Amplificadores operacionales 3

Amplificador Operacional–Laboratorio de electrónica – 2o cuatrimestre de 2005

1

AMPLIFICADOR OPERACIONAL

Por G.M. Bosyk, A.R. Martínez y D. Martínez Heimann

Docente: Dr. Cesar Moreno Laboratorio de Electrónica

Facultad de Ciencias Exactas y Naturales Universidad de Buenos Aires

Buenos Aires – Argentina

En el presente trabajo se estudia el funcionamiento de los circuitos integrados denominados amplificadores operacionales. En una breve introducción se describe el esquema básico de dichos dispositivos y algunas de sus características fundamentales. Se presentan los métodos experimentales empleados para determinar estas características. Se estudia el uso del dispositivo en aplicaciones prácticas como amplificadores, seguidores, enclavadores o comparadores de señal. Finalmente se presentan las mediciones realizadas y se discuten los resultados obtenidos.

1 – INTRODUCCION [1]

Antiguamente, los amplificadores operacio-nales se construyeron como circuitos discretos. La palabra discretos quiere decir separados o distintos y se refiere al uso de transistores y resistencias separados en la construcción de circuitos. Históricamente, los primeros amplificadores operacionales fueron utilizados en computadoras analógicas, donde ejecutaban operaciones matemáticas. Actualmente se los produce como circuitos integrados. En la figura 1 se muestra el diagrama de bloques de un amplificador operacional. Como etapa de entrada, se utiliza comúnmente un amplificador diferencial. Luego de amplificada la señal, esta avanza a una etapa intermedia, donde vuelve a ser amplificada. La etapa final del amplificador es generalmente un seguidor por emisor en contrafase. Este produce una ganancia de potencia, así como una impedancia de salida pequeña. Analizando el amplificador diferencial se pueden estudiar

las características de entrada del amplificador operacional.

Figura 1: Diagrama de bloques de un amplificador operacional.

En la figura 2 se muestra la forma del amplificador diferencial que se utiliza en el amplificador operacional de los circuitos integrados, con resistencias en la base. La idea básica es la siguiente: cuando la tensión en el transistor Q1 se incrementa, aumenta la corriente de emisor; esto eleva la tensión en el nodo superior de RE, lo que equivale a disminuir la tensión VBE del transistor Q2. Menor tensión base-emisor en el transistor implica menor corriente de colector en el

Vin Vout

Amplificador diferencial

Más etapas de ganancia

Seguidor por emisor en contrafase


2

mismo, lo que a su vez incrementa la tensión de salida. La entrada de Q1 se denomina no inversora, la tensión de salida esta en fase con la aplicada.

Figura 2: Amplificador diferencial con resistencias en las bases.

Dado que el amplificador diferencial suele ser la primera etapa de un amplificador operacional, se describen dos importantes características de entrada conocidas como corriente de offset y corriente de polarización de entrada. Las corrientes de base circulan a través de las resistencias de base de un amplificador diferencial. La corriente de offset de entrada se define como la diferencia entre estas corrientes.

1 2IO B BI I I= − (1)

Esta diferencia en las corrientes de base indica la semejanza de los transistores. Generalmente, estos son diferentes, con lo que las corrientes son desiguales. La corriente de polarización de entrada se define como el valor medio de las dos corrientes de base.

1 2( .) 2

B Bin pol

I II

+= (2)

En los amplificadores operacionales, a la salida del amplificador diferencial se suele

utilizar un capacitor de compensación que permite controlar la frecuencia de corte del dispositivo -impidiendo que esta quede determinada por las capacidades del los transistores y las capacidades parásitas- y que también permite evitar las posibles oscilaciones de un amplificador con ganancia alta. El uso de este elemento de circuito introduce una importante caracterís-tica de los amplificadores operacionales denominada slew rate. Ante cambios rápidos en la señal de entrada de tensiones superiores a las necesarias para saturar el amplificador diferencial, la carga del circuito es dominada por el comportamiento exponencial del capacitor de compensación. La velocidad de respuesta se refiere a la pendiente inicial de esta carga exponencial, determinada por la constante de tiempo RC correspondiente. Esencialmente, el slew rate representa la respuesta más rápida que un amplificador es capaz de dar El modelo de amplificador operacional más ampliamente difundido como standard industrial y comercial es el 741. El circuito interno del mismo consiste, inicialmente, en un amplificador diferencial como primera etapa de entrada que brinda una ganancia de tensión. Posteriormente se utiliza un seguidor por emisor que permite obtener una nueva ganancia de tensión, así como un incremento en la impedancia. Finalmente se emplea un seguidor por emisor en contrafase. En la figura 3 se muestra el símbolo eléctrico de un amplificador operacional. ‘A’ representa la ganancia de tensión.

Figura 3: Símbolo eléctrico del amplificador operacional.

Se denomina entrada diferencial a la diferencia entre la entrada no inversora (+) y


3

la inversora (-). La tensión de salida esta dada entonces por:

( )out inv Av A v v+ −= = − (3)

Para un amplificador operacional 741C (comercial) el valor típico de ‘A’ es de aproximadamente 100000, mientras que la impedancia de entrada es de 2MÙ y la de salida, típicamente de 75Ù. A partir de estas magnitudes, para el análisis de circuitos con amplificadores operacionales se trabaja con las siguientes aproximaciones:

0in

out

A

z

z

→ ∞→ ∞→

(4)

A continuación se presentan los métodos experimentales que, a partir de las mencionadas aproximaciones, permiten estudiar las características fundamentales de un amplificador operacional como ser ganancia de tensión, corriente de polarización, etc. Además, se estudian posibles aplicaciones del dispositivo en circuitos discretos como recortadores, enclavadores o comparadores.

