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Alimentadores planos de gran anchode banda conenfasis en deteccion depolarizacion para radioastronomıa
en microondasPor
M. en C. Edgar Colın Beltr an
Presentado como requisito parcial para la obtencion delgrado de:
DOCTOR EN CIENCIAS EN LA ESPECIALIDAD DEASTROFISICA
en el
Instituto Nacional de Astrofısica,Optica y ElectronicaFebrero 2013
Tonantzintla, Puebla
Supervisada por:
Dr. Alonso Corona ChavezInvestigador Titular
Departamento de Electronica INAOE
Dr. Jose Eduardo Mendoza TorresInvestigador Titular
Departamento de Astrofısica INAOE
c©INAOE 2013El autor otorga al INAOE el permiso de reproducir copias
totales o parciales de esta tesis.
i
Resumen
La radioastronomía actual necesita de la mayor cantidad de datos y con el menor
ruido para su desarrollo. En este trabajo se proponen dos alimentadores en
tecnología de circuito impreso que cumplen con los objetivos anteriores. La tesis
está organizada de la siguiente manera; en el primer capítulo se contextualiza el
estado actual de los alimentadores que se encuentran en radiotelescopios
importantes del mundo, para entender las necesidades y limitaciones actuales. El
segundo capítulo es una breve pero importante introducción a ingeniería de
microondas, que es el rango donde se sitúan las propuestas. Posteriormente se
trata sobre teoría básica de antenas y el balance de un enlace que servirá como
base de los capítulos posteriores. El capítulo cuarto es una descripción de los
mecanismos de emisión que se presenta en el sol para el rango de microondas y
que es importante porque se usará como objeto de observación en el sexto
capítulo. Los siguientes dos capítulos, el quinto y sexto, son las propuestas que se
han desarrollado para cubrir las necesidades descritas en el capítulo uno y con
base en la teoría de los demás. Se presentan resultados simulados que están de
acuerdo con los medidos. Finalmente, el último capítulo explica las conclusiones y
el trabajo futuro que arrojó la tesis.
ii
Abstract
Nowadays radio astronomy requires much and low-noise data to be developed. In
this work two feeding antennas in pcb technology that accomplish those previously
goals are proposed. The thesis is organized as follows. In first chapter the state-of-
art on feeding components that are used in radio telescopes around the world is
described in order to contextualize the needs and limitations of them. Second
chapter presents a brief but important introduction to microwave engineering which
belongs to the operational range of the proposals. After that, there is some basic
theory of antennas and how to calculate a link budget which will be helpful for
understanding the next chapters. Following chapters, fifth and sixth, are dedicated
to described in detail each proposal that have been made in order to satisfy
requirements seen in the first chapter. Good agreement between simulated and
measured results is depicted. Finally, last chapter is related to the conclusions and
future work derived by the thesis.
iii
Agradecimientos
Al Instituto Nacional de Astrofísica, Óptica y Electrónica INAOE, por permitirme el uso de las
instalaciones académicas y al Laboratorio de Electrónica de altas frecuencias.
Al CONACYT por el otorgamiento de la beca durante los años de doctorado. Asimismo por el
otorgamiento de la beca mixta para la realización de la estancia en la Universidad de California en
Los Angeles.
A mis asesores del INAOE; Dr. Alonso Corona Chávez y Dr. Eduardo Mendoza Torres y mi tutor en
UCLA; Prof. Tatsuo Itoh junto con los sinodales, por sus indispensables consejos que dieron como
resultado la consecución de esta tesis.
A las autoridades de la Coordinación de Astrofísica por su apoyo.
A mi novia, familiares y amigos de Toluca y Puebla que contribuyeron con el ánimo y diversión
necesarios, pero sobre todo con el apoyo en momentos precisos.
iv
Dedicatorias
A Dios
A mi Gaby
A José, Lupita, Eden, Gerrit e Iker
v
Índice
Capítulo I. Estado del arte de alimentadores en radiotelescopios …… 1
Capítulo II. Introducción a la ingeniería de microondas ……………….. 5 2.1 Líneas de transmisión y parámetros S ……………………………. 5 2.2 Línea de transmisión en microcinta ……………………………….. 11 2.3 Modos par e impar en líneas de microcinta acopladas …………. 13 2.4 Ruido ………………………………………………………………..... 17
Capítulo III. Teoría básica de antenas y balance de enlace ………...….. 21 3.1 Dipolo de media longitud de onda …………………………………. 21 3.2 Patrón de radiación de una antena ………………………………… 23 3.3 Tipos de antenas …………………………………………………….. 26 3.4 Balance de enlace …………………………………………………… 35
Capítulo IV. Conceptos básicos de emisión solar en microondas ...…. 39 4.1 Introducción …………………………………………………………… 39 4.2 Ecuación de transporte radiativo …………………………………… 40 4.3 El Sol. Mecanismos de emisión solar ……………………………… 41 4.3.1 Plasma. Breve introducción …………………………………. 41 4.3.2 Emisión Libre-libre ……………………………………………. 43 4.3.3 Emisión Ciclotrónica …………………………………………. 44 4.3.4 Emisión Girosincrotónica ……………………………………. 46 4.4 Características importantes de la detección de flujo solar ………. 47
Capítulo V. Alimentador balanceado de gran ancho de banda con disminución de ruido de polarización cruzada …………….
