Electronica de potencia

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ELECTRONICA DE POTENCIA

1.1 DEFINICION Y APLICACIONES

La Electrónica de potencia es una rama de la Ingeniería Eléctrica y esta asociada a la conversión y control de la energía eléctrica, involucrando aplicaciones como control de temperatura y luminosidad, procesos electroquímicos, fuentes de alimentación reguladas de CA y CC, calentamiento por inducción, control de motores eléctricos de CA y CC, soldadura al arco, transmisión de energía, filtros armónicos pasivos y activos, compensación de potencia reactiva, etc. El escenario de aplicación es la industria, el hogar, la oficina y el transporte (incluido sistemas espaciales). La Electrónica de potencia es un tema interdisciplinario y, en general, un especialista debería tener un adecuado conocimiento de interruptores estáticos, circuitos convertidores, máquinas eléctricas, sistemas de potencia, electrónica de control, teoría de control, microprocesadores, técnicas CAD y circuitos VLSI. La constante evolución de algunas de estas áreas requiere además una actualización permanente.

El más importante elemento de un equipo electrónico de potencia es el convertidor, el cual está constituido por interruptores estáticos (llamados así por la ausencia de partes móviles). Estos interruptores están distribuidos geométricamente en la forma de una matriz y la operación ON/OFF de ellos es manejada usando técnicas de control electrónicas. Los convertidores pueden ser clasificados como rectificadores (convertidores CA/CC), inversores (convertidores CC/CA), choppers (convertidores CC/CC), reguladores de voltaje alterno (convertidores CA/CA en voltaje) y cicloconvertidores (convertidores CA/CA en frecuencia). A menudo una aplicación involucra el concurso de más de un convertidor. La motivación por el uso de convertidores involucrando interruptores en operación ON/OFF es las bajas pérdidas presentadas, la reducción de tamaño de los equipos y el menor costo de los mismos, en comparación con las características presentadas por los convertidores convencionales. Todo esto es sin considerar que ambos convertidores, convencionales y modernos, involucran calidades de energía en el punto de consumo comparables. Es necesario admitir, sin embargo, que el trabajo de los interruptores ON/OFF en los convertidores modernos, lleva aparejado una generación de armónicas en las líneas de suministro de energía, lo cual debe ser eliminado o al menos reducido.


Fig. 1.1 Conversión de la energía eléctrica mediante la operación de interruptores. A modo de ejemplo la Fig. 1.1 (a) muestra un circuito inversor para convertir CC a CA. Los

terminales de entrada del inversor P y Q son alimentados con un voltaje constante de magnitud V. Sí los cuatro interruptores siguen la secuencia ON/OFF indicada, en los terminales de salida del inversor A y B aparece una onda cuadrada de voltaje de magnitud V.

La Fig. 1.1 (e) muestra un circuito rectificador para convertir CA a CC. Los terminales de

entrada del rectificador A y B son alimentados con una onda cuadrada de voltaje de magnitud V. Sí los cuatro interruptores siguen la secuencia ON/OFF indicada, en los terminales de salida del rectificador P y Q aparece un voltaje constante de magnitud V.

Es interesante notar que en los equipos electrónicos de potencia modernos hay esencialmente dos

tipos de semiconductores, ambos digitales por naturaleza. Ellos son los semiconductores correspondientes a los interruptores estáticos, definidos como el músculo del equipo, y los semiconductores correspondientes a la electrónica de control, el cerebro del equipo. Mientras unos manejan potencias hasta el orden de los gigawatts, los otros manejan potencias en el orden de los miliwatts. Aún más, la sencillez del circuito de control en las nuevas generaciones de interruptores estáticos, ha promovido la integración del control y la potencia en una sola pastilla (smart power technologies).


La historia de la Electrónica de Potencia es de larga data. A comienzos del siglo XX, el uso de

máquinas rotatorias para conversión y control de potencia era todavía popular. La introducción de rectificadores con tubos a gas de mercurio a principios de los años 1900, se reconoce como el inicio de la Electrónica de Potencia. Otro hito histórico fue la invención del transistor en 1948, por muchos considerado la más grande revolución en la historia de la Ingeniería Eléctrica. El siguiente hito histórico fue la invención del tiristor en 1956, marcando el comienzo de la era moderna de la Electrónica de Potencia. En la sección siguiente se analizaran nuevas generaciones de interruptores estáticos, posteriores a la aparición del tiristor. 1.2 INTERRUPTORES ESTATICOS

Las cualidades notables de los nuevos interruptores estáticos han acelerado el progreso de la Electrónica de Potencia en las últimas décadas. Sin embargo, los interruptores estáticos, a diferencias de los interruptores mecánicos, siguen siendo delicados y frágiles, luego, el especialista necesita entender las características del dispositivo para un diseño eficiente, confiable y económico del equipo electrónico de potencia. 1.2.1 Diodos de Potencia

El circuito de la Fig. 1.2 permite una apreciación preliminar acerca del funcionamiento de este interruptor estático. El diodo cierra sus terminales cuando la fuente puede enviar una corriente en el sentido de conducción del diodo y los abre cuando la fuente intenta enviar corriente en el sentido contrario. En el diodo aparecen dos voltajes que deben definirse:

Voltaje directo: voltaje de cátodo a ánodo (contrario al sentido de conducción del diodo) Voltaje inverso: voltaje de ánodo a cátodo (en el mismo sentido de conducción del diodo) Cuando el diodo conduce experimenta un voltaje directo de bajo valor (alrededor de un volt). Cuando el diodo no conduce experimenta un voltaje inverso cuyo valor máximo corresponde al máximo de la fuente. El voltaje inverso máximo que soporta el diodo y la corriente media máxima que el diodo puede conducir son las especificaciones más importantes de un diodo de potencia.

Fig. 1.2 Rectificador de media onda usando un diodo.


1.2.2 Tiristores

En la Fig. 1.3, si en vez de un tiristor hubiese un diodo, este estaría conduciendo con sus terminales cerrados. En esta figura, sin embargo, el tiristor tiene sus terminales abiertos con un voltaje directo E. Debido a la gran cantidad de circuitos abiertos todas las corrientes en la Fig. 1.3 son cero y el condensador está descargado.

Cuando el pulsador S1 es brevemente activado el tiristor cierra sus terminales y conduce

corriente. Esto nos enseña que el inicio de conducción del tiristor, a diferencias del diodo, puede ser controlado; basta ingresar un pequeño y breve pulso de corriente entre la puerta de control y el cátodo del tiristor. También nos enseña algo que es una constante en todos los interruptores estáticos, que el circuito de control y potencia comparten un terminal común. La fragilidad del circuito de control aconseja a un aislamiento de ambos circuitos mediante transformadores de pulsos u optoacopladores.

En el circuito de la Fig. 1.3, después del cierre de los terminales del tiristor, el condensador C se

carga y alcanza el voltaje E con las polaridades indicadas. Si bien a través de la puerta de control se logra cerrar los terminales del tiristor, bajo ninguna circunstancia a través de esta misma puerta se logra abrir dichos terminales (afortunadamente nuevas generaciones de interruptores, posteriores al tiristor sí lo hacen). El circuito de la Fig. 1.3, sin embargo, tiene implementada una técnica que logra la apertura de los terminales del tiristor y que fue de gran uso en el pasado (no se lograban, sin embargo, grandes velocidades en la conmutación ON/OFF). La técnica consiste en pulsar S2, el condensador se descarga debido al cortocircuito que significa el tiristor en conducción. La corriente de descarga, siendo de sentido opuesto a iL, produce una corriente cero en el tiristor lo cual lo apaga. Es decir, tiristores y diodos abren sus terminales solo cuando la corriente por ellos alcanza el valor cero. Este concepto es profusamente aplicado en los circuitos de la Fig. 2.7 en el Capítulo 2.

Fig. 1.3 Técnicas de apertura y cierre de los terminales de un tiristor.


1.2.3 Triacs

El triac es un interruptor estático que, llegada la orden de cierre de terminales, puede conducir corriente en cualquier sentido. Dos tiristores en antiparalelo pueden también cumplir esta función. El circuito de la Fig. 1.4 permite una apreciación preliminar acerca del funcionamiento de este interruptor. Nótese que la corriente de control puede tener cualquier sentido y es aplicada entre la puerta de control y el terminal k. Mediante el retardo aplicado al disparo la corriente de CA en la carga puede ser controlada. Si la carga es una ampolleta su luminosidad será ajustada. Si la carga es un motor monofásico de ventilador el flujo de aire será ajustado.

Un triac es más económico que un par de tiristores en antiparalelo y su control es más simple,

sin embargo, tiene limitaciones constructivas, baja sensibilidad en la puerta de control y una lenta apertura de sus terminales. Por estas razones la conexión de tiristores en antiparalelo es normalmente ocupada en altas potencias, relegándose el triac a bajas potencias para ser usado como controlador de temperatura y luminosidad. La Fig. 1.5 muestra una interesante aplicación del triac como interruptor estático de CA. Nótese el circuito snubber aplicado a los terminales del interruptor. Como se demostrará, esta es una protección necesaria para todo tipo de interruptor que trabaje en altas potencias. El interruptor de la Fig. 1.5 está en el mercado con el nombre de relé de estado sólido y trae incorporado aislamiento del circuito de potencia, además de cierre del interruptor en el cruce por cero del voltaje (en comparación con el inicio del estado ON mostrado en la Fig. 1.5, lo cual lleva asociado ruido electromagnético).

Fig. 1.4 Uso del triac como regulador de voltaje de CA.


Fig. 1.5 Uso del triac como interruptor estático de CA.

1.2.4 Transistores de Unión Bipolares de Potencia

La Fig. 1.6 muestra las condiciones de funcionamiento de este interruptor estático. Con una corriente de base cero este interruptor abre sus terminales y con una inyección de corriente de base suficientemente alta este interruptor cierra sus terminales experimentando una pequeña caída de voltaje entre 1 y 2 V.

Fig. 1.6 Condiciones de funcionamiento del transistor de unión bipolar.


Para transistores de alta potencia la corriente de base necesaria para cerrar los terminales de este interruptor es excesivamente alta, un 5% o más de la corriente a circular. Esto significa que si la corriente a circular es 200 A, la corriente de base debe ser al menos 10 A, lo que complica la circuitería de control. El fabricante entrega un parámetro que define la amplificación de corriente y en este caso hFE=200/10=20. En un circuito real, sin embargo, la corriente de base debe ser ajustada debido a variaciones de hFE con la corriente a circular y la temperatura. Cuando los terminales del interruptor están abiertos el voltaje a través puede tener cualquier dirección, sin embargo, el interruptor soporta mejor una sola dirección (voltaje directo). Se dice que este transistor, como el MOSFET y el IGBT, tiene comportamiento asimétrico y afortunadamente para las aplicaciones usuales esto no presenta problemas.

La Figura 1.7 muestra un arreglo “Darlington” con dos transistores conectados en cascada, de

tal forma que uno provee la corriente de base del otro. En estas condiciones la amplificación de corriente hFE del sistema es notablemente alta simplificando el circuito de control (módulos de 1200 V y 800 A se han construido). Sin embargo, la caída de voltaje en conducción aumenta (con ello las pérdidas), y la rapidez de conmutación ON/OFF disminuye. La conexión en paralelo de transistores de unión para aumentar la corriente de conducción no es recomendada, debido a inestabilidades que pueden aparecer. En orden de abrir el interruptor con mayor rapidez es usual hacer circular una corriente negativa por la base.

En orden de limitar una disipación de potencia destructiva para el transistor, el fabricante

provee dos curvas límites para el voltaje y la corriente que simultáneamente ocurren en el transistor. Una es válida durante la transición ON/OFF y la otra durante la transición OFF/ON (técnicamente llamadas área de operación segura). Obviamente, un buen elemento de protección es la conexión de un circuito snubber bien diseñado, en paralelo con los terminales del interruptor, como a continuación se explica.

Fig. 1.7 Transistores de unión en conexión “Darlington”.


1.2.4.1 Área de operación segura y circuito snubber

Cuando se usan interruptores estáticos, un circuito auxiliar amortiguador de transientes, llamado circuito snubber, es a menudo colocado a través de los terminales del interruptor. Esto está relacionado con la llamada área de operación segura del interruptor. Por ejemplo, cuando se está abriendo los terminales de un transistor de unión bipolar, mientras la corriente del interruptor decrece, simultáneamente el voltaje en los terminales del transistor aumenta, todo esto ocurre en un período estrecho de tiempo. El fabricante provee áreas de operación segura, tal que la corriente y voltaje del interruptor durante la apertura, en ningún momento definan puntos fuera del área, de otra manera se arriesga un daño permanente del interruptor. La Fig. 1.8 muestra una curva típica para el área de operación segura de un transistor de unión bipolar.

Fig. 1.8 Curva típica para el área de operación segura de un transistor de unión bipolar. .


La Fig. 1.9 a) muestra el circuito típico de un transistor de unión bipolar. Como se demostrará más adelante, el diodo en antiparalelo D1 es de uso obligado para permitir corriente en ambos sentidos por el interruptor. La inductancia mostrada puede ser física o parásita pero siempre estará presente en el circuito. El circuito de la Fig. 1.9 a) también muestra un circuito snubber, donde el diodo D2 en circuitos simples es a menudo eliminado como muestra la Fig. 1.9 b). Si ordenamos que la corriente por el interruptor llegue a cero rápidamente (menos de un microsegundo para MOSFETS), esto significa que la energía magnética almacenada en la inductancia debe llegar a cero rápidamente. El transistor finaliza absorbiendo dicha energía, experimentando simultáneamente un voltaje de gran magnitud entre sus terminales. La magnitud del voltaje dependerá de la cantidad de energía y de la rapidez para desalojarla. Seguramente este voltaje estará fuera del área segura de operación. El circuito snubber propone otra opción, la de almacenar esa energía en el condensador a través de una corriente que circula por D2. Así entonces, la energía no es absorbida por el transistor, evitándose así el voltaje de gran magnitud en los terminales, el cual podría dañar el transistor. Posteriormente, en el momento de cierre del interruptor, se forma un circuito R-C de descarga y el condensador queda operativo para la siguiente operación de apertura. La Fig. 1.9 c) muestra un circuito snubber protegiendo a los seis interruptores en un circuito inversor que será analizado más adelante.

