Memria
Variador de freqncia
per al control dun motor
trifsic
TFG presentat per optar al ttol de GRAU en
ENGINYERIA ELECTRNICA INDUSTRIAL I
AUTOMTICA
per Oriol Artola Pla
i
Albert Martn Pujol
Barcelona, 11 dOctubre de 2016
Director: Joan Domingo Pea
Departament ESAII
Universitat Politcnica de Catalunya (UPC)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
2
NDEX MEMRIA
Resum .................................................................................................... 8
Resumen ................................................................................................ 8
Abstract .................................................................................................. 8
Agraments ............................................................................................. 9
Captol 1: Introducci .......................................................................... 10
1.1. Objectius ............................................................................... 10
1.2. Motivaci ............................................................................... 10
1.3. Estat de lart ........................................................................... 11
1.4. Models reals ........................................................................... 13
Captol 2: Variador de freqncia: possibles solucions ......................... 17
2.1. Font dalimentaci ................................................................... 20
2.1.1. Transformador de tensi .................................................. 22
2.1.2. Convertidor buck ............................................................ 23
2.1.3. Font commutada ............................................................. 24
2.2. Linversor trifsic ..................................................................... 25
2.2.1. Topologies ..................................................................... 25
2.2.2. Regulaci de la tensi de sortida ........................................ 32
2.3. Control digital vs Control analgic ............................................... 32
2.4. PWM ...................................................................................... 33
2.5. MOSFET vs IGBT ...................................................................... 38
2.6. Motor trifsic .......................................................................... 40
Captol 3: Disseny hardware ................................................................ 43
3.1. Font dalimentaci ................................................................... 43
3.2. Condensador del bus DC ........................................................... 44
3.3. Resistncia de precrrega ......................................................... 46
3.4. Font commutada ..................................................................... 50
3.5. Transistors ............................................................................. 53
3.5.1. Temps de commutaci ..................................................... 54
3.5.2. Potncia dissipada .......................................................... 55
3.5.3. Resistncia de porta ........................................................ 57
3.6. Driver .................................................................................... 59
3.7. Optoacobladors ....................................................................... 65
3.8. Etapa digital ........................................................................... 66
3.8.1. Microcontrolador ............................................................. 67
3.8.2. Perifrics ........................................................................ 70
3.9. Sensat del corrent ................................................................... 73
3.10. Senyal dalarma ...................................................................... 74
3.11. Muntatge ............................................................................... 77
Captol 4: Disseny Software ................................................................ 78
4.1. Llenguatge de programaci ....................................................... 78
4.2. Eines de programaci .................................................................79
4.3. Descripci del codi ....................................................................80
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
3
4.3.1. Configuraci del temporitzador............................................80
4.3.2. Retard ............................................................................81
4.3.3. Interrupci per desbordament del T0 ..................................81
4.3.4. Generaci de senyals ........................................................83
4.3.5. Fases el PWM ...................................................................84
4.3.6. Marxes ...........................................................................85
4.3.7. Lectura del teclat .............................................................86
4.3.8. Men pantalla LCD ............................................................86
4.3.9. Programa principal ...........................................................86
Captol 5: Simulaci .............................................................................88
5.1. Programes de simulaci .............................................................88
5.2. Font dalimentaci ....................................................................88
5.3. Inversor trifsic ........................................................................90
Captol 6: Resultats ..............................................................................95
6.1. Implementaci .........................................................................95
6.2. Problemtica ...........................................................................98
Captol 7: Conclusions ........................................................................100
7.1. Conclusions resultadistes .........................................................100
7.2. Convergncia del coneixement tcnic del grau delectrnica ...........100
7.3. Treball en equip i organitzaci ...................................................101
Captol 8: Propostes de millora ...........................................................102
8.1. Descrrega dels condensadors ..................................................102
8.2. Sensat de temperatura ............................................................102
Captol 9: Bibliografia .........................................................................104
9.1. Referncies bibliogrfiques .......................................................104
9.2. Consulta bibliogrfica ..............................................................104
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
4
NDEX DE FIGURES
1.1. Variador de freqncia OMRON J1000 ............................................... 14
1.2. Variador de freqncia ABB ACS310 ..................................................15
1.3. Variador de freqncia PANASONIC BFV30042GK ...............................16
2.1. Diagrama de blocs del sistema .........................................................18
2.2. Tensi de la xarxa elctrica domstica ...............................................19
2.3. Tensi rectificada del bus de contnua ...............................................19
2.4. Tensi de fase dentrada al motor .....................................................19
2.5. Corrent duna fase al motor .............................................................20
2.6. Pont rectificador de dodes i condensador ..........................................21
2.7. Ona rectificada en el model simulat amb LTSpice ................................22
2.8. Corrent que passa pel pont rectificador de dodes ...............................22
2.9. Esquema elctric simplificat dun transformador .................................23
2.10. Convertidor buck (reductor) ............................................................24
2.11. Inversors monofsics en parallel per a treure un senyal trifsic a la sortida
....................................................................................................26
2.12. Disposici dels transistors en un inversor trifsic ................................27
2.13. Mode 1 amb 180 de conducci ........................................................27
2.14. Mode 2 amb 180 de conducci .......................................................28
2.15. Mode 3 amb 180 de conducci ........................................................28
2.16. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 180 de
conducci .....................................................................................29
2.17. Mode 1, 2 i 3 amb 120 de conducci ................................................30
2.18. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 120 de
conducci .....................................................................................31
2.19. De la comparaci del senyal modulador (ona sinusodal) i del portador (ona
triangular) en resulta el PWM duna fase ............................................34
2.20. Diferncies entre modulaci bipolar i unipolar .....................................35
2.21. Senyal amb sobremodulaci ............................................................36
2.22. Diferents zones doperaci del PWM ..................................................37
2.23. Contingut harmnic en sobremodulaci dun PWM ...............................37
2.24. Grfic resum sobre en quines rees resulta ms adequat escollir entre IGBT
o MOSFET .....................................................................................39
2.25. Procs giratori pas per pas. Magnetitzaci de les bobines en funci del
corrent que hi circula ......................................................................41
2.26. Relaci del parell motor amb la freqncia de treball ............................42
3.1. Esquemtic de la connexi del bus DC ...............................................45
3.2. Circuit de crrega del condensador del bus DC ...................................46
3.3. Font dalimentaci del bus DC ..........................................................48
3.4. Esquemtic del filtre RC de retard per lactivaci del rel K2 .................49
3.5. Diagrama de blocs intern de lintegrat ...............................................51
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
5
3.6. Circuit elctric per la font commutada LNK304 ...................................51
3.7. Pins de lintegrat LNK304 ................................................................52
3.8. 1. Senyal PWM provinent de loptoacoblador. 2. Driver. 3. Transistor
MOSFET .......................................................................................53
3.9. Punts on es produeixen les prdues ..................................................56
3.10. Temperatura de la uni del driver IR2110 en relaci amb la freqncia de
commutaci per al transistor MOSFET IRFBC20 ..................................57
3.11. Resistncia de porta en relaci amb la tensi de pic entrant i el temps
dapagat ......................................................................................58
3.12. Tensi V1 i V2 sn la tensi VGS del transistors S1 i S2 respectivament .......59
3.13. Diagrama de blocs intern del driver IR2110 .........................................60
3.14. Disposici del circuit de driver ..........................................................62
3.15. Crrega i descrrega del condensador CBOOT ....................................63
3.16. Esquema de la situaci de loptoacoblador .........................................65
3.17. Pins del microcontrolador AT89C5131 ...............................................68
3.18. Esquemtic de condicionament ........................................................72
3.19. Representaci esquemtica del sensor de corrent Hall .........................73
3.20. Circuit per al correcte funcionament del sensor de corrent ACS712 ........74
3.21. Muntatge del comparador ...............................................................75
3.22. Tensi de sortida en funci del corrent sensat ....................................76
3.23. Nmero de mV a la sortida per cada amper detectat ...........................77
3.24. Plaques de muntatge del sistema .....................................................78
3.25. Senyals dinterconnexionat entre plaques ..........................................79
4.1. Imatge de la interfcie del programa FLIP ATMEL ................................81
4.2. Generaci de valors de 180 dona sinusodal a travs del software Smart
Sine ............................................................................................82
4.3. Funci dels temporitzadors ..............................................................83
4.4. Funci de retard ............................................................................83
4.5. Pols de ON i de OFF del PWM ............................................................85
4.6. Codi per la lectura del teclat ............................................................88
5.1. Esquemtic extret del software PSIM ................................................91
5.2. Caiguda de tensi a la crrega .........................................................91
5.3. Corrent circulant per la crrega ........................................................91
5.4. Esquemtic de linversor trifsic simulat ............................................92
5.5. Tensi entre fase i fase del motor amb mf=21 i ma=1 ........................93
5.6. Tensi de lnia del motor amb mf=21 i ma=1 .....................................93
5.7. Corrent del motor amb mf=21 i ma=1 ...............................................94
5.8. Espectre freqencial amb mf=21 ......................................................94
5.9. Tensi entre fase i fase del motor amb mf=63 i ma=1 .........................94
5.10. Tensi de lnia del motor amb mf=63 i ma=1 ......................................95
5.11. Corrent del motor amb mf=63 i ma=1 ...............................................95
5.12. Espectre freqencial amb mf=63 ......................................................95
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
6
6.1. Foto real del muntatge final .............................................................97
6.2. Cicle PWM dentrada a un sol transistor .............................................98
6.3. Cicles PWM de transistors complementaris .........................................99
6.4. Cicles PWM de transistors desfasats 60 ............................................99
8.1. Variaci del corrent drenador-sortidor en funci de la temperatura .......104
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
7
ndex de taules
1.1. Caracterstiques tcniques del OMRON J1000 . 14
1.2. Caracterstiques tcniques del ABB ACS310 . 15
1.3. Caracterstiques tcniques del PANASONIC BFV00042GK . 16
2.1. Comparativa MOSFET vs IGBT . 38
2.2. Motor asncron de la srie K90 del fabricant Kelvin . 40
3.1. Caracterstiques transistor IRF840 54
3.2. Comparativa entre 2 drivers, un per una fase i laltre per 3 fases a la
vegada . 60
3.3. Definici de variables pel clcul de la capacitat del condensador de control
dels transistors superiors . 63
4.1. Valors per generar els polsos PWM (Ton) 86
4.2. Valors de la ona sinusoidal . 86
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
8
RESUM
En aquest projecte es dissenya, descriu i construeix un variador de freqncia per
a un motor trifsic de baixa potncia. Tot el sistema s controlat per un
microcontrolador amb el qual lusuari del producte podr introduir la velocitat
desitjada des dun teclat. Es t a ms, una senyalitzaci dalarma en cas que el
corrent superi valors inacceptables.