2 – DESARROLLO EXPERIMENTAL

1) Ganancia en lazo abierto (A): Para intentar determinar la ganancia de un amplificador operacional 741 se montó el circuito de la figura 4. Utilizando sobre la entrada no inversora un potenciómetro de 10k como divisor de tensión se observó la salida del circuito al variar la tensión de entrada.

Figura 4: Circuito para determinar la ganancia en lazo abierto.

Posteriormente se midió la corriente de entrada del dispositivo colocando una resistencia de 1MÙ en serie con la entrada no inversora. La caída de tensión sobre esta resistencia se midió mediante un multímetro digital. 2) Amplificador inversor: Dado que los amplificadores operacionales tienen típicamente una ganancia del orden de 100.000, no resulta muy útil su uso como amplificadores a lazo abierto ya que el dispositivo satura incluso para señales de entrada muy pequeñas. Para poder tener control sobre la ganancia se utilizan circuitos como el de la figura 5, donde se emplea sobre el terminal inversor una realimentación negativa -en el sentido que la señal que regresa tiene una fase opuesta a la de la señal de entrada.

Figura 5: Amplificador inversor con realimentación de tensión.


4

Partiendo de las aproximaciones para amplificador ideal (ecs. (4)) es sencillo analizar la ganancia del circuito. Dado que, en esta aproximación, la ganancia del dispositivo es infinita, se halla que la tensión diferencial (la diferencia de tensión entre las terminales del amplificador) es nula. Así, la corriente que circula por la resistencia de entrada es la misma aquella de la resistencia de realimentación. Entonces, la ganancia del circuito está dada por:

real

in

RA

R= − (5)

De esta manera, es posible controlar la ganancia del circuito mediante la variación de la resistencia de realimentación. El signo negativo en la ganancia se debe a que la señal de salida esta invertida respecto de la de entrada. Se montó el circuito de la figura 5, en todos los casos (salvo indicación explícita) se alimentó el amplificador operacional con fuentes de ±12V. Para simular la señal de entrada se utilizó un generador de funciones. La tensión de salida se midió por medio de un osciloscopio. Utilizando como entrada una señal sinusoidal de 1kHz de frecuencia y milivolts de amplitud se estudió la ganancia del circuito en función de la alimentación del amplificador, la frecuencia y amplitud de la señal de entrada. Por último se estudiaron las impedancias de entrada y salida del amplificador inversor. 3) Amplificador no inversor: En la figura 6 se muestra un circuito amplificador no inversor. Este diseño permite tener una variante de uso para el amplificador operacional con ganancia controlada.

Figura 6: Amplificador no inversor.

Nuevamente, en la aproximación de amplificador ideal, se tiene que el punto B se encuentra a la tensión de entrada, ya que la diferencia de potencial entre los terminales es nula. La tensión de salida resulta entonces igual a la caída sobre R1 sumada a la de R2:

22

1 1

1inout in in

V RV V R V

R R

= + = + (6)

De donde:

2

1

1R

AR

= + (7)

Se montó el circuito de la figura 6; luego se analizó la ganancia del mismo por medio de una señal de entrada sinusoidal, de 0.5 Vpp de amplitud y 1kHz de frecuencia. Posteriormente se midió la impedancia de entrada del circuito utilizando una resistencia de 1MÙ en serie con la entrada. 4) Seguidor: Partiendo del circuito amplificador no inversor, pero eliminando la resistencia de realimentación (R2 = 0), se tiene un circuito seguidor de señal. Se montó el circuito y se estudió su comportamiento como seguidor a distintas frecuencias. Además, se midió la impedancia de entrada utilizando una resistencia en serie de 100 kÙ. Finalmente se estudió la impedancia de salida del circuito.


5

5) Limitaciones del amp. operacional: 5.1) Slew Rate: Para la medición del slew rate del amplificador operacional, se montó el circuito de la figura 7. Para medir el valor del slew rate se utilizó una señal cuadrada de 16 Vpp y se obtuvo el resultado a partir de la pendiente de las transiciones de la señal de salida. Se repitieron las mediciones para otro tipo de amplificador operacional comercial denominado 355. Posteriormente, para ambos tipos de amplificadores, se inyectó una señal sinusoidal de 10 Vpp a la entrada del circuito y se estudió la respuesta en frecuencia, analizando hasta que valor de la misma el circuito respondía correctamente.

Figura 7: Circuito de medición del slew rate. La resistencia en serie se utiliza para evitar daños en el circuito integrado.

5.2) Tensión de offset – Corriente de polarización de entrada: Para la medición de la tensión de offset del amplificador operacional se montó el circuito amplificador no inversor de ganancia 1000 de la figura 8. Para evitar los efectos de la corriente de polarización de entrada se colocó la entrada de la terminal no inversora a tierra.

Figura 8: Circuito de medición de offset. Para la medición de la corriente de polarización se elimina la conexión a tierra de la terminal no inversora.

