras, las cuales podemos clasificar en tra-

mas de datos, tramas de control y tramas de administración, las cuales serán

analizadas posteriormente.

MODOS DE ACCESO MAC

El acceso al medio es controlado por funciones de coordinación. Al igual que

en Ethernet, el acceso CSMA/AC está administrado por la Función de Coordi-

nación Distribuida (DCF, por sus siglas en inglés), que se utiliza tanto en redes

ad-hoc como en redes infraestructura.

Además si es requerido puede presentar un servicio libre de contención (ver fi-



gura 7). Este es provisto por la Función Punto de Coordinación (PCF) el cual es

soportado sobre el servicio DCF.

El servicio libre de contención solo puede ser prestado en redes infraestructu-

ras.

Función de Coordinación Distribuida (DCF)

El método de acceso al medio fundamental de 802.11 es la función DCF cono-

cido como Acceso Múltiple por Cesado de Portadora con Colisión Evitable

(CSMA/CA por sus siglas en inglés) y este será implementado en todas las es-

taciones tanto en redes infraestructura como redes ad hoc.

Como el medio es muy ruidoso, debido a interferencias de otros dispositivos en

la frecuencia de operación y ruido propio del medio, el protocolo establece que

todo el tráfico deberá tener un reconocimiento positivo mediante un frame ACK.

La excepción es cuando se transmite un multicast o broadcast, el cual no ten-

drá reconocimiento positivo.

Una estación para transmitir deberá censar el medio para determinar si otra es-

tación está transmitiendo. Si el medio está ocupado diferirá la transmisión, has-

ta que el medio este libre.

Si el medio esta libre, después de haber diferido la transmisión o después de

una transmisión exitosa, el protocolo CSMA/CA establece dos formas para evi-

tar las colisiones.

Una de ellas es, después de un tiempo entre frame (IFS), deberá haber un

tiempo de guarda que será elegido en forma aleatoria, al que se llama ventana



de contención o ventana de backoff, y durante el cual deberá el medio seguir li-

bre para luego comenzar a transmitir. De esta manera la estación se asegura

que no habrá colisiones.

La ventana está dividida en slots de tiempo, que dependerán de la tecnología

de transmisión. En DSSS es de 20 µs. A mayor velocidad menor será el tiempo

del slot.

La estación deberá elegir en forma aleatoria una cantidad de slots de tiempo

entre cero y CW, donde CWmin ≤ CW ≥ CWmax, que los establece el estándar

de acuerdo a la tecnología de operación y que están comprendido entre 31 y

1023, en el caso de DSSS.

CW se irá incrementando con los un valor máximo y esperar que se cumpla es-

te tiempo para poder transmitir. En la figura 8, se puede ver un caso simple de

31 slots para un caso de operación basado en contención.

La cantidad de slots entre los cuales se puede elegir será igual a 2p-1, donde p

es igual a la cantidad de veces que la estación debió diferir su transmisión me-

nos uno. El valor de comienzo en un mínimo que establece el estándar que es

de 5 para DSSS.



La elección aleatoria será desde cero y hasta el límite de 1023 slots en DSSS,

y se mantiene en este valor máximo hasta que el contador de transmisiones di-

feridas pueda ser llevado a cero, que es cada vez que la estación pueda

transmitir su frame.

Si hay varias estaciones que deben transmitir, la que elija el intervalo de tiempo

más corto gana y adquirirá el medio para transmitir

Otro método para evitar colisiones es el intercambio entre la estación transmi-

sora y el AP por medio de frame de control cortos, llamados RTS (Request to

Send) y CTS (Clear to Send), que son peticiones y autorizaciones de transmi-

sión respectivamente.

Los frames RTS pueden no ser escuchadas por todas las estaciones pero si

escucharan la respuesta CTS, lo que indicará la aceptación de ocupación del

medio.

El censado de la portadora puede ser de dos formas, una física y otro virtual.

La primera función es provista por la capa física y depende de la tecnología de

transmisión (DSSS, FHSS, etc.) y la modulación, lo cual implica la implementa-

ción del hardware necesario.

Pero esto no soluciona el problema de la estación o nodo escondido, que es

aquel que esta fuera del alcance de la estación transmisora.

Por esta razón aparece el mecanismo de censado virtual de portadora que es

realizado por la subcapa MAC y que resulta de la aplicación de un “Vector de

Ocupación de la Red” conocido como Network Allocation Vector - NAV.



Este NAV es un tiempo que indica la cantidad de tiempo que el medio sería re-

servado por una estación.

La estación incluirá en este NAV todo el tiempo necesario, incluido cualquier

frame necesario, para concluir la operación a realizar.

El resto de las estaciones decrementarán un contador desde el valor de NAV

hasta cero, que indicará que el medio está libre. Un ejemplo se muestra en la

figura 9.

El uso del NAV, que es el resultado del campo Duración / ID en el encabezado

MAC de los frames de RTS / CTS, permite completar sin interrupciones las

operaciones llamadas atómicas, como por ejemplo RTS / CTS o los frame de

datos con su ACK correspondiente.

Como puede observase, los tiempos entre frames (en la norma lo llama espa-

cio entre frames, IFS) juega un papel importante en el acceso al medio para la

transmisión. Como hemos visto para evitar las colisiones las estaciones demo-

ran la transmisión hasta asegurarse que el medio está libre.



Si variamos los tiempos entre frames se pueden crear diferentes niveles de

prioridades para diferentes tipos de tráfico, por lo tanto tráfico con alta prioridad

no debe espera grandes tiempos para asegurase que el medio está libre.

Estos tiempos se respetan aún entre diferentes velocidades de transmisión.

Ambos, tiempos o espacios, se muestran en la figura 10.

SIFS (Tiempo corto entre frames ).

Este tiempo es usado por el tráfico de alta prioridad como CTS, reconoci-

miento positivo (ACK) y por fragmentos de un frame que supero el tamaño

máximo de trama a transmitir.

Este tráfico, de alta prioridad, puede comenzar una vez terminado este

tiempo SIFS, o sea el medio comienza a estar ocupado nuevamente, ga-

nándole a todo tráfico que deba esperar un tiempo mayor. Este tiempo

SIFS es el menor tiempo entre frames.



PIFS (tiempo para operación libre de contención ).

Terminado este tiempo la estación asociada a la Función Libre de Con-

tención podrá transmitir. Se verá más adelante este tipo de función PCF.

DIFS (tiempo para operación basada en contención).

Este es el tiempo mínimo de espera entre frames para acceder al medio

en el servicio normal de operación de una red 802.11 (DCF). Una estación

podrá acceder al medio en forma inmediata si el medio ha estado libre por

un tiempo igual o mayor al DIFS.

EIFS (Tiempo o espacio entre frames extendido).

Este tiempo no se grafica ya que no es un tiempo fijo y es utilizado sola-

mente cuando hay un error en la transmisión.

Es una combinación de los tiempos SIFS, DIFS y el tiempo necesario pa-

ra transmitir 8 ACK, entre otros tiempos.

Todas las estaciones están escuchando el medio para poder actualizar el

NAV en aquellos casos que sea necesario, por lo tanto cuando no se re-

cibe un reconocimiento positivo de un frame, estas adoptan el EIFS para

que las estaciones retrasen su transmisión durante este tiempo.

Si en ese lapso se produce la recepción de un frame sin error, les permiti-

rá sintonizarse con el estado del medio en ese momento (libre u ocupado)

y actuar acorde a ello.

Se debe tener en cuenta que si los frames no son de una gran longitud o canti-

dad de bytes, el tráfico se congestionaría en demasía con la utilización de los

RTS / CTS cada vez que se transmita un frame corto.



Por lo tanto, se fija un tamaño de frame límite a partir del cual se comienza a

utilizar los frames de control RTS / CTS, este se lo conoce con el nombre de

“RTS threshold” , que puede ser modificado, al que se le fija un valor estándar

de 2432 bytes a partir del cual se utilizará los frames RTS / CTS.

La posibilidad de transmitir dos tipos de frames uno largo y otro corto, obliga a

establecer dos tipo de contadores y que se incrementaran cada vez que se in-

tente transmitir y el medio este ocupado.

Como se mencionó anteriormente estos contadores establecerán la cantidad

máxima de slots de tiempo posibles a elegir en la ventana de contención o ven-

tana backoff.

Función Punto de Coordinación (PFC)

Como se mencionó más arriba, esta función solo se utiliza en redes infraestruc-

tura, ya que el AP actúa como punto de coordinación o control para determinar

que estación debe transmitir.

La operación es esencialmente un pulling o consulta a las estaciones que están

trabajando bajo esta forma de acceso al medio, por parte del Punto de Control

(PC) que estaría actuando de polling maestro.

El PFC utiliza un mecanismo de censado virtual de la portadora (NAV) ayudado

por un mecanismo de acceso prioritario. El PCF distribuye información en los

frames de administración llamados Beacon para ganar el control del medio es-

tableciendo un NAV para las estaciones asociadas.



En adición utiliza un tiempo interframe menor que el que usa una estación en el

modo DCF, tiempo PIFS del Gráfico 11, lo que le permite tener una prioridad de

acceso al medio, Esta prioridad permite crear un método de acceso al medio

“libre de contención”.

El punto de control controla los frames trasmitidos por las estaciones y controla

el límite del período de tiempo que puede actuar este tipo de contención.

Este tipo de acceso no se estableció como obligatorio por la norma 802.11, lo

que implicó que la mayoría de los AP comerciales no tengan incorporada esta

función. Además no se ha detectado aplicaciones que requieran este tipo de

acceso al medio.

TIPOS DE FRAME

Como se menciono más arriba se definieron tres tipos de frames por la norma

802.11: Datos, Control y Administración.

También se mencionó en el inicio de este capítulo que se debió hacer adapta-

ciones al encabezado del frame de la subcapa MAC con respecto al encabeza-

do de Ethernet por la complejidad del medio de transmisión.

Así también se debió definir una subcapa física PLCP (Procedimiento de Con-

vergencia de Capa Física) para poder adaptar el frame MAC al medio inalám-

brico por medio del agregado de campos para formar el encabezado PLCP y

posteriormente entregarlo a la subcapa PMD (Dependiente del Medio Físico)

para su transmisión con la modulación y procedimiento de transmisión.