El sistema consta de tres parts clarament diferenciades ja que es treballen en
diferents camps de lelectrnica. Letapa de potncia, la qual proporciona els
nivells dalimentaci elctrica necessaris per a cada component. Letapa de driver
ens donar el control i lallament requerit pel correcte funcionament dels
transistor de commutaci. I finalment letapa digital, que governar i gestionar
a travs dun microcontrolador totes les entrades i sortides del sistema.
RESUMEN
En este proyecto se disea, describe y construye un variador de frecuencia para
un motor trifsico de baja potencia. Todo el sistema es controlado por un
microcontrolador con el cual el usuario del producto podr introducir la velocidad
deseada desde un teclado. Se tiene adems, una sealizacin de alarma en el caso
que la corriente supere valores inaceptables.
El sistema consta de tres partes claramente diferenciadas ya que se trabaja a la
par con diferentes campos de la electrnica. La etapa de potencia, la cual
proporciona los niveles de alimentacin elctrica necesarios para cada
componente. La etapa de los drivers nos dar el control y el aislamiento requerido
por el correcto funcionamiento de los transistores de conmutacin. Y finalmente
la etapa digital, que governar y gestionar a travs de un microcontrolador todas
las entradas y salidas del sistema.
ABSTRACT
In this project, a variable frequency drive is designed, explained and implemented
for a low power triphasic AC motor. The system is controlled by a microcontroller
in which the user will be able to select a certain speed using a keyboard. It is also
available an alarm signal in case the current exceeds unacceptable values.
Three different stages are settled down because of a wide variety of electronic
fields ara involved. The power stage is the one responsible of the different levels
of power supply for all the components. The drive stage is in charge of control and
isolate the transistors for its correct response. And finally the digital stage will
manage all the system inputs and outputs through the microcontroller.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
9
AGRAMENTS
Lagraiment sincer cap a totes les persones que no noms han estat pendents
daquest projecte sin que tamb han collaborat i ajudat ja sigui amb el seu
coneixement o experincia.
En primer lloc, agrair al tutor del projecte la guia, lajuda i el suport aportat en
totes les fases del projecte i sobretot, per la seva disponibilitat, un valor altament
preciat avui en dia en el nostre sistema universitari.
Tamb sha acudit a altres professors experts en certs camps de lenginyeria, els
qual tamb volem agrair el seu temps.
Els tcnics del taller delectrnica de la universitat tamb han collaborat en certa
manera sobretot aportant material per a la construcci del prototip.
Finalitzar els agraments fent menci del suport moral i econmic de familiars, els
quals sempre han estat presents.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
10
CAPTOL 1:
INTRODUCCI
En aquesta secci dintroducci sexposaran els objectius, motivacions i lestat de
lart dels variadors de freqncia. Posar en situaci al lector per a que conegui el
panorama actual en el mercat aix com la curiositat denginyeria que pugui sorgir.
1.1. Objectius
Lobjectiu principal s dissenyar i implementar un sistema que controli un motor
trifsic de 100 W de potncia. La creaci dun prototip que faci que el motor
funcioni correctament.
Caldr que, a travs de la utilitzaci dun simple teclat, lusuari pugui modificar la
velocitat daquest motor. La senzillesa dutilitzaci per part de lusuari sempre ser
motiu de prioritat aix com el mnim cost econmic.
1.2. Motivaci
La motivaci principal daquest projecte s realitzar un projecte industrial real i
culminar la formaci acadmica com a estudiants universitaris amb la elaboraci
dun projecte de la magnitud daquest.
Tot el procs de desenvolupament daquest projecte engloba les diferents
branques de lelectrnica; lelectrnica de potncia, analgica, digital,
programaci. Es requereixen doncs, tots coneixements adquirits durant tots els
anys destudi del grau en enginyeria industrial electrnica i automtica.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
11
1.3. Estat de lart
De la necessitat dalimentar motors a la industria duna forma molt ms eficient i
controlada, al voltant del 1920 General Electric creava lactualment conegut com
variador de freqncia (tamb anomenats VDF). Lgicament, gaireb 100 anys
desprs, la tecnologia daquests productes ha avanat exponencialment i ha tingut
un gran impacte al sector industrial. El desenvolupament de lelectrnica de
potncia i els microcontroladors han impulsat ls daquest sistema de control.
Principalment, els VDF es poden classificar segons dues caracterstiques
principals:
Tipus de voltatge dalimentaci:
- Baixa tensi < 690 V
- Mitja tensi > 690 V
Tipus de motor a controlar:
- AC
- DC
- Servomotor
El nostre projecte tracta dun variador de freqncia de baixa tensi per controlar
un motor AC, un dels VDF ms utilitzats actualment.
El mercat dels variadors de freqncia est creixent progressivament els ltims
anys, degut a la necessitat de controlar processos industrials i reduir-ne els seus
costos. La creixent industrialitzaci al sector asitic fa que actualment domini el
mercat de VDF per davant de les regions de Europa/frica i el continent Americ,
i es preveu que segueixi sent aix els prxims anys.
Un estudi realitzat per la empresa Future Market Insights (FMI) anomenat
Variable Frequency Drive (VFD) Market: Global Industry Analysis and Opportunity
Assessment, 2016 - 2026. indica que sespera una taxa de creixement anual
composta (en angles Compound Annual Growth Rate, CAGR.) de 7,2% en valor
de mercat i un 8,5% en volum de mercat al 2026. En valor monetari serien 32,2
bilions de dlars americans, 28,57 bilions deuros.
El ms utilitzat s el variador AC respecte els DC i Servo, amb un 70% del mercat
global de VDF, tot i que la previsi s que el volum daquest tipus de variador
decreixi lleugerament a finals del 2026.
Diferenciant segons el tipus de voltatge dalimentaci, els variadors de baixa
tensi sn els ms utilitzats ara mateix globalment, degut a la facilitat ds i
adaptaci al sistema, una mida ms reduda respecte els de mitja tensi i la gran
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
12
varietat daplicacions a qualsevol tipus dindstria. Sespera un creixement del 7%
CAGR pel que fa als ingressos.
Els VDF permeten controlar completament motors elctrics dinducci mitjanant
la regulaci de la freqncia dalimentaci subministrada. El parell, la velocitat,
larrencada i frenada, la potncia, etc. sn caracterstiques que, grcies als VDF
passen de ser fixes a ser variables i controlables. Aix permet que aquests
sistemes tinguin un gran rang daplicacions en el mn industrial, des de bombes
daigua a corretges transportadores, passant per sistemes de ventilaci,
ascensors, mquines txtils o torns.
No noms es tracta dun component amb una amplia varietat daplicacions, sin
que sn equips que protegeixen els motors que alimenten i permeten mesurar i
monitoritzar les caracterstiques reals del motor. Alguns VDF tamb incorporen
funcions de PLC, amb entrades i sortides analgiques que permeten que els
processos siguin ms eficients i ofereixen ms eines de control a loperador.
Aquests factor tamb ha ajudat a valorar aquest producte en el sector industrial.
Els VDF tamb redueixen considerablement el consum elctric del motor i
allarguen la seva vida til. Com sha comentat anteriorment, els variadors de
freqncia permeten controlar la velocitat del motor amb una alta precisi, i tamb
suavitzen les arrancades i frenades, reduint els pics de corrent considerablement.
Tots aquests factors ajuden a reduir lestrs del motor, i, conseqentment, els
seus costos de manteniment. En un rang de revolucions inferior dun motor
controlat per un variador de freqncia es pot arribar a reduir fins a un 60% el
consum denergia.
El mercat dels VDF ofereix una gran varietat de models amb una gran varietat de
caracterstiques, amb la finalitat de poder trobar sempre un que sadapti el mxim
possible a laplicaci industrial desitjada. A lhora de seleccionar un variador de
freqncia sha de tenir en compte diferents aspectes tant del motor com de
lentorn per obtenir el mxim rendiment del sistema.
Aquests sn alguns dels aspectes a considerar quan es vol comprar un variador
de freqncia:
Caracterstiques del motor: Rang de tensions, corrent i potncia
nominal, factor de potncia, velocitat mxima
Tipus de crrega: Parell constant, parell variable, potncia variable.