(a) (b)

(c)

Fig. 1.9 Protección de transistores de unión mediante circuito snubber.


1.2.5 MOSFETs de Potencia

La invención de los MOSFETs de potencia, ha sido en parte influenciada por las muchas limitaciones del transistor de unión, esto es, circuito de control complicado, tiempos de conmutación ON/OFF excesivos para algunas aplicaciones, conexión de transistores en paralelo inestable. Los MOSFETs de potencia superan todas estas limitaciones, sin embargo, ellos presentan limitaciones en cuanto al voltaje máximo en terminales, esto es, sobre 200 V la caída de voltaje en conducción del MOSFET crece excesivamente, limitación que el transistor de unión no tiene. Como se mostrará, un interruptor relativamente nuevo, el IGBT, combina las ventajas de frecuencia de conmutación y simplicidad del circuito de control del MOSFET, con la baja caída de voltaje en conducción del transistor de unión.

La Fig. 1.10 muestra las condiciones de funcionamiento del MOSFET de potencia. Aunque no está representado en el diagrama, un MOSFET de potencia tiene incorporado un diodo natural en antiparalelo, de velocidad de conmutación suficiente para muchas aplicaciones. Claramente la apertura y cierre de los terminales del MOSFET es controlado por niveles de voltaje (a diferencias del transistor de unión que es por niveles de corriente). En general, voltajes de +10 a +15 V aplicados a la puerta de control serán suficientes para cerrar los terminales del MOSFET, sin embargo, los MOSFET’s especiales para lógica TTL necesitan solo 5 V. Los tiempos de conmutación son extremadamente altos y están dados por los tiempos de carga y descarga del condensador natural en la puerta de control. Debido a la alta impedancia del terminal G de control el MOSFET no consume corriente para mantener cerrados sus terminales, a diferencias del transistor de unión. En la Fig. 1.10 el interruptor que activa la batería puede ser la salida de un optoacoplador, el cual puede ser alimentado a su vez con la puerta de salida de un microprocesador.

a) b)

Fig. 1.10 Condiciones de funcionamiento del MOSFET de potencia: a) lógica negativa; b) lógica positiva

Con los recientes avances en los productos electrónicos móviles, los MOSFETs de potencia

están experimentando una demanda explosiva. Un notebook, por ejemplo, los usa en sus convertidores CA/CC y CC/CC, reguladores de voltaje, interruptores de manejo de carga, circuito cargador de batería y protecciones diversas. Algo parecido experimenta la telefonía móvil.


1.2.6 IGBTs El IGBT es un interruptor aparecido recientemente, que combina las mejores cualidades del

MOSFET (simplicidad del circuito de control) y del transistor de unión (baja caída de voltaje en conducción). Esto se realiza a través de una conexión Darlington en la cual un MOSFET es usado para suministrar corriente de base a un transistor de unión. Para mayores corrientes el IGBT puede conectarse en paralelo aunque esto presenta problemas a frecuencias más altas (el MOSFET no tiene ninguna condición para conectarse en paralelo). A diferencias del MOSFET, el IGBT no tiene un diodo en antiparalelo natural integrado, luego este tiene que ser suministrado separadamente (o integrado intencionalmente en la pastilla). . La Fig. 1.11 presenta las limitaciones de potencia y frecuencia para transistores de unión, MOSFETs e IGBTs.

Fig. 1.11 Limitaciones de potencia y frecuencia para transistores de unión, MOSFETs e IGBTs.


El circuito equivalente del IGBT es mostrado en la Fig. 1.12. El control de este interruptor es por nivel de voltaje y se puede usar la misma circuitería de control del MOSFET:

Fig. 1.12 Circuito equivalente y símbolo del IGBT.

1.2.7 GTOs

En un tiristor convencional la puerta de control sirve para solo cerrar los terminales de este interruptor. Bajo ninguna circunstancia a través de esta misma puerta estos terminales se pueden abrir. El GTO es un tipo de tiristor cuya puerta de control puede ser usada tanto para abrir como para cerrar los terminales de este interruptor. La Fig. 1.13 muestra el funcionamiento básico de un GTO.

Fig. 1.13 Funcionamiento básico de un GTO.


Como el tiristor, el GTO puede cerrar sus terminales mediante un pequeño pulso de corriente positivo de corta duración en la puerta de control. Sin embargo, el GTO abre sus terminales con un pulso negativo de corriente y de una magnitud 20 a 25% de la corriente a interrumpir. Por ejemplo, interrumpir una corriente de 3000 A puede significar una corriente de control de −750 A. Dentro de los interruptores controlables el GTO es el de mayor potencia, con un máximo de 6000 V y 6000 A, lo cual es ofrecido por varios fabricantes. El dispositivo sufre voltajes elevados en la apertura de sus terminales, los cuales deben ser reducidos con circuitos snubber de gran tamaño y disipación, lo cual restringe la frecuencia de conmutación a 1 o 2 kHz.

1.2.8 Nuevos Interruptores Disponibles

Los MOSFETs e IGBTs han reemplazado a los transistores de unión casi completamente. Con respecto a los MOSFETs, se ha logrado elevar el voltaje del dispositivo (600 a 1000 V) y reducir la caída de voltaje en conducción.

Los IGBTs han ganado más y más importancia desde su año de aparición en 1988. Disponibles

en el mercado hay IGBTs de 600 V, 1200 V, 1700 V, 2500 V, 3300 V y 6500 V con corrientes hasta 2400 A.

Los GTOs, por otra parte, son los interruptores controlados convencionales más usados en alta

tensión y alta potencia para uso en tracción y convertidores industriales. Varios fabricantes ofrecen GTOs con valores nominales de 6000 V y 6000 A. Estos interruptores, sin embargo, necesitan protegerse con circuitos snubber voluminosos y caros y su circuito de control es complejo y de alta potencia.

Cambios substanciales en la estructura del GTO han promovido la aparición del IGCT, un

nuevo dispositivo con valores nominales de voltaje y corriente potencialmente altos (6000 V y 6000 A), pero con sustancialmente menos necesidad de protección a través de circuitos snubber y un circuito de control menos complejo en comparación con los GTOs. Aún más, los IGBTs y IGCTs tienen el potencial de reemplazar al GTO completamente en el futuro cercano.

Varios conceptos nuevos de tiristores controlados con tecnología MOS han sido propuestos, como el MCT (MOS Controlled Thyristor) y el MTO (MOS Turn Off Thyristor). Sin embargo, la importancia de estos dispositivos en el mercado es todavía marginal.

Se están ensayando otros materiales diferentes al Silicio para la fabricación de semiconductores

de potencia. Se espera una drástica reducción de las pérdidas de voltaje en conducción y pérdidas en la conmutación. Una operación con temperaturas de uniones de 600° C será posible en comparación con los 150° C actuales que involucra el Silicio.


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CONVERTIDORES CA/CC (RECTIFICADORES)

2.1 CIRCUITOS RECTIFICADORES MONOFASICOS

El rectificador más simple, con un solo diodo, es mostrado en la Fig. 2.1. Es conocido como el rectificador de media onda, porque solo los semiciclos positivos de la fuente de voltaje son aplicados a la carga.

Fig. 2.1 Rectificador de media onda monofásico. Básicamente hay dos versiones para un circuito rectificador de onda completa monofásico y

ambas son mostradas en la Fig. 2.2, junto con la forma de onda del voltaje en la carga. El primer tipo usa un transformador con punto medio y dos diodos, mientras el segundo, conocido como rectificador puente, no necesita transformador y es equipado con cuatro diodos. Los filtros simples LC mostrados en la Fig. 2.3 permiten eliminar el ripple del voltaje en la carga.


Fig. 2.2 Circuitos rectificadores de onda completa monofásicos.

Fig. 2.3 Rectificador de onda completa con incorporación de filtros LC.


2.2 CIRCUITOS RECTIFICADORES TRIFASICOS

Hay dos topologías básicas para circuitos rectificadores trifásicos: el circuito de media onda y el circuito de onda completa, los cuales son mostrados, junto con la respectiva forma de onda del voltaje de salida, en las Figs. 2.4 y 2.5 respectivamente. Nótese en el primer circuito la necesidad de generar un punto neutro a través del secundario en estrella de un transformador.

Fig. 2.4 Circuito rectificador trifásico de media onda.

Fig. 2.5 Circuito rectificador trifásico de onda completa.


2.3 REGULACIÓN DE VOLTAJE EN CIRCUITOS MONOFÁSICOS

Si reemplazamos todos o algunos de los diodos por tiristores en los circuitos rectificadores anteriores, es posible regular el voltaje de salida. El circuito más simple, con un solo tiristor, es mostrado en la Fig. 2.6, junto con el voltaje aplicado a la carga y el desarrollo de este voltaje en valor medio con respecto al ángulo de disparo α La Fig. 2.6 también indica que este ángulo se mide a partir del cruce por cero del voltaje de la fuente y se mide en grados, considerando la proporción de que la duración de un ciclo del voltaje de la fuente corresponde a 360°.

Fig. 2.6 Circuito rectificador de media onda monofásico controlado.

2.3.1 Diodo Volante

Cuando la carga es inductiva es beneficioso colocar un diodo volante en paralelo con la carga y en la Fig. 2.7 están mostradas las dos opciones. En el circuito de la Fig. 2.7 a) el tiristor no se abre mientras la corriente por la inductancia no se haga cero. Esto crea un voltaje negativo aplicado a la carga que acelera la caída de la corriente y por consiguiente la apertura del tiristor. En el circuito de la Fig. 2.7 b) el voltaje negativo inicial en la carga enciende el diodo, la corriente se cierra por el diodo volante y el tiristor se abre experimentando un voltaje inverso (en el sentido de conducción). Esta es la forma como se transfiere conducción entre diodos o tiristores en todos los circuitos CA/CC monofásicos o trifásicos. Así entonces, en vez de voltaje negativo hay cero volts aplicados a la carga y la corriente cae más lentamente. Como conclusión, debido a un diodo volante la corriente en una carga inductiva resulta notablemente más continua.


Fig. 2.7 Opciones de circuito con carga inductiva.

2.4 REGULACIÓN DE VOLTAJE EN CIRCUITOS TRIFÁSICOS

Hay básicamente tres esquemas de circuitos trifásicos con regulación de voltaje, los cuales son mostrados en la Fig. 2.8:

a) Rectificador de media onda b) Rectificador en puente semicontrolado c) Rectificador en puente totalmente controlado La Fig. 2.9 muestra el voltaje resultante en el lado CC en cada uno de los tres casos mencionados.

El ángulo de disparo α es el retardo con el cual los tiristores empiezan a conducir con respecto al inicio de conducción en el caso de solamente diodos. El ángulo límite para el caso a) es 150° y para los casos b) y c) es 120°. Nótese que debido al diodo volante la tensión en la carga nunca toma valores negativos y así la corriente es más continua. En la Fig. 2.8 b) el diodo volante es formado por las mismas ramas tiristor-diodo.

(a) (b)


Fig. 2.8 Circuitos trifásicos con regulación de voltaje.

(a)

(b)

(c)


Fig. 2.9 Voltaje de carga en un rectificador trifásico: a) de media onda, b) en puente

semicontrolado y c) en puente totalmente controlado


La Fig. 2.10 ilustra la forma como un voltaje llega a ser regulado a partir de un circuito con solo

tiristores. El atraso en el disparo de los tiristores en un ángulo α, conlleva a que los pulsos sinusoidales que conforman el voltaje de salida, también experimenten un desplazamiento α. La Fig. 2.10 también registra un caso extremo de desplazamiento donde α=180° y el voltaje de salida del rectificador es completamente negativo. Por supuesto el circuito no debe tener diodo volante por la característica de este de recortar los voltajes negativos.

El ancho φ de los pulsos sinusoidales depende del tipo de rectificador y el número de pulsos que están contenidos en 360° define el número de pulsos del rectificador. En los circuitos de las Figs. 2.2, 2.4, 2.5 el ángulo φ respectivo es 180°, 120° y 60° dando origen a rectificadores de 2, 3 y 6 pulsos respectivamente. Con circuiterías más complejas el ángulo φ puede reducirse a 30°, 20°,15°, 10°, 7.5° dando origen a rectificadores de 12, 18, 24, 36 y 48 pulsos respectivamente. La Fig. 2.11 muestra la configuración circuital de un rectificador de 12 pulsos, tanto en conexión serie como en conexión paralelo. La Fig. 2.12 muestra voltajes y corrientes reales de laboratorio para rectificadores de 36 y 48 pulsos (para referencia se incluye los voltajes y corrientes del rectificador de 12 pulsos). Nótese que el aumento del número de pulsos del voltaje en el lado CC se acompaña con un aumento similar en el número de escalones de la corriente en el lado de CA y así se tiende al rectificador ideal (voltaje CC plano y corriente CA sinusoidal). Esto es válido con carga R-L. Con carga R-C se logra un voltaje más continuo todavía en el lado CC, sin embargo, la corriente en el lado CA es más distorsionada.

Fig. 2.10 Mecanismo de regulación de voltaje en circuitos con tiristores.


a)

b)

Fig. 2.11 Configuraciones circuitales de un rectificador de 12 pulsos: a) conexión serie b) conexión paralelo.


(a)

(b)

Fig. 2.12 Voltajes y corrientes experimentales con: a) φ=10°, b) φ=7.5° (Rectificadores de 36

y 48 pulsos respectivamente).


2.5 ALGUNAS APLICACIONES IMPORTANTES 2.5.1 Transmisión en Corriente Continua de Alta Tensión

El esquema circuital es indicado en la Fig. 2.13 a). Rcc es la resistencia de la línea de transmisión y el retorno de la corriente es realizado por tierra (en un cable submarino el retorno es por mar). Los convertidores a ambos extremos están dispuestos de tal forma de permitir la circulación de la corriente Icc en sentido horario. En la Fig. 2.13 b) está representado el circuito equivalente. Se ha supuesto que los convertidores tienen un ripple mínimo en su voltaje de salida (φ muy pequeño), de tal forma que ellos pueden ser representados por una batería ideal.