Por lo expuesto, en este apartado se mostrará la estructura de los frames de

cada subcapa, los campos de cada uno, y se detallará aquellos frames de la



subcapa MAC que se consideró importante para la operatoria de la red inalám-

brica, ya que una descripción de la totalidad de los frames se encuentra en la

norma 802.11 [1] en su apartado 7.

La subcapa LLC entrega a la subcapa MAC un tren de datos, que en función

del servicio que esta presta deberá ordenar para su envío a la capa física.

Al tren de datos recibido la norma lo llama MSDU por sus siglas en inglés (Uni-

dad de Datos del Servicio MAC). A este frame se le incorporará el encabezado

MAC, pero si el MSDU superara la longitud establecida en el RTS Threshold,

será dividido o fragmentado agregando a cada fragmento un encabezado MAC.

Un ejemplo se muestra en la figura 11.

A este o estos nuevos frames, se lo llamará MPDU por sus siglas en inglés

(Unidad de Datos de Protocolo MAC), y se transmitirá la totalidad del MSDU en

una secuencia atómica.

Por lo tanto cada fragmento transmitido y su ACK correspondiente actualizará

el vector NAV del mecanismo de censado virtual de portadora.



La adaptación de la subcapa MAC al medio inalámbrico forzó a adoptar algu-

nos cambios, como el uso de cuatro campos de direcciones. En la figura 12, se

muestra un encabezado de un frame MAC genérico.

Se detalla brevemente los campos del encabezado MAC:

Frame de Control.

Cada frame comienza con este campo, que como se puede observar en

la figura 13, se subdivide en

Protocol version : hasta que aparezca una revisión que sea incom-

patibles con las actuales, este valor siempre es cero.

Type y subtype : identifica el tipo de frame usado; dato, control y

administración; y el subtipo dentro de cada tipo de frame, por ejem-

plo Control (01), subtipo RTS / CTS (1011/1100). Se puede obtener

la tabla de tipo y subtipo en la página 26 de la norma IEEE 802.11

[1].



To DS y From DS: ambos campos tienen una longitud de un bit e

indican que el frame va al Sistema de Distribución o sale del Sistema

de Distribución. Su combinación y significado se muestra en la Tabla

3.

More fragments : este bit indica la existencia de más fragmentos de

un tren de datos de capa superior que fue fragmentado por la sub-

capa MAC.

Retry: Indica que el frame es una retrasmisión y el receptor puede

eliminarlo en caso de estar duplicado.

Power Management: indica si el transmisor pasará al estado de

conservación de energía, lo que implica que el AP debe almacenar

los frames hacia esta estación. El AP nunca pasa al estado de con-



servación de energía.

More data: en este bit el AP indica si tiene frames almacenados pa-

ra alguna estación que este en estado de ahorro de energía.

WEP: Indica si el frame está protegido con la encriptación WEP.

Order: este indica que está en uso la función de “entrega en orden”,

lo que implica un trabajo adicional tanto para el transmisor como pa-

ra el receptor.

Duration / ID.

Indica el tiempo que durará la transmisión del frame para actualizar el

NAV. En los frames de tipo ahorro de energía indica el Identificador de

Asociación (AID) de la estación que transmite ese frame, diferenciándose

por el estado de los bits de mayor peso.

Sequense Control.

Está formado por dos campos, uno que indican el número de secuencia

perteneciente a un MSDU y el otro campo indica el número del fragmento

del MSDU que se transmite.

FCS.

Este campo sirve para control de la totalidad del frame, tanto cabecera

como carga útil. Este es un CRC (Cyclic Redundancy Check) con un poli-

nomio generador de grado 32.

Address.

Se usa la misma convención que para otras redes 802, direcciones de



48 bits.

Cuando el primer bit enviado es cero representa la dirección de una úni-

ca estación (unicast); si el primer bit es uno representa una dirección de

grupo (multicast o broadcast) Estos campos son usados para indicar:

Identificador de BSS (BSSID) : identifica las diferentes redes LAN

inalámbricas en una misma área. En una red infraestructura es la

MAC del AP, en una red ad-hoc es un número administrado local-

mente.

Dirección Destino (AD ): es la dirección que identifica al receptor fi-

nal y quien entregara el frame a las capas superiores.

Dirección Origen (SA ): identifica a la fuente de la transmisión.

Dirección de Recepción (AR) : identifica a la estación en el medio

inalámbrico que procesará el frame. Para un frame destinado a un

nodo en una red Ethernet conectado a una AP, la AR será la interfa-

se inalámbrica del AP y la AD el nodo en la red Ethernet.

Dirección de Transmisión (AT ): identifica a la interfase inalámbrica

que trasmite el frame dentro de un medio inalámbrico. Solo es usada

cuando se “puentea” (bridging) una red inalámbrica.

Los campos Address 2, Address 3, Address 4, Sequense Control y Frame Body

están presentes solamente en algunos tipos de frames MAC.

De la totalidad de los frames MAC, es conveniente destacar aquellos que con-



llevan mayor información en la operatoria del sistema inalámbrico, como son

los frames Beacon y los de Asociación.

Los distintos tipos de frame administrativos, como los mencionados, se diferen-

cias por la carga del campo Frame Body. Este está compuesto de subcampos

de longitud fija y otros de longitud variable, llamados elementos de informa-

ción . En la figura 14, se muestra un modelo de ellos.

Estos elementos de información a su vez están formados por un subcampo que

lo identifica, otro que indica la longitud del mismo y finalmente la información

propiamente dicha del mismo.

Solo los subcampos de longitud fija son obligatorios.

El frame Beacom es el que “publicita” la existencia de la red inalámbrica, indi-

cando las velocidades que soporta, la identificación de la red LAN, la existencia

de información almacenada en el AP de aquellas estaciones en economía de

energía, etc.



En el gráfico anterior se pueden observar los subcampos que forman el Frame

Body del Beacon, y que se detallan a continuación:

Timestamp.

Todas las estaciones en un BSS deberán tener sus relojes sincronizados

con el AP, por lo tanto este colocara aquí el valor de su reloj, el reloj del

AP es el “reloj maestro”.

Beacon Interval.

Indica la cantidad de TU (unidades de tiempo) entre Beacon.

Este subcampo tiene una longitud de 16 bits, el valor se puede establecer

en el momento de crear el BSS, por default este valor es de 300 ms.

Capability Info.

Este está formado por 16 bit, donde algunos están reservados para futu-

ras ampliaciones y el resto indican distintas características de operación

del AP, tales como modulación, red infraestructura o ad-hoc, uso de WEP,

uso de preámbulos corto o largo y las condiciones de la función “libre de

contención”.

La figura 15, muestra el contenido de este campo en detalle.



SSID.

Dado que el ser humano se maneja mejor con números y letras que con

48 bits binarios, se le asigna un nombre a cada red para poder identificar-

la, ya sea una red LAN inalámbrica infraestructura o ad-hoc.

Este campo puede tener hasta una longitud máxima de 32 bytes.

Sopported Rate.

Este indica las velocidades soportadas por la red inalámbrica hasta un

máximo de ocho velocidades en ocho octetos; de esta manera aquellas

estaciones que no trabajen en estas velocidades no se asociarán.

El bit de mayor peso del octeto indicará si es una velocidad obligatoria u

opcional, poniendo este bit en uno o cero respectivamente.

Si trabajase con más de ocho velocidades, como 802.11 g, existe un

campo de “extensión de velocidades soportadas” , que permitirá indicar

las velocidades faltantes.

DS o FH.

Indica si la capa física opera con espectro expandido por secuencia dire-

cta (SD) o por salto de frecuencia (FH), indicando las características de

cada uno, como: número de canal en DS o secuencia de salto, próximo

salto, tiempo en cada frecuencia antes del salto (Dwell Time) en FH.

Solo puede haber una de las dos formas de operar en un frame Beacon.

CF Parameter.



Indica las condiciones de operación de la función libre de contención, que

como se mencionó es opcional.

IBSS Parameter.

Indica el intervalo de los anuncios de información almacenada para esta-

ciones en economía de energía en una red ad-hoc.

TIM (Traffic Indication Map).

Los AP almacenan los frames destinados a las estaciones que están en el

estado de bajo consumo y también almacenan el broadcast y el multicast

si hay alguna estación en la condición anterior.

La excepción es cuando el bit de entrega en orden del campo “Control

Frame” del encabezado MAC este activado.

La figura 16, muestra el contenido de este campo en detalle.

El AP periódicamente intenta entregar los frames almacenados a su des-

tino final.

Para ello todos los frames Beacon indican cuales estaciones tienen fra-

mes pendientes de ser entregados por medio del elemento de información

TIM.



Este también indica cuantos Beacon faltan para que se emita un Delivery

Traffic Indication Message - DTIM , que es un tipo de TIM.

Luego de él, serán emitidos los multicast / broadcast almacenados, si-

guiendo las reglas habituales de acceso al medio. El elemento de infor-

mación TIM está formado por

Los dos primeros campos permiten identificar el elemento de infor-

mación y su longitud. El campo DTIM count indica cuantos frames

Beacon, incluido el presente, faltan para que se emita un frame

DTIM.

El campo DTIM period indica cada cuantos intervalos de Beacon se

emite un DTIM. Si todos los TIM son DTIM este campo tendrá el va-

lor 1.

El campo Bitmap control en su bit de más a la izquierda (bit cero)

indicará, al estar activado, la existencia de broadcast o multicast al-

macenados y los restantes siete bits formaran el bitmap offset.

El campo Partial virtual bitmap estará compuesto de 2008 bits,

asociando la posición de cada bit con la identificación de asociación

que fue asignada a la estación cuando se asoció al AP, por lo tanto

si se pone en uno el bit N de este campo estará indicando que la es-

tación a la que se le asigna la identificación N cuando se asoció al

AP en el BSS tiene frame/s pendiente/s de ser entregado/s.

A su vez, los broadcast y multicast estarán asociados con el identifi-

cador de asociación cero.



Como una forma de ahorrar capacidad de transmisión, se utiliza el

bitmap offset para transmitir una porción del virtual bitmap.