Parell darrencada del motor: No ha de superar el perms pel variador,
per tant sha descollir un VDF amb un valor lleugerament superior al del
motor.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
13
Condicions ambientals: Humitat, temperatura, alada i ventilaci serien
alguns dels exemples.
Aplicaci multimotor: Els variadors poden controlar ms dun motor a la
vegada, i per tant sha de tenir en compte que la suma de les potncies de
tots els motors ser la potncia nominal del variador.
1.4. MODELS REALS
A continuaci es mostraran alguns models reals de variadors de freqncia AC de
baixa tensi, utilitzats per controlar motors de poca potncia i amb
caracterstiques el ms semblants possibles al VDF que sha realitzat en aquest
projecte:
OMRON J1000
Es tracta duna companyia internacional amb una gran varietat de variadors de
freqncia, que permeten cobrir prcticament qualsevol tipus de necessitat.
Aquest model escollit, el J1000 (referncia de model JZAB0P2BAA), s quasi el
ms senzill dels models que ofereix la marca.
Es tracta dun variador dalimentaci monofsica de 200V amb una potncia de
sortida de fins a 370 W (recordar que el motor que es controla en aquest projecte
s de 100 W) i un corrent de 1,9 A. Aquest VDF ofereix un tipus de control
anomenat Control Escalar V/F, el qual consisteix en augmentar el voltatge
dalimentaci alhora que augmenta la freqncia per tal de mantenir un flux
magntic constant, i, en conseqncia, el parell del motor. Aquest tipus de control
s til quan la variaci del parell s petita.
El preu oficial daquest producte segons la companyia s de 170.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
14
Figura 1.1. Variador de freqncia OMRON J1000
Taula 1.1. Caracterstiques tcniques del OMRON J1000
Caracterstica Valor
Potncia de sortida 0,37 kW
Corrent de sortida 1,9 A
Mxima tensi de sortida 3-fases 0..240 V
(proporcional a tensi dentrada)
Mxima freqncia de sortida 400 Hz
Tensi i freqncia dentrada 1-fases 200..240 VAC, 50/60 Hz
Fluctuaci de tensi admissible -15%..+10%
Fluctuaci de freqncia admissible +5%
ABB ACS310
Aquest model s de propsit general per a aplicacions de parell variable,
principalment per motors de baixa potncia, bombes i ventiladors. s fcil de
manipular, de dimensions petites i redueix considerablement el consum energtic.
Disposa de controladors PID que permeten mantenir un punt de consigna amb
precisi ajustant les sortides de control. Tamb incorpora assistents en larrencada
de motors, un assistent pel manteniment que informa del consum denergia, les
hores que ha estat funcionant o el gir del motor, entre altres.
Per complementar el variador de freqncia, es poden afegir alguns mduls
dampliaci, com per exemple ms sortides de rel (porta una sortida de srie) o
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
15
un adaptador Ethernet per la monitoritzaci remota, permet enviar dades,
registres i missatges quan no hi ha personal treballant fsicament amb el variador.
Tamb hi ha un software per controlar el manteniment i realitzar altres tasques
senzilles remotament.
La referncia del model s ACS310-01X-02A4-2 i al mercat es pot trobar per uns
230 .
Figura 1.2. Variador de freqncia ABB ACS310
Taula 1.2. Caracterstiques tcniques del ABB ACS310
Caracterstica Valor
Potncia de sortida 0,37 a 2,2 kW
Corrent de sortida 2,4 A
Mxima tensi de sortida 3-fases 0..240 V
(proporcional a tensi dentrada)
Mxima freqncia de sortida 500 Hz
Tensi i freqncia dentrada 1-fases 200..240 VAC, 50/60 Hz
Fluctuaci de tensi admissible -10%..+10%
Fluctuaci de freqncia admissible +5%
PANASONIC VF-0 Series
Aquest tercer model, de la marca PANASONIC, s lleugerament ms antic que els
altres dos i potser ms senzill, per de caracterstiques molt similars tot i tenir
menys funcions. s un model compacte i fcil dutilitzar grcies a un panell amb
botons molt simple.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
16
El control de la freqncia s realitza mitjanant un PLC extern que produeix un
senyal PWM, permetent controlar el motor amb 8 velocitats diferents. Les funcions
que incorpora son les ms bsiques: parar/encendre, sentit de gir, modificar
lacceleraci entre les velocitats i variar la freqncia doperaci.
El preu oficial daquest model s 173,40 .
Figura 1.3. Variador de freqncia PANASONIC BFV00042GK
Taula 1.3. Caracterstiques tcniques del PANASONIC BFV00042GK
Caracterstica Valor
Potncia de sortida 0,2 a 1,5 kW
Corrent de sortida 2,4 A
Mxima tensi de sortida 3-fases 0..230 V
(proporcional a tensi dentrada)
Mxima freqncia de sortida 250 Hz
Tensi i freqncia dentrada 1-fases 200..230 VAC, 50/60 Hz
Fluctuaci de tensi admissible -15%..+10%
Fluctuaci de freqncia admissible +5%
Molts daquests models tamb tenen una versi igual per amb un filtre EMC
(Electro-Magnetic Compatibility) incorporat, el qual ajuda a reduir el soroll i les
distorsions en les senyals de sortida del variador de freqncia. En un s domstic,
aquest filtre no t tanta importncia com en un s industrial on hi ha diferents
motors i VDF connectats. Aquesta millora augmenta el preu del VDF entre uns 30
- 70 , depenent del model i marca.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
17
CAPTOL 2:
VARIADOR DE
FREQNCIA:
POSSIBLES SOLUCIONS.
Duna connexi domstica es vol que el motor giri a la velocitat escollida per
lusuari. Per tant, a lentrada es tindr un senyal altern provinent de la xarxa
domstica el qual shaur dadaptar de manera que un inversor de tres fases
aconsegueixi el senyal trifsic que el motor necessita pel seu adequat
funcionament. Per a que sigui ms entenedor, el diagrama de blocs de la Figura
2.1. mostra la posici de cada etapa.
Figura 2.1. Diagrama de blocs del sistema.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
18
Est clar que caldr convertir el senyal de corrent altern de la xarxa a un corrent
tamb altern per trifsic. El principi seguit en el sistema consistir en la conversi
de lalimentaci amb freqncia coneguda i fixe, en un senyal de corrent continu
amb un rectificador (CA-CC) i seguidament mitjanant un inversor es treu senyal
altern altra vegada (CC-CA).
Com es pot observar en la figura 2.1, linversor trifsic t com a senyal dentrada
una tensi contnua. La manera de convertir aquest bus de corrent continu a un
senyal altern s utilitzant transistors i un senyal PWM (modulaci per ample de
pols). El senyal PWM (creat pel microcontrolador) s lencarregat de fer commutar
el conjunt de transistors de potncia per acabar traient un senyal equivalent a un
altern.
En les tres figures segents es mostren els passos per obtenir el senyal objectiu,
una ona PWM mitjanant la commutaci dels transistors entre 0 V i la tensi del
bus de contnua per a les tres fases. Daquesta manera, el motor no es veu
alimentat per una ona sinusodal per s del seu homleg, el PWM, que provocar
el gir del motor.
Figura 2.2. Tensi de la xarxa elctrica domstica.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
19
Figura 2.3. Tensi rectifacada del bus de contnua.
Figura 2.4. Tensi de fase dentrada al motor.
Figura 2.5. Corrent duna fase al motor.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
20
Tota letapa de control ser governada digitalment, s a dir, per un
microcontrolador. El principal avantatge s que a travs de programaci, lusuari
ser capa de seleccionar la velocitat del motor amb tan sols pitjant un bot. Com
a punt afegit, sestalvia la connexi domstica trifsica, no disponible a tot arreu,
fent daquest sistema una aplicaci molt adequada per a baixes potncies.
2.1. Font dalimentaci
Per realitzar la font dalimentaci que proporcionar tensi a totes les parts del
sistema, hi ha diferents mtodes a utilitzar, tots ells amb els seus avantatges i
inconvenients. Lobjectiu de tots ells s convertir la tensi de la xarxa en una
tensi adequada per cada un dels components que es troben als circuits.
Concretament, es busca obtenir una tensi estable de 12 V per alimentar els
drivers i una altra tensi de 5 V per alimentar el circuit digital relacionat amb el
control del sistema (microcontrolador, LCD, teclat, LEDs, etc.)
Tots el sistemes parteixen sempre de la tensi proporcionada per la xarxa
elctrica, que a Espanya s 230 V eficaos (325 V de pic) i 50 Hz de freqncia.
Els 3 mtodes consten duna part comuna dacondicionament del senyal, on es
converteix la tensi alterna en tensi contnua estabilitzada. El canvi entre ells s
la forma de reduir el valor de la tensi.
Aquest condicionament consisteix en la rectificaci daquesta tensi alterna de 230
V (325 V de pic) per tal de convertir-la en una tensi contnua. Per aconseguir
aquesta rectificaci sha utilitzat lanomenat pont rectificador de dodes. s un
component format per 4 dodes que va integrat en un sol encapsulat. Per ser ms
concrets, s un rectificador dona completa, s a dir, converteix la part negativa
del senyal altern en positiva permetent aprofitar al mxim el corrent dentrada.
Figura 2.6. Pont rectificador de dodes i condensador.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
21
A la sortida daquest es posa un condensador electroltic per tal de reduir
considerablement larrissat del senyal i aconseguir aix una forma dona el ms
semblant possible a una contnua. Com ms elevat s el valor de la capacitat del
condensador, ms petit ser larrissat del senyal ja que la caiguda del corrent s
ms lenta i la corba es suavitza.