Utilizando el mismo circuito para amplificar el offset a niveles medibles, se estudió el valor de tensión a la salida por medio de un multímetro digital para determinar la tensión de offset. Posteriormente se quitó la conexión a masa de la terminal no inversora. Así, midiendo la caída de tensión sobre la resistencia de 100 kÙ de dicha terminal, se determinó el valor de la corriente de polarización de entrada. 6) Circuitos recortadores activos: Como aplicación de los amplificadores operacionales en circuitos discretos se estudiaron los circuitos recortadores, enclavadores y comparadores. En la figura 9 se muestra un circuito recortador activo. Brevemente, el modo de funcionamiento es el siguiente: si se fija la tensión sobre la entrada no inversora en cero, cuando la tensión de entrada es ligeramente negativa, el diodo conduce ya que el amplificador lleva a la salida una tensión ligeramente positiva, de esta manera se tiene una masa virtual en el nudo de salida al ser la resistencia de realimentación nula. Por otra parte, cuando la entrada es ligeramente positiva, la salida del amplificador es negativa y el diodo no conduce. Así el lazo de realimentación está


6

abierto y la tensión de salida sigue al semiciclo positivo de la señal de entrada. Claramente, una inversión del diodo permite recortar el semiciclo positivo y quedarse con el negativo de la entrada. Es sencillo ver entonces que una variación en el preset permite variar el nivel del recorte de señal.

Figura 9: Circuito recortador activo.

Se montó el circuito y se estudió la respuesta ante una señal sinusoidal de entrada de 1 Vpp y 1kHz de frecuencia. Se analizó luego el comportamiento del circuito para altas frecuencias. 7) Circuitos enclavadores activos: La figura 10 muestra un circuito enclavador activo.

Figura 10: Circuito enclavador activo.

Suponiendo inicialmente el valor de preset tal que la terminal no inversora esté a tierra, se tiene que el primer semiciclo positivo de la entrada produce una salida negativa en el amplificador, por lo que el diodo conduce. Debido a la masa virtual, el capacitor se carga al valor de pico del semiciclo de entrada.

Justo después de este semiciclo positivo, el diodo se corta, se abre el lazo de realimentación y la tensión de salida resulta igual a la suma de las tensiones de entrada y del capacitor. De esta manera, la señal de salida está desplazada al valor de pico de la señal de entrada. Nuevamente, la variación del preset permite fijar el nivel mínimo de la señal de salida. Se montó el circuito y se estudió la respuesta del mismo ante una señal sinusoidal de entrada de 1 kHz de frecuencia. 8) Comparadores: Gracias al modo básico de funcionamiento de un amplificador operacional estudiado en la sección 1, se observa que pueden utilizarse estos dispositivos para el diseño de circuitos comparadores como el que se muestra en la figura 11.

Figura 11: Circuito comparador simple.

Se montó el circuito de la figura y se estudió la respuesta ante una señal sinusoidal de entrada de 2.4 Vpp y 2 kHz de frecuencia. Posteriormente se reemplazó el amplificador 741 por un 311, como se muestra en la figura 12, a fin de estudiar su respuesta en el mismo circuito con idéntica señal de entrada.


7

Figura 12: Circuito comparador simple utilizando un amplificador 311.

9) Schmitt trigger[1]: Si la entrada de un comparador contiene ruido, la salida puede ser errática cuando la tensión de entrada está cerca del punto de conmutación. Es posible evitar este efecto utilizando el circuito que se muestra en la figura 13, denominado Schmitt trigger o báscula de Schmitt.

Figura 13: Schmitt trigger.

Nótese como la realimentación del circuito es positiva en lugar de negativa. Esto implica que se realimenta tensión a la entrada en forma aditiva, es decir, la realimentación positiva refuerza el estado de la salida existente. Esto implica que la tensión de salida del comparador permanecerá en un estado dado hasta que la de entrada exceda la tensión de referencia de ese estado. De la figura 13, puede verse que la cantidad de realimentación es

10

10 100

kB

k k

Ω= Ω + Ω (8)

Por ende, cuando la salida está saturada positivamente, la tensión de referencia será este valor ‘B’ multiplicado por una tensión de saturación positiva y cuando la salida este saturada negativamente será el mismo valor multiplicado por una tensión de saturación negativa. Estas tensiones pueden coincidir o no, dependiendo del circuito en cuestión. Se montó el circuito indicado y se analizó la respuesta del mismo ante una excitación sinusoidal a la entrada de 2 Vpp y 1 kHz. Se repitió el análisis conectando la terminal 1 de alimentación del 311 alternativamente a tierra y a -12V.