El bitmap offset indicará el comienzo del virtual bitmap. Por medio

del uso del bitmap offset y el campo Length la estación puede calcu-

lar cual parte del Partial virtual bitmap que fue incluida.

Como se puede ver los frames Beacon no solo permiten conocer la existencia

de redes LAN inalámbricas, sino también las condiciones de trabajo y la exis-

tencia de información almacenada para estaciones móviles que están en el es-

tado de economía de energía.

Las estaciones en el estado de bajo consumo, se “despertarán” en los interva-

los de escucha de Beacon que fue informado en el Beacon y escucharán la

existencia de información almacenada por medio del elemento TIM.

Si no tiene información pendiente volverá al estado de economía, en caso con-

trario deberá solicitar los frame por medio de un frame PS-Poll, con el identifi-

cador de asociación que es el link entre la información almacenada y la esta-

ción a la que le corresponde.

El AP mantendrá almacenados los frame para una estación, durante el interva-

lo de tiempo indicado en Listen Interval. Si la estación falla en chequear los

frame en espera luego del intervalo de escucha, el AP descartará los mismos

sin notificación.

Las estaciones por medio de los Beacon podrán conocer cuando se emitirá un

DTIM, para “despertarse” y poder recibir los multicast o broadcast destinados a



la red.

Una estación descubrirá una red o varias redes inalámbricas, por medio de los

Beacon de esas redes o por medio de un proceso de búsqueda, en los distintos

canales que estén autorizados, de los parámetros que definen las redes que

esté operando en el área de cobertura de la estación. Esto se logra a través de

frames llamado Probe ya sea Request o Response.

Una vez elegida la red donde se desea trabajar y antes que una estación co-

mience a trabajar en ella, debe haber una autenticación y una asociación a esa

red.

Esto nos lleva a tener tres posibles estados de una estación: no autenticada y

no asociada que es el estado inicial de una estación, autenticada pero no

asociada que es el caso de las redes ad-hoc, y finalmente autenticada y aso-

ciada lo que permite que se participe en la red y se puedan entregar frames de

datos a través del sistema de distribución de la red.

El servicio de autenticación en una red cableada esta dado por el acceso físico

al jack o al rack de piso, lo que implica un conocimiento previo del administra-

dor.

En las redes inalámbricas este proceso se logra por medio del intercambio de

direcciones MAC entre la estación que quiere conectarse y el dispositivo de au-

tenticación. Este podrá o no, dependiendo del nivel de seguridad deseado, te-

ner un juego de direcciones autorizadas y aquellas que no están en ese listado

son rechazadas o no autenticadas.

Una vez que una estación es Autenticada puede solicitar la Asociación a la red,



la cual puede aún ser aceptada o rechazada.

El estándar 802.11 para el servicio de Autenticación estableció dos tipos de al-

goritmos: Open System y Shared Key . El subtipo seleccionado es informado

en el campo Frame Body del frame de Autenticación que es del tipo adminis-

tración, así el frame de autenticación es autodefinido con respecto al algoritmo

de autenticación.

Estos frames son unicast y el servicio es siempre iniciado por la estación

que quiere asociarse a una red, ya sea a un AP en una red infraestructura o a

una estación autenticadora en una red ad-hoc, pudiendo ser aceptado o recha-

zado el pedido de asociación.

La estructura del frame de pedido de autenticación tiene el campo Body Frame

subdividido en subcampos, tal como se indican en la Tabla 4.

El algoritmo Open System es el método por default establecido por 802.11.

Básicamente es un proceso de autenticación nulo.

Todo pedido de este tipo de autenticación será exitoso si el receptor o disposi-

tivo de autenticación, que en una red infraestructura será el AP, también fue



programado para aceptar este tipo de autenticación. El AP aceptará a la esta-

ción de acuerdo a lo informado por esta sin verificar la identidad de la misma.

Este tipo de autenticación la transacción involucra una secuencia de dos pasos.

El primero será el frame administrativo de autenticación, que es donde se envía

el pedido de autenticación, a pesar que la norma no lo identifica como tal.

La identificación de la estación será por medio de su dirección MAC, la cual

debe ser única en la red, y que el AP obtendrá del campo dirección del emisor

del frame.

También tendrá el subcampo de algoritmo de autenticación en cero, identifi-

cando a este tipo de autenticación, y el subcampo de secuencia de transacción

en uno.

El AP procesará el pedido y responderá con un frame similar, con el subcampo

del algoritmo en cero, el de secuencia de transacción en dos y el código de es-

tado (Status Code) en cero si la operación fue exitosa o el código por el cual

fue rechazada. Estos valores y motivos encuentran en la Tabla 19 de IEEE

802.11 [1].

En el algoritmo Shared Key soporta autenticaciones de estaciones que com-

parten un código de encriptación común, por lo tanto las estaciones como el AP

deben soportar WEP y tenerlo habilitado.

Este proceso de encriptación utiliza un Código común que debe ser entregado

a las estaciones por un canal seguro que no lo establece el estándar 802.11.

Este proceso de autenticación consiste en el intercambio de cuatro frames de



autenticación.

El primer frame es idéntico al primer frame de Open System, solo que deberá

indicarse uno en el subcampo algoritmo de autenticación.

El segundo frame, en lugar de ser una admisión, sirve como un desafío y está

formado por cuatro subcampos: el tipo de algoritmo de autenticación, el número

de secuencia, el código de estado y un texto de desafío.

Si el AP rechaza la autenticación, este último subcampo no aparece y el código

de estado indica la causa del rechazo, dando por terminado la transacción.

El texto desafío está compuesto de 128 bytes, generados a partir del generador

de número seudo aleatorio de WEP, que fue calculado con el código común y

un “vector” resultado del algoritmo de cálculo de WEP.

El tercer frame, generado por la estación, copiará el texto del frame anterior en

este frame, indicará la secuencia con el número tres e indicará el tipo de algo-

ritmo utilizado y esta información será encriptada con el código compartido y

colocada dentro del campo Frame Body y luego emitida al AP.

El AP desencriptará el mensaje y si coincide el texto recibido con el enviado,

emitirá un cuarto frame con un código de estado exitoso, en caso contrario in-

dicará la causa del rechazo de la autenticación.

Este servicio de autenticación debe ser realizado por la estación cada vez que

cambia de área de servicio o sea de BSS o AP.

Una vez que el servicio de autenticación ha finalizado, la estación puede aso-

ciarse con un AP para ganar acceso total a la red.



El servicio de asociación es un procedimiento para mantener actualizado la

ubicación de las estaciones en el Sistema de Distribución (SD) para la entrega

de frames a los AP correctos.

De este modo el AP debe notificar al SD la asociación, pero el estándar no es-

tablece una forma de realizar esta tarea, pero se podrá por ejemplo emitir un

ARP con la dirección MAC de la estación para que sea registrada por el puerto

de switch que está conectado al AP.

Por esta razón una estación no podrá estar asociada a más de un AP.

La asociación está restringida a redes infraestructura y es el equivalente lógico

de conectar una máquina a una red cableada.

Este proceso está formado por una secuencia de dos frames administrativos

del subtipo Pedido de asociación y Respuesta de asociación, que difieren en el

contenido del campo Body frame de los frames administrativos por los sub-

campos que se indican en las Tabla 5 y en la Tabla 6.

El pedido de asociación, al igual que el de autorización, comienza en la esta-

ción que ya debe haber sido autorizada.



Esta indica sus capacidades, como tipo de modulación soportada, tipo de tec-

nología soportada (FHSS o DSSS), posibilidad de usar preámbulos cortos, si

posee WEP u otro medio de encriptación, etc. y la totalidad de las velocidades

soportadas.

También indica el intervalo de escucha de los Beacon, lo que establece la ca-

pacidad que debe tener el AP para almacenamiento de frames en caso de pa-

sar a economía de energía de la estación. Este parámetro puede ser decisivo

en el pedido de asociación ya que el AP puede denegar la asociación por falta

de capacidad de almacenamiento.

El AP analizará el pedido y responderá rechazándolo con el código de rechazo

o aceptándolo. En este último caso un identificador de asociación (AID) acom-

pañará la respuesta, que es un identificador numérico usado para asociar lógi-

camente la estación con los frames pendientes de entrega almacenados por el

AP, cuando la estación pase al estado de economía de energía.

El proceso de desasociar y desautorizar puede ser iniciado por la estación o

por el AP, y este puede ser un frame con direcciones multicast si lo inicia el AP.



Capa Física

Los servicios de la capa física, definidos en el estándar 802.11 [1], implican que

esta capa consiste de dos subcapas que tienen funciones bien definidas y que

son:

a) La subcapa Physical Layer Protocol Procedure – PLCP será la encar-

ga de cumplir la función de convergencia de la capa física, que es la

adaptación de las capacidades dependientes del medio físico, al servicio

de la capa Física.

Por lo tanto define un método de ordenamiento de los datos de la subca-

pa MAC (MPDU) en un formato que permita la transmisión y recepción de

los datos de usuario o información de administración entre dos o más es-

taciones, usando la subcapa Dependiente del Medio Físico (PMD) aso-

ciado.

b) La subcapa PMD define las características y método para transmitir datos

a través del medio inalámbrico entre dos o más estaciones. Cada subca-

pa PMD puede requerir la definición de una única PLCP.

SUBCAPA PLCP

Una vez formado el frame de la subcapa MAC (MPDU) es entregado en el

“Punto de Acceso al Servicio de la subcapa PLCP” y se transformará en la Uni-

dad de Datos del Servicio PLCP que llamaremos PSDU, por sus siglas en in-

glés.

A este frame la subcapa física le agregará al menos dos campos, Preámbulo y

Encabezado PLCP , que permitirán por un lado sincronizar al receptor y por



otro le informarán al receptor que tipo de modulación se está usando en el fra-

me de datos (PSDU) o sea la velocidad con que será transmitido.

Este agregado que hace la subcapa PLCP está dividido en subcampos como

se ve en la figura 17.

Estos subcampos indican:

Sync.

Es un campo de 128 bits de unos desordenados, que permiten al receptor

lograr la necesaria sincronización con el transmisor

SFD.