Tal i com es mostra a la figura, larrissada del senyal de tensi s la diferncia
entre el seu valor de pic i el valor ms baix a la zona afectada pel condensador.
A la figura 2.7 es veu el resultat de la simulaci del senyal de tensi que
proporciona la xarxa ja modificat pel pont rectificador (V_in) i posteriorment pel
condensador (V_out).
Figura 2.7. Ona rectificada en el model simulat amb LT Spice.
Per tal de seleccionar el pont de dodes, sha de tenir en compte el corrent que
passa pels mateixos dodes i la tensi que han de suportar.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
22
Figura 2.8. Corrent que passa pel pont rectificador de dodes.
Amb la figura 2.8 sobserva els corrent circulants pels dodes, per tant el doble del
valor mxim ser el parmetre delecci del component real.
2.1.1. Transformador de tensi
Possiblement el mtode ms com per reduir la tensi de 230 V AC a valors baixos
suportables pels components electrnics s la utilitzaci dun transformador de
tensi. Aquest component es situa abans del condicionament del senyal explicat
anteriorment, aix que la reducci de tensi es fa amb valors AC. La relaci de
transformaci ve donada de srie; en el nostre cas seria de 230 V a 15 V.
El transformador consta dun debanat primari que, grcies al corrent que el
travessa, genera la inducci dun flux magntic al nucli de ferro. Com que aquest
flux s variable, es produeix una fora electromotriu en el debanat secundari del
transformador, fent que ambds debanats quedin acoblats mitjanant un camp
magntic.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
23
Figura 2.9. Esquema elctric simplificat dun transformador.
La relaci de transformaci (m), que s la relaci entre la tensi dentrada i de
sortida del transformador, ve donada pel nombre despires del debanat primari i
el secundari.
12
=12
=12
=21
=
(1)
On:
- E: fora electromotriu (V)
- N: nmero despires (unitats)
- V: tensi del debanat (V)
- I: corrent al debanat (A)
- M: relaci de transformaci (sense unitats)
Alguns dels principals inconvenients del transformador sn el seu pes i les
dimensions, que sn un problema quan es busca obtenir una placa PCB el ms
reduda possible.
Tamb s un component amb unes prdues considerables, provinents tant de la
part elctrica com de la part magntica del transformador. Algunes de les prdues
sn en el coure, en el ferro i prdues per corrents parsites.
2.1.2. Convertidor Buck
Aquest convertidor de potncia s una font commutada que proporciona una
tensi a la sortida (0) inferior a la tensi dentrada (), per tant s de tipus
reductor. Com que es tracta dun convertidor DC-DC, aquest ha danar desprs de
la rectificaci i filtrat de la tensi, explicada a linici daquest apartat.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
24
El circuit consta dun interruptor (S) que commuta a una freqncia determinada
=1
i un dode (D) com a dispositius semiconductors juntament amb un inductor
(L) i un condensador (c) que actuen com a filtre per reduir larrissada de la tensi.
La crrega va situada en parallel amb aquest condensador.
Figura 2.10. Convertidor Buck (reductor)
Els convertidors DC-DC tenen dos modes de funcionament: el mode de conducci
contnua (MCC) i el mode de conducci discontnua (MCD), on el primer sempre
t corrent passant per la crrega i el segon t absncia de corrent durant un cert
temps de la commutaci. En el nostre cas, per fer girar el motor, ens interessaria
el MCC, aix el motor estaria alimentat en tot moment. Per aconseguir-ho, el
transistor hauria destar tancat un temps inferior al que tarda el condensador a
descarregar-se.
s un circuit molt simple i amb un rendiment fora bo ja que es tracta duna font
commutada i el transistor no est sempre treballant, per tant la prdua denergia
es redueix considerablement.
2.1.3. Font commutada
Finalment, per a realitzar la font dalimentaci daquest projecte, es va decidir
utilitzar un integrat, el LNK304, que a partir dun rang de tensions DC dentrada
proporciona a la seva sortida 12 V de tensi contnua i 120 mA de corrent. Es
tracta tamb dun convertidor Buck com lexplicat anteriorment, tot i que aquest
component incorpora una realimentaci i components de gran precisi i baixa
tolerncia, fent que la eficincia sigui encara ms elevada que la del convertidor
Buck normal.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
25
El fabricant proporciona informaci detallada sobre el circuit i els components que
shan de muntar amb lintegrat per tal de que funcioni correctament. Aquest est
explicat ms endavant a lapartat de Hardware (Secci 3.4).
2.2. Linversor trifsic
Els inversors trifsics sn convertidors esttics denergia que converteixen el
corrent continu en corrent altern. Per ser ms exactes, transfereixen potencia des
duna font de contnua a una crrega en alterna. Produeixen doncs, una tensi de
sortida AC simtrica en amplitud i freqncia a partir duna tensi dentrada en
corrent continu. En aquests dispositius tant la freqncia com lamplitud de sortida
sn variables.
2.2.1. Topologies
Els inversors trifsics poden estar formats per tres inversors monofsics
independents i connectats a la mateixa font, tal com mostra la segent figura.
Figura 2.11. Inversors monofsics en parallel per a treure un senyal trifsic a la
sortida.
Font: Maset, E. Tema 11: Inversores. Introduccin a la electrnica de potencia.
Universitat Politcnica de Valncia.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
26
Aquesta topologia implica que el desfasament entre els senyals de control ha de
ser de 120, per aconseguir una tensi de sortida equilibrada.
Els tres senyals alterns que sobtenen de manera independent a cada inversor,
poden estar connectats a una crrega en configuraci destrella o triangle segons
interessi. Es requereixen 12 transistors per a la implementaci daquesta
configuraci, 4 per a cada inversor monofsic. Cal tenir en compte que si les
tensions de sortida de cada inversor monofsic no estan perfectament equilibrades
en magnitud i fase, el senyal de sortida del sistema estar descompensat.
Un segon tipus de topologia seria amb un parell de transistors per a cada fase. La
segent figura mostra lesquemtic daquest tipus dinversor trifsic.
Figura 2.12. Disposici dels transistors en un inversor trifsic.
Font: Maset, E. Tema 11: Inversores. Introduccin a la electrnica de potencia.
Universitat Politcnica de Valncia.
Aquests tipus dinversors poden entrar en funcionament de dues maneres.
A) 180 graus de conducci: Cada interruptor condueix 180, de forma que
sempre existiran 3 transistors conduint simultniament. Els terminals R, S
i T (figura X) estaran connectats a la tensi Vs positiva o al negatiu de la
mateixa. Daquesta manera sobtindran 6 intervals de conducci diferents
agrupats en 3 modes.
Figura 2.13. Mode 1 amb 180 de conducci.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
27
0 wt
3 Req = R +
R
2=
3 R
2; i1 =
VsReq
=2 Vs3 R
( 2)
van = vcn = i1 R
2=
Vs3
; vbn = i1 R =2 Vs
3
( 3)
Figura 2.14. Mode 2 amb 180 de conducci.
3 wt
2
3 Req = R +
R
2=
3 R
2; i2 =
VsReq
=2 Vs3 R
(4)
vbn = vcn = i2 R
2=
Vs3
; van = i2 R =2 Vs
3
(5)
Figura 2.15. Mode 3 amb 180 de conducci.
2
3 = +
2=
3
2; 3 =
=2 3
(6)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
28
= = 3
2=
3
; = 3 =2
3
(7)
El resultats obtinguts en el clcul anterior mostren la tensi que caur a la crrega
de cada fase depenent del mode en el que es trobi. La segent figura mostra la
forma dona de sortida en un perode sencer.
Figura 2.16. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 180 de
conducci.
Font: Maset, E. Tema 11:Inversores. Introduccin a la electrnica de potencia.
Universitat Politcnica de Valncia.
B) 120 graus de conducci: Cada interruptor condueix 120, de manera que
sempre existirn dos transistors conduint simultniament. Sobtindran doncs 3
intervals de funcionament diferents en un semicicle. El funcionament dels 3
intervals es poden observar a la segent figura.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
29
Figura 2.17. Mode 1, 2 i 3 amb 120 de conducci.
Mode 1:
0 /3
(8)
=2
, =2
, = 0
(9)
Mode 2:
/3 2/3
(10)
=2
, =2
, = 0
(11)
Mode 3:
2/3 (12)
=2
, =2
, = 0
(13)
Durant cada interval doperaci un dels tres terminals est obert i els altres dos
connectats al bus de tensi contnua. La tensi del transistor obert dependr de
les caracterstiques de la crrega connectada.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
30
Figura 2.18. Tensions de sortida seguint la seqncia en un inversor de 120 de
conducci.
Font: Maset, E. Tema 11: Inversores. Introduccin a la electrnica de potencia.
Universitat Politcnica de Valncia.
Tant la figura 2.20 com la figura 2.21, i corrovorat pels clculs anteriors, es revela
una caracterstica clarament rellevant. En el cas de obtenir 180 de conducci la
tensi de linia arriba a la tensi de potencia i la tensi de fase es queda a 2/3
daquesta tensi. En canvi amb 120 de conducci es produeix el contrari, una
tensi de lnia igual a 2/3 de la tensi de potncia i una tensi de fase igual a la
de potncia.