3 - RESULTADOS Y DISCUSIÓN

1) Ganancia en lazo abierto (A): Se observó experimentalmente que la respuesta del circuito al variar la tensión de entrada por medio del potenciómetro resultaba brusca. Al superar un determinado valor de referencia, la señal de salida resultaba ser de 12V. Esto se debe a que el dispositivo presenta un valor muy alto de ganancia (del orden de 100000) por lo que la salida satura inmediatamente ante una pequeña señal de entrada. De esta forma se concluye que un amplificador operacional, en este modo de funcionamiento, no resulta útil como amplificador sino que podría ser utilizado como controlador de un determinado nivel de referencia -que se fija en la terminal inversora- o bien serviría para obtener una señal cuadrada a partir de una senoidal (aplicación que se estudia más en profundidad en los circuitos comparadores de la sección 8). Posteriormente se midió la corriente de entrada, obteniéndose un valor de


8

IBIAS = -200nA. El signo negativo indicaría que los transistores de entrada del 741 son de tipo pnp. Al observar el diseño del circuito interno de dicho dispositivo (ver ref. 1, pág. 696) se verifica esta suposición. El valor medido se encuentra dentro del rango esperado: IBIAS(típica) = 80nA, IBIAS(máxima) = 500nA. 2) Amplificador inversor: En la figura 14 se muestran los resultados obtenidos para la medición de la ganancia del circuito amplificador inversor. En (A) se muestran las señales de salida y de entrada, mientras que en (B) se observa el análisis de datos llevado a cabo, a partir del cual se obtuvo un valor de ganancia para el circuito de A = 10,3 ± 0,1. Se observa en la imagen la inversión de la señal de entrada.

Figura 14: Ganancia del amplificador inversor. A) Señales de salida y entrada medidas. B) Ajuste lineal del cociente entre las señales. Se obtuvo A = 10,3 ± 0,1.

En la figura 15 se muestra el análisis llevado a cabo para estudiar los límites en la tensión de salida del circuito. Variando la alimentación del 741 se analizó la máxima excursión en la tensión de salida hasta que el circuito recortase.

Figura 15: Dependencia de la señal de salida con la tensión de entrada y la alimentación del 741. A) Fuente simétrica (±12V). B) Fuente asimétrica -12V a 5V.

En (A) se muestra la respuesta del circuito al alimentar el 741 simétricamente (±12V). Se observó una máxima excursión de la señal de entrada de 2.44 Vpp antes de que el circuito recortase. Se ve además que el recorte se produce en -12V y en forma asimétrica. En (B) se nota la respuesta ante una alimentación asimétrica (5V a -12V). En este caso, la máxima tensión de entrada resultó ser de 1.76 Vpp y se ve el recorte asimétrico en +5V. Conectando nuevamente la alimentación del 741 a ±12V, se estudió la respuesta del circuito en función de la amplitud y frecuencia de la señal de entrada. La figura 16 muestra las mediciones realizadas. En (A) se muestra el circuito en régimen, manteniendo la forma de la señal de entrada con una amplificación de 10. En este caso se utilizó una señal de entrada sinusoidal de 1,3 Vpp y 17,6 kHz.

0 1000 2000 3000

-4

-3

-2

-1

0

1

-0,1 0,0 0,1 0,2 0,3 0,4

-4

-3

-2

-1

0

1 salida entrada

V (

V)

t (µs)

(A)

Sal

ida

(V)

Entrada (V)

(B)

0 1000 2000 3000 4000 5000

-10

-5

0

5

10

15

0 1000 2000 3000 4000 5000

-10

-5

0

5

10

15 Entrada (2.44 Vpp) Salida

V (

V)

t (µs)

(B) Entrada (1.76 Vpp) Salida

V (

V)

t (µs)

(A)


9

Figura 16: Dependencia del circuito con la amplitud y frecuencia de la señal de entrada. A) Circuito en régimen. B) Comportamiento a altas frecuencias. C) Comportamiento para tensiones de entrada altas.

En (B) se muestra el comportamiento para mayores frecuencias. Se observó que para frecuencias mayores a 56,6 kHz, la ganancia del circuito se reducía y la forma de la señal de salida no reproducía correctamente la de la señal de entrada. En (C) se muestra la dependencia de la señal de salida con la amplitud a una frecuencia fija de 17,6 kHz. Al aumentar la tensión de la señal de entrada se observó que a partir de un valor de aproximadamente 1,5 Vpp la señal de salida se veía distorsionada. En la figura se observa la respuesta para una señal de entrada de 2,6 Vpp. Para este valor, la ganancia resultó ser de 7,4 y puede verse la distorsión en la señal de salida, similar a una señal triangular. Por último, se estudiaron las impedancias de entrada y salida del circuito. En la figura 17 se presentan los resultados obtenidos. En (A) se observa la medición de la impedancia de entrada. En rojo se muestra la señal de entrada de 1,3 Vpp y 100 Hz; en negro, caída de tensión sobre la entrada inversora, de aproximadamente 6 mV. Es claro de estos datos que la mayor parte de la señal cae sobre la resistencia de 1 kÙ, con lo cual zin 1 kÙ. Este resultado permite verificar experimentalmente la aproximación

propuesta, ya que implica que la tensión diferencial de entrada es prácticamente nula cuando el dispositivo no se encuentra saturado.

Figura 17: Medición de las impedancias del circuito amplificador inversor. A) Impedancia de entrada. B) Impedancia de salida.

Para determinar la impedancia de salida se coloco una resistencia de carga de 560 Ù en serie con el circuito. En (B) se muestran la señal de salida y la caída de tensión sobre la resistencia de carga. Las señales son prácticamente idénticas, lo que permite deducir que la impedancia de salida es prácticamente nula, zout 0. 3) Amplificador no inversor: En la figura 18 se presentan los resultados obtenidos para la ganancia del circuito amplificador no inversor.