Indicará el inicio de los parámetros dependientes de la capa física en el

preámbulo PLCP (trama física).

Signal.

Indica la modulación utilizada para transmitir el MPDU. La velocidad se

obtendrá multiplicando el valor de este campo por 100 Kbps. Los valores



posibles, expresados en hexadecimal, se indican en la Tabla 7.

Service.

Este campo está formado por 8 bits, donde los bits 0, 1 y 4 están reserva-

dos.

El bit 2 indica si la frecuencia de transmisión y el reloj de sincronismo tie-

nen el mismo origen, el valor de este bit debe ser siempre uno cuando se

usa equipos bajo la norma 802.11g.

Esta última norma incluye tres tipos de modulación: OFDM, PBCC y CCK,

estos últimos son códigos convolucionales.

Como la longitud del stream de datos de la capa MAC se mide en octetos

y el campo Longitud debe indicar tiempo, los octetos son divididos por una

velocidad de transmisión obteniendo el tiempo que demandará su trans-

misión, este número que debe redondearse, siempre es hacia arriba.

El bit 7 indica sí este redondeo fue mayor o menor a la relación de 8 Mbps

dividido la velocidad de transmisión.

Los bits 5 y 6 cumplen la misma función pero cuando se usa la modula-



ción PBCC para las velocidades de 22 Mbps y 33 Mbps

La Tabla 8, muestra la estructura del subcampo Service

Longitud.

Es un campo de 16 bits que indica el tiempo en microsegundos que re-

quiere la transmisión del PSDU, que será calculado con la longitud y la

velocidad de transmisión.

Como tiene que ser un número entero y hay problemas con cualquier ve-

locidad mayor a los 8 Mb/s, el redondeo es indicado en el bit 7 del campo

servicio como se explicó.

Un ejemplo es: 11 Mbps CCK, Length = número de octetos × 8/11.

El redondeo hacia arriba para el próximo entero; el b7 del campo servicio

será “0” si el redondeo fue menor que 8/11 o “1” si el redondeo fue mayor

o igual a 8/11.

CRC.

Los campos Señal, Servicio y Longitud serán protegidos de errores por

este CRC.



Esto se realiza utilizando un polinomio generador normalizado por el

CCITT conocido como CRC-16. Este es de la forma: X16 + X12 + X5 + 1

El Preámbulo y encabezado son transmitidos usando 1 Mbps y modulación

DBPSK.

Los campos Servicio y Señal, combinados, indicarán la modulación utilizada

para transmitir el PSDU. El campo Señal indicará la velocidad y el campo Ser-

vicio la modulación.

El transmisor iniciará la modulación y velocidad indicada con el primer octeto

del PSDU.

También existe la posibilidad de un Preámbulo y Encabezado Corto, que es

especial para lograr una mejor performance en las velocidades superiores, el

cual se diferencia del Preámbulo y Encabezado largo en lo siguiente:

a) El campo SYN en lugar de 128 bits tiene 56, y en lugar de ser una serie

de unos desordenados este es una serie de cero desordenados.

b) El campo SFD tiene la misma longitud pero es invertido bit a bit (0000

0101 1100 1111) con respecto a la utilizada en el encabezado largo (1111

1010 0011 0000).

El encabezado mantendrá su estructura, pero será transmitido a 2 Mbps con

modulación DQPSK, y al igual que antes el PSDU será transmitido a la veloci-

dad y modulación indicada en los campos Señal y Servicio, a partir del primer

octeto del este.



La forma de elección de un tipo u otro no está establecido en la norma 802.11,

por lo tanto queda liberado a cada fabricante, es por ello que en el seteo de un

AP uno de los parámetros a establecer es la utilización de preámbulos y enca-

bezados cortos o largo.

Como se mencionó, el encabezado y preámbulo son transmitidos a velocidades

y modulaciones que son operadas por la totalidad del equipamiento que cumpla

con 802.11 y todas sus actualizaciones; 802.11, 802.11b y 802.11g; de manera

que puedan actualizar su detector de canal ocupado y actualizar el vector de

ocupación de la red (NAV).

Como se verá, en la subcapa PMD (Dependiente del Medio Físico) se utilizan

distintas velocidades y en consecuencia distintas modulaciones.

Así es como en 802.11g utiliza modulación que debe ser compatible con ver-

siones anteriores (BPSK, QPSK, CCK, etc.) y agrega OFDM con la misma ca-

racterística que en 802.11a, y agrega una versión de esta sobre la técnica de

espectro expandido, DSSS/OFDM, con la utilización del chip de expansión Bar-

ker.

En el caso de DSS/OFDM se utiliza el mismo encabezado que en la figura 17,

pero se le hace un agregado al PSDU, que se muestra en la figura 18.



Como se pude ver está formado por cuatro secciones donde la primera es una

secuencia de entrenamiento para que el receptor se adapte a los parámetros

de la modulación OFDM.

La segunda provee la información de la velocidad de transmisión y la longitud

del campo de datos.

El campo de datos es el PSDU propiamente dicho, que se emitirá a la veloci-

dad indicada en el campo Signal.

Finalmente hay un intervalo de tiempo para que el demodulador OFDM termine

con el procesamiento de las señales, básicamente es un período de no trans-

misión.

Este agregado al PSDU es independiente si se utiliza el Preámbulo y Encabe-

zado PLCP corto o largo, el cual es transmitido en las velocidades indicadas



anteriormente para que las estaciones que no operen con OFDM puedan de-

tectar la ocupación del canal y difieran la transmisión de cualquier frame.

SUBCAPA PMD

Como se mencionó al inicio del capítulo, 802.11 soporta varios tipos de capas

Físicas en la banda de 2,4 GHz.

También está la posibilidad de trabajar sobre la banda de 5,7 GHz, de acuerdo

con 802.11a, pero esta no ha ganado mercado y todo se ha volcado a la banda

de 2,4 GHz, que está normalizado por 802.11, 802.11b y 802.11g.

Se ha buscado que las distintas mejoras al estándar inicial sean compatibles

hacia atrás.

Es necesario destacar que el estándar original también especificaba la posibili-

dad de usar rayos infrarrojos como capa física, pero su corto alcance y la poca

seguridad que ofrecían, hicieron que no se fabricaran productos con capa física

de rayos infrarrojos.

En todos los estándares se utiliza la técnica de espectro expandido, dado que

es lo que establece la Federal Communication Commission – FCC, para la

banda de frecuencia de 2,4 GHz.

Esta técnica de expansión del espectro puede ser básicamente de dos formas:

Espectro Expandido por Salto de Frecuencia o Frecuency Hopping Spre-

ad Spectrum - FHSS.



Espectro Expandido de Secuencia Directa o Direct Sequence Spread

Spectrum - DSSS.

La primera de ellas utiliza un patrón de salto de frecuencia aleatorio y en cada

frecuencia transmite una ráfaga de datos. Hay varios patrones de salto, que

permite que coexistan hasta 26 redes de FHSS en una misma área física.

Con esta técnica y modulando en DBPSK ( Differential Binary Phase Shift Ke-

ying), un bit de dato por cada cambio de fase, o DQPSK (Differential Quadratu-

re Phase Shift Keying), dos bits de información por cada cambio de fase, se lo-

gra velocidades de 1 Mbps y 2 Mbps respectivamente.

El problema que presenta es que no permite lograr altas velocidades de trans-

misión.

La segunda es la técnica que más éxito ha tenido y la más usada en las actua-

lizaciones de 802.11.

Básicamente esta técnica consiste en expandir o repartir la energía de RF so-

bre un ancho de banda en forma controlada. La expansión se logra haciendo

una suma de modulo dos entre el stream de datos y una palabra código de una

cierta cantidad de minibit o chips, llamados de esta manera ya que la duración

de esta palabra código debe ser igual a la duración de un bit de información.

La norma 802.11 establece que esta palabra código, también llamada código

de ruido seudo aleatorio o código PN, será la palabra código Barker de 11 bits.

Se eligió esta palabra código ya que permite una buena recuperación de la se-



ñal de información y es resistente a la interferencia en ambientes ruidosos y a

las interferencias por múltiples caminos.

La palabra tiene la siguiente secuencia +1, -1, +1, +1, -1, +1, +1, +1, -1, -1, -

1, siendo +1 el uno y –1 los ceros, por lo tanto la secuencia en binario es

10110111000. Cuando el bit de dato sea un uno el resultado de la expansión

es la inversa de la palabra código, cuando el bit de dato es un cero el resultado

es la palabra código.

Ya que la palabra Barker tiene seis uno y cinco ceros, cuando el receptor reci-

be seis unos corresponde a un cero y cuando recibe seis ceros corresponde a

un uno.

La capa física usa una frecuencia de chip de 11 MHz, por lo tanto la energía

expandida se extenderá en múltiplos de 11 MHz a partir de la frecuencia central

del canal.

Para evitar interferencias se debe atenuar la señal 30 dB en el primer múltiplo y

50 dB en el segundo, esto es lo reglamentado por la FCC de Estados Unidos.

Esto nos lleva a que los canales de operación de las redes que estén separa-

das por cinco canales, no sufrirán interferencias de los otros canales.

Luego esta secuencia de chips modulará la señal portadora en fase con una

codificación DBPSK o DQPSK, con una velocidad de modulación de un millón

de símbolos por segundo o dos millones de símbolos por segundo para obtener

las velocidades de 1 Mbps y 2 Mbps.

El preámbulo y encabezado será transmitidos a 1 Mbps en ambos casos, pero

si la velocidad de operación es de 2 Mbps, el transmisor conmutará a esa velo-



cidad para transmitir el PSDU.

Debido a que la capacidad de transmisión debe ser compartida entre la totali-

dad de los asociados, hace que el throughput de la red baje.

Esto llevó a la necesidad de aumentar la velocidad de transmisión de datos, y

modificando la codificación de los datos se logró establecer velocidades de 5,5

Mbps y 11 Mbps; que a su vez, permitió mantener la estructura de la subcapa

MAC y la técnica de espectro expandido.

Ello fue estandarizado con la norma 802.11b donde a esta capa física la llama-

ron High-Rate Direct Sequence Spread Spectrum o HR/DSSS.