El voltaje en estas baterías es ajustable tanto en magnitud como en sentido, en la medida que α

varía entre 0° y 180°. Las polaridades de Vcca y Vccb se han logrado sobre la base de disparar el convertidor de la izquierda con α< 90° y el convertidor de la derecha con α>90°. En estas condiciones de voltaje y corriente la batería de la izquierda entrega potencia, la línea disipa potencia y la batería de la derecha absorbe potencia. En el sistema real esto se traduce en que el sistema de corriente alterna SA transmite energía al sistema SB. Para que SB por ejemplo reciba mayor energía basta aumentar Vcca. Si se quiere invertir el flujo de energía, siendo ahora desde SB a SA, el convertidor de la izquierda deberá trabajar con α>90° y el convertidor de la derecha con α< 90°. Nótese los nombres de rectificador e inversor en la Fig. 2.13 para denotar que en el primer caso la energía va desde el lado de corriente alterna al lado de corriente continua y en el otro caso en forma inversa.

Fig. 2.13 Circuito y modelo equivalente de un sistema de corriente continua en alta tensión.

2.5.2 Accionamiento de Motores de Corriente Continua

La Fig. 2.14 muestra las componentes básicas de un motor de C.C. de excitación separada. Existen dos devanados, un devanado fijo en el estator que produce un flujo kφ y un devanado giratorio en el rotor por donde circula una corriente Ia. El torque que genera el motor depende de kφ e Ia:

IakT •= φ 1)

(a) (b)


La tensión inducida en el rotor, por efecto de la velocidad del rotor w y el flujo kφ generado por el devanado del estator es:

wkE •= φ 2) Se estila hacer kφ constante, a través de fijar la corriente en el devanado del estator. Así entonces el torque, una variable fundamental en el accionamiento del motor, queda directamente dependiente de la corriente Ia, tanto en magnitud como en signo. La tensión E por su parte queda directamente dependiente de la velocidad w, también tanto en magnitud como en signo La Fig. 2.15 muestra el accionamiento de un motor de corriente continua en los cuatro cuadrantes, esto significa aceleración y frenado en ambos sentidos de giro. El sistema necesita dos convertidores con capacidad para trabajar en cualquier región de α (α<90° o α>90°). Los convertidores son alimentados desde el lado de corriente alterna por una fuente común. En general, el ajuste de los ángulos α determina la magnitud y polaridad en los voltajes de los convertidores, esto a su vez determina los sentidos de corriente y torque, lo que finalmente decide las aceleraciones y frenados en ambos sentidos de giro.

Fig. 2.14 Componentes básicas de un motor de C.C. de excitación separada.


Fig. 2.15 Operación en cuatro cuadrantes de un motor de CC excitación separada.

2.5.3 Cicloconvertidores

A bajas velocidades y aplicaciones de muy altas potencias, es práctico usar cicloconvertidores para controlar la velocidad en motores de inducción y sincrónicos. La máxima frecuencia de salida se limita a un tercio de la frecuencia de red. Un circuito básico de cicloconvertidor y sus formas de onda principales es mostrado en la Fig. 2.16. Los ángulos de disparo en los dos convertidores de cada fase son cíclicamente controlados tal de generar un mismo voltaje senoidal a la salida a una frecuencia prefijada. Este voltaje senoidal, indistintamente con carga R o R-L, a su vez genera una corriente senoidal con necesidad de circular en ambos sentidos. Así entonces, dependiendo el sentido de la corriente se elige y entrega pulsos sólo al convertidor que le corresponde conducir.

Rectificador Motor


Fig. 2.16 Circuito y formas de onda básicas de un cicloconvertidor trifásico.


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CONVERTIDORES CC/CA (INVERSORES)

5.1 INTRODUCCION Los inversores estáticos son circuitos que generan una tensión o intensidad alterna a partir de una fuente de continua. La aparición de los transistores de potencia y otros interruptores de estado sólido ha facilitado enormemente la solución de esta función, promoviendo la proliferación de diversos circuitos con muy buenas características que hubieran sido de difícil realización mediante las técnicas clásicas.

En muchas ocasiones estos dispositivos se utilizan para aplicaciones que exigen baja distorsión o bajo contenido armónico en la forma de onda de salida, junto con una gran estabilidad de tensión y frecuencia. La disminución de distorsión se logra con procedimientos adecuados de disparo y con la colocación de filtros especiales a la salida del inversor. En cuanto a la estabilidad y regulación de la tensión y frecuencia se logra mediante el funcionamiento en lazo cerrado del sistema de control.

Los inversores tienen múltiples aplicaciones, entre las cuales podemos destacar las fuentes ininterrumpibles de alimentación (UPS), que se emplean para la alimentación de sistemas computacionales y de comunicaciones, sistemas de control, etc. Otras aplicaciones de los inversores es el control de motores de C.A., instalaciones de energía solar fotovoltaica y muchas otras más.


5.2 INVERSORES MONOFÁSICOS

Para conseguir una corriente alterna partiendo de una corriente continua necesitamos un conjunto de interruptores que puedan ser conectados y desconectados a una determinada carga de manera que la salida sea positiva y negativa alternativamente.

Generalmente, cada uno de estos interruptores estará constituido por un transistor (IGBT, MOSFET, etc.) y un diodo en paralelo para que la corriente pueda circular en los dos sentidos. Los circuitos más básicos de inversores se muestran en las Figs. 5.1 y 5.2.

Fig. 5.1 Circuito inversor monofásico de medio puente.


Fig.5.2 Circuito inversor monofásico de puente completo. El circuito de la Fig. 5.1, tiene el inconveniente de necesitar una fuente con toma intermedia, mientras que en el circuito de la Fig. 5.2 este problema se ha solventado utilizando cuatro interruptores los cuales se cierran de a pares; durante el primer semiperíodo se cierran S1 y S4, y durante el segundo lo hacen S3 y S2. En el circuito de la Fig. 5.1, considerando la carga R-L, los diodos de D1 y D2 permiten la circulación libre de la corriente de carga. Lo mismo sucede con el circuito de la Fig. 5.2, solo que los diodos actúan de a pares. Nótese que si la carga R-L representa un motor de inducción monofásico, la corriente del motor es altamente no senoidal, produciendo torque pulsatorio y vibraciones en el motor. Se demostrará que con anchos de pulsos variables (PWM), la corriente tenderá a una perfecta sinusoide.


5.3 INVERSORES TRIFÁSICOS

El inversor trifásico se utiliza normalmente para los circuitos que necesitan una elevada potencia a la salida. La Fig. 5.3 muestra el circuito trifásico del inversor y las dos opciones para conectar la carga trifásica.

Fig. 5.3 Circuito inversor trifásico y las dos opciones de carga trifásica.

5.3.1 Inversor de Seis Escalones Cada interruptor se enciende y se apaga cada 180º. Desfasando convenientemente las señales de control de los interruptores en 60º hacemos que conduzcan en cualquier instante tres de ellos. En la Fig. 5.9 cuando se dispara Q1 el terminal “a” queda conectado al extremo positivo de la fuente de continua. Tenemos seis modos de operación durante un ciclo y la duración de cada uno de ellos es de 60º, siendo la secuencia de disparo de los interruptores: 1,2,3 - 2,3,4 - 3,4,5 - 4,5,6 - 5,6,1 - 6,1,2. Las señales de control aplicadas se muestran en la Fig. 5.4.


Fig. 5.4 Señales de control de los interruptores y tensiones de salida entre fases.

Consideremos la carga conectada en estrella, mostrada en la Fig. 5.3, y deduzcamos las

tensiones fase-neutro Van, Vbn y Vcn. Consideraremos carga resistiva pura dado que las tensiones dependen del orden de conmutación de los interruptores y no del tipo de carga.

Fig. 5.5 muestra las tres topologías o modos de operación en los primeros 180° de

funcionamiento (0 < wt > π).

R

R

R

VS

a

b

c

n

MODO 1

i 1

R

R

R

VS

a

b

c

n

MODO 2

i 2

R

R

R

VS

a

b

c

n

MODO 3

i 3(t)

(t)

(t)

Fig. 5.5 Circuitos equivalentes.


t

t

t

2VS

3

VS

3

VS

3

2VS

3

Van

Vbn

Vcn

(t)

(t)

(t)

180º 360º

Fig. 5.6 Tensiones fase neutro con carga en estrella.

5.4 MODULACIÓN PWM SENOIDAL

Un requerimiento muy común de los inversores prácticos es la posibilidad de variar el valor eficaz de la tensión de salida, de tal forma que el cuociente V/f sea constante. Esto define flujo constante y evita la saturación en el motor. El torque del motor también resulta constante.

Las soluciones clásicas para este último problema se pueden agrupar en dos procedimientos: • Control de la tensión del rectificador (circuitos de secciones 5.1, 5.2 y 5.3). • Control de la tensión en el propio inversor (PWM). 5.4.1 Inversor Monofásico Puente Completo con Pulsos Unipolares

La modulación senoidal es muy usada en aplicaciones industriales y se conoce como modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM).


Fig. 5.7 Inversor monofásico con pulsos unipolares.

Las señales de puerta se obtienen por comparación entre las citadas señales senoidales (señales de referencia) y una señal triangular (señal portadora). La frecuencia de la señal de referencia fr determina la frecuencia “f” de la tensión de salida y su amplitud Ar controla el índice de modulación M y por consiguiente la tensión eficaz de salida Vo(RMS). El número de pulsos por semiciclo depende de la frecuencia de la señal portadora como se puede observar en la Fig. 5.7.

5.4.2 Inversor Monofásico Puente Completo con Pulsos Bipolares

l Fig. 5.8 Inversor monofásico con pulsos bipolares.


La Fig. 5.8 muestra la tensión y corriente resultante en la carga monofásica R-L, cuando los interruptores S1, S2, S3 y S4 son conmutados de a pares. 5.4.3 Inversor Trifásico Puente Completo con Pulsos Unipolares Las Figs. 5.9 a 5.12 muestran respectivamente la topología y formas de onda de voltaje y corriente típicas para el inversor trifásico. Nótese en la Fig. 5.11 la corriente notablemente senoidal que alimenta una fase del motor. También en la Fig. 5.12, que el voltaje efectivo aplicado al motor disminuye a medida que la frecuencia disminuye (V/f = constante), para así evitar problemas de saturación en el motor.

Fig. 5.9 Configuración circuital del inversor trifásico.


Fig. 5.10 Señales de control y voltaje de salida.


Fig. 5.11 Tensión y corriente por cada fase del motor.

.


Fig. 5.12 Variación de voltaje y frecuencia en el motor.


CAPITULO

4

CONVERTIDORES CA/CA Los convertidores CA/CA, al igual que un transformador reductor de corriente alterna, reducen la tensión de entrada sin cambiar la frecuencia. La versión monofásica de este convertidor es muy popular en el hogar para control lumínico, térmico y de velocidad en ventiladores. La versión trifásica es muy común en la industria para controlar la corriente de partida en motores de inducción. 4.1 DIFERENTES TOPOLOGIAS PARA CONVERTIDORES CA/CA 4.1.1 Convertidores CA/CA Monofásicos

En la Fig. 4.1 se presentan diferentes topologías para convertidores CA/CA monofásicos.

(a)

(b)

(c)

(d)

Fig. 4.1 Diferentes topologías para convertidores CA/CA monofásicos.


Todas las configuraciones en la Fig. 4.1 son equivalentes excepto la configuración a), donde solamente se puede reducir el ciclo positivo de la tensión, luego la reducción de potencia alcanza solo hasta un 50%. Por otra parte la idea de la configuración d) es solo simplificar el circuito de control al tener los dos tiristores el cátodo común.

4.1.1.1 Conexión antiparalela de tiristores

La Fig. 4.2 muestra la topología de esta configuración y la Fig. 4.3 muestra la tensión resultante en la carga para diferentes ángulos de disparo de los tiristores.

Fig. 4.2 Conexión de tiristores en antiparalelo.

Fig. 4.3 Mecanismo de regulación del voltaje efectivo a la carga.


4.1.2 Convertidores CA/CA Trifásicos En la Fig. 4.4 se presenta el convertidor CA/CA trifásico alimentando un motor de inducción en

conexión estrella y delta.

Fig. 4.4 Convertidor CA/CA trifásico con diferentes conexiones del motor. A pesar de que existen más topologías, la configuración de seis tiristores mostrada en la Fig. 4.4 es la generalmente aceptada para controlar tensión y corriente durante el arranque de los motores de inducción jaula de ardilla. En las secciones siguientes se analizarán los fundamentos del problema de partida de este tipo de motores. 4.2 EL PROBLEMA DE ARRANQUE DEL MOTOR DE INDUCCIÓN

Las características del arranque del motor de inducción pueden entenderse analizando el circuito equivalente completo de una fase del motor, el cual es mostrado en la Fig. 4.5. Claramente el motor se comporta como un transformador alimentando en el secundario una resistencia de carga. El modelo eléctrico monofásico del motor es tal que la potencia disipada en esta resistencia de carga está relacionada con la potencia que alimenta la carga mecánica (la potencia mecánica total es tres veces la potencia que entrega el modelo monofásico).

En el arranque hay torque pero no hay velocidad, luego la potencia que alimenta la carga

mecánica es cero (la potencia es el producto del torque por la velocidad). Esta ausencia de potencia en


el arranque se modela haciendo la resistencia de carga igual a cero y así el motor de inducción en el arranque se comporta como un transformador con el secundario en cortocircuito. Se esperan grandes corrientes cuando el motor es alimentado a plena tensión y surge la opción de regular esta tensión para así regular la corriente como se verá en secciones posteriores. Las Figs. 4.6 y 4.7 muestran curvas de torque y corriente versus velocidad en motores de inducción jaula de ardilla cuando son alimentados a plena tensión.

Fig. 4.5 Circuito equivalente completo de una fase del motor de inducción.

s

rs

nnnS −

=

pfns

⋅=

120


Fig. 4.6 Curva de torque vs velocidad. Fig. 4.7 Curva de corriente vs velocidad. 4.2.1 Arranque con Plena Tensión

Considerando las curvas mostradas en las Figs. 4.6 y 4.7, el arranque con plena tensión del motor presenta los siguientes problemas: • El primer problema es la gran cantidad de torque en exceso disponible, pudiendo sobrepasar

largamente el torque que la carga requiere como muestra la Fig. 4.6. Este exceso de torque puede causar problemas mecánicos, deslizamiento de correas y tensión en componentes de la transmisión. En el caso de bombas controladas por el motor, esto puede causar golpes de agua en cañerías. En general, el arranque con plena tensión del motor es esencialmente un arranque descontrolado.