0 100 200 300 400 500-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

0 100 200 300 400 500-4

-2

0

2

4

0 100 200 300 400 500-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

V (

V)

t (µs)

V (

V)

t (µs)

(C)(B) Entrada (2.6 Vpp, 17.6 kHz)

Salida (19.4 Vpp) Entrada (1.3 Vpp, 56.6 kHz)

Salida (6 Vpp)

Entrada (1.3 Vpp, 17.6 kHz)

Salida (13.3 Vpp)

V (

V)

t (µs)

(A)

0 5 10 15 20 25-1,0

-0,5

0,0

0,5

1,0

0 500 1000 1500 2000 2500-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

(B) salida del amp.op. V sobre la carga (R=560Ω) Entrada (1.3 Vpp, 100 Hz)

V sobre la entrada "-" (6 mVpp)

V (

V)

t (ms)

(A)

V (

Vol

ts)

t (µs)


10

Figura 18: Ganancia del amplificador no inversor. A) Señales de salida y entrada medidas. B) Ajuste lineal del cociente entre las señales. Se obtuvo A = 11,1 ± 0,1.

A partir de los datos se realizó un ajuste lineal del cociente entre tensión de entrada y salida y se obtuvo un valor A = 11,1 ± 0,1 para la ganancia del circuito, resultado consistente con lo predicho (ec. (7)). Se observa en la figura que la señal de salida no se encuentra invertida respecto de la entrada. En la figura 19 se muestran las mediciones realizadas para la determinación de la impedancia de entrada del circuito. En negro se observa la señal de entrada; en rojo la tensión sobre la entrada no inversora. A partir de los resultados obtenidos se halló para el circuito zin 0,8 MÙ. Este circuito no mantiene la baja impedancia de entrada que presenta el amplificador no inversor.

Figura 19: Impedancias de entrada del amplificador no inversor. Se obtuvo un valor de aproximadamente 0,8 MÙ. .

4) Seguidor: En la figura 20 se presentan las mediciones efectuadas sobre el circuito seguidor diseñado (amplificador no inversor de ganancia 1). En (A) se observan los resultados para la impedancia de entrada del circuito. A partir de la caída de tensión sobre la resistencia de 100 kÙ se calculó un valor de zin 0,9 MÙ. En (B) se muestran los datos de la medición para la impedancia de salida; nuevamente la caída de tensión sobre la carga prácticamente coincide con la tensión de

salida ya que la impedancia de salida es aproximadamente nula.

Figura 20: Medición de las impedancias del circuito seguidor. A) Impedancia de entrada, sobre la resistencia de entrada caen aproximadamente 120 mV, de donde zin 0,9 kÙ. B) Impedancia de salida, la caída sobre la carga prácticamente coincide con la tensión de salida del circuito.

Finalmente se estudió la respuesta de este circuito para altas frecuencias. En la figura 21 se observan los datos obtenidos. En la figura puede verse que para altas frecuencias, el circuito no responde como seguidor ya que distorsiona la señal y pierde ganancia notablemente. Las limitaciones del amplificador operacional que generan esto son estudiadas a continuación.

0 2000 4000 6000 8000 10000

-6

-4

-2

0

2

4

6

-0,6 -0,4 -0,2 0,0 0,2 0,4 0,6

-6

-4

-2

0

2

4

6

Entrada Salida

V (

V)

t (µs)

(A)

Sal

ida

(V)

Entrada (V)

(B)

0 2000 4000 6000 8000 10000-0,8

-0,6

-0,4

-0,2

0,0

0,2

0,4

0,6

0,8

V (

V)

t (µs)

Entrada (1.36 Vpp, 1 kHz) V sobre la entrada "+" (0.6 Vpp)

0 100 200 300 400 500

-0,6

-0,4

-0,2

0,0

0,2

0,4

0,6

0 100 200 300 400 500

-1,0

-0,8

-0,6

-0,4

-0,2

0,0

0,2

0,4

0,6

0,8

1,0

Salida del amp.op. V sobre la carga (R=560Ω)

Entrada (1.2 Vpp, 1 kHz) V sobre la entrada "+" (1.08 Vpp)

V (

V)

t (µs)

(B)

V (

V)

t (µs)

(A)


11

Figura 21: Respuesta del seguidor a altas frecuencias. Se observan los efectos de algunas de las limitaciones del amplificador operacional.

5) Limitaciones del amp. operacional: 5.1) Slew Rate: En la figura 22 se presentan los resultados obtenidos para la medición del slew rate del amplificador 741. En (A) se observa la respuesta ante una señal de entrada cuadrada.

Figura 22: Medición del slew rate para el 741. A) Transiciones de respuesta del dispositivo, en azul se muestra el ajuste lineal para determinar la pendiente. B) Determinación de la frecuencia para la cual se pierde ganancia.