Para lograr velocidades de transmisión de dato mayores, manteniendo la fre-

cuencia de reloj de 11 MHz para los chips o minibits de la palabra código, se

podría haber incrementado la cantidad de bits por símbolo, utilizado 8 PSK o 16

PSK, pero esto obligaría a detectar pequeños corrimiento de fase, con el agra-

vante de la interferencia por multicaminos, lo que implicaría circuitos más sofis-

ticados.

La solución fue utilizar un método de codificación llamado Complementary Co-

de Keying - CCK con una palabra código de 8 chips, manteniendo la velocidad

de los chips en 11 Mchips/s.

La palabra código estará definida por la siguiente fórmula:

=++++

++++++++

.eeee

eeeeC

jjjj

jjjj

)()()()(

)()()()(

12131321

414214314321

;;;

;;;;.ϕϕϕϕϕϕϕϕ

ϕϕϕϕϕϕϕϕϕϕϕϕ

-

-

Ecuación 1



El cuarto y séptimo chip son rotados 180º para mejorar la función de correla-

ción y disminuir la señal de continua en el código, esto puede verse en el signo

menos de esos chips.

Como puede observarse el termino φ1 afecta todos los chips de la secuencia y

será codificado en DQPSK tanto para 5,5 Mbps y 11 Mbps.

Ello hará que se rote la totalidad del símbolo la cantidad determinada en φ1,

respecto a la fase del símbolo precedente. Nótese que el chip C7 indica la fase

del símbolo y es transmitida al último.

En 5,5 Mbps son transmitidos cuatro bits de datos (d0 a d3) por símbolo. Los

bits d0 y d1 codifican φ1 basado en DQPSK de acuerdo a lo que se indica en la

Tabla 9.

El cambio de fase es relativo a la fase φ1 del símbolo precedente, es por ello

que se los clasifica en pares e impares, considerando al símbolo cero como

par.



En el caso del primer símbolo del PSDU, tendrá la fase opuesta al último sím-

bolo del campo CRC de encabezado PLCP.

Los bits de datos d2 y d3 codifican la base del símbolo de acuerdo a la siguien-

te formula y da como resultado los datos que pueden observarse en la Tabla

10.

φ2 = (d2 x π) + π / 2 Ecuación 2

φ3 = 0 Ecuación 3

φ4 = d3 x π Ecuación 4

Para 11 Mbps los 8 bits de datos (d0 a d7) son transmitidos en cada símbolo.

Al igual que en 5,5 Mbps, d0 y d1 determinan la fase de φ1 que cumple las

mismas condiciones que en el caso anterior. Los dibits (d2, d3), (d4, d5) y (d6,

d7) codifican φ2. φ3 y φ4, respectivamente, basado en QPSK como se pueden

observar en la Tabla 11.



La norma establece otra forma de codificación, la cual define como opcional a

la que llama Packet Binary Convolutional Code - PBCC .

.

Este es un código convolucional binario de 64 estados y una secuencia de pro-

tección. En la figura 19, se muestra un diagrama general del esquema de codi-

ficación



La matriz generadora del código, está formada por dos números binarios de po-

tencia sexta, que expresados en octal son

G = [133 , 175] Ecuación 5

Esta matriz generará por cada bit de entrada dos bits de salida, de aquí el tér-

mino Rate 1/2.

Estos bits de salida son los identificados con (y0, y1) en la figura 19.

Estos atacan la modulador BPSK en el caso de velocidades de 5,5 Mbps o

QPSK en el caso de velocidades de 11 Mbps.

Sin embargo, hay dos formas de codificar los bits de entrada dependiendo del

valor binario de cada bit de la secuencia de protección, al que llamamos S, co-

mo se muestra en la figura 20.

La misma será de 16 bits (S) que expresada en octal es 150714 y que para

darle más seguridad, cada vez que se procese 16 bits la secuencia se correrá

cíclicamente tres bits para comenzar de nuevo.

Esto se repetirá hasta formar una secuencia de 256 bits, luego de la cual se

volverá a repetir desde el comienzo.

Este método de codificación, al ser opcional, no ha sido ampliamente adoptado.



Finalmente, la modificación al estándar por 802.11g, definió una nueva capa fí-

sica a la que llamó ERP (Extended Rate PHY), Velocidad Extendida de la capa

Física.

Esta capa es compatible con las velocidades definidas anteriormente (1, 2, 5,5

y 11 Mbps usando DSSS y CCK o PBCC) y suma un nuevo modelo de modu-

lación que llama ERP-OFDM, semejante al usado en 802.11a, que incorpora

las velocidades de 6, 9, 12, 18, 24, 36, 48 y 54 Mbps.

De esas velocidades 1, 2, 5,5, 11, 6, 12 y 24 Mbps son obligatorios. Además

define dos modos de modulación opcionales: ERP- PBCC con velocidades de

22 Mbps y 33 Mbps, las cuales no han sido implementadas comercialmente; y

el modo conocido como DSS-OFDM que incorpora velocidades de 6, 9, 12, 18,

24, 36, 48, y 54 Mbps.

El estándar establece que se podrá trabajar con un tipo de modelo o con una



mezcla de ellos.

La modulación ERP-PBCC para velocidades de 22 Mbps y 33 Mbps, usan al

igual que el 802.11b una matriz generadora que en este caso por cada par de

bits de datos se obtienen 3 bits codificados, los cuales modulan la portadora en

8 PSK.

Este es el caso de ERP-PBCC 22. En el caso de ERP-PBCC 33 se cambia la

frecuencia del reloj de chips a 16,5 MHz manteniendo la codificación y modula-

ción como en 22 Mbps.

Cuando se utiliza OFDM, se transmite el preámbulo y la cabecera a 1 Mbps en

DSSS con una velocidad de minibits de 11 MHz y el PSDU se transmitirá con

OFDM en la velocidad que se ha indicado en el encabezado.

A partir de ese momento se cambia la frecuencia del reloj patrón a 20 MHz y el

canal se divide en multiportadoras que están separadas 312,5 KHz y se cumple

con la función sinc x/x , que determinará la ortogonalidad de ellas.

La separación de los 312,5 KHz se obtiene de dividir el ancho de banda del ca-

nal, 20 MHz por un máximo de 64 subcanales que es lo establecido por la re-

glamentación de la FCC para esta banda de frecuencia.

En este caso se divide el canal en 52 portadoras, de las cuales 48 son usadas

para transmitir datos y las restantes se usan como portadoras piloto para de-

terminar el corrimiento por multicamino y la interferencia entre portadoras, que

es debido a la falta de estabilidad en la generación de las portadoras.

Se deberá filtrar la señal OFDM para eliminar las interferencias en los canales



vecinos, por lo tanto el filtro deberá tener un ancho de banda ideal de 52 veces

la separación de cada portadora, por lo tanto deberá cumplir con la función:

Ecuación 6

Donde:

fW = 52 (20/64) MHz = 0,3125 MHz

La función sinc es la respuesta en el tiempo del filtro para la señal de OFDM.

El ancho de banda necesario coincide con el ancho de banda para cuando se

utiliza una sola portadora con la información del preámbulo y el encabezado,

por lo tanto no debe cambiar las condiciones del receptor para pasar de uno a

otro sistema.

Ello nos remite que aquellos parámetros como potencia, espectro de frecuen-

cia, fase y sincronismo deberán permanecer constante del paso de un sistema

a otro, esto se refleja en la figura 21.

t) (f sinc ftfπ

tfπsenfth ww

w

wwidealalBW =

)(=)(



A continuación se muestra la Tabla 12. En ella, se puede apreciar la técnica de

modulación empleada en cada portadora de OFDM de acuerdo a la velocidad

que se quiere transmitir, la cantidad de bits codificados en cada símbolo por

portadora y la cantidad de bits de información transmitidos por portadora.

Esta señal en el dominio de la frecuencia es transformada al dominio del tiem-

po por medio de la Inversa Rápida de la Transformada de Fourier (IFFT, por

sus siglas en inglés).

SEGURIDAD

Siendo las redes inalámbricas, debido al medio físico que utiliza, tan suscepti-

ble a amenazas de:

integridad o sea que los datos no han sido modificados.

confidencialidad o que los datos están protegidos contra intervenciones



de partes no autorizadas.

autenticidad o sea que los datos provienen de fuentes autenticadas o

habilitadas.

Por lo tanto la norma 802.11 estableció el uso de un sistema de encriptación

que se pensaba que daría una seguridad similar a la que se tiene en las redes

cableadas, por lo tanto se lo llamó Wired Equivalent Privacy - WEP (Privacidad

Equivalente a Cableado).

Este estándar utiliza un algoritmo cifrador llamado CR4, propiedad de RSA Da-

ta Security Inc., que es un cifrador de llave secreta simétrico porque usa la

misma clave para encriptar o cifrar y desencriptar o descifrar.

Por lo tanto todos los trenes de datos cifrados comparten un paquete de bits

llamada clave . Esta clave es combinada con el mensaje o texto plano para

producir el mensaje cifrado y en el receptor combinando el mensaje cifrado con

la misma clave se logra el mensaje original o texto plano.

En RC4 se utiliza la operación XOR (OR exclusiva) para combinar la clave y el

mensaje para obtener el mensaje cifrado, al igual para el proceso inverso.

Las claves secretas son cortas comparadas con la longitud del mensaje, por lo

tanto la clave secreta es concatenada con un Vector Inicialización (IV), el cual

extiende la vida útil de la clave secreta, ya que este tiene la posibilidad de

cambiar periódicamente manteniendo fija la clave secreta.

El IV puede cambiar tan frecuentemente como en cada MPDU. Este IV viaja en

el frame de 802.11, y no hay problemas para el receptor en desencriptar la in-

formación.



El estándar 802.11 establece que se utilizará una clave de 64 bits, por lo tanto

la clave secreta es de solo 40 bits, pero los equipos comerciales han incorpo-

rado una clave de 128 bits, lo que implica que la clave secreta es de 104 bits.

Esta combinación IV + clave secreta es utiliza en el algoritmo de expansión pa-

ra igualarla a longitud del mensaje, esta clave expandida es la que se utiliza pa-

ra realizar la XOR y obtener el texto cifrado.