• El segundo problema es la gran corriente de arranque tomada por el motor, como está ilustrado en

la Fig. 4.7. Esta corriente de arranque es típicamente, en el instante del arranque, seis veces la corriente nominal del motor. Esto es porque en el arranque, el motor se comporta como un transformador con el secundario en cortocircuito. Esta alta corriente puede causar caídas de tensión considerables en redes suministradoras de baja capacidad, y requiere el dimensionamiento adecuado de los contactores y fusibles del motor de inducción. Las autoridades de distribución eléctrica local recomiendan a sus usuarios un control de dicha corriente.

• El tercer problema es el calentamiento adicional en el motor. El sobrecalentamiento del rotor puede

convertirse en severo con repetidos arranques, o con torques o inercias de carga alta, y puede causar problemas en el rotor.


4.2.2 Efecto del Arranque a Tensión Reducida

Claramente entonces, pareciera que la solución pasa por alimentar el motor con tensión reducida. Sin embargo, debe considerarse que el torque del motor es proporcional al cuadrado de la tensión (ver por favor Fig. 4.8). Es decir, si la tensión de entrada al motor es reducida al 71%, entonces el torque es reducido al 50% (0.71 x 0.71). Corriente y tensión se reducen en la misma proporción, es decir, en este ejemplo la corriente de arranque también es reducida al 71%.

Cualquier técnica de arranque con tensión reducida causará que el motor opere con bajo torque

de arranque, luego dependiendo de la condición de carga el motor puede no ser capaz de salir del reposo.

Fig. 4.8 Curvas de torque vs velocidad como función de la tensión.

Un accionamiento de frecuencia variable es una forma más efectiva de arrancar un motor de inducción. Debido a que el accionamiento incrementa la frecuencia en forma controlado, hay también un control continuo sobre las variables de torque, velocidad y corriente. El sistema además tiene la ventaja de que su velocidad puede ser variada continuamente. La principal desventaja es el alto costo inicial de este accionamiento. 4.2.3 Métodos de Arranque a Tensión Reducida

Todos los métodos de arranque a tensión reducida discutidos en esta sección reducen la tensión aplicada al estator del motor, pero no alteran la frecuencia. Como consecuencia, el torque de arranque del motor es reducido.


4.2.3.1 Método de arranque estrella – triángulo

Este método puede ser usado en motores en los cuales se tiene acceso a los seis terminales del motor. Bajo funcionamiento normal, estos bobinados son conectados en triángulo, pero en el arranque son conectados en estrella. Esto reduce las tensiones y las corrientes de los bobinados a un 58%, y el torque de arranque a un 33%.

Este método requiere un par de contactores, y un relé temporizador si el arranque va a ser automático. Durante la transición de estrella a triángulo, el motor es desconectado momentáneamente, causando así una pérdida de torque temporal, y un máximo de corriente en la reconexión. Esto es mostrado en la Fig. 4.9.

Fig. 4.9 Características del arranque usando un arrancador estrella-triángulo.

4.2.3.2 Autotransformador

Un arrancador a autotransformador alimenta al motor desde un autotransformador de varias etapas. Cuando el motor es primeramente arrancado, es conectado a una etapa que le suministra tensión reducida. A medida que la velocidad del motor se incrementa, las etapas son conmutadas para incrementar la tensión del motor, hasta que en la velocidad total el motor recibe 100% de voltaje. Típicamente, hay dos o tres etapas. Cada etapa requiere un contactor enclavado, el cual necesitará ser controlado por una secuencia de tiempos para un arranque automático. Este método desconecta momentáneamente el motor entre cada etapa, causando así máximos de corriente y pérdidas momentáneas de torque. Una ventaja de este método es que, por la acción del transformador, la corriente de línea es reducida durante el arranque.


4.2.3.3 Arranque con resistencia en serie

Este método usa algún tipo de resistencia en serie con la alimentación en el arranque. A medida que el motor aumenta la velocidad, la resistencia es reducida y finalmente cortocircuitada. Un tipo de arrancador en uso común es el “Arrancador de Resistencia Líquida”, el cual usa láminas conductivas suspendidas en cubos de carbonato de sodio como elementos resistivos. Este método no da un muy buen control de la tensión en los terminales del motor, y es muy ineficiente debido a la alta pérdida calórica en la resistencia durante el arranque. 4.2.3.4 Arrancador Electrónico de Tensión Reducida

En su forma más común, un arrancador electrónico de tensión reducida consiste en tres pares de SCRs conectados en antiparalelo y en serie con las tres líneas de entrada del motor. Mediante el retardo adecuado del disparo de los SCRs se puede reducir la tensión aplicada al motor. Un estudio más completo del arrancador es realizado en la siguiente sección. 4.3 ARRANCADOR ELECTRÓNICO PARA MOTORES DE INDUCCION

Este arrancador consiste básicamente en un convertidor estático CA/CA generalmente tiristorizado, que permite el arranque de motores de inducción con aplicación progresiva de tensión, con la consiguiente limitación de corriente y par de arranque. El arrancador puede dividirse en dos partes bien concretas y definidas, como son el circuito de potencia y el circuito de control.

Al poner en servicio el equipo, los tiristores regulan la corriente que alimenta al motor, la cual irá progresivamente aumentando hasta alcanzar el valor nominal.

La fase de parada del motor también se puede hacer con una reducción progresiva de la tensión, de tal manera que a un 60% aproximadamente de la tensión nominal se procede al paro del motor.

Generalmente el arranque de un motor con arrancador estático no se inicia con cero tensión, sino que se parte de un valor mínimo de aproximadamente el 33% del valor nominal o de otro mayor, según el tipo de motor y las condiciones de carga inicial.

Este tipo de arranque ofrece una serie de ventajas, algunas de las cuales se citan a continuación: • No tiene elementos móviles. • Permite arranques suaves, sin transiciones o saltos. • Limitación de la corriente de arranque. • Posibilidad de ajustar en tiempo la rampa de aceleración y detención del motor. • Ahorrar energía cuando el motor funciona parcialmente cargado, con acción directa sobre el

factor de potencia (cos φ). • Detectar y controlar la falta de fase a la entrada y salida del equipo.


• Control directo por autómata o microprocesador sobre el arranque y marcha del motor. • Mejor rendimiento del motor. • El equipo no tiene limitación en cuanto al número de arranques, como sucede con la vida de los

contactores. • En régimen permanente un interruptor mecánico deja fuera de servicio el arrancador conectando el

motor directamente a la línea.

La Fig. 4.10 muestra la configuración del circuito de un arrancador electrónico de tensión

reducida. Este arrancador tiene tres pares de SCRs conectados en antiparalelo, un par en cada línea. Los pulsos de control son dirigidos a cada uno de los seis SCRs por un transformador de pulsos u opto-acoplador, para dar aislación galvánica entre la electrónica de control y los circuitos de potencia.

Fig. 4.10 Configuración del circuito de un arrancador electrónico de tensión reducida.

Como lo indica la Fig. 4.10, los arrancadores de tensión reducida más sofisticados miden el flujo de corriente del motor, y pueden controlar esta corriente y proveer al motor de protección contra sobrecarga térmica. Los fusibles de entrada son provistos para proteger a los SCRs y al motor contra sobrecargas y cortocircuitos.


4.3.1 Arranque con Rampa de Tensión y Límite de Corriente

El arranque con rampa de tensión es un método de arranque que aplica al motor un incremento de tensión constante.

Como muestra la Fig. 4.11 (a), la tensión de salida del arrancador es incrementada de 0 a 100%

en cuatro segundos. Sin embargo debería notarse que por la inercia propia del motor el incremento de velocidad no sigue al incremento de voltaje. La rampa de tiempo es ajustable por el usuario.

Normalmente es aplicado un nivel de “Volts de Arranque”, también ajustable por el usuario. Esto causa que la rampa arranque desde un nivel preestablecido, y suba desde ahí. En el ejemplo de la Fig. 4.11(b), este nivel de “Volts de Arranque” es regulado a 40%. Esto asegura que el motor empiece a girar inmediatamente en el arranque, pero con bajo torque.

Fig. 4.11 Rampa de tensión de arranque de un arrancador electrónico de tensión reducida.

El arranque con límite de corriente es un método de arranque que sólo está disponible en los

arrancadores de tensión reducida con monitoreo de corriente. La máxima corriente de arranque requerida es preestablecida por el usuario. Una vez iniciado el arranque, la tensión aumentará según una rampa preestablecidapulsos sinusoidales hasta que la corriente del motor alcance el nivel deseado. En ese punto, la rampa de tensión de salida es automáticamente ajustada para mantener la corriente de arranque en este nivel o por debajo de él.

Este método es adecuado si la máxima corriente de arranque va a ser limitada, por ejemplo,

debido a la capacidad de la red. También es un buen método para el arranque de cargas altamente inerciales, que son cargadas sólo cuando alcanzan velocidad total, por ejemplo ventiladores, hojas de sierra, etc.


Fig. 4.12 Arranque del motor con corriente limitada.

En la Fig. 4.12(a), ha sido regulado un límite de corriente de 400% de la corriente nominal, y la carga se acelera a velocidad total exitosamente. Sin embargo, en la Fig. 4.12(b), el límite de corriente ha sido regulado a 200% y en un punto del ciclo de arranque, el torque requerido por la carga excede el torque disponible del motor. El motor no acelerará más allá de este punto y entrará en un “atascamiento”.

El motor continuará tomando el doble de la corriente nominal, y tendrá un enfriamiento

reducido debido a su velocidad reducida. Así, el motor se sobrecalentará muy rápidamente. Esto ilustra el peligro de regular el nivel de límite de corriente muy bajo.


TABLA 4.1 COMPARACIÓN ENTRE LOS DIVERSOS SISTEMAS DE ARRANQUE ESTUDIADOS

Directo

Estrella-

Triángulo

Resistencias estatóricas

Resistencias

rotóricas

Autotransfor-

mador

Arrancadores

estáticos

Corriente de arranque

4 a 8 In

1,3 a 1,65 In

4,5 In

3,25 In

1,7 a 4 In

≈ 0,5 In

Torque de arranque

0,6 a 1,5 Tn

0,2 a 0,5 Tn

0,3 a 0,5 Tn

0,5 Tn

0,3 a 0,64 Tn

0,64 Tn

Escalones de

arranque

1

2

3 o 2

4, 3 o 2

2

Progresivo

Nº de hilos al

motor

3

6

3

6

3

3

Cortes de

corriente en el arranque

No

Sí

No

No

No

No

Duración media

del arranque

2 a 3 segundos

3 a 7 segundos

7 a 12

segundos

3 tiempos 2seg 4 tiempos 5seg

7 a 12

segundos

Ventajas

- Económico.

- Robusto. - Arrancador

simple. - Buen par de

arranque

- Económico.

- Robusto. - Arrancador relativamente

barato.

-Económico.

-Robusto. -Posibilidad de regulación de los valores de

arranque.

-Muy buena

relación par/corriente. -Posibilidad de regulación de los valores de

arranque.

-Robusto.

-Posibilidad de regulación de los valores de

arranque.

-Sin elementos

móviles. -Arranques

suaves. -Mejor

rendimiento del motor.

Inconvenientes

-Punta de intensidad elevada.

-No permite arranque suave ni

progresivo.

-Par pequeño en el arranque

-Corte de alimentación.

-Motor bobinado en

triángulo para Un.

-Pequeña

reducción de la punta de arranque. -Necesita

resistencias.

-Motor de anillos más

costoso. -Necesita

resistencias.

-Necesita un autotransformador costoso

Aplicaciones

típicas

-Pequeñas máquinas

arrancando a plena carga.

-Máquinas

arrancando en vacío.

-Ventiladores y bombas

centrífugas de pequeña potencia.

-Máquinas de fuerte inercia sin problemas particulares de par y de

intensidad en el arranque.

-Máquinas de arranque en

carga, de arranque

progresivo, etc...

-Máquinas de gran potencia

o de fuerte inercia en los casos donde la reducción de la punta de

corriente es un criterio

importante.

-Máquinas de

arranque progresivo.

-Actualmente tienden a

sustituir al resto de

métodos de arranque

convencionales


CAPITULO

3

CONVERTIDORES CC/CC (CHOPPERS)

La conversión de corriente continua a corriente continua (CC/CC) tiene una importancia capital, ya que la gran mayoría de los equipos electrónicos e informáticos, tanto de uso doméstico como industrial, precisan de una alimentación de tensión continua. A menudo ésta debe obtenerse a partir de la red, siendo necesario realizar previamente una conversión CA/CC. En la actualidad existen dos métodos claramente diferenciados para realizar la conversión CC/CC: • Los convertidores lineales basados en el empleo de transistores operando en su zona activa. • Los convertidores conmutados, basados en el empleo de interruptores estáticos trabajando en operación ON/OFF a muy alta velocidad, regulando de esta forma el flujo de potencia hacia la salida del convertidor. Estos interruptores estáticos pueden ser, indistintamente, un transistor (BJT, MOSFET, IGBT) o un tiristor o GTO. El empleo de un dispositivo u otro dependerá de las características y necesidades de la aplicación a desarrollar.

Debido al gran número de ventajas de los convertidores conmutados sobre los convertidores lineales, en las siguientes secciones analizaremos sólo los fundamentos y evolución de los convertidores conmutados. Las aplicaciones de los convertidores CC/CC recaen fundamentalmente sobre dos campos: • Fuentes de Alimentación Conmutadas. Son fuentes de alimentación en las que el regulador en vez

de ser lineal es conmutado, consiguiéndose un importante aumento del rendimiento y una buena respuesta dinámica.

• Alimentación de Motores de Corriente Continua. En cuyo caso se requiere tensiones continuas

variables y las potencias a utilizar en este caso pueden ser considerables.

En este capítulo se van a estudiar las diferentes configuraciones básicas de los convertidores CC/CC que operan en uno o varios cuadrantes.