Midiendo el tiempo de transición de la señal y mediante un ajuste lineal de los datos se halló para este dispositivo un slew rate de

(0.80±0.01)V/ ìs. Este valor es del orden del valor típico para un 741 de 0,5 V/ ìs. Para el mismo dispositivo, en (B), se observa la respuesta ante una señal de entrada sinusoidal. Se halló que, para una tensión de entrada fija en 10 Vpp, la frecuencia a la cual la amplitud de salida comenzaba a caer era de 32,5 kHz. Este resultado es consistente con el valor de slew rate hallado ya que una señal de 10 Vpp con un slew rate de 0,8 V/ ìs implica un intervalo de tiempo de señal de 25 ìs, valor del orden de los 30 ìs por pulso a 33 kHz de frecuencia. En la figura 23 se muestran los resultados obtenidos para el amplificador operacional 355. Se obtuvo para este dispositivo un valor de slew rate de (9.49±0.02) V/ ìs, del orden de los 5 V/ ìs típicos para un 355. La frecuencia para la cual la respuesta dejaba de ser la esperada resultó ser de 500 kHz. Nuevamente, a partir del slew rate medido, y para 10 Vpp, se tiene un tiempo de señal mínimo de 2 ìs, equivalente a 500 kHz de frecuencia.

Figura 23: Medición del slew rate para el 355. A) Transiciones de respuesta. B) Frecuencia de corte.

La existencia de esta limitación permite explicar los efectos de distorsión observados en secciones anteriores. La distorsión por slew rate típicamente hace que la señal de salida semeje mas una triangular que una sinusoidal cuando la pendiente de la señal de entrada supera la velocidad de respuesta del circuito (observado en las secciones 2 y 4).

0 2000 4000 6000 8000 10000

-1,0

-0,5

0,0

0,5

1,0

V (

Vol

ts)

t (ns)

Entrada (1.82 Vpp, 545 kHz) Salida (0.64 Vpp)

0 1 2-6

-4

-2

0

2

4

6

0 1 2 3 4 5

-6

-4

-2

0

2

4

6

(B) Entrada Salida

V (

V)

t (µs)

(A) Entrada (10 Vpp, 500 kHz) Salida

V (

V)

t (µs)

0 5 10 15 20 25 30

-10

-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

10

12

0 50 100 150 200 250-6

-4

-2

0

2

4

6

(B) Entrada Salida

V (

V)

t (µs)

(A) Entrada (10 Vpp, 32.5 kHz) Salida

V (

V)

t (µs)


12

5.2) Tensión de offset – Corriente de polarización de entrada: Se midió la caída de tensión a la salida del circuito indicado (figura 8) y se halló un valor amplificado de offset de 600 mV, implicando una tensión de offset de 0,6 mV. Este valor se encuentra dentro de lo esperado típicamente Voff = 2 mV (tip.), 6 mV (max.). Esta tensión de offset puede introducir efectos no deseados, por ejemplo si se busca tener un circuito que controle un nivel de tensión de referencia ya que la presencia de una tensión fija de entrada modifica este valor, posiblemente disparando la señal de salida. Para evitar la presencia de esta señal residual se utiliza una red de ajuste de offset consistente en un potenciómetro que se conecta a dos de las terminales del amplificador operacional y permite fijar esta magnitud prácticamente en cero. Por otra parte, se midió la corriente de polarización de entrada del dispositivo, obteniéndose un valor de IBIAS = 0,04 ìA, valor consistente con las especificaciones: IBIAS = 0,08 ìA (tip.), 0,5 ìA (max.). 6) Circuitos recortadores activos: En la figura 24 se muestran las mediciones obtenidas para el circuito recortador activo. En (A) se observa la respuesta del circuito para distintos valores del preset y como este permite fijar el nivel del recorte. Se observa como la señal de salida sigue el semiciclo positivo de la entrada. En (B) se muestra la respuesta del circuito para altas frecuencias. Nuevamente puede observarse el efecto del slew rate que disminuye la ganancia y distorsiona la señal.

Figura 24: Circuito recortador activo. A) Respuesta del circuito para distintos valores del preset. B) Respuesta a altas frecuencias.

Es importante destacar que el uso del amplificador operacional permite eliminar el efecto de la tensión de umbral del diodo que se tendría en un recortador pasivo. Esto se debe a que la tensión necesaria para polarizar el diodo en directa se obtiene a partir de una tensión diferencial entre los terminales del dispositivo, por lo que la tensión de umbral se ve reducida en un factor 1/A. De esta manera, el recortador activo (así como el enclavador) pueden ser utilizados con señales de entrada de pequeña amplitud, hasta del orden de los milivoltios. 7) Circuitos enclavadores activos: En la figura 25 se observan los resultados obtenidos para el circuito enclavador activo. Con el preset fijo se realizaron mediciones para distintas amplitudes de la señal de entrada: 6,7 Vpp, 11,4 Vpp y 20,4 Vpp respectivamente. Puede observarse como la señal de salida está fijada a un nivel mínimo de 0V y además se observa como el nivel medio de la oscilación corresponde al valor de pico de la señal de entrada en cada caso (excepto cuando el dispositivo se encuentra saturado). Experimentalmente se observó que el nivel mínimo de la señal de salida podía ser

0 1000 2000 3000 4000 5000-9-8-7-6-5-4-3-2-1012345678

0 1000 2000 3000 4000 5000-9-8-7-6-5-4-3-2-1012345678

(B) Entrada (7 Vpp, 1 kHz) Salida 1 Salida 2

V (

V)

t (µs)

(A) Entrada (7 Vpp, 186 kHz) Salida

V (

V)

t (µs)


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modificado variando el preset o añadiendo una tensión de offset a la señal de entrada.

Figura 25: Circuito enclavador activo. Se observa el nivel mínimo fijo en 0 V. La amplitud media de cada oscilación se corresponde con el valor de pico de la señal de entrada respectiva.