Con lo anterior se ha logrado mantener la confidencialidad y autenticación de la

información y para lograr la integridad de la información se corre un algoritmo

de chequeo de integridad que genera un tren de 32 bits llamado Valor de Che-

queo de Integridad (ICV).

Este permite asegurar que la información no sufrió cambios en la transmisión.

Este algoritmo de integridad es el algoritmo de redundancia cíclica CRC-32,

también usado por la subcapa MAC para calcular el campo FCS.

Este valor de chequeo de integridad juntamente con el texto plano son encrip-

tados por el sistema WEP e incorporados en el campo Frame Body del frame

como se ve en la figura 22, al igual que los 24 bits de Vector inicialización (IV).



Este sistema de encriptación fue violado en el año 2001, lo que llevó a la

“Alianza Wi-Fi”, asociación de empresas que certifican la compatibilidad 802.11

de sus productos, a crear una forma de encriptación que mejora las debilidades

de WEP.

Esta nueva forma de encriptar se llamó WPA (Wi-Fi Protected Access, Acceso

Protegido Wi-Fi), el cual refuerza la seguridad con un nuevo algoritmo de en-

criptación y autenticación de usuarios.

Una de las desventajas de WEP es que usa una calve de encriptación estática,

de 40 bits que se carga manualmente en el AP y los clientes.

Esta no cambia a menos que se haga manualmente y se debe hacer en todos

los participantes de la red inalámbrica, lo que implica una ardua tarea en una

red grande.

A WEP también le falta un proceso de autenticación y validación de usuarios,

de manera que solo tengan acceso a la red aquellos que deberían hacer uso

de la misma.

WPA usa un esquema de encriptación muy mejorado llamado TKIP (Temporal

Key Integrity Protocol).

El mismo usa calves jerárquica de 128 bits que mejora la protección y reempla-

za las claves estáticas de WEP por claves dinámicas generadas y distribuidas

por un servidor de autenticación RADIUS (Remote Authentication Dial-In User

Service) que junto a 802.1x y el protocolo EAP ( Extensible Authentication Pro-

tocol) realizan la autenticación de los usuarios.



También suma un chequeo de integridad de mensaje, MIC (Message Integrity

Check) o también llamado “Michael”, para proteger la llegada de paquetes alte-

rados.

La Tabla 13, muestra de manera resumida las características de los métodos

WEP Y WPA.

802.1x es un estándar que trabaja con “puertos de red” y controla el acceso a

la red y se basa en EAP.

EAP es un protocolo de autenticación que puede correr en cualquier capa de

enlace, pero ha sido ampliamente desarrollado para enlaces PPP y que maneja

las acreditaciones de los usuarios en forma de certificados digitales.

Las entidades siempre constaron con servidores de autenticación como RA-

DIUS o direcciones LDAP y el protocolo PPP sobre Ethernet (PPPoE) se usaba

para requerir la autenticación del usuario a los servicios Ethernet, pero este

sumaba una encapsulación de cabeceras y complejidad inaceptable.



La IEEE basándose en este protocolo de autenticación desarrollo versiones

basadas en LAN y resultó el estándar 802.1x.

En el estándar 802.1x aparecen tres participantes que son: supplicant o termi-

nal del usuario, Authenticator o Autenticador que controla el acceso a la red y

no almacena ninguna información de los usuarios, y el Servidor de Autentica-

ción, como RADIUS, para el procesamiento de la información y es donde se

procesan las acreditaciones de los usuarios.

Entre el terminal de usuario y el Autenticador el protocolo es EAP, sobre LAN

(EAPOL) en las redes cableadas o sobre wireless (EAPOW) en redes inalám-

bricas. Entre el Autenticador y el servidor el protocolo usado es RADIUS.

En el caso de una red inalámbrica el AP es el Autenticador del estándar 802.1x,

pero se presenta el problema de cómo definir un puerto de red como lo esta-

blece el estándar. En este caso la IEEE considera la asociación del terminal a

un AP como el puerto lógico a la interpretación del estándar.

Por lo tanto luego de la asociación del cliente en el AP este debe iniciar el pro-

ceso de autenticación ante el servidor, presentando las credenciales del usua-

rio para su autorización.

En una registración exitosa el AP eliminará los filtros y permitirá el normal flujo

del tráfico. Habilitará la generación de dos claves, una jerárquica y otra de ad-

ministración, que son entregadas al cliente y al AP.

La clave jerárquica será la que encripte todo los paquetes datos entre ellos, y la

clave de administración generará dinámicamente la calve jerárquica que encrip-

tará los paquetes de datos.



Esto trabaja conjuntamente con el Chequeo de Integridad de Mensaje MIC, que

a través de una compleja función matemática tanto en el transmisor como en el

receptor computarán y compararán el MIC. Si este no coincide se considera

que el paquete ha sido modificado y es descartado.

El mecanismo de chequeo de integridad, la expansión de las claves y el uso de

claves dinámicas permiten que TKIP fortalezca y magnifique la complejidad de

encriptación en redes inalámbricas.

PRUEBAS DE CAMPO

Introducción

Este trabajo se enmarca en el proyecto “Redes Privadas Comunitarias” [2],

donde la idea es usar esta tecnología en aquellos lugares de baja densidad po-

blacional y quizás también con grandes distancias de separación entre los

usuarios y el punto cabecera del enlace.

Esta hipotética situación lleva a pensar que no solo haría falta la posibilidad de

satisfacer necesidades de enlaces de datos y accesos a Internet, sino que

también se debe pensar en la posibilidad de satisfacer necesidades de comuni-

caciones de voz o telefónicas.

Para satisfacer esta última condición, que es un servicio de tiempo real y con la

necesidad de digitalizar la voz y comprimirla en algunos casos, implica una exi-

gencia de muy baja latencia entre muestras digitalizadas.

Evidentemente la tecnología elegida para tal fin es Voz sobre IP (VoIP, por sus

siglas en inglés), ya que hay mucho equipamiento de fácil instalación y bajo

costo, lo que lo hace una tecnología ideal para satisfacer este requerimiento.



VOICE OVER IP (VoIP).

La voz sobre IP no es en sí mismo un servicio, sino una tecnología que permite

encapsular la voz y la lógica telefónica de una llamada en paquetes para poder

ser transportados sobre redes de datos que están compartiendo datos, video o

cualquier tipo de información.

Las redes deben poder soportar las características propias de la telefonía como

direccionamiento, enrutamiento y señalización. El direccionamiento permitirá

identificar el origen y destino de las llamadas.

El enrutamiento por su parte encontrara el mejor camino desde la fuente hasta

el destino, transportando la información de la manera más eficiente para obte-

ner baja latencia.

La señalización es la que permite reservar y/o asociar a los terminales y ele-

mentos de la red para el establecimiento de una comunicación.

Para VoIP las dos recomendaciones más conocidas son la recomendación

H.323 [3] de la ITU y la otra el protocolo SIP (Session Initiaton Protocol) [4], de-

finido por la IETF (Internet Engineering Task Force).

H.323 no permite solamente VoIP, sino también comunicación para intercambio

de datos y video. H.323 es una recomendación que está formada por una serie

de protocolos y estándares que se puede englobar en la capa de aplicación del

modelo TCP/IP.

Estos a su vez se apoyan en protocolos de las capas inferiores del modelo

TCP/IP como se indica en la Tabla 14.



H.323, como toda comunicación telefónica, está compuesto de: Direccionamiento.

RAS (Registration, Admission and Status) protocolo de comunicación, DNS

(Domain Name Service) resolución de nombres en direcciones IP.

Señalización.

Q.931 señalización inicial de llamada, H.225 control de llamada (señalización,

registro y admisión), H.245 protocolo de control para apertura y cierre de cana-

les para stream de voz.

Transmisión de voz.

La transmisión se realiza sobre paquetes UDP, pues el aprovechamiento del

ancho de banda es mayor que con TCP, RTP (Real Time Protocol) protocolos

relativos a la temporización de los paquetes.

Control de la transmisión.

RTCP (Real Time Control Protocol) para detectar situaciones de congestión de

la red y tomar, en su caso, acciones correctoras.



Compresión de voz.

G.711 y G.723, opcionales: G.728, G.729 y G.726

En ambas recomendaciones se comparten protocolos de capa de Aplicación

(RTP, CRTP, RAS, Q:931), de capa de Transporte (TCP, UDP) y protocolos de

capa tres (IP, RSVP), como así también los estándares de digitalización y com-

presión (códec) y que se detalla en la Tabla 15., su tasa de transferencia:

El códec G.711 es el usado en la telefonía pública y privada e implica entregar

una muestra digitalizada cada 125 µs. Esto nos lleva a tener una baja latencia

entre las muestras.

En los códec G.729 y G.723 las muestras son almacenas durante 10 ms y re-

cién son tratadas por algoritmos matemáticos que permiten lograr la compre-

sión buscada, lo que implica mayores recursos y tiempo de procesamiento, lo

que contribuye a una degradación de la calidad de voz.

Se buscó con la prueba de laboratorio comprobar el funcionamiento del equi-

pamiento 802.11 bajo la exigencia de transmisión de datos y voz, por tal motivo



se pensó utilizar en el caso de VoIP los códec G.711, que exigen un ancho de

banda importante y comprometer la velocidad de respuesta del enlace, y

G.729, que a pesar de exigir menor ancho de banda la calidad de la voz de-

pende mucho del Jitter entre muestras.

Como puede observase en el presente trabajo los tiempos entre frames juegan

un papel importante en el acceso al medio para la transmisión.

Como hemos visto para evitar las colisiones las estaciones demoran la trans-

misión hasta asegurarse que el medio está libre. Si variamos los tiempos entre

frames se pueden crear diferentes niveles de prioridades para diferentes tipos

de tráfico.

En general el tráfico con alta prioridad no debe esperar grandes tiempos para

asegurarse que el medio está libre. Estos tiempos se respetan aún entre dife-

rentes velocidades de transmisión.

Se debe tener en cuenta que si los frames no son de una gran longitud, el tráfi-

co se congestionaría en demasía con la utilización de los RTS / CTS cada vez

que se transmita un frame corto, por lo tanto se fija un tamaño de frame límite a

partir del cual se comienza a utilizar los frames de control RTS / CTS.