3.1 FUNDAMENTOS DE LOS CONVERTIDORES CC/CC (CHOPPERS) 3.1.1 Introducción a los Convertidores CC/CC Conmutados Un convertidor CC/CC es un sistema electrónico cuya misión es transformar un voltaje continuo en otra de igual carácter pero diferente valor. Se puede encontrar un símil en alterna con los transformadores y su relación de transformación. 3.2 CONVERTIDOR ELEVADOR (CONVERTIDOR BOOST) El convertidor de la Fig. 3.1 puede utilizarse para incrementar una tensión continua. En la Fig.3.2, cuando el interruptor S está cerrado, toda la tensión de la fuente primaria E se aplica sobre la bobina, por lo tanto VL = E. Debido a que el voltaje medio en la bobina L durante un período debe ser cero, entonces en el tiempo off del interruptor S, VL = - U. El papel del condensador es mantener un voltaje constante en la carga cuando el diodo D se abre en el tiempo on. Claramente, Vo es fijado en el tiempo off, y su valor es Vo = E + U. También se cumplen las siguientes ecuaciones:

0 < U < ∞

E < Vo < ∞ Por consiguiente el voltaje de salida Vo varía entre E e infinito, y de ahí el carácter de chopper elevador.

Fig.3.1 Esquema de un convertidor elevador.


a) b)

Fig.3.2 Convertidor elevador: a) Circuito equivalente para TON.b) Circuito equivalente para TOFF.

3.3 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR (CONVERTIDOR BUCK-BOOST) El convertidor de la Fig. 3.3 puede utilizarse tanto para disminuir como incrementar una tensión continua. En la Fig.3.4, cuando el interruptor S está cerrado, toda la tensión de la fuente primaria E se aplica sobre la bobina, por lo tanto VL = E. Debido a que el voltaje medio en la bobina L durante un período debe ser cero, entonces en el tiempo off del interruptor S, VL = - U. El papel del condensador es mantener un voltaje constante en la carga cuando el diodo D se abre en el tiempo on. Claramente, Vo es fijado en el tiempo off, y su valor es Vo = U. También se cumple la siguiente ecuación:

0 < U = Vo < ∞ Por consiguiente el voltaje de salida Vo varía entre cero e infinito, y de ahí el carácter de chopper reductor-elevador.


Fig.3.3 Esquema de un convertidor reductor-elevador.

a) b)

Fig.3.4 Convertidor reductor-pulsos sinusoidaleselevador: a) Circuito equivalente para TON.b) Circuito

equivalente para TOFF.


3.4 CONVERTIDOR FLYBACK

El esquema básico del convertidor flyback es mostrado en la Fig. 3.5. Este convertidor es derivado directamente del convertidor reductor-elevador analizado en el punto anterior y es muy popular debido a la aislación eléctrica entre la fuente de suministro y la carga. Este convertidor es usado profusamente en fuentes de alimentación conmutadas y en los receptores de televisión con una razón de vueltas muy alta, para producir un voltaje muy alto, necesario para polarizar la pantalla del televisor.

Fig. 3.5 Convertidor Flyback. Cuando el interruptor está cerrado, aumenta la corriente en el devanado primario y el punto (●)

en los devanados primario y secundario es positivo (+), en consecuencia, el diodo se abre impidiéndose la circulación de corriente en el devanado secundario. Cuando el interruptor se abre, la energía almacenada en el núcleo causa que una corriente circule en el secundario entrando por punto y a través del diodo. En estas condiciones la carga es alimentada en forma similar al convertidor reductor- elevador visto en la sección anterior.

3.5 ACELERACION Y FRENADO DE MOTORES DE CC 3.5.1 Sentido de Giro Unico Supongamos que estamos controlando un pequeño motor eléctrico con sentido de giro único utilizando un convertidor reductor, con el cual es posible variar su velocidad de giro. Para el frenado, utilizaríamos en principio componentes auxiliares para realizar un frenado dinámico, en el que la energía cinética del motor se disipa en forma de calor en una resistencia. Sin embargo, con este tipo de frenado se desperdicia energía, por lo que, si queremos mejorar el rendimiento, debemos implementar un circuito que permita un frenado regenerativo del motor. Este frenado consiste en recuperar una parte de la energía mecánica del motor devolviéndola hacia la fuente de alimentación, y se consigue haciendo que el motor, actuando como un generador, fuerce una corriente hacia la batería. En la Fig. 3.6 se muestra el esquema de dicho convertidor.


Fig. 3.6 Esquema para aceleración y frenado del motor. En el esquema de la Fig. 3.6, VS es la tensión de la fuente suministradora y E es la tensión inducida en el motor. La tensión E nunca cambia de polaridad, indicándonos que la velocidad del motor es en un solo sentido de giro. En este convertidor la corriente en la carga i puede ser positiva o negativa. Positiva para acelerar y negativa para frenar. El circuito no es más que una combinación de un convertidor reductor y un convertidor elevador. El interruptor S1 y el diodo D1 operan como convertidor reductor, mientras que S2 y D2 lo hacen como convertidor elevador.

Claramente en el circuito de la Fig. 3.7, la pulsación de S1, junto con D1, permite una corriente i positiva hacia el motor. También, en Fig.3.8, la pulsación de S2, junto con D2, permite una corriente i negativa hacia la fuente. La magnitud de la aceleración o frenado depende de la magnitud de la corriente por el motor, lo que se regula con los tiempos tON y tOFF de los interruptores S1 y S2. Nótese que las corrientes aumentan en proporción a tON y las corrientes disminuyen en proporción a tOFF.


Fig.3.7 Corriente i positiva hacia el motor.

Fig.3.8 Corriente i negativa hacia la fuente.


3.5.2 Ambos Sentidos de Giro Para aplicaciones en que se precise tracción y frenado regenerativo en los dos sentidos de giro es necesario el empleo de la configuración mostrada en la Fig. 3.9. Este convertidor es llamado de cuatro cuadrantes porque la corriente y voltaje del motor tienen las cuatro posibles combinaciones de signo, lo cual es esquematizado en la Fig. 3.10.

Fig.3.9 Esquema de un convertidor de cuatro cuadrantes.

Fig. 3.10 Control de un motor de corriente continua en ambos sentidos de giro.

El modo de operación de este convertidor de cuatro cuadrantes es mantener 2 interruptores permanentemente abiertos, un interruptor permanentemente cerrado y el cuarto en estado de conmutación.


CAPITULO

6

ARMONICOS 6.1 CARGAS NO LINEALES Y ARMÓNICOS

Ningún otro problema que afecta al equipo electrónico de estado sólido ha sido tan ampliamente discutido como los armónicos y las cargas no lineales que las causan. Los armónicos pueden causar una variedad de problemas, tales como distorsión de las formas de onda, lecturas impropias de voltaje, y especialmente sobrecalentamiento en el conductor neutro del sistema. El tema, sin embargo, es pobremente conocido por aquellos que deben aplicar las medidas correctivas. 6.1.1 El Efecto de las Cargas

Hasta no hace mucho, casi todas las cargas eran lineales, y las que no, eran una pequeña porción del total, luego no tenían implicancia en la operación del sistema. Luego vino la revolución de la electrónica de potencia y junto con ello una proliferación de cargas tales como computadores, fuentes de poder ininterrumpidas (UPS), controladores de velocidad variable para motores, fuentes conmutadas, etc. Estas cargas electrónicas son en su mayor parte no lineales, y se han convertido en un factor lo suficientemente grande para tener serias consecuencias en los sistemas de distribución.

Los motores, la iluminación incandescente y las cargas de calefacción son lineales en naturaleza. Esto es, voltaje y corriente son ambos senoidales y proporcionales. Como se ve en la Fig. 6.1, cuando la carga es lineal la corriente se incrementa proporcionalmente al incremento del voltaje y disminuye proporcionalmente a la disminución del voltaje.

Fig. 6.1 Relación corriente-voltaje en cargas lineales.


En estos circuitos lineales la corriente está en fase con el voltaje para un circuito resistivo, luego

el factor de potencia (FP) es unitario. La corriente atrasa al voltaje un ángulo φL para el circuito inductivo (el FP es comúnmente entre 0.80 y 0.95), y adelanta al voltaje un ángulo φC en un circuito capacitivo. En cada caso, esta corriente es siempre proporcional al voltaje, es decir, para un voltaje senoidal la corriente es también senoidal.

Las cargas no lineales son aquellas en las que la corriente de carga no es proporcional al voltaje

como el caso mostrado en la Fig. 6.2. Las corrientes de las cargas no lineales no son senoidales, y aún más, la fuente de voltaje puede ser una onda senoidal pura, pero la impedancia asociada a la fuente junto con las corrientes armónicas implicarán distorsión de voltaje en el punto de consumo.

La electrónica de estado sólido está basada en el uso de semiconductores. En estos materiales la

relación voltaje-corriente no es una línea recta y como se muestra en la Fig. 6.3 esta relación está representada por una curva,. En general cada dispositivo de estado sólido va a tener una curva v-i que es única y diferente a la de otros dispositivos.

Fig. 6.2 Corriente típica de carga no lineal.

Fig. 6.3 Relación voltaje-corriente de un dispositivo semiconductor típico.


Con una fuente suministradora teniendo un voltaje senoidal de 50 Hz casi perfecto, la corriente

mostrará estar distorsionada significativamente. Un análisis matemático de estas ondas distorsionadas, sin embargo, muestra que ellas están compuestas de una onda senoidal fundamental, además de otras ondas con una frecuencia que es un múltiplo entero de la frecuencia fundamental. Por ejemplo: una onda fundamental de 50 Hz, una onda de 150 Hz y otra de 250 Hz cuando se suman juntas resulta en un tipo de onda distorsionada específica. Estos múltiplos de la frecuencia fundamental han sido llamados "armónicos".

6.1.2 Armónicos

Cualquier forma de onda puede ser reproducida exactamente al sumar juntas una serie de ondas seno de frecuencia, amplitud y sincronización particular, aunque requerirá de un número infinito de las mismas. En la Fig. 6.4 se muestra como los armónicos se combinan con la fundamental para formar formas de onda distorsionadas. Mientras más de estos armónicos están presentes, más se apartará la corriente de una onda senoidal pura. La cantidad de distorsión está determinada por la frecuencia y la amplitud de las corrientes armónicas.

Fig. 6.4 Descomposición de ondas distorsionadas. 6.1.3 Distorsión de la Onda de Voltaje

Las cargas no lineales tales como los inversores, los rectificadores, fuentes de poder CC, controladores de frecuencia variable y ballast electrónicos para iluminación, son fuentes de armónicos en los sistemas eléctricos que alimentan estas cargas. Estos son armónicos específicos asociados con cada equipo. Los fabricantes de equipos pueden usualmente proporcionar información del orden y de la magnitud de los armónicos generados por su equipo. Sin embargo, dependiendo del diseño del equipo específico, las armónicas podrán variar en frecuencia y magnitud al ocurrir cambios en la carga del


equipo. La Tabla 6.1 es un resumen de las magnitudes y orden de armónicos que han sido encontrados con ciertas cargas.

Nótese el siguiente fenómeno, formas de onda de corrientes distorsionadas causan formas de onda de voltaje distorsionado en un sistema de distribución eléctrico. Cada armónico de corriente causará una caída de voltaje del mismo orden armónico, cuando fluya hacia una impedancia particular. Por ejemplo, una corriente de 5to armónico producirá un voltaje de 5to armónico, una corriente de 7mo armónico producirá un voltaje de 7mo armónico, etc. Cuando estas caídas de voltaje armónico son sumadas juntas, el resultado es una onda de voltaje distorsionada que imita la forma de onda de la corriente.

Orden armónico Descripción de la carga 1 3 5 7 9 11 13 15 Rectificador de 6 pulsos 100 - 17 11 - 5 3 - Rectificador de 12 pulsos 100 - 3 2 - 5 3 - Rectificador de 18 pulsos 100 - 3 2 - 1 0.5 - Rectificador de 24 pulsos 100 - 3 2 - 1 0.5 - Electrónica/computadora 100 56 33 11 5 4 2 1 Iluminación/electrónica 100 18 15 8 3 2 1 0.5 Oficina con PC's 100 51 28 9 6 4 2 2 Controladores de frecuencia variable (rango)

100 1 a 9 1 a 9 4 a 8 3 a 8 0 a 2

Tabla 6.1 Magnitudes y orden de armónicos que han sido encontrados con ciertas cargas.

La Tabla 6.1 muestra corrientes armónicas con magnitudes típicas producidas por varios tipos de equipo. Los números bajo el orden armónico están expresados en porcentaje de la corriente fundamental de 50 Hz. 6.1.4 Sobrecalentamiento del Neutro

En un sistema trifásico de 4 conductores, las corrientes de línea fluyen por cada fase y retornan hacia el neutro común. Las 3 corrientes de fase de 50 Hz están separadas por 120º y para cargas "lineales" balanceadas trifásicas, ellas son iguales. Cuando retornan por el neutro, se cancelan una con la otra, sumando cero en todos los puntos. Por consiguiente, para cargas balanceadas trifásicas de 50 Hz, la corriente de neutro es cero.

Para corrientes de 2do armónico separadas por 120º, la cancelación en el neutro es también

completa, resultando en una corriente de neutro cero. Esto es cierto para todos los armónicos pares.


Esta es una de las razones por las que los armónicos pares no se consideran que tengan un efecto significativo en el equipo eléctrico y en los sistemas de distribución.

Para corrientes de 3er armónico, las tres corrientes de línea están en fase. Así la corriente total de

neutro para 3eros armónicos es de una magnitud tres veces la corriente de línea. Esto es cierto también para todos los múltiplos impares del 3er armónico (9no, 15to, 21ero, y así sucesivamente). Estas corrientes están generalmente referidas como "armónicas triples", y son especialmente problemáticas. Es, sin embargo, el 3er armónico el que tiene el efecto más grande en la provocación de sobrecalentamientos de neutro. Otros armónicos impares (5to, 7mo, 11ero, 13ero, y así sucesivamente) se suman en el neutro, pero la corriente de neutro armónica total es algo menos que la suma aritmética de las tres corrientes armónicas de fase.

6.1.5 Corriente de Línea a la Entrada de un Rectificador La corriente de línea is a la entrada de un rectificador, se desvía significativamente de una forma de onda senoidal, tal como se muestra en la Fig. 6.5. La distorsión en la forma de onda de la corriente de línea puede ser cuantificada como se describe a continuación.