Nuevamente, este circuito reduce drásticamente la tensión de umbral del diodo, por lo que su uso es conveniente si se desean estudiar señales de baja amplitud. 8) Comparadores:

Figura 26: Comparador simple utilizando un amplificador 741. Se observa que una pequeña variación en la señal de entrada es suficiente para disparar la salida a un valor límite dado por las fuentes de alimentación.

La figura 26 muestra la respuesta del circuito comparador 741 ante una señal de entrada sinusoidal. Claramente, una pequeña variación en la entrada diferencial satura al dispositivo y se tiene un valor límite en la

salida del circuito fijado por los valores de alimentación del amplificador operacional. Esto se debe a la alta ganancia que presentan los amplificadores operacionales en lazo abierto (del orden de 100000) respecto a la diferencia de tensión entre sus terminales. Posteriormente se estudió la respuesta de un amplificador 311 en el mismo tipo de circuito y con idéntica señal de entrada. Los resultados obtenidos se presentan en la figura 27. En (A) se observa la señal a la salida del circuito, donde puede observarse que a grandes rasgos, el comportamiento es idéntico al del 741. Sin embargo, como se muestra en (B), este amplificador presenta un tiempo de respuesta de 10 ì s hasta alcanzar el valor mínimo de referencia. Además se ve como en el transitorio se presentan amplias oscilaciones de la señal. Estas resultan poco deseables en este tipo de circuitos ya que si lo que se busca es tener un comparador de un nivel de referencia, durante el periodo de oscilación el circuito resulta prácticamente inútil. Esto empeora además debido a la gran amplitud de las oscilaciones (que incluso hacen que la señal de salida alcance valores menores al de referencia).

Figura 27: Comparador simple utilizando un amplificador 311. A) Salida del circuito para una señal de entrada sinusoidal. B) Presencia de oscilaciones en los puntos de conmutación. El tiempo de respuesta es de 10 ìs.

9) Schmitt trigger:

0 2000 4000

0

5

10

V (

V)

t (µs)

Salida 1 Salida 2 Salida 3

0 500 1000 1500 2000 2500

-10

-5

0

5

10

15

V (

V)

t (µs)

Entrada Salida

0 1000 2000 3000 4000 5000-4

-2

0

2

4

6

8

10

12

14

0 5 10 15 20 25-4

-2

0

2

4

6

8

10

12

14 Entrada Salida

V (

V)

t (µs)

(B)

Salida

V (

V)

t (µs)

(A)


14

En la figura 28 se muestran los resultados obtenidos para el Schmitt trigger con la terminal 1 a tierra. En (A) se observa la entrada sinusoidal aplicada y la salida del circuito. Puede verse como la salida se mantiene en un cierto valor hasta que la entrada alcanza un valor de referencia, momento en el cual la señal de salida conmuta. En (B) se observa la histéresis del circuito. Para los valores de los componentes utilizados se tiene un valor de realimentación, B 0,1.

Figura 28: Schmitt trigger. A) Entrada sinusoidal aplicada. La salida conmuta ante una variación asimétrica en la entrada. B) Histéresis del circuito. Se observan los valores de las tensiones de referencia (aproximadamente 0 V y 1 V).

De la figura puede verse que el valor superior de tensión de conmutación esta aproximadamente en 11V, lo cual, multiplicado por la realimentación, da una tensión de referencia positiva cercana a 1V. Para la tensión de referencia negativa se observa que la tensión de conmutación inferior es prácticamente cero, lo cual se ve reflejado en la curva de histéresis. La asimetría en las tensiones de referencia se debe a la que se tiene en la alimentación de los terminales del amplificador operacional. Experimentalmente se observó que el disparo del circuito se interrumpía cuando la amplitud de la señal de entrada disminuía respecto de un valor crítico. Este valor se midió en 2 Vpp. Esto se debe a que para

dicha amplitud, la señal no puede superar la tensión de referencia necesaria para hacer conmutar la salida del comparador. En la figura 29 se muestra la salida del circuito al reconectar la terminal 1 de alimentación a -12 V. Al hacer simétricas las fuentes, se tiene que las tensiones de referencia del circuito son iguales y opuestas en signo, con lo que la señal de salida resulta simétrica. Esto puede observarse en la parte (A) de la figura.

Figura 29: Schmitt trigger con alimentación simétrica. A) Entrada sinusoidal aplicada. La salida del circuito es ahora simétrica. B) Histéresis del circuito. La curva se encuentra centrada dado que las tensiones de referencia coinciden en modulo.

En (B) se observa la histéresis del circuito. En este caso la curva esta centrada alrededor del cero y los valores extremos que se alcanzan (tensiones de referencia) son iguales a aproximadamente 11 V. El uso de este dispositivo permite eliminar posibles problemas introducidos por ruido en la señal de entrada ya que la conmutación del circuito no se da en forma brusca como se tiene en un comparador simple. Por supuesto, es necesario para esto que la tensión de ruido pico a pico sea menor que la histéresis del circuito.

0 1000 2000 3000 4000 5000-2

0

2

4

6

8

10

12

-1,0 -0,5 0,0 0,5 1,0

0

2

4

6

8

10

12

(B) Entrada Salida

V (

V)

t (µs)

(A)

Sal

ida

(V)

Entrada (Volts)

0 500 1000 1500 2000 2500-15

-10

-5

0

5

10

15

-1,5 -1,0 -0,5 0,0 0,5 1,0 1,5-15

-10

-5

0

5

10

15(B)

Entrada Salida

V (

V)

t (µs)

(A)

Sal

ida

(V)

Entrada (V)


15

4 – CONCLUSIONES

Se estudiaron los dispositivos conocidos como amplificadores operacionales. En principio se analizó la ganancia, hallándose que esta presenta valores elevados, típicamente del orden de 100000 (acorde a las referencias consultadas). De esta forma, los amplificadores operacionales a lazo abierto no resultan útiles como amplificadores ya que una pequeña variación en la tensión de entrada dispara la salida del circuito en forma brusca a la tensión de saturación correspondiente (positiva o negativa). Luego se vio como por medio del uso de realimentación de señal, resulta posible controlar la ganancia. Se estudió un amplificador inversor de ganancia 10 y se halló que este respondía correctamente hasta frecuencias de aproximadamente 60 kHz (a partir de la cual se perdía ganancia y se distorsionaba la señal). También se encontró que el valor de esta frecuencia de corte dependía de la amplitud de la señal de entrada. Por último se midieron las impedancias del circuito, hallándose que la impedancia de entrada del amplificador inversor puede ser fácilmente controlada por medio de la resistencia de entrada que se conecta en serie. Esto dio una corroboración experimental de las aproximaciones realizadas: la tensión diferencial de entrada es nula cuando el dispositivo no se encuentra saturado. La impedancia de salida del circuito resultó ser muy pequeña. Posteriormente se estudió otro tipo de circuito amplificador, en este caso no inversor, de ganancia 11. Se halló para esta configuración que la impedancia de entrada ya no resultaba baja como en el caso del inversor, sino que se midió un valor de aproximadamente 0,8 MÙ. A partir de este circuito, ajustando los valores de las

resistencias de realimentación se obtuvo un circuito seguidor. Este circuito, dadas las características previamente analizadas presentaba una impedancia de entrada cercana a 0,9MÙ, una impedancia de salida muy pequeña y una frecuencia máxima de funcionamiento a partir de la cual la señal se veía distorsionada. Para visualizar las limitaciones del amplificador operacional que causaban los comportamientos observados en los circuitos amplificadores, se estudió en principio la velocidad de respuesta o slew rate de dos tipos de amplificadores, un 741 y un 355. Para el primero se halló un valor de slew rate de (0.80±0.01)V/ ìs mientras que para el segundo el valor medido fue de (9.49±0.02) V/ ìs. Estos valores resultaron ser compatibles con las frecuencias máximas de correcto funcionamiento medidas para una señal de entrada sinusoidal. El slew rate es el motivo por el cual la señal de salida se ve distorsionada a partir de una dada frecuencia para la cual la pendiente de la onda de entrada es mayor que la máxima velocidad de respuesta del circuito. A continuación se midieron los valores de tensión de offset y corriente de polarización de entrada para un 741, hallándose valores respectivos de 0,6 mV y 0,04 ìA. Estos resultados resultaron acordes a las especificaciones típicas de estos dispositivos. La tensión de offset puede introducir efectos de salida no deseados si se quiere seguir una señal; para compensar esto se analizó cualitativamente el uso de redes de ajuste de offset que permiten fijar este valor prácticamente en cero. A continuación se estudiaron aplicaciones de los amplificadores operacionales en circuitos discretos. Se comenzó estudiando un circuito recortador activo, hallándose que esta configuración funcionaba correctamente dentro de las limitaciones del 741. La ventaja fundamental que introduce el amplificador operacional es la disminución de la tensión de umbral de conducción del diodo, lo cual


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permite tener un recortador que opera inclusive para señales de entrada de baja amplitud. El uso de un preset en la entrada no inversora permite fijar el nivel de recorte. Posteriormente se estudió un circuito enclavador activo. Se observó como la señal de salida se hallaba desplazada (en este caso positivamente) a un valor relacionado con la tensión de pico de la señal de entrada. Nuevamente, el uso de un preset permitía fijar el nivel mínimo de la señal. Luego se analizaron los circuitos comparadores. A partir de lo visto inicialmente para la respuesta de un amplificador operacional en lazo abierto, se obtuvo un circuito que conmutaba a una tensión de saturación a la salida ante una pequeña variación en la señal de entrada respecto de una dada referencia. Este comportamiento se analizó para un 741 y un 311, el cual presentaba fuertes oscilaciones en los puntos de conmutación. Esto mostró que los circuitos comparadores simples resultan muy sensibles a cualquier posible ruido en la señal de entrada. Para solucionar esta limitación se estudio el circuito conocido como Schmitt trigger, que presenta una realimentación positiva. Estos circuitos poseen una histéresis en la salida que hace que la presencia de ruido no produzca falsos disparos (siempre que el pico a pico del ruido no supere la histéresis del circuito). Además se vio que las tensiones de referencia del circuito pueden ser simétricas o no dependiendo de la alimentación que se use sobre el amplificador operacional.

5 – REFERENCIAS

[1] A.P. Malvino, "Principios de electrónica", Ed. Mc Graw Hill, 5ª ed. (1993).

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Amplificadores operacionales 3