Este límite recibe el nombre de “RTS threshold” , que se explicó oportunamen-

te, y puede ser modificado en cada aplicación pero se fija un valor estándar de

2346 bytes para usar RTS / CTS.

La posibilidad de transmitir dos tipos de frames uno largo y otro corto, obliga a

establecer dos tipo de contadores y que incrementaran cada vez que se intente

transmitir y el medio este ocupado.



Esto nos lleva a analizar tres aspectos importantes en los enlaces que cubran

grandes distancias:

¿Se podrá utilizar esta tecnología para Voz sobre IP (VoIP, por sus siglas

en inglés), dado que no se hace eficiente 802.11 para pequeños paquetes

como los de VoIP y también la necesidad de una baja latencia?

¿Cuál es el throughput de estos enlaces si los ACK, que deben confirmar

la correcta recepción de los frame transmitidos en 802.11, no llegan en el

tiempo establecido?

¿Cómo afecta el throughput de los enlaces 802.11 en la transmisión de

paquetes TCP que también deben ser reconocidos por ACK, pero en este

caso TCP?

BANCO DE PRUEBA EN LABORATORIO.

Con el fin de realizar experimentos con las tecnologías analizadas se diseño un

banco de pruebas. La arquitectura de la red en la que se trabajo se muestra en

la Figura 23.

El núcleo de esta arquitectura lo constituye una red inalámbrica conformada por

dos AP (Access Point), que funcionan bajo el estándar 802.11 b/g, configuran-

do a uno de ellos como bridge del otro. Conectados a dichos AP se disponen

equipos y redes auxiliares que complementan el banco de pruebas o maqueta.

Ambos AP son marca D`Link modelo DWL-2000 AP.

Del lado del AP que funciona en modo bridge, se ha conectado mediante tec-

nología Ethernet, un router Cisco 2600. Este equipo posee una placa FXS (Fo-

reign Exchange Office) de VoIP con dos bocas, a la cual se conectan sendos

aparatos telefónicos analógicos, designados como los internos 54 y 56.



El AP restante se conecta a una red LAN también mediante tecnología Ether-

net. Esta LAN incluye un router Cisco modelo 1700, que posee una placa FXO

de VoIP.

A dicha placa se ha conectado un teléfono analógico, designado con el interno

24 de una central telefónica marca Ericsson modelo BP 8/4.

Con el propósito de estudiar el empleo desde dispositivos móviles utilizó una

notebook con un emulador telefónico por software, al cual se le asigna el núme-

ro de interno. Dicha notebook posee sistema operativo Linux y una placa de red

inalámbrica D´Link DWL-650, que cumple con el estándar 802.11b.

Con el fin de capturar tráfico se incluyó en la maqueta una PC una placa de red

inalámbrica marca Compaq modelo WL-200, a la cual se configuró en modo

promiscuo.



El Sistema Operativo de la PC es Linux, y se instaló el software de captura de

tráfico Wireshark versión 0.99.6a. Con la configuración y software indicados Se

capturó y analizó tráfico inalámbrico durante las comunicaciones telefónicas y

transmisión de datos.

Desde el punto de vista de la configuración y conectividad se le asignan las si-

guientes direcciones IP y configuraciones:

AP en modo AP: se trabajó con la configuración de fabrica: sistema de au-

torización abierto, IP 192.168.0.50, RTS threshold en 2432, canal 6.

AP en modo bridge: se modificó la dirección IP de fábrica por la

192.168.0.51 para poder a través del protocolo http configura la forma de

trabajo a bridge y registrar la MAC del AP al cual respondía.

Router Cisco 1700: dirección IP 192.168.218.219.

Router Cisco 2600: dirección IP 192.168.218.212.

Notebook Compacq: dirección IP 192.168.218.182

PC para captura de tráfico: dirección IP 192.168.218.220.

DISEÑO Y RESULTADO DE LAS PRUEBAS REALIZADAS.

En esta sección se presentan las pruebas de VoIP realizadas con la infraes-

tructura introducida en el punto anterior del trabajo y se analizan los resultados

obtenidos.

Se han realizados pruebas de VoIP utilizando el Códec G.711, se analiza el

comportamiento de la subcapa MAC de la tecnología 802.11 bajo tráfico de

VoIP y se estudia la carga que introduce la capa de transporte.

Pruebas de voz.



Con el fin de llevar a cabo las pruebas de voz se establecieron dos comunica-

ciones telefónicas simultáneas. La primera de ellas se estableció entre el inter-

no 54 del router Cisco 2600 al interno 24 de la central telefónica y la segunda

llamada tuvo lugar entre el interno 56, asociado al router Cisco 2600 y el inter-

no 10 asignado a la notebook. En ambos casos se utilizó el Códec G.711

Se logró establecer ambas llamadas con una calidad de voz que puede consi-

derarse excelente.

Como muestra de la capturas realizadas en la figura 24 puede verse el tráfico

establecido entre en interno 10 (192.168.218.182) y el interno 54

(192.168.218.212) y en especiales protocolo H.225 con la utilización del están-

dar Q.931, donde al indicar al protocolo como H.225.0 se indica la aceptación

de la llamada que es confirmado por termino “connect” como se resalta en

amarillo.



También se puede ver que está incluido el protocolo H.245, que está informan-

do el puerto TCP donde se hará la negociación del códec y puertos UDP para

RTP y RTCP.

La figura 25 es otra captura de tráfico de la misma comunicación, pero en este

caso del protocolo RTP, que como se observa en la figura, trabaja sobre UDP.

En este paquete se informa el códec correspondiente a la carga útil que trans-

porta, Payload type: ITU-T G.711 PCMA, donde se hace referencia al tipo de

modulación digital y la compresión de los datos que en este caso es ley A.

También se puede ver el Timestamp, que es la referencia para calcular la fluc-

tuación de fase o Jitter de los paquetes por demoras en la red y el orden de los

paquetes RTP que van llegando.

También se puede ver en la parte superior de la imagen, en la captura número

38625, el reconocimiento, ACK, por parte de interno 10, identificado por la MAC

de la placa inalámbrica de la notebook.



Se puede observar que no hay paquetes de RTS y CLS, ya que no se supera el

límite establecido por el RTS threshold en 2432 bytes.

Otra prueba realizada, complementaria de la anterior, consistió en realizar lla-

madas en el camino inverso. También en este caso la calidad de la voz fue óp-

tima y en ningún momento se entrecorto o se cortó la comunicación.

Se debe tener en cuenta que los niveles de señal estaban muy por arriba de los

niveles de sensibilidad de los AP.

Durante las pruebas de voz realizadas, se introdujo sobrecarga de tráfico simu-

lada mediante paquetes Ping entre las máquinas de la red, mientras se mante-

nía la comunicación telefónica bajo el estándar G.711, y en ningún momento se

noto una baja en la calidad de voz.

Con el fin de analizar el comportamiento de códec alternativos se utilizó el es-

tándar G.729. A priori era esperable una buena calidad de las comunicaciones

ya que este códec requiere una tasa de transferencia menor.

La comunicación entre los teléfonos conectados al router y la central telefónica,

internos 54 y 24 respectivamente, fueron de una calidad aceptable, teniendo en

cuenta la degradación propia que sufre la calidad de la voz debido a la compre-

sión utilizada.

No se pudo repetir la experiencia de comunicar el emulador telefónico por soft-

ware con un teléfono convencional, ya que se detectaron incompatibilidades

entre las versiones de G.729 del sistema operativo del router Cisco y el emula-

dor telefónico. En tareas futuras se insistirá con este tema.



Comportamiento de la subcapa MAC de 802.11

Como se mencionó en la introducción, el otro tema de interés era ver como se

comportaba el enlace cuando las grandes distancias demoraban los ACK de

802.11 y provocaba la retransmisión, bajando el througtput del enlace

Esta tarea no se pudo llevar a cabo en laboratorio ya que bajar calidad de la

señal, por medio de obstáculos o atenuadores, no implicaba aumentar los

tiempos de viaje de las señales y el reconocimiento de la misma.

Con el fin de avanzar en este tema y plantear pruebas para realizar en campo,

en el contexto del proyecto Redes Privadas Comunitarias [2], se discuten algu-

nas características de la subcapa MAC.

Se debe tener en cuenta que los ACK son transmitidos pasado un tiempo lla-

mado SIFS (Short Interframe Space), el cual es la suma de otros tiempos que

de acuerdo con el estándar 802.11 y son fijados por la capa física, dependien-

do también de la norma a que se haga referencia, 802.11b o 802.11g y es defi-

nidos por:

SIFS = RxRFDelay + RxPLCPDelay + MACProcessingDelay +

RxTxTurnaroundTime .

Donde:

RxRFDelay : Es el tiempo nominal (en µs) entre el final de un símbolo recibido a

la emisión de la notificación de recepción de datos a la subcapa PLCP

RxPLCPDelay: Es el tiempo nominal (en µs) que la subcapa física PLCP usa

para pasar un bit recibido del PMD a la subcapa MAC.



MACProcessingDelay: Es el tiempo nominal (en µs) que la subcapa MAC sue-

le tratar un frame y preparar una respuesta al frame.

RxTxTurnaroundTime : Es el tiempo máximo (en µs) que la capa Física requie-

re para cambiar de recepción a transmisión al inicio del primer símbolo del

stream a transmitir.

Los términos que conforman la suma del tiempo SIFS, son primitivas que defi-

ne el estándar y que corresponden a los tiempos de comunicación de las MAC

y Física y tiempos de conmutación de RX a TX.

Este valor en los distintos estándar y según la velocidad de transmisión varía

entre 10 µs y 30 µs, lo que nos indica una distancia máxima de aproximada-

mente 5 Km., tomando la velocidad de la luz en el espacio libre.

Quiere decir que el comportamiento crítico se alcanzaría para distancias mayo-

res a 5 km. Con este fin se ha previsto realizar ensayos de campo sobre enla-

ces de 10 o 20 Km. de longitud con el propósito de confirmar esta inferencia.