Fig. 6.5 Corriente de línea en un rectificador. La corriente de línea puede ser expresada en términos de su componente de frecuencia fundamental is1 (mostrada con líneas punteadas en la Fig. 6.5) más otras componentes armónicas. Si vs se asume que es puramente senoidal, entonces solamente is1 contribuye al flujo activo potencia, porque no hay armónicos de voltaje y la potencia armónica depende de ellos 6.2 ARMÓNICOS Y EL FACTOR DE POTENCIA En relación al triángulo de potencias mostrado en la Fig. 6.6, el ángulo entre los KW y los KVA define el FP del sistema. Mientras más grande es el ángulo, más pobre es el FP. Inversamente, cuando el ángulo es demasiado pequeño, el tamaño del sistema de potencia (en KVA) será casi del mismo tamaño que los KW de trabajo. En este último caso, el FP estará bastante cerca de la unidad (1.0), resultando en un eficiente manejo de la energía.


Fig. 6.6 Triángulo de potencias en un sistema.

Es usual instalar condensadores para compensar parte o casi toda la demanda de energía reactiva inductiva. Esto aumenta el FP, permitiendo que el KVA sea menor para la misma cantidad de trabajo, y añadiendo al sistema una medida de manejo eficiente de la potencia.

Comparando la Fig. 6.7 con el diagrama vectorial del FP de la Fig. 6.6, nótese que un vector

adicional llamado "distorsión" es añadido. También, el diagrama vectorial tradicional del FP es bidimensional, mientras que el diagrama de la Fig. 6.7 es tridimensional, con el vector de KVA saliéndose de la página. Este vector incluye la contribución que la distorsión coloca en la capacidad del sistema.

Fig. 6.7 Triángulo de potencias incluyendo distorsión. El diagrama vectorial tridimensional muestra que los KVAR y la distorsión son formas de energía no productoras de trabajo. La suma vectorial de estos dos más los KW productores de trabajo resultan en un vector de KVA más largo. ¿De donde viene esta distorsión? De las corrientes de alta frecuencia requeridas por las cargas no lineales.


Para entender el panorama total del FP, entiéndase que ambos los KVAR y la distorsión no son productores de trabajo. La combinación (adición vectorial) de ambos con los KW, que si produce trabajo, resulta en un vector de KVA más largo (teniendo una magnitud mayor). En otras palabras, mientras más grande es la distorsión y el FP de desplazamiento en el sistema, mayor la capacidad requerida del sistema para darle potencia a una carga específica. 6.2.1 Fuentes Principales de Armónicos · Las fuentes de poder de las PC's y las estaciones de trabajo · Las fuentes de poder conmutadas · Ballast fluorescentes · Controladores de velocidad variable · Sistemas de fuentes de poder ininterrumpidas estáticas (UPS's) · Rectificadores · Filtros 6.2.2 Guías Generales Para Superar Problemas de Armónicos Algunas prácticas recomendadas para instalaciones con una carga no lineal significativa son: · Utilización de medidores de valores efectivos verdaderos ("true rms") para la medición de la corriente de carga. · Los instrumentos de medición deben tener un ancho de banda lo suficientemente amplio para proporcionar lecturas precisas, tomando en consideración la frecuencia fundamental y el contenido armónico de los parámetros que están siendo medidos. · Utilizar un neutro separado para las cargas monofásicas conectadas a diferentes fases. · Cuando es inevitable utilizar un solo conductor neutro para las cargas conectadas en diferentes fases, se recomienda calcular este conductor con una capacidad de al menos 1.73 veces la capacidad de los conductores de fase. · Si no es posible instalar un neutro de mayor capacidad (digamos que es una instalación ya realizada), se recomienda utiliza una protección de sobrecorriente que desconecte el circuito principal cuando detecte que el neutro este sobrecargado. Esto simplemente evitará mayores consecuencias, aunque no resolverá el problema.


· Seleccione un transformador trifásico con baja impedancia interna, preferiblemente en el rango del 3% al 5%, y siempre en conexión delta para el primario y en estrella para el secundario. Es preferible un transformador trifásico que un banco monofásico o que cualquier arreglo de delta abierta. Los arreglos de delta abierta no proveen un camino de baja impedancia para las corrientes de tercera armónica que proveen los transformadores con el devanado en delta completo. · Como una alternativa para el reemplazo del transformador principal, pueden instalarse transformadores más pequeños en delta-estrella específicamente para las cargas no lineales localizadas 6.3 OPTIMIZACIÓN DE LA INTERFAZ DE LA RED CON SISTEMAS ELECTRÓNICOS

DE POTENCIA 6.3.1 Introducción

La Fig. 6.8 muestra el impacto de una carga electrónica de potencia sobre el voltaje V, luego sobre la calidad de la energía recibida por las otras cargas. Además de la distorsión de la forma de onda de voltaje, algunos otros problemas debido a las corrientes armónicas son los siguientes: calentamiento adicional y posibles sobrevoltajes (debido a condiciones resonantes) en el equipo de transmisión y distribución de la red, errores en la medición y funcionamiento incorrecto de las protecciones del sistema de suministro, interferencia con las señales de comunicación y control, y así sucesivamente. Además de estos problemas, los convertidores de fase controlados causan muescas en la forma de onda de voltaje del sistema de suministro y muchos extraen potencia a un factor de potencia de desplazamiento muy bajo, lo cual resulta en un factor de potencia de operación muy pobre.

Fig. 6.8 Impacto de una carga electrónica de potencia.

6.3.2 Interfaz del Sistema de Suministro

La discusión en cuestión muestra que la proliferación de cargas electrónicas de potencia tiene el potencial para un significativo impacto negativo en los sistemas de suministro, así como también en sus clientes. Un acercamiento para minimizar este impacto es filtrar las corrientes armónicas y la interferencia electromagnética producida por las cargas electrónicas de potencia. Una mejor alternativa, pese a un pequeño incremento en el costo inicial, podrá ser el diseñar el equipo electrónico de potencia para que las corrientes armónicas y la EMI (interferencia electromagnética) sean prevenidas o minimizadas de ser generadas, en primer lugar.


6.3.3 Generación de Corrientes Armónicas

En la mayor parte del equipo electrónico de potencia, tales como las fuentes de poder conmutadas, las fuentes de poder ininterrumpidas (UPS) y los controladores de motores CA y CC, se utilizan convertidores CA/CC como interfaz con la red de suministro. Comúnmente, un puente rectificador de diodos, como se muestra en la Fig. 6.9, es utilizado. La salida del rectificador es un voltaje cuya magnitud promedio Vd es no controlada. Un condensador grande es utilizado a la salida del rectificador para reducir el rizo en el voltaje vd. El flujo de potencia es siempre desde la red de suministro al lado CC.

Fig. 6.9 Carga no lineal típica en una red de potencia.

6.3.4 Estándares Armónicos y Prácticas Recomendadas En vista de la proliferación de equipos electrónicos de potencia conectados a la red de

suministro, varias agencias nacionales e internacionales han estado considerando límites en la inyección de corrientes armónicas para mantener una buena calidad de energía. Como consecuencia, varios estándares han sido establecidos que especifican los límites en las magnitudes de las corrientes armónicas y distorsión armónica del voltaje a varias frecuencias armónicas. Algunas de estos son:

1. EN 50 006, "La limitación de Disturbios en Redes de Suministro de Electricidad causados por

Artefactos Domésticos y Similares equipados con Dispositivos Electrónicos". Estándar Europeo preparado por Comité Européen de Normalisation Electrotechnique, CENELEC.

2. IEC Norm 555-3, preparado por la Comisión Eléctrica Internacional. 3. Estándares de Alemania Occidental VDE 0838 para artefactos caseros, VDE 0160 para convertidores y VDE 0712 para ballast de lámparas fluorescentes. 4. Guía de la IEEE para Control Armónico y Compensación Reactiva de Convertidores de Potencia Estática, ANSI/IEEE Std. 519-1981, el cual espera ser revisado.

Los estándares CENELEC, IEC y VDE especifican los límites en los voltajes (como un porcentaje del voltaje nominal) a varias frecuencias armónicas de la frecuencia de la distribuidora, cuando las corrientes armónicas generadas por un equipo son inyectadas en una red cuyas impedancias están especificadas.


En el IEEE-519 revisado, el cual contendrá prácticas recomendadas y requisitos para el control armónico en sistemas eléctricos de potencia, la presente propuesta es para especificar los requisitos en el usuario así como también en la distribuidora. La Tabla 6.2 lista los límites en las corrientes armónicas que un usuario de equipo electrónico de potencia y otras cargas no lineales le es permitido inyectar al sistema de suministro. La Tabla 6.3 lista la calidad de voltaje que la red de suministro debe abastecer al usuario. Un sistema de suministro estará en la capacidad de abastecer el voltaje como se lista en la Tabla 6.3, siempre que las corrientes armónicas inyectadas por los usuarios en un alimentador de distribución estén limitadas de acuerdo con la Tabla 6.2. Las Tablas 6.2 y 6.3 son bien extensas en su alcance y se aplican a amplios rangos de voltaje y potencia. Ellas están dirigidas principalmente a los sistemas trifásicos, pero también pueden ser usadas como una guía para limitar la distorsión en sistemas monofásicos. Tabla 6.2 Distorsión armónica de la corriente (Ih/I1) en %: Limites de corrientes armónicas para cargas no lineales conectadas a una red pública en el punto de acoplamiento común (PAC) con otras cargas a voltajes de 2.4 a 69 kV.

Orden Armónico Impar h ISC/I1 h < 11 11 < h < 17 17 < h < 23 23 < h < 35 35 < h

Distorsión Armónica Total

< 20 4.0 2.0 1.5 0.6 0.3 5.0 20-50 7.0 3.5 2.5 1.0 0.5 8.0 50-00 10.0 4.5 4.0 1.5 0.7 12.0 100-1000 12.0 5.5 5.0 2.0 1.0 15.0 > 1000 15.0 7.0 6.0 2.5 1.4 20.0

NOTAS 1. ISC es la máxima corriente de corto circuito en el PAC. 2. I1 es la corriente de carga máxima a la frecuencia fundamental en el PAC. 3. Los armónicos pares están limitados al 25% del límite de los armónicos impares

arriba mostrados Tabla 6.3 Limites en el Voltaje Armónico (Vh/V1) en % para los Productores de Potencia (Distribuidoras Públicas o Cogeneradores).

2.3-69 kV 69-138 kV >138 kV Máximo para armónicos individuales 3.0 1.5 1.0 Distorsión Armónica Total (THD) 5.0 2.5 1.5

NOTAS Esta tabla lista la calidad del voltaje que la productora de potencia debe abastecer a los

usuarios. Esta basada en el nivel de voltaje al cual el usuario es suministrado.


La principal justificación para los límites amónicos especificados en la Tabla 6.2, son debidos a que la distorsión de voltaje en el punto de acoplamiento común (PAC) depende de la impedancia interna de la fuente CA y las magnitudes de las corrientes armónicas inyectadas. 6.3.5 Necesidad de una Buena Interfaz con la Red de Suministro

Debido al gran contenido armónico como se indica en la Tabla 6.1, los rectificadores de diodo típicos utilizados como interfaz en los equipos eléctricos de potencia con el sistema de suministro podrán exceder los límites en las corrientes armónicas individuales y en el THD especificado en la Tabla 6.2. Además del efecto en la calidad de la potencia de línea, la forma de onda pobre de la corriente de entrada también afecta el equipo electrónico de potencia mismo de la siguiente manera:

· La potencia disponible en el enchufe de pared es reducida a aproximadamente dos tercios. · El condensador de filtro del lado CC es severamente exigido debido a pulsos de corriente de gran magnitud. · Las pérdidas en los diodos de un puente rectificador son mayores debido a las caídas de voltaje directo a través del diodo, dependientes de la corriente. · Los componentes en el filtro EMI utilizado en la entrada del puente rectificador, deben ser diseñados para pulsos de corriente de mayor magnitud. · Si un transformador de frecuencia de línea es utilizado en la entrada, debe ser altamente sobredimensionado.

En vista de estos inconvenientes, algunas de las alternativas para mejorar las formas de onda de la corriente de entrada se discuten, junto con sus ventajas y desventajas relativas.

6.3.6 Interfaz Monofásica Mejorada con la Red de Suministro Varias opciones para mejorar la interfaz monofásica con la red del equipo electrónico de potencia se discuten a continuación. Circuitos Pasivos. Los inductores y condensadores pueden ser utilizados en conjunción con el puente rectificador de diodos para mejorar la forma de onda de la corriente extraída de la red de suministro. El acercamiento más simple es añadir un inductor en el lado CA del puente rectificador. Este inductor añadido resulta en un valor efectivo mayor en la inductancia LS del lado CA, la cual mejora el factor de potencia y reduce las armónicas. El impacto de añadir un inductor puede ser resumido como sigue: · Debido a una forma de onda de corriente mejorada, el factor de potencia es mejorado de muy pobre a algo aceptable. · El voltaje de salida Vd es dependiente de la carga de salida y es sustancialmente (~10%) menor comparado con el caso donde no hay inductancia. · La inductancia y Cd juntos forman un filtro pasa bajos y, por consiguiente, el rizo en el voltaje de salida rectificado vd es menor. · La eficiencia global de energía permanece esencialmente; existen pérdidas adicionales en el inductor, pero las pérdidas por conducción en los diodos son menores.