Lelecci dun mtode o laltre determinar el voltatge efica de sortida, s a dir,
afectar directament al motor collocat a la sortida i, conseqentment, a la
disposici en estrella o en triangle. Aquesta elecci ser duta a terme a travs de
la programaci del microcontrolador que s lelement que controla la forma dona
que sentrega al motor.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
31
2.2.2. Regulaci de la tensi de sortida
Com sha pogut observar en els grfics exposats anteriorment la tensi de sortida
depn exclusivament del voltatge continu dentrada. Al mercat, una exigncia dels
inversors s el manteniment constant de la tensi de sortida i la possibilitat de
poder variar la tensi de sortida dins duns marges.
Les diferents maneres que existeixen per resoldre la necessitat de regulaci de la
tensi de sortida sn les segents:
- Control de la tensi contnua dentrada: Soluci que va directa a la variable
a controlar. Proporcionaria una forma directa de control sobre el valor efica de la
sortida; anomenat amb langlicisme Variable DC-link Inverter.
- Regulaci interna amb PWM: La tensi contnua dentrada romandria
constant i els transistors entrarien en rgim de commutaci governats per PWM.
Proporcionaria regulaci del valor efica de sortida i una reducci del contingut
harmnic (depenent del tipus de modulaci).
- Regulaci de la tensi de sortida: Consistiria en adaptar la tensi de sortida
posteriorment a travs de tiristor i altres elements electrnics. Implicaria retards
en la resposta del sistema i un augment del volum del projecte.
La soluci ms efica i que ofereix un ventall ms ampli en termes de regulaci s
la utilitzaci de la modulaci dample de polsos PWM.
2.3. Control digital vs control analgic
Existeixen dues maneres de generar el senyal de control dun dispositiu
semiconductor; analgica o digitalment. La tria de luna o de laltra implica un
canvi substancial en el projecte.
Generar un senyal de commutaci de manera analgica comporta la utilitzaci
duna srie de components correctament acondicionats. Aquesta tasca
simplementaria amb ls de dispositius com comparadors analgics i
potencimetres entre daltres, s a dir, sistemes dacondicionament de senyal per
a crear senyals sinusodals i triangulars aix com diferents senyals de tensi
contnua per alimentar el dispositius analgics.
Caldria crear un senyal quadrat o, com es desitja en aquest projecte, un senyal
PWM mitjanant comparadors introduint a lentrada un senyal sinusodal i un valor
constant o triangular. A ms, obtenir el complementari (perqu quan un transistor
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
32
condueixi, laltre immediatament ho deixi de fer) de cada senyal aix com un
sistema de desfasament per a cada fase.
Un sistema analgic de creaci del senyal de control pels transistors suposa doncs
un procs de clcul exhaustiu a causa dels temps de retrs dels senyals. s a dir,
el PWM complementari duna fase haur de circular per una porta inversora i, a
ms, depenent de la fase haur dsser desfasada 120 i incls 240. Dos camins
diferents per dos senyals que han danar coordinats.
Per tant, els avantatges que ofereix un sistema digital sn els segents:
- Control de variables. Quan sutilitza un microcontrolador, si el circuit ha
estat dissenyat de manera adequada, sempre produir exactament les
mateixes sortides. En canvi, les sortides dun disseny analgic depenen de
diverses variables com la temperatura, el voltatge dentrada, lantiguitat
dels components, temps de retrs entre daltres factors.
- Facilitat del disseny. No s necessari cap modulaci exacta del
comportament del senyal ni cap matemtica complexa. Amb el coneixement
de la programaci del microcontrolador es defineixen les sortides
desitjades.
- Flexibilitat de control. Es t la possibilitat de canviar les entrades amb un
perifric com un teclat, sempre i quan es dissenyi el codi adequat.
Tanmateix, es poden introduir senyals de realimentaci per activar alarmes,
variables de control o diferents parmetres dautomatitzaci.
- Freqncia de treball. Els dispositius programables actuals ofereixen
freqncies de treball fora elevades fet que provoca que la limitaci regeixi
en els components de commutaci i no en el microcontrolador.
2.4. PWM
Com sha comentat en seccions anteriors, un recurs molt utilitzat en aquest tipus
daplicacions s la modulaci per ample de pols (PWM). Recordar que aquest
senyal ser lencarregat de fer commutar els transistors perqu el motor rebi un
senyal sinusodal equivalent. Bsicament, la funci de linversor trifsic, convertir
el CC en CA ja que el motor precisament necessita CA.
Existeixen diverses tcniques diferenciades de PWM:
- PWM Sinusodal (SPWM).
- Eliminaci selectiva darmnics. (SHE-PWM).
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
33
- PWM de mnima arrissada de corrent.
- PWM amb control de corrent per histresi.
- PWM de vectors despai (PVM).
Aquest projecte es centrar en el primer tipus, el PWM Sinusodal.
Aquesta tcnica de control es basa en utilitzar una modulaci on una srie de
polsos es disparen en cada semicicle i lamplada de cada un varia en proporci
amb lamplitud duna ona sinusodal (figura 2.21). En altres paraules, el pols ser
ms llarg depenent del punt en el que es troba el senyal sinusodal.
> =
< = 0
> =
< = 0
> =
< = 0
Figura 2.19. De la comparaci del senyal modulador (ona sinusodal) i del portador (ona
triangular) en resulta el PWM duna fase.
Lona moduladora genera un senyal de control Vcontrol (ona sinusodal) a la
freqncia deistjada f1, la qual ser comparada amb el senyal portador triangular
per generar els polsos. La freqncia de lona triangular estableix la freqncia de
commutaci dels transistors fs, que es mantindr constant. Es t llavors una
relaci de modulaci damplitud i de freqncia, tal que:
=
; =
1
(14)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
34
On:
- Vcontrol: amplitud del senyal de control (sinusodal).
- Vtri: pic de lona portadora triangular.
- f1: freqncia de sortida desitjada (de lona sinusodal).
- ftri: freqncia de lona portadora triangular.
s important donar un cop dull al contingut harmnic daquests tipus de senyals
ja que les expressions derivades per realitzar els clculs canvien segons les
condicions de treball.
En un inversor trifsic amb control unipolar ens trobem amb el segent espectre
harmnic. A ms, la segent figura 2.22 tamb mostra lavantatge dutilitzar
modulaci unipolar en comptes de bipolar.
Figura 2.20. Diferncies entre modulaci bipolar i unipolar.
Amb modullaci unipolar sanullen els harmnics dels voltants de la freqncia
de la triangular i els seus mltiples impars (mf, 3mf).
Per una relaci de modulaci damplitud menor a la unitat (ma
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
35
Si lndex de modulaci damplitud fos major a la unitat, aquesta relaci lineal no
es compliria.
El PWM porta els harmnics de lona de tensi que li arriba al motor al rang daltes
freqncies, ms concretament a la freqncia de commutaci i els seus mltiples,
com mf, 3mf i aix successivament. Lndex de modulaci en freqncia mf ha de
ser un nombre enter imparell de tal manera que la forma dona noms contingui
harmnics imparells. En general, s desitjable freqncies de commutaci el ms
altes possibles ja que a priori s ms fcil eliminar els harmnics dalta freqncia
amb una unitat de filtratge. El desavantatge que presenta treballar en freqncies
altes s les prdues de commutaci que es produirien en els transistors que
augmenten proporcionalment.
Amb una variaci lineal entre la tensi de la fonamental i ma, es t per contra una
menor magnitud de la component fonamental. Quan ma sincrementa ms enll
de la unitat, lamplitud tamb sincrementa i s el que es coneix com una
sobremodulaci. La forma dona cont molts ms harmnics comparat amb quan
es treballa en el rang lineal (figura 2.24).
Figura 2.21. Senyal amb sobremodulaci.
Lamplitud del pic de la fonamental en funci de la relaci de lndex de modulaci
damplitud es mostra a la segent figura 2.24. Daquesta manera, saclareix el fet
de treballar en el rang lineal quan ma
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
36
Figura 2.22. Diferents zones doperaci del PWM.
Font: Gonzalez-Longatt, F. M. Generalidades de la modulacin de ancho de pulso. 2004.
Universidad de Venezuela
Per exemple: si connectem al corrent de la xarxa elctrica, 230 V eficaos, el valor
de pic de la qual s 325 V. Si ma del PWM s 1, el valor destat alt del mateix PWM
ser els 325 V de pic de lentrada.
El contingut harmnic en sobremodulaci seria major tal i com mostra la segent
figura.
Figura 2.23. Contingut harmnic en sobremodulaci dun PWM de ma=2,5 i mf=15.
Font: Gonzalez-Longatt, F. M. Generalidades de la modulacin de ancho de pulso. 2004.
Universidad de Venezuela
Resumint, els inversos trifsics ofereixen un avantatge significatiu si mf compleix
que sigui imparell i mltiple de 3 (per exemple 3, 9, 15, 21, 27). Daquesta
manera saconsegueix que la forma dona de la tensi sigui ms sinusodal, que
s bsicament lobjectiu dun PWM. s ms, si utilitzem modulaci unipolar,
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
37
seliminarien part dels harmnics (figura 2.22). Per tant, mitjanant la
programaci del microcontrolador, senviar un PWM amb ma
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
38
- Per a la protecci de pics de tensi (provocats per les crregues inductives),
els MOSFETs actuals incorporen un dode que eradica els pics de sobretensi
en el moment de commutaci, cosa que inhibeix un dels defectes daquests.
En el moment de lelecci final entre MOSFET i IGBT, ambds dispositius poden
proporcionar avantatges en la mateixa aplicaci, depenent sempre de les
condicions de treball. Com doncs un dissenyador escull? Sha dentendre el
comportament i les prestacions relatives que poden oferir.