49
5.1 Diseño e implementación del alimentador de gran ancho de banda ………………………………………………………………….
50
5.2 Diseño e implementación de filtro rechazador de ruido de modo común ……………………………………………………………….....
55
5.3 Unión de filtro de rechazo de modo común y el alimentador balanceado ...
58
5.4 Simulación de un arreglo de 20 x 20 elementos con disminución de ruido de polarización cruzada…………………………………..
65
vi
Capítulo VI. Alimentador con gran ancho de banda para detección de polarización circular ……………………………………………
69
6.1 Diseño e implementación del alimentador de polarización circular 70 6.2. Observaciones en el RT5 ……………………………………………. 77 6.3 Resultados de observaciones del sol y satélite …………………… 83 Conclusiones y trabajo futuro ………………………………………………..
89
Apéndices ..………………………………………………………………………
93
A. Tabla de Radiotelescópios ………………………………………….. 97 B. Articulos derivados …………………………………………………… 105 Índice de figuras ……………………………………………………………….. 123 Índice de tablas ………………………………………………………………… 127 Referencias ……………………………………………………………………
129
Resumen en extenso (inglés) ………………………………………………. 137
vii
Objetivos
Desarrollar e implementar un alimentador de polarización lineal, que pueda captar
el mayor ancho de banda entre 1 y 10 GHz para observaciones solares.
Desarrollar e implementar un alimentador que pueda detectar ondas
electromagnéticas de polarización circular en el mayor ancho de banda entre 1 y
10 GHz.
viii
Prefacio
La radioastronomía actual, en el rango de microondas, exige alimentadores fáciles
de implementar, con mayor inmunidad a ruido y pureza de polarización detectada
y además, de gran ancho de banda para tener un solo receptor con bandas
divididas, y preferentemente móviles, en lugar de varios receptores a frecuencias
específicas, lo que disminuye el costo de implementación.
Para tales efectos, se proponen en este trabajo dos alimentadores novedosos
implementados en tecnología plana. El primero es un alimentador directivo,
perteneciente al tipo de antenas planas de hueco creciente. La abertura que se
forma por la oposición de dos círculos en un plano, logra el acoplamiento del
frente de onda para propagarlo como onda viajera dentro del alimentador, en un
ancho de banda de 2.4 a 10 GHz. A éste dispositivo se le conectó un filtro de
rechazo de señal en modo común dentro de la misma banda. Esta señal es uno de
los principales contribuyentes del nivel de polarización cruzada (no deseada) en
alimentadores balanceados. Por lo tanto, atenuando esa señal, logramos un
decremento del ruido de polarización en una simulación de un arreglo lineal de
400 elementos. Resultados experimentales del alimentador individual se muestran
acordes a lo simulado.
Por otro lado, explorando las necesidades de los radiotelescopios terrestres, se
puede encontrar que un requerimiento muy importante es la detección de
polarización circular de señales provenientes de objetos celestes. Lograr que un
receptor pueda diferenciar la polarización para obtener los parámetros de Stokes
puede ser una labor muy complicada si se tienen sólo alimentadores lineales para
la detección. Es por eso que en este trabajo también se reporta un alimentador
novedoso con un amplio ancho de banda de 1.8 a 4 GHz, basado en tecnología
plana para la detección de polarización circular. Además de la caracterización en
ix
laboratorio con resultados acordes a los simulados, se realizó un polarímetro
experimental con dos alimentadores, uno para cada polarización. El polarímetro se
montó en el foco del RT5, una antena parabólica de 5 metros de diámetro. Se
observaron escaneos del sol y detección de una señal satelital con una clara
diferenciación en sus polarizaciones, demostrando que el alimentador es útil para
éste tipo de aplicaciones radioastronómicas.
Como trabajo futuro se explora la posibilidad de aprovechar todo el ancho de
banda que abarcan los elementos directivos descritos en la primera propuesta, por
lo que prontamente se adquirirán los componentes de microondas necesarios para
realizar ese front-end.
x
1
Capítulo I
Revisión del estado del arte de
alimentadores en radiotelescopios
En este capítulo se expone un resumen del estado-del-arte en alimentadores
de telescopios radioastronómicos que actualmente están en funcionamiento.
Este contexto ayudará a plantear las necesidades y limitaciones actuales
para entender la propuesta de la tesis posteriormente.
El espectro radio eléctrico sitúa el rango de las microondas entre 300 MHz y
300 GHz [1]. Dentro de la banda, existen fenómenos importantes para la
observación radio astronómica como son la radiación de fondo cósmico [2],
la línea de metanol (CH3OH) en 6.6 GHz que se relaciona con formación
estelar y medio interestelar [3], línea de amonio (NH3) a 22 GHz, en zonas