6.4 FABRICACIÓN EN LA USACH DE UN DISPOSITIVO PARA DISMINUIR LA

DISTORSIÓN DE LA CORRIENTE ELÉCTRICA ASOCIADA A RECTIFICADORES CA/CC

6.4.1 Presentación del Problema

Los rectificadores CA/CC, que convierten corriente alterna en corriente continua son elementos comunes en nuestra vida cotidiana. Por ejemplo en oficinas y hogares se llaman eliminadores de pilas. En la industria permiten el funcionamiento de motores de velocidad variable, palas mecánicas, procesos electroquímicos, hornos de arco y de inducción, transmisión de energía usando corriente continua, respaldos de energía, etc. En general han llegado a ser elementos indispensables en nuestra vida moderna. La proliferación de estos elementos, sin embargo, ha tenido sus consecuencias en las redes suministradoras. La gran distorsión de corriente eléctrica asociada a ellos ha saturado las redes, lo que redunda en una pobre calidad de la energía suministrada a los consumidores, además de fallas y anomalías de todo tipo. Este es un problema a nivel mundial y en Chile esto se pretende solucionar mediante un cuerpo legal basado en la norma norteamericana (Decreto Supremo N° 327), de gran rigurosidad, que inclusive contempla multas y desconexiones. Últimamente, en nuestro país han aparecido muchas empresas que ofrecen servicios de estudio y eliminación del fenómeno. Como es un problema técnico complicado las tecnologías ofrecidas son variadas, entre ellas las más importantes son la incorporación de filtros pasivos o activos al sistema. Estos elementos no modifican la instalación original y pueden ser reparados sin afectar la continuidad de servicio del sistema, dos características muy apreciadas por los consumidores. Como será explicado en el punto siguiente “Solución Propuesta”, nuestro dispositivo también es un filtro activo, pero a diferencia de los filtros pasivos o activos convencionales es de una fabricación más simple (menos hardware involucrado), gran eficiencia en la eliminación de distorsión, un sistema de control simple y un diseño sin complicaciones. Es el resultado de 16 años de investigación, la acumulación de 18 artículos en revistas indexadas nivel IEEE (Institute of Electrical and Electronic Engineers, USA) y 4 solicitudes de patente presentadas (una en la Comunidad Europea, otra en Estados Unidos y dos en Chile). Este proyecto tiene tres objetivos: a) patentar la idea a nivel internacional; b) validar la tecnología a nivel industrial, específicamente en instalaciones industriales a nivel nacional y c) comercializar la tecnología tanto a nivel nacional como internacional.

A nivel internacional se pretende contactarse con las grandes multinacionales (Cutler-Hammer, Robicon, Rockwell, ABB, Siemens, Alstom, General Electric, Westinghouse, Hitachi, etc.), para que compren una tecnología que debería solucionarles el problema de distorsión en sus productos. Los motores constituyen el producto más importante a beneficiarse dado su masivo uso ( según un estudio 60%-65% de la energía eléctrica generada es consumida por motores).


6.4.2 Solución Propuesta La Fig. 6.10 en páginas siguientes muestra un método muy popular para disminuir la distorsión de las corrientes a la entrada de un rectificador CA/CC, esto es, conexión trifásica de un filtro pasivo o activo. Nótese que los filtros activos o pasivos respetan la instalación original y en caso de falla, debido a su funcionamiento más complejo, pueden ser desconectados y reparados sin comprometer la continuidad de servicio del sistema. La Fig. 6.11 muestra nuestro concepto de filtro activo. Es decir, un filtro activo que busca modificar la forma de la corriente en el lado de CC, y mediante esta acción impactar en la forma de las corrientes en el lado de CA. Las Figs. 6.12 y 6.13 son registros experimentales que muestran el impacto logrado por nuestro filtro activo, ya sea implementado con tiristores o IGBT’s. Las ventajas de nuestro filtro activo con respecto a los filtros convencionales son: 1. Al igual que los filtros convencionales, nuestro filtro activo respeta la instalación original (la cual

es muy confiable) y en caso de falla este se puede reparar sin comprometer la continuidad de servicio del sistema.

2. Disminución de hardware debido a que nuestro filtro activo busca modificar una sola corriente y no

tres como en la solución convencional. Tampoco necesita de un elemento almacenador de energía L o C.

3. Uso de un microprocesador barato dado una manipulación matemática simple. En nuestro prototipo

experimental estamos usando el microprocesador PIC 16F873, de reconocidas limitaciones en vez de los poderosos DSP (Digital Signal Processor), que necesitan los filtros activos convencionales. Aún más, el aspecto crítico del control de la energía almacenada en el elemento L o C no existe dado que nuestro filtro activo simplemente excluye elementos almacenadores de energía.

4. La simplicidad del control anticipa una buena respuesta dinámica, lo cual es adecuado para

compensar corrientes de carga de gran distorsión como es el caso del transporte ferroviario y hornos de arco de CC.

5. Nuestro filtro está en el lado de CC después del transformador del rectificador y provoca menos

perturbación en la barra de alimentación. Esto es crítico en barras de alimentación de baja potencia de cortocircuito.

Quizás la única desventaja de nuestro filtro activo es que este no mejora el factor de potencia, sin embargo, hay muchas aplicaciones donde esto no es necesario (Ej. motores de velocidad variable, transporte ferroviario). Por otra parte las instalaciones normalmente ya disponen de condensadores para corregir el factor de potencia.


Carga R-L o R-C

IA

IB

IC

Filtro Pasivo o

Filtro Activo

Rectificador CA/CC

Fig. 6.10 Filtro Pasivo o Activo.

Rectificador CA/CC

Fig. 6.11 Filtro Activo Propuesto.

IA

IB

IC

Filtro Activo

Carga R-L o R-C

Tiristores o IGBT’s


(a)

(b) Fig. 6.12 a) Corriente sin filtro de ningún tipo. Carga R−L. b) Corriente con filtro propuesto implementado con tiristores.

(a)

(b)

Fig. 6.13 a) Corriente sin filtro de ningún tipo. Carga R−C. b) Corriente con filtro propuesto implementado con IGBT’s.

TH THD = 1.496% THD = 23.88%


6.5 FILTROS PASIVOS Y ACTIVOS Las fotos de esta sección muestran formas de onda típicas para un rectificador trifásico de onda completa tiristorizado, el cual tiene filtros pasivos incorporados. Estas formas de onda además evidencian los dos beneficios que normalmente se asocian al uso de filtros pasivos, los cuales son: a) Prevenir que las corrientes armónicas ingresen al sistema de suministro; y b) Mejorar el factor de potencia de la carga no lineal a frecuencia fundamental

Fig. 6.14 Formas de onda de voltaje y corriente para un rectificador trifásico de onda completa


Fig. 6.15 Topología del filtro activo en conexión paralelo (FACP)

Fig. 6.16 Esquema de corrientes en el sistema con un FACP


Fig. 6.17 FACP usando un inversor de tres niveles

Capitulo 7/ Pág. 1

CAPITULO

7

CONTROL DE VELOCIDAD EN

MOTORES DE CA 7.1 PRINCIPIOS DEL MOTOR DE INDUCCIÓN 7.1.1 Construcción del Motor de Inducción Jaula de Ardilla

Fig. 7.1 Construcción de un motor de inducción jaula de ardilla.

En la Fig. 7.1 el rotor cilíndrico está conectado con un eje y está sostenido dentro del estator mediante rodamientos y tapas en los extremos. El estator y el rotor están construidos de acero al silicio. El rotor tiene barras conductoras intercaladas dentro del mismo, las cuales están eléctricamente cortocircuitadas por anillos. Cuando los bobinados del estator son energizados por una fuente trifásica, se induce una corriente en las barras del rotor (motivo del nombre motor de inducción).

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Una vez que rotor y estator están energizados, una interacción magnética entre ellos genera el

torque que dará movimiento al rotor. El extremo del eje del rotor es usualmente conectado a un ventilador, el cual cuando rota envía aire para refrigerar el motor.

Fig. 7.2 Construcción del estator. Fig. 7.3 Bobinados de un estator de 2 polos. 7.1.2 Bobinados del Estator

En la Fig. 7.2. el estator está construido de láminas de acero al silicio y ensamblado como un cilindro hueco dentro de una carcaza de aluminio o hierro de fundición. Un bobinado distribuido de tres fases está acomodado en ranuras sobre la circunferencia interna. Cada uno de los tres bobinados del estator tiene dos mitades, en lados opuestos del estator. Los bobinados están dispuestos separadamente a 120º uno del otro. Estos bobinados están descritos en la Fig. 7.3.

Cuando los tres bobinados son conectados a una fuente trifásica ya sea en configuración delta o estrella, se puede demostrar que las corrientes circulantes producen un campo magnético giratorio. La velocidad de rotación de este campo está relacionada directamente con la frecuencia de la tensión de la fuente. Esto es, una alimentación de 50Hz causará una velocidad de rotación del campo de 50 rev/seg (3000 rpm).

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7.1.3 Acción del Rotor

Fig. 7.4 Rotor Jaula de Ardilla.

La Fig. 7.4 muestra la construcción de un rotor jaula de ardilla. Este está formado de muchas

láminas de acero al silicio de forma circular. Las láminas están alineadas y se construyen orificios dentro de los cuales se depositan las barras del rotor (ver Fig. 7.4). Estas barras del rotor son de aluminio o cobre, y están eléctricamente cortocircuitadas por anillos. Las barras del rotor y los anillos forman la así llamada jaula de ardilla.

El campo magnético giratorio generado por las corrientes en las tres fases del estator, induce una corriente en las barras del rotor. La corriente del rotor induce un campo magnético en el rotor, el cual gira a la misma velocidad que el campo magnético del estator.

Los campos del estator y rotor interactúan y producen una fuerza en cada barra del rotor. Las fuerzas en cada barra del rotor se combinan para producir un torque rotatorio, causando que el rotor sea arrastrado con el campo giratorio del estator.

7.1.4 Torque versus Velocidad

La Fig. 7.5 muestra el circuito equivalente, la curva de torque y las ecuaciones de velocidad del motor.

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Fig. 7.5 Circuito equivalente, curva de torque y las ecuaciones de velocidad del motor. 7.1.5 Corriente Versus Velocidad

Fig. 7.6 Corriente de línea versus velocidad para un motor de inducción.

s

rs

nnnS −

=

pfns

⋅=

120

Capitulo 7/ Pág. 5

A medida que el rotor se frena y el deslizamiento aumenta, el flujo y la corriente del rotor aumentan. Esto se refleja en un incremento de la corriente del estator. Cuando el rotor es frenado hasta su detención, la corriente del estator aumenta a un valor bastante alto, típicamente seis veces la corriente nominal. La Fig. 7.6 muestra una curva típica de corriente versus velocidad para un motor de inducción jaula de ardilla.

Nótese que aún cuando el motor esté sin carga y funcionando cerca de la velocidad de sincronismo, todavía muestra un significativo nivel de corriente. Esta es la corriente de magnetización del motor y es razonablemente constante sobre el rango normal de cargas del motor. Esta es la razón de que un motor de inducción siempre funcione a un factor de potencia menor a la unidad (típicamente 0.86 a carga total). 7.1.6 Motores de Inducción Especiales 7.1.6.1 Motor de rotor bobinado

En este tipo de motor, el rotor está compuesto de un bobinado trifásico como está ilustrado en la Fig. 7.7. El bobinado del rotor es acompañado de anillos y escobillas de tal forma que este tipo de motor puede tener resistencias externas conectadas al circuito rotórico.

a) Rotor bobinado (b) Conexión de resistencias adicionales al rotor

Fig. 7.7 Motor de rotor bobinado.

La Figura 7.8 muestra las características de torque versus velocidad para este motor cuando la resistencia adicional toma valores 0, R1 y R1+R2. Nótese como ajustando la resistencia durante el funcionamiento, la velocidad del motor puede ser controlada. También el gran torque de arranque cuando se incrementa la resistencia rotórica, lo cual es acompañado con una corriente de arranque reducida.

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Fig. 7.8 Curvas de torque versus velocidad para el motor de rotor bobinado.

7.1.6.2 Motor con rotor de doble jaula En este tipo de motor el rotor tiene dos jaulas conectadas entre ellas, una más externa que la

otra. La jaula más externa es de un material de resistencia más alta que la jaula más interna. Cuando el motor está funcionando a baja velocidad, por ejemplo durante el arranque, la frecuencia de deslizamiento es alta y la corriente del rotor fluirá en la jaula más externa debido al efecto pelicular. Esto causará un torque de arranque alto y una corriente reducida. A medida que el rotor se acelera, la frecuencia de deslizamiento se reduce y la corriente del rotor se traslada a la jaula más interna de baja resistencia. Esto permitirá un alto torque a la velocidad total. 7.1.7 Control de Velocidad en el Motor de Inducción Jaula de Ardilla

El motor de inducción jaula de ardilla es un motor de velocidad esencialmente fija. Esta velocidad depende del número de polos y la frecuencia de la fuente de alimentación. Un pequeño cambio de velocidad ocurre si la carga del motor varía.

La ecuación de la velocidad del motor es:

N = velocidad del motor en revoluciones por minuto f = frecuencia de alimentación del motor en Hz

Capitulo 7/ Pág. 7

p = número de polos en el estator s = deslizamiento del motor en revoluciones por minuto

De esta ecuación, se desprende que la velocidad de un motor de inducción puede ser controlada de tres maneras. 7.1.7.1 Cambio en el número de polos

Esto requiere un motor con dos conjuntos de bobinados, y un conjunto de contactores para permitir la energización de cada bobinado. Sin embargo, la velocidad es discretamente controlada. Por ejemplo, un motor de 2/8 polos conectado a 50Hz tiene dos velocidades sincrónicas (3000 y 750 r.p.m.). 7.1.7.2 Cambio en la tensión suministrada al motor

Refiérase a la Fig. 7.9. Mediante la disminución de la tensión suministrada al motor, la curva torque versus velocidad se modifica, causando así menor velocidad a medida que la tensión disminuye. Nótese que la reducción de torque es en proporción al cuadrado de la reducción de tensión, por ejemplo si la tensión se reduce a la mitad, el torque se reduce a un cuarto. Para trabajar correctamente, este método requiere una carga con una característica de torque versus velocidad en aumento.

Fig. 7.9 Control de velocidad del motor de inducción cambiando la tensión suministrada.

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7.1.7.3 Ajuste de la frecuencia de alimentación del motor

Este es el método usado por los controladores de velocidad electrónicos. Esto genera una familia completa de curvas torque versus velocidad, cada una con una velocidad de sincronismo correspondiente a la frecuencia suministrada al motor en cualquier instante (ver Fig. 7.10). Este es el mejor método de control de velocidad, por las siguientes razones: 1. Se mantiene una alta eficiencia a través del rango de velocidades. 2. La velocidad puede variar continuamente. Esta puede ser controlada electrónicamente, mediante,

por ejemplo, una señal de control de 0-10 V o 4-20 mA. Así, los controladores de velocidad electrónicos son ideales para automatización de procesos.