Existeix la percepci que els MOSFETs sn un producte ms madur dins del
mercat, per contra els IGBTs es consideren tecnologia nova. Una generalitzaci
acceptada en diferents articles cientfics s que els IGBTs substituiran, si s que
no succeeix ja, als MOSFETs en totes les aplicacions per sobre de 300 V. De totes
maneres, durant els ltims anys han sorgit millores significatives en els MOSFETs
i aix els fa ser un producte dinmic.
En conclusi, ambds components poden ser adients i les diferncies entre ells
sn ms aviat minses. El fet determinant s la potncia del sistema; per a baixes
potncies el MOSFET segueix dominant, consolidant-se com la tecnologia reina.
En canvi, els IGBTs els substitueixen en aplicacions de gran potncia. La segent
figura illustra de manera orientativa el seu respectiu domini del mercat segons la
potencia i la freqncia.
Figura 2.24. Grfic resum de recomanaci de quines rees resulta ms adequat escollir
o b un IGBT o un MOSFET.
Font: Blake, C.; Bull, C. IGBT or MOSFET: Choose Wisely. International Rectifier.
El variador de freqncia daquest projecte treballar a freqncies i potncies
baixes. Per tant, el MOSFET, a part de ser el ms recomanat incls pels fabricants,
s molt eficient en termes de dissipaci de potncia i sempre tindr la possibilitat
de treballar eficament a altes freqncies.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
39
2.6. Motor trifsic
Totes les etapes que cont aquest projecte sn per produir el senyal de control
del motor. Les especificacions del motor sn:
Taula 2.2. Motor asncron de la srie K90 del fabricant Kelvin.
N de
fases Tensi efica
Potncia
elctrica
nominal
Corrent
nominal
Velocitat de
gir Rendiment
3 230/400 V 191 W 0,83 A 1250 rpm 38%
El motor s lelement encarregat de convertir lenergia elctrica en una fora
mecnica. Ser doncs, el component final del sistema.
Un motor dinducci t collocades en el seu interior 3 bobinats iguals desplaats
120 entre s. Aquestes creen un camp magntic giratori quan estan alimentades
a travs dun sistema de tensions trifsic equilibrat. Lexcitaci resultant de les
forces magnetomotrius (ff.mm.mm) generades, provoca un camp magntic
damplitud constant, que avana a velocitat constant, depenent tant dels graus
magntics com dels graus elctrics que transcorren en un perode altern, s a dir,
dun parell de pols per cada cicle temporal.
Aquesta velocitat (n) expressada en r.p.m es coneguda com velocitat sncrona,
lexpressi de la qual en resulta aquest parmetre s la segent:
=60
(16)
On:
- f s la freqncia dalimentaci [Hz]
- p s el nombre de parell de pols del motor [adimensional]
- n s la velocitat sncrona [rpm]
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
40
Figura 2.25. Procs giratori pas per pas. Magnetitzaci de les bobines en funci del
corrent que hi circula.
Font: Oseira. R. Captol 5: Mquina asncrona - motor de induccin trifsico.
Mquinas de corriente alterna. EUETIB. Universitat Politcnica de Catalunya.
El motor, al ser asncron, comporta que la part esttica del motor (estator) i la
part que rota (rotor) no van sincronitzades. La polaritzaci dels bobinats del
estator va avanada respecte el moviment del rotor. Per tant, la velocitat de
sncronisme no es veur mai representada com a valor real de la velocitat. Aquest
lliscament ve marcat per la segent modificaci de lequaci anterior.
= (1 )60
(17)
On s s el lliscament.
Existeixen moltes maneres de modificar la velocitat dun motor, ja sigui canviant
el nombre de parell de pols o la tensi dalimentaci. Ambdues, no obstant,
modificarien fsicament el motor i les condicions de treball respectivament. El joc
del lliscament s com a variable doncs, es descarta, ja que depn de la crrega
amb la que es treballi. Cada assaig necessitaria de les seves propies senyals, cosa
que no tindria sentit. El mtode ms utilitzat i a la vegada efectiu per regular la
velocitat s el control de la freqncia, el qual porta a la modificaci de la velocitat
de sincronisme.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
41
Per entendre el comportament del motor s important donar un cop dull a la
caracterstica corrent parell-velocitat que presentar.
Es pot observar a la figura 2.29 que el parell mxim es dna al voltant del 80%
de la velocitat nominal. Si interessa obtenir aquest parell des de larrencada fins
la velocitat mxima, es pot assolir variant la freqncia dalimentaci.
Figura 2.26. Relaci del parell del motor amb la freqncia de treball.
Pizarro, M. D. Control de velocidad. 2003. Santa Fe.
Sobserva que la caracterstica mencionada anteriorment es pot mantenir fins els
50 Hz de freqncia, moment en que el parell disponible comena a disminuir.
Aix doncs, es fa evident que al variar la freqncia mantinguent la tensi constant,
el parell mxim es mostra inversament proporcional i, conseqentment, si es
pretn mantenir el parell mxim constant, ser necessari actuar sobre la tensi
dentrada al motor.
Cal tenir en compte que la senyal de voltatge que rebr el motor no tindr forma
sinusodal, sin que ser una serie de polsos quadrats de diferent amplada,
equivalents a un senyal altern. Aix doncs, s necessari el clcul del valor de pic
(amplitud) del PWM, que ser ni ms ni menys que un valor de corrent continu de
les quals es commutar (mitjanant els transistors de potncia, figura 2.14) des
daquell valor fins a 0.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
42
CAPTOL 3:
DISSENY HARDWARE
El disseny de tots els elements tangibles del variador de freqncia escollit
sexplica qualitativa i quantitativament en aquest captol.
3.1. Font dalimentaci
La potncia necessria ser el parmetre nic per al dimensionament de la font
dalimentaci del sistema. Es t una tensi contnua a la sortida del pont de dodes
(que ha rectificat lona sinusodal de la xarxa elctrica) de 325 V. Daqu sentra al
circuit integrat LNK304, el qual reduir aquesta tensi fins a una sortida tpica de
12 V i 120 mA. Aix vol dir que a la sortida proporcionar una potncia tal que:
= = 12 120 = 1,44
(18)
El propi datasheet del component informa que el rendiment entre la potncia
dentrada i la de sortida s del 75%. Per tant, la potncia dentrada ha de ser com
estableix la segent equaci:
=
; =
=1,44
0,75= 1,92
(19)
Aix implica que el component demanar un corrent de tal manera que:
= ; =
=
1,92
325= 5,9
(20)
Aquest corrent ser demandat per part del reductor buck LNK304, el qual afectar
al corrent del motor. Tot i aix, es pot considerar prou baix per no trobar
afectacions clares al comportament del motor.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
43
Si tenim en compte la segent equaci de potncia elctrica del motor i que 1 V
cau en el pont de dodes:
= ( 2 ) cos() = (325 2 1) 0,5 0,7 = 113,05
(21)
La potncia dissipada de tot el sistema ser de:
= + = 1,92 + 113,4 = 115,32
(22)
On el valor del corrent del motor ve extret del datasheet del mateix, sempre i
quan lalimentaci del motor sigui 230 V eficaos, que seran entregats a travs
del PWM. Llavors el corrent total del bus de tensi ser de:
= + = 500 + 5,9 = 509
(23)
Per aquest motiu, es collocar un fusible d1 A a lentrada, com a mesura de
protecci.
Un cop sabuts els corrents, sescull el pont de dodes FB2500 del fabricant FAGOR.
En aquest cas s important que superi en escreix els valors mxims tant de tensi
com de corrent. Certament compleix aquests requisits amb un mxim de 1000 V
i 25 A.
La potncia de sortida del variador de freqncia vindr marcada pel valor nominal
ms baix dels components de letapa de potncia, que s el transistor de potncia
(veure secci 3.5). Com que el seu corrent nominal s de 2,5 A, la potncia de
sortida que pot oferir el sistema s com regeix la segent equaci:
= = 325 2,5 = 812,5
(24)
3.2. Condensador del bus DC
El senyal provinent del pont de dodes ser directament dosificat pel sistema de
transistors i utilitzat pel motor. Lnic objectiu que es persegueix amb aquest
corrent continu s que sigui mximament estable, s a dir, que tingui la mnima
arrissada. Per aix ser collocat un condensador en parallel entre el pont de
dodes i el reductor de tensi contnua.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
44
Figura 3.1. Esquemtic de la connexi del Bus DC.
Lequaci de crrega del condensador s la segent:
() =
(25)
Es tracta el diferencial de tensi (dV) com larrissada tolerable pel bus de tensi
contnua. Es considerar com acceptable una desviaci del 5% del voltatge de pic
de lentrada.
= 2 = 230 2 = 325
(26)
Com que el pont de dodes s de pont complet, el diferencial de temps (dt) ser
duna freqncia doble ja que queda una ona rectificada positiva, s a dir, la part
negativa de lona sinusodal quedar invertida a leix positiu.
=1
2 =
1
2 50= 0,01
(27)
La intensitat de lnia del bus s la mateixa que circula per les fases del motor. Per
tant, si la tensi dentrada al motor s de 230 V eficaos, segons el datasheet del
motor, el corrent circulant ser de 0,47 A o 0,53 A en funci de si t fre
electromagntic o no (veure annex III). Per seguretat, sescull el valor ms elevat.