En el estado del arte del problema se han encontrado referencias a experien-

cias similares llevadas a cabo en otros países [20], que han comunicado resul-

tados satisfactorios para enlaces entre 5 Km. y 20 Km. de longitud

Resultados de la capa TCP

Con el objeto de determinar el comportamiento de la capa de transporte, en

especial el protocolo TCP, se utilizó el protocolo NetPIPE (Network Protocol In-

dependent Performance Evaluator) [21], que como su nombre lo indica es una

herramienta desarrollada para medir la performance de comunicación entre dos

dispositivos de una red independientemente del protocolo utilizado.



Posee diferentes módulos según la capa que se quiere medir TCP, MPI, MPI2,

entre otros.

NetPIPE envía un mensaje que rebota entre dos nodos repetidas veces, y de

esta manera se obtiene el tiempo de transmisión para cada tamaño de mensa-

je.

El tamaño de los mensajes se elige a intervalos regulares y se aplican peque-

ñas perturbaciones para una evaluación completa de las capas de comunica-

ción tanto a nivel de hardware como de software.

Así se obtiene la latencia de pequeños mensajes, tomada como la mitad del

round trip time (RTT) para mensajes de hasta 8 bytes y el throughput de un

amplio rango de tamaño de mensajes



Esto también sirvió para poder conocer el comportamiento, a nivel de TCP, y a

continuación, en la tabla siguiente se exponen algunos de los resultados obte-

nidos.

En la figura 26 se observa el throughput TCP de la red 802.11g, donde se pue-

de ver que throughput está muy lejos de la velocidad de operación en 802.11g,

esto debido fundamentalmente a los ACK de TCP y a los encabezados de

802.11.

CONCLUSIONES

De las pruebas realizadas surge que la tecnología 802.11 es apta para la

transmisión de datos, pero además, para implementar enlaces de voz sin que

se produzca degradación de la calidad.

En particular se han obtenido buenos resultados con un códec de baja compre-

sión como G.711, incluso en el caso de tráfico simultáneo de voz y datos.



Queda pendiente para tareas futuras analizar con más profundidad el empleo

de códec como G.729.

La capa de enlace, debido a la presencia de los acknowlegdments ACK, afecta

en gran medida el througtput de estos enlaces reduciendo las velocidades

de transmisión efectivas a valores muy bajos para el caso de enlaces de gran-

des distancias, superiores a los 20 km.

En este sentido se deben realizar experiencias de campo para estudiar la in-

fluencia de otros parámetros como es el caso de la relación S/N, así como

comprobar in situ el rendimiento para diferentes distancias entre los extremos

del enlace inalámbrico.

La capa de transporte penaliza significativamente el throughput teórico de

los enlaces 802.11. Este resultado se válido tanto para los protocolos TCP co-

mo UDP.

En un enlace de producción se esperan sobrecargas de la capa de transporte y

enlace, las cuales pueden ser simultáneas. Luego cobran mucha relevancia las

pruebas de campo propuestas en este trabajo.



CAPÍTULO IIICAPÍTULO IIICAPÍTULO IIICAPÍTULO III

CONCLUSIONES GENERALESCONCLUSIONES GENERALESCONCLUSIONES GENERALESCONCLUSIONES GENERALES



CONCLUSIONES GENERALES

En el caso de la tecnología PLC, luego de analizar la información técnica de es-

ta tecnología se puede concluir que hay una gran potencialidad en ella debido

fundamentalmente a la gran capilaridad que poseen las redes de distribución

eléctrica y domiciliaria, con la posibilidad de alcanzar velocidades importantes

por cliente aún en lugares con una gran cantidad de usuarios.

Un tema que debe tenerse en cuenta es que la energía eléctrica en algunas lo-

calidades poco pobladas es generada por motores a combustión que por lo ge-

neral conllevan una gran cantidad de ruido, lo que implica tener que hacer

pruebas de campo antes de decidir su utilización en estas localidades.

Un tema a tener en cuenta y que cada empresa lo resuelve también en forma

propietaria es la seguridad de la información, ya que las redes de distribución

actúan como antenas, es muy fácil “robar” información o adulterarla. Algunas

empresas utilizan CDMA como forma de proteger la información y otras utilizan

encriptación o ambas.

Es necesario destacar que el panorama no es el mismo en el caso de los sis-

temas indoor donde hay estándares y un mercado cada vez más importante

que compite con wireless, tanto en velocidades de transmisión de datos como

costos.

Esto hace que sea una tecnología de último metro que debe considerarse en

escuelas rancho, instituciones donde no exista cableado o no pueda ser reali-

zado, donde el personal no esté capacitado para su realización y mantenimien-

to etc.



A pesar de lo expuesto hay grandes temas que deben ser definidos como la

compatibilidad electromagnética, la falta de estándares para el outdoor lo que

hace que los fabricantes adopten soluciones propietarias, lo que lleva a una di-

versificación del mercado que no beneficia a nadie, ya que hace que los pro-

ductos de esta tecnología aun posean altos precios que lo colocan en una po-

sición de desventaja frente a otras tecnologías de última milla.

Esto se ve agravado por el hecho que los últimos emprendimientos de empre-

sas distribuidoras de electricidad, caso ENDESA, IBERDROLA, y otros, han

fracasado y han decidido abandonar estos proyectos -No se ha podido logra

contactar a gente de estas empresas para poder evaluar las causas que lleva-

ron a estas decisiones-.

También se debe tener en cuenta el hecho que los fabricantes de sistemas

PLC abandonen la investigación y en otros hasta decidan abandonar el merca-

do, considerando que ya es una tecnología madura que no ha podido estable-

cerse como tecnología de banda ancha, son temas a tener en cuenta al mo-

mento de decidir su operación.

Por lo detallado se pude deducir que PLC outdoor en líneas de baja tensión no

tiene un futuro promisorio, a pesar de sus ventajas, por lo tanto no podemos

considerarla una tecnología alternativa para implementar en ningún emprendi-

miento de última milla.

No es el caso de PLC en líneas de media tensión, donde las pruebas son satis-

factorias al punto de poder considerarla una alternativa a tecnología de aproxi-

mación, como enlaces satelitales, con alto rendimiento y ancho de banda, con

la ventaja de tener costos mucho más accesibles.



En el caso de la tecnología wíreles 802.11, se la puede considerar una posible

alternativa para prestar servicio de banda ancha en la localidades con baja

densidad poblacional. Teniendo en cuenta que los anchos de banda son com-

partidos por la totalidad de los asociados a la red.

Se ha demostrado su capacidad para soportar no solo servicios de datos, sino

también voz y aplicaciones propietarias en general.

Pero se debe tener en cuenta cómo afectaría el rendimiento de la red los clien-

tes asociados que estén alejados del nodo concentrador, al no recibir los reco-

nocimientos, ACK, de los frame en el tiempo establecido. Esto se ve agravado

en el caso que el servicio sea prestado con un concentrador que trabaje en

punto multipunto, ya que habrá estaciones asociadas que al censar el medio y

no encontrarse ocupado emitirán su trama mientras el punto concentrador este

esperando completar una operación atómica, como se explico en el presente

trabajo.

Por lo expuesto se llega a la conclusión que antes de decidir la utilización de

802.11 como la tecnología para las localidad alejadas, se deberá poner espe-

cial atención en aquellas tecnología pensadas y desarrolladas para tareas pun-

to multipunto con clientes alejados del máster, teniendo la ventaja que el ancho

de banda para clientes es dedicado y no compartido como en 802.11.

Las tecnología que deberían también analizarse son CDMA450 y WiMax, en

especial esta última que ha desarrollado equipos en frecuencias no licenciadas

como 2,4 GHz que está saturada en los centros urbanos pero no en las locali-

dad alejadas de los mismos.



BIBLIOGRAFÍABIBLIOGRAFÍABIBLIOGRAFÍABIBLIOGRAFÍA

CAPÍTULO I

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[34] ETSI TS 101 867: PowerLine Telecommunications (PLT); Coexistence of

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[35] ETSI TS 102 270: PowerLine Telecommunications (PLT); Basic Low

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[36] Mediciones de componentes armónicos en un edificio de la ciudad de

Mendoza, realizado por EDEMSAS.A. Se adjunta en el medio magnético de la

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[37] Experiencias de EDENOR S.A. en el uso de la tecnología PLC. Comunica-

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CAPÍTULO II

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[2] ANSI / IEEE STD 802.11a-1999(R2003) (Supplement to IEEE STD 802.11-

1999). Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical

Layer (PHY) specifications High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band.

Adopted by the ISO/IEC and redesignated as ISO/IEC 8802-11:1999/Amd

1:2000(E.).

[3] ANSI / IEEE STD 802.11b-1999 (Supplement to ANSI/IEEE Std 802.11,

1999 Edition) (R2003). Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC)

and Physical Layer (PHY) specifications: Higher-Speed Physical Layer

Extension in the 2.4 GHz Band.



[4] ANSI / IEEE STD 802.11d-2001 (Amendment to IEEE Std 802.11, 1999

Edition, IEEE Std 802.11a-1999, and IEEE Std 802.11b-1999). Part 11:

Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY)

specifications. Amendment 3: Specification for operation in additional regulatory

domains

[5] ANSI / IEEE STD 802.11g, Edition 2003 (Amendment to IEEE Std 802.11,

1999 Edition (Reaff 2003), as amended by IEEE Stds 802.11a-1999, 802.11b-

1999, 802.11b-1999/Cor 1-2001, and 802.11d-2001). Part 11: Wireless LAN

Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications.

Amendment 4: Further Higher Data Rate Extension in the 2.4 GHz Band.

[6] ANSI / IEEE STD 802.11F™-2003. IEEE Trial-Use Recommended Practice

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[7] ANSI / IEEE Std 802.11e – 2005 (Amendment to IEEE Std 802.11™, 1999

Edition (Reaff 2003) as amended by IEEE Std 802.11a™-1999, IEEE Std

802.11b™-1999, IEEE Std 802.11b-1999/Cor 1-2001, IEEE Std 802.11d™-

2001, IEEE Std 802.11g™-2003, IEEE Std 802.11h™-2003, IEEE Std

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Universidad de Mendoza · 2013-04-24 · Localidades de Baja Densidad Poblacional 802.11 trabaja en frecuencias no licenciadas y tiene una fácil y rápida imple-mentación, lo que