3. El torque del motor disponible es mantenido, aún a bajas velocidades. Así, es adecuado para el uso

con cargas de cualquier característica de torque. 4. Se pueden lograr velocidades mayores que la “velocidad base” de 50 Hz, aunque con el costo de

una reducción del torque total disponible. 7.2 PRINCIPIO DE LOS CONTROLADORES DE VELOCIDAD ELECTRÓNICOS 7.2.1 Ajuste de la Frecuencia de Alimentación

Refiérase a la Fig. 7.10. Mediante el ajuste de la frecuencia de alimentación que es suministrada al motor de inducción, se ajuste la velocidad sincrónica del motor. Esto brinda un aumento en la familia de curvas torque versus velocidad del motor. La curva de 100% de torque nominal es un techo para operación continua del motor.

Fig. 7.10 Curvas de torque versus velocidad del motor variando la frecuencia.

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7.2.2 Relación Voltaje-Frecuencia en el Motor

(a) (b) Fig. 7.11 Circuito equivalente por fase de un motor a inducción: a) circuito completo; b) circuito

simplificado.

La Fig. 7.11 (a) muestra el circuito equivalente completo por fase de un motor de inducción.

Estudiando este circuito, se pueden entender las características de salida requeridas de un controlador de velocidad electrónico. Con referencia al circuito de la Fig. 7.11 (a): Lis = inductancia de fuga del estator – debido a un imperfecto acoplamiento magnético de los

bobinados del estator. Rs = resistencia del bobinado del estator – causa de pérdidas en el estator. Lm = inductancia de magnetización del estator – relacionada con el campo giratorio del estator. Lir = inductancia de fuga del rotor – debida a un imperfecto acoplamiento magnético de las barras del

rotor. Rr = resistencia del rotor – debido a la resistencia de las barras del rotor.

= Resistencia de carga, modela la potencia mecánica desarrollada por el motor

Este circuito puede ser simplificado ignorando las inductancias de fuga y combinando Rr con

RL, lo cual es mostrado en la Fig. 7.11 (b).

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Fig. 7.12 Tensión de salida versus frecuencia para controladores electrónicos de velocidad.

La Fig. 7.12 muestra que en el controlador electrónico de velocidad, a medida que la frecuencia es ajustada de 0 a 50Hz, la salida de tensión debe ser ajustada de 0 a 100% (por ejemplo de 0 a 400 V). Esto asegura condiciones de flujo en el motor aproximadamente constantes, a través de mantener una relación de tensión-frecuencia constante.

Nótese que la frecuencia puede ser incrementada más allá de 50 Hz, aumentando así la

velocidad del motor. La tensión del motor, sin embargo, no puede ser incrementada más allá del 100%, debido a una limitación de la fuente de alimentación. De esta manera, encima de 50 Hz, la relación tensión-frecuencia se reduce, reduciendo así el flujo en el motor y con ello el torque total del motor disponible a velocidades por encima de 50 Hz. Esto es conocido como debilitamiento de campo. 7.2.3 Refuerzo de Tensión

Nuestras discusiones hasta ahora han ignorado los efectos de los parámetros del estator Rs y Lis, mostrados en el circuito de la Fig. 7.11. Estos parámetros provocan una caída de tensión cuando el motor es cargado, lo que lleva a una reducción de la tensión eficaz aplicada al motor. Esto causa el debilitamiento del campo giratorio del estator y una reducción del torque disponible. Esto es más evidente a bajas velocidades cuando la tensión aplicada al motor ya es baja.

Para superar esto, se puede aplicar un refuerzo de tensión al motor. Esto aumenta la relación tensión-frecuencia a bajas velocidades como muestra la Figura 7.13. El refuerzo es requerido usualmente en cargas con alto torque de arranque, por ejemplo cintas transportadoras o cargas de alta inercia. Un excesivo refuerzo de tensión, sin embargo, puede provocar saturación en el motor. Los


últimos controladores electrónicos de velocidad están capacitados para calcular automáticamente y aplicar la cantidad óptima de refuerzo.

Fig. 7.13 Efecto del refuerzo en la relación tensión-frecuencia. 7.2.4 Diagrama en Bloques del Controlador Electrónico de Velocidad

La Fig. 7.14 muestra un diagrama en bloques simplificado de un controlador electrónico de velocidad. Básicamente, la alimentación trifásica de entrada es rectificada y luego invertida para producir una salida trifásica a voltaje y frecuencia variables, de tal forma de controlar la relación voltaje-frecuencia en el motor.

Fig. 7.14 Diagrama en bloques de un controlador electrónico de velocidad.


7.2.5 Circuito de Rectificado y Filtrado

La Fig. 7.15 muestra un circuito de rectificado y filtrado típico de un controlador electrónico de velocidad. Una alimentación trifásica es rectificada por un puente rectificador de 6 diodos. La salida del rectificador es filtrada por bobinas de aplanamiento y condensadores electrolíticos. Los puntos a notar son:

1. Hay instaladas bobinas de aplanamiento para prevenir la Interferencia de Radio Frecuencia. Esto es,

para suprimir cualquier IRF generada por el circuito inversor y prevenir su propagación a la fuente de alimentación.

2. En algunos equipos, como el mostrado en la Fig. 7.15, la bobina de aplanamiento está dividida en

dos, con una mitad en el extremo positivo, y la otra en el extremo negativo. Esto también ayuda a suprimir la Interferencia de Radio Frecuencia.

3. El banco de condensadores electrolíticos está subdividido. Esto es porque la tensión del sistema de

CC es aproximadamente 565 V y la tensión nominal de los condensadores es típicamente 400 V. Las resistencias en paralelo con los condensadores aseguran la distribución de la tensión y proveen un camino de descarga de los condensadores cuando el equipo es apagado.

4. Es incorporado un circuito de “carga suave”. Esto asegura que cuando se enciende el equipo por

primera vez, los condensadores se cargan mediante una resistencia de carga suave. Esta técnica evita volar fusibles debido a la irrupción de corriente en el encendido del equipo. Una vez alcanzado el régimen de trabajo un contactor se cierra, cortocircuitándose dicha resistencia.

5. Los fusibles de entrada son seleccionados de manera de proveer protección al rectificador. De esta

manera, es importante que no sean reemplazados por fusibles de valores más altos. 6. Algunos modelos de equipos emplean un rectificador semicontrolado (3 SCRs y 3 diodos). El

control de los tres SCRs limita la irrupción de corriente en el encendido del equipo, evitándose así la resistencia y contactor de carga suave.

Fig. 7.15 Circuito de rectificado y filtrado típico.


7.2.6 Circuito Inversor Utilizando Modulación PWM Senoidal

La Fig. 7.16 muestra seis interruptores electrónicos de alta potencia en configuración puente. La conmutación de los interruptores es tal que cuando el transistor superior de alguna fase está cerrado, el inferior no lo está, y viceversa.

Fig. 7.16 Inversor trifásico en configuración puente

Fig. 7.17 Curvas de torque resultantes.

En la Fig. 7.18 se ha implementado el método de la modulación senoidal. Para esto, una forma

de onda triangular es comparada con una forma de onda senoidal. Cuando la onda senoidal excede la


onda triangular, el interruptor superior de la fase del inversor es activado. Cuando la onda triangular excede la onda senoidal, el interruptor inferior es activado. La forma de onda de la corriente resultante en el motor es cercanamente una sinusoide con muy poca distorsión.

Fig. 7 .18 Señales de control y tensión de salida resultante.

La Fig. 7.18 también muestra como los pulsos de voltaje son ajustados en ancho para reducir la tensión de salida del inversor, cuando la frecuencia de trabajo es reducida. La forma de onda es derivada reduciendo la magnitud y frecuencia de las señales senoidales de referencia. En los últimos equipos se usa una técnica coordenada llamada modulación del espacio vectorial. Esta produce una forma de onda aún mejor con menos conmutaciones.

Un análisis armónico de la forma de onda de la corriente del motor muestra una componente fundamental a la misma frecuencia que la señal de referencia senoidal. Existe también una componente armónica a la frecuencia de la onda portadora. Una forma de onda típica de corriente es mostrada en la


Fig. 7.19. Cuanto más alta la frecuencia de la onda portadora, más baja la magnitud de esta componente armónica, y menor el calentamiento y el ruido magnético del motor. Para una modulación exitosa, la frecuencia de la onda portadora debería ser al menos 20 veces la frecuencia de salida, y un múltiplo de tres veces la frecuencia de salida para asegurar la simetría en las tres fases. La frecuencia de la onda portadora, sin embargo, está limitada por las pérdidas en los dispositivos de conmutación.

Fig. 7.19 Forma de onda de la corriente del motor como resultado de la modulación senoidal.


Fig. 7.20 Variación de voltaje y frecuencia en el motor.


7.2.7 Variador de Frecuencia con Alimentación Monofásica en la Red de Suministro

El motor conectado en triángulo puede ser usado en un controlador apropiadamente diseñado con entrada trifásica de 400 V, con tal que la frecuencia y la tensión del motor puedan ser configuradas en el controlador. Usar un motor de 230 V en un controlador alimentado con 400 V tiene la ventaja que el debilitamiento de campo ocurrirá por encima de los 87 Hz en lugar de los 50 Hz para un motor de 400 V. Esto permite lograr el valor de torque total hasta los 87 Hz, permitiendo así una potencia adicional en la salida del motor (Potencia = torque x velocidad).

Alternativamente, un motor de 230 V puede ser operado desde un controlador de entrada monofásica de 230 V. El controlador para alimentar de 0 a 230 V trifásico es muy similar al modelo de 400 V, excepto que éste usa un rectificador de entrada monofásico y es alimentado por una fuente monofásica. El nivel del sistema de CC es más bajo (aproximadamente 315 V, comparado con 565 V). La Fig. 7.21 muestra un diagrama en bloques de un controlador de entrada monofásica.

Fig. 7.21 Diagrama en bloques de un controlador con alimentación monofásica. 7.2.8 Regeneración

Cuando un motor está manejando una carga de alta inercia, el motor puede estar funcionando más rápido que la velocidad de sincronismo, esto es, con un deslizamiento negativo. El mismo efecto puede suceder durante el descenso de un montacargas. Bajo esta condición, el motor está ahora generando energía hacia el controlador, a través de la energía mecánica proveniente de la carga. Esto es llamado regeneración y es mostrado en la Fig. 7.22. Durante la regeneración, la energía fluye hacia el controlador y es rectificada por los diodos volantes de los transistores, pero no puede retornar a la red debido a que es bloqueada por el rectificador de entrada (de un sólo sentido). El efecto es una sobretensión producida en el sistema de CC, la cual puede dañar al equipo. Una solución es poner un freno dinámico a través del sistema de CC. Esto es una resistencia conectada a un contactor electrónico activado por tensión. Cuando la tensión del sistema de CC excede el nivel de referencia, la resistencia es conectada a través del sistema y disipa la energía regenerativa.


Fig. 7.22 Región de regeneración.

7.2.9 Tipos de carga

En un controlador electrónico debe considerarse lo siguiente:

1. Hasta 50 Hz, el torque total disponible en el motor es aproximadamente constante y la potencia varia linealmente (ver Fig. 7.23a).

2. Por encima de 50 Hz, el torque disponible se reduce. Esto es debido a la reducción en la corriente de magnetización (debilitamiento del campo).

3. A velocidades reducidas, el ventilador de enfriamiento del motor no es efectivo. Por esto, el motor no debería estar continuamente cargado al torque total a velocidades reducidas, a menos que sea provisto de un enfriamiento suplementario (ver Fig. 7.23b).

4. Antes de decidir el tamaño del motor y del controlador requerido, es importante conocer la característica de torque versus velocidad de la carga particular.


a) b)

Fig. 7.23 a) Torque y potencia del motor versus velocidad del motor. b) Disminución de torque a velocidades reducidas.

. Existen cuatro tipos básicos de carga con las siguientes características (ver Figs. 7.24 a 7.27) Carga de potencia constante: La Fig. 7.24 indica que en este caso el torque requerido por la carga aumenta cuando la velocidad disminuye, de tal manera que el producto del torque y la velocidad (potencia) permanece constante. Ejemplos son bobinadoras y tornos. Carga de torque constante La Fig. 7.25 indica que en este tipo de carga el torque requiere mantenerse constante sin importar la velocidad. Ejemplos son cintas transportadoras, montacargas e imprentas. Se debe tener cuidado si la intención es controlar por períodos extensos a bajas velocidades. Carga con torque proporcional a la velocidad: La Fig. 7.26 indica este tipo de cargas ( Ejemplo: mezcladoras, bombas de desplazamiento positivo, compresores, etc.). Tales cargas no suelen causar problemas de calentamiento en el motor ni suelen necesitar la aplicación de refuerzo. Carga con torque proporcional al cuadrado de la velocidad: La Fig. 7.27 indica este tipo de cargas (Ejemplo: bombas centrífugas y ventiladores). Más del 70% de las cargas que usan controladores electrónicos están en esta categoría. El torque requerido a bajas velocidades es pequeño.


Fig. 7.24 Carga de potencia constante. Fig. 7.25 Carga de torque constante.

Fig. 7.26 Carga de torque proporcional a la velocidad.

Fig. 7.27 Carga de torque proporcional al cuadrado de la velocidad.

Los cuatro tipos de carga mencionadas son una simplificación de las características prácticas de

las cargas. En la realidad una carga puede exhibir una combinación de dos o más de los tipos de carga mencionadas. Por ejemplo, una bomba de alta elevación muestra una característica de ley cuadrada combinada con una característica de torque constante correspondiente a la cabeza estática del sistema. Para lograr el mejor uso del motor, es necesario diseñar el sistema de manera tal que el motor funcione tan cerca de su base de velocidad (velocidad 50 Hz) como sea posible, bajo condiciones normales de funcionamiento. Esto incluye la selección del número de polos del motor y los niveles de transmisión para asegurar esto. El funcionamiento del motor a una velocidad significantemente más baja que la base de velocidad significa que el motor no está entregando la potencia total disponible, y dependiendo del tipo de carga, puede causar el sobrecalentamiento del motor. El funcionamiento a velocidades mayores que la base de velocidad, puede causar una reducción en el torque disponible, junto con sobrecalentamiento y excesivo desgaste en los rodamientos.


7.3 CONTROL VECTORIAL DE TORQUE

Fig.7.28 Diagrama de bloques del control vectorial de torque.

Fig. 7.29 Corriente por fase del motor.


7.4 MOTOR POR PASOS

Fase A

Fase A

Im áx

Fig. 7.30 Circuito y curvas típicas de un motor por pasos.

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