La capacitat del condensador de filtrat darrissada es calcular doncs de la segent
manera:
=
= 0.53
0,01
0,05 325= 3,26 104 = 326
(28)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
45
Valor estandarditzat amb la srie E-24 >> 330 uF
Daquesta manera sassegura un senyal de tensi contnua amb una diferncia
entre el punt mxim i mnim del 5% del valor mxim. Shan implementat doncs,
2 condensadors de 220 uF cada un de 450 V. En parallel amb aquests sincorpora
un condensador de desacoblament de polister de 1 uF i 400 V, ja que totes les
connexions presents introduiran inductncies parsites. Durant les commutacions,
tant dels transistors de potncia com del reductor Buck, aquestes inductancies
sern sotmeses a fortes derivades de corrent, les quals poden provocar
sobretensions als semiconductors.
3.3. Resistencia de precrrega
Existeix la problemtica de crear un curtcircuit amb lalimentaci domstica al
connectar-la amb el sistema, concretament amb el condensador del bus de corrent
continu (secci 3.2). Quan el condensador es troba descarregat, actua com un
curtcircuit en un diferencial de temps, i per tant, crearia un cam directe entre
alimentaci i massa (se suposa que la crrega de sortida, el motor, es troba
desconnectada del bus DC durant la precrrega del condensador).
Es pot suposar tamb que la tensi de precrrega s constant i igual al valor de
pic de la tensi de lnia de la xarxa. Daquesta manera el condensador es carregar
en rgim permanent i a una tensi final a aquest mateix valor de pic.
La soluci ms comuna s installar un resistor de potncia a travs del qual es
carregar el condensador. Aquest resistor quedar curtcircuitat amb lacci dun
rel quan el condensador es trobi a un 90% de la seva capacitat. Daquesta
manera, sevita el curtcircuit inicial que es produiria amb alimentaci i massa
(condensador descarregat) i desprs el sistema queda apartat de qualsevol
afectaci pel mateix resistor, que queda desconnectat pel rel.
El transitori ve marcat per la crrega del condensador del segent circuit
equivalent:
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
46
Figura 3.2. Circuit de crrega del condensador del bus DC.
El condensador, ser carregat doncs a travs de RPrecrrega. Levoluci de la tensi
del condensador des de linstant inicial fins al rgim permanent ve donada per la
segent expressi:
() = (1
)
(29)
On:
- Vt(t): valor de la tensi del condensador en linstant t.
- Vf: tensi final en la que quedar carregat el condensador.
- t: temps de crrega.
- R: resistor pel qual es carrega el condensador.
- C: capacitat del mateix.
Es busca el valor de R que fa que el condensador es carregui fins el 80%. Per aix
sha dassignar arbitrriament un temps de crrega, que es considerar 1 segon.
0,8 = (1
)
(30)
0,8 = 1
1330106
(31)
= 1883
(32)
Estandarditzat amb la srie E24 >> 1800 .
El resistor de precrrega ser situat entre la connexi de la xarxa domstica i el
pont de dodes, s a dir, que dissipar gran potencia. Per aquest motiu, sha de
tenir en compte la potncia que ha de tenir perqu no es malmeti el component.
Si la caiguda de tensi dels dodes s d1 V:
=( 2 )
2
=
(325 2 1)2
1800= 57,96
(33)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
47
Al mercat, almenys el que els projectistes tenen a labast, no es troben resistors
amb una potncia superior a 50 W. Aix que shaur descollir un component de
major impedncia per a reduir la intensitat que hi circula i, conseqentment, la
potncia dissipada. Caldr doncs, refer els clculs.
Escollint un resistor de 3300 (valor tpic):
0,8 = 1
3300330106
(34)
= 1,75
(35)
Es trigar 750 ms ms en carregar el condensador al 80%, cosa que no comporta
cap problema.
=( 2 )
2
=
(325 2 1)2
3300= 31,6
(36)
El resistor de precrrega del condensador ser de 3,3 k i 50 W de potencia.
Figura 3.3. Font dalimentaci del bus de contnua.
Un cop assolida la crrega dels condensadors shaur de curtcircuitar aquesta
resistncia de precrrega mitjanant el rel. Una opci seria utilitzant el
microcontrolador i programar la desconnexi. Tenint en compte que la tensi
dalimentaci prov tota de la mateixa font, el microcontrolador no entrar en
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
48
funcionament fins que la font no entri en rgim permanent. La utilitzaci dun
retard analgic ser lopci ms adient.
Amb un filtre RC, provocarem un retard per a la desconnexi del resistor de
precrrega. Si els condensador del bus de contnua triguen 1,75 s a carregar-se
fins el 80% de la seva capacitat, doncs el rel ha dactivar-se en aquest temps.
Per seguretat sescull que sactivi desprs de 3 segons de la connexi manual a la
xarxa.
Si per datasheet se sap que el rel amb 3,7 V ja sactiva, i fixant la capacitat del
condensador en 10 uF (valor estndard), sextreu el valor de R pel filtre RC.
3,7 = 5 (1
310106)
(37)
= 222704 = 222,7
(38)
Estandarditzat amb la srie E24>>220 k.
Per tant, el rel quedar automticament connectat (curtcircuitant la resistncia
de precrrega) en un temps de 3 s amb R=220 k i C=10 uF.
Figura 3.4. Esquemtic del filtre RC de retard per lactivaci del rel K1.
Amb R=220 k, el corrent que circular per la bobina ser:
Irel =VccR
=5 V
220 k= 22,7 uA ( 39)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
49
Observant el datasheet del rel seleccionat, extraiem que una de les
especificacions de la bobina s que demanda 72 mA constants per al seu
funcionament. Per tant, amb una resistncia R de 220 k s clarament un valor
massa elevat.
El mxim valor del resistor en el retard RC implementat s determinat a travs
de la segent equaci:
=5
72 = 69,4 70
( 40)
Aquest resistor vindr caracteritzat per una gran dissipaci a causa del seu baix
valor hmic.
= 2 = (72 )2 70 = 0,36
( 41)
Per tant, R haur de ser de 70 i W de potncia.
Si es vol mantenir un valor de la constant de temps superior a la crrega dels
condensadors del bus DC, caldr augmentar el valor de la capacitat del
condensador. Sabent que el corrent no arribar al valor necessari fins que la
tensi sigui de 5 V. Repetint el clcul de la equaci 29 tal que:
4,95 = 5 (1 1,7570)
( 42)
= 5,42
( 43)
Aix doncs, aconseguim protegir el circuit del curtcircuit inicial que es produiria
amb els condensadors completament descarregats en el moment dencesa del
sistema.
3.4. Font commutada
Per tal dadaptar la tensi de la xarxa domstica a la necessria tant pels
components dels circuits com pel propi motor, sha escollit lintegrat LNK304 de la
famlia LinkSwitch-TN de POWER GENERATIONS. Aquest component, juntament
amb un circuit elctric que sexplicar a continuaci, permet reduir el voltatge de
325 VDC, que sobtenen desprs del pont de dodes i els condensadors, fins a 12
V estables que serviran per alimentar els drivers. Posteriorment amb un regulador
de tensi, sobtenen els 5 V pel circuit digital.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
50
Sha escollit lintegrat LNK304 amb la topologia High-Side Buck Direct Feedback,
ja que es tracte dun convertidor reductor amb la tensi de sortida referenciada a
la tensi dentrada i una realimentaci que mant la sortida estable, sempre i
quant hi hagi una crrega a la sortida, com serien els drivers, transistors i motor
daquest projecte.
Figura 3.5. Diagrama de blocs intern de lintegrat
Aquest integrat, tal com mostra la figura 3.5, consta dun transistor MOSFET dalt
voltatge i un controlador dalimentaci. Utilitza un control ON/OFF per regular el
voltatge de sortida mitjanant un oscillador que treballa a 66 kHz. Tamb
incorpora un circuit de realimentaci, el qual activa o desactiva el MOSFET si el
corrent que arriba al pin s ms alt de 49 uA, i protecci contra temperatures
superiors a 142 C que desactiven el MOSFET fins que la temperatura no es
redueix, entre daltres caracterstiques.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
51
Figura 3.6. Circuit elctric per la font commutada LNK304
La figura 3.6, proporcionada pel datasheet del component, mostra el conjunt
delements que han dacompanyar a lintegrat per tal dobtenir 12 V estables a la
sortida, que s el valor de tensi que es busca. La part anterior a lintegrat
correpondria al acondicionament de la tensi de xarxa explicada lapartat 2.1, de
la qual sobtenen els 325 VDC.
El dode D1 ha de ser de commutaci ultrarpida ja que els cicles de loscillador
acabarien abans que la commutaci i podria produir dissipacions denergia massa
elevades. La funci del condensador C2 s suavitzar el corrent de la bobina,
mentre que el condensador C3 sencarrega de mantenir la tensi a la sortida
durant lestat OFF del transistor. Les resistncies R1 i R3 del circuit de
realimentaci mantenen una tensi de 1,65 V al pin FB per controlar el corrent
que li arriba i regular el MOSFET.
A continuaci es mostren els pins de lintegrat i la seva funci principal.
Figura 3.7. Pins de lintegrat LNK304
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
52
Descripci dels pins:
- Pin D (5) - DRAIN: Drenador del MOSFET intern de lintegrat. Proporciona
el corrent doperaci necessari.
- Pin BP (3) - BYPASS: Condensador de 0.1 uF per lalimentaci de 5.8 V
generada internament per lintegrat.
- Pin FB (4) - FEEDBACK: s el pin encarregat de la realimentaci, amb la
finalitat de controlar el funcionament del MOSFET.
- Pin S (1,2,7,8) - SOURCE: Aquest pins connecten amb la font del MOSFET.
Tamb s la referncia de massa pels pins BP i FB.
3.5. Transistors
Realitzar una recerca de qu es pot trobar al mercat que pugui ser efica pel
sistema, sempre ser el cam a seguir. En aquest cas, el primer pas s saber el
tipus de transistor que compliria les especificacions del sistema. A ms, shan de
conixer les caracterstiques i peculiaritats del component real, ja que idealment
qualsevol element que es comports com un interruptor serviria.
El viatge del senyal controlador dels transistors amb totes les variables parsites
dels components reals ser tal com mostra la segent figura.
Figura 3.8. 1. Senyal PWM provinent de loptoacoblador. 2. Driver. 3. Transistor
MOSFET.
Font: Balogh, L. Design And Application Guide For High Speed MOSFET Gate Drive
Circuits.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
53
Les especificacions que marquen lelecci del transistor sn la tensi Vds i el
corrent Id mxims. Aquests dos parmetres han de superar en escreix les
magnituds amb les quals es treballar.
Especificacions primries:
- Tensi Vds: superior a 325 V (tensi del bus de tensi contnua).
- Corrent Id: superior a 0,88 A (extret del datasheet).
Hi ha altres caracterstiques que cal tenir en compte.
Especificacions secundries:
- Temps de commutaci.
- Potncia dissipada.
Ambdues conv minimitzar-les. De totes maneres, com sha vist a la secci 2.5,
els transistors MOSFET sn especialment adients per a altes freqncies i
potncies baixes. La freqncia de commutaci vindr abans limitada per la
capacitat del microcontrolador de produir senyals PWM dalta freqncia. Per tant,
no es fa necessari considerar altres parmetres que no siguin la tensi Vds i
corrent Id.
Sescull finalment el transistor IRF840 del fabricant Vishay, que aporta les
segents caracterstiques:
Taula 3.1. Caracterstiques transistor IRF840.
Caracterstica Valor
Tensi Vds mxima 500 V
Corrent Id mxim 2,5 A, pics de 8 A
Rds 3
3.5.1. Temps de commutaci
Quan un Mosfet es troba en mode de commutaci, lobjectiu principal s que
commuti de lestat dimpedncia ms alt al ms baix en el mnim temps possible.
Com que la magnitud dels temps de canvi destat terica s sempre ms baixa
que en la prctica, s important tenir en compte totes les variables parsites. La
figura 3.8 mostra un esquema del subsistema driver-MOSFET on sincorporen
totes les capacitats i impedncies parsites.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
54
Leficcia del MOSFET s clar que ve determinada per com de rpid s capa el
transistor de canviar de voltatge a travs daquests condensadors. Per tant, el
parmetre ms important a considerar, en termes de freqncia de treball, s la
capacitat parsita que es presenta.
Cap de les variables mencionades en els pargrafs anteriors es defineix
directament en els datasheets. No obstant, existeixen unes aproximacions amb
valors extrets del propi datasheet: Crss, Ciss i Coss.
=
(44)
=
(45)
=
(46)
Les capacitats sn calculades en base a la crrega necessria per produir el canvi
destat.
Tot el procs dencesa i apagat dels MOSFETs cont diferents intervals de temps
que sn funci del valor daquestes capacitats parsites i tamb de la tensi
requerida pel canvi destat (Vds). A mode dexemple, observant el datasheet del
transistor IRF840, presenta un temps de pujada i baixada no superiors als 50 ns,
amb una tensi Vds de 250 V i 2,1 A de corrent Id. Per tant, les limitacions en
termes de freqncia apareixerien abans per la velocitat de commutaci del
microcontrolador, tenint en compte que depn del temps del cicle mquina
dexcecuci del codi.
3.5.2. Potencia dissipada
A la propia commutaci del transistor MOSFET en etapes de potncia resultaran
inevitables prdues de les quals es dividiran en dues categories:
- Prdues de conducci: degudes al pas de corrent pel dispositiu ja que tenen
resistncia interna (Rds).
- Prdues de commutaci: degudes a que el pas a la zona hmnica no s
inmediat.
() = _ + +
(47)
Primerament, la potncia mentre el MOSFET es troba en conducci es regeix per
la segent equaci:
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
55
=
2
(48)
On:
- Iout: corrent que circula quan condueix pel motor (determinat per
datasheet).
- Rds: impedncia que presenta entre drenador i font (determinat per
datasheet).
- D: cicle de treball del PWM, en el cas ms desfavorable, 1.
_ = 0,53
2 3 1 = 0,84
(49)
_ = 0,88
2 3 1 = 2,32
(50)
Tindrem sempre mnim 2 transistors en conducci i com a mxim 3. Tot i aix, no
es pot considerar un parmetre que afecti a la potncia entregada al motor ja que
aquest treballa a 200 W amb crrega i al voltant de 100 W quan treballa en buit.
En segon pla, existeix dissipaci de potencia en les commutacions. El procs
dencesa i dapagada passa per carregar la capacitat parsita Cgs (figura 3.9).
Levoluci de la tensi Vds contraposada amb el corrent Id ve mostrada per la
segent figura:
Figura 3.9. Punts on es produeixen les prdues.
Quan el producte VdsId0 es prodrueix dissipaci de potncia que ser doncs, la
produda en cada interval de commutaci multiplicat pel cicle de treball del mateix
interval tal que:
= (
2) (2 + 3) ()
(51)
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
56
On:
- Vin: tensi DC la qual anir commutant.
- Iout: corrent de sortida.
- t2 i t3: temps de crrega de les capacitats del MOSFET.
- Qg: crrega de porta, parmetre visible a la grfica tensi de porta-
crrega.
Tenint en compte que el MOSFET IRF840 t un temps de pujada, baixada i retard
en la commutaci de menys de 100 ns tots sumats, es fa evident que la magnitud
de les prdues seran al voltant del centenar de milivolts, considerables
completament despreciables.
Cal mencionar que tamb es presenten prdues addicionals, per sn tpicament
fora ms petites que les explicades anteriorment. Tot i que tenen poc impacte en
nombres absoluts, poden resultar significants a causa de la zona en qu es troben,
en la zona de driver per exemple. La potncia necessria per a carregar la porta
del transistor, la capacitat parsita de sortida del mateix, la crrega del dode
intern serien clars exemples. A efectes de clculs, es menysprearan aquestes
prdues de pocs mW, comparat amb el centenar i escaig de tot el sistema.
3.5.3. Resistncia de porta
Tpicament, davant la porta del transistor es sol posar un resistor (Rg). Tot i que
el seu valor no es troba especificat en els datasheets, s una caracterstica fora
rellevant del component. El valor adequat daquest resistor depn del tipus de
transistor i freqncia de treball de manera que, quan aquesta augmenta, es
reduiran els pics de corrent i tensi per augmentarien les prdues de commutaci
aix com el temps de commutaci dels transistors.
No obstant, el fabricant s que dna uns valors estandaritzats per a diversos
transistors MOSFETs amb la seva resposta en freqncia. Com per exemple la
segent figura, extreta del mateix datasheet del driver IR2110 (veure annexos).
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
57
Figura 3.10. Temperatura de la uni del driver IR2110 en relaci amb la freqncia de
commutaci per al transistor MOSFET IRFBC20 amb Rg = 33 i Vcc = 15V.
Font: Datasheet de IR2110 del frabricant International Rectifier.
Per confirmar el grfic de la figura X, s important veure de manera representativa
la relaci que existeix entre la magnitud del resistor en serie de la porta amb els
parmetres que modifica, el temps de commutaci i els pics de tensi en
lapagada, i conseqentment amb aquest ltim, les prdues de commutaci.
Figura 3.11. Resistncia de porta en relaci amb la tensi pic entrant i el temps
dapagat.
Font: HV Floating MOS-Gate Driver ICs. International Rectifier Application note 978.
Si lobjectiu ser sempre tenir mxima protecci davant de pics de tensi i, a la
vegada, el mnim de prdues aix com el mnim temps de commutaci, el valor
que aproximadament compleix de la millor manera els tres requisits seria Rg = 20
.
Cal mencionar, que Rg s un valor aproximat per necessari pel circuit. Sempre
ser encertat doncs, seguir les recomanacions del fabricant.
Oriol Artola Pla i Albert Martn Pujol
58
3.6. Driver
Lordre que es seguir per descriure el subsistema del circuit de driver s el que
precisament realitza el senyal provinent del microcontrolador (etapa digital, secci
3.8). Entrar als optoacobladors, passant pel circuit integrat de driver i arribant
finalment a la porta dels transistors MOSFET.
La necessitat dacondicionar el senyal PWM abans dentrar directament per la porta
del transistor s bsicament perqu els transistors MOSFET es gorvenen en la
tensi de porta-font. Per tant, si posssim un senyal quadrat directament a les
bases dels MOSFETs, el transistor encarregat del semicicle positiu no assoliria mai
la tensi porta-font de govern, s ms, la superaria en escreix. La figura 3.12
mostra aquest fenomen de manera esquemtica.
Figura 3.12. Tensi V1 i V2 sn la tensi Vgs dels transistors S1 i S2 respectivament.
La tensi V2, Vgs del transistor S2, s directament el senyal PWM en tensi que li
arriba per la porta, ja que el sortidor es troba connectat als 0 V de referncia. En
canvi, la tensi en el punt 3 s variable, per la connexi a fase del motor. Per tant,
es fa necessari un component que sigui capa dallar la tensi de porta per a qu
els transistors S1, S3 i S5 commutin de manera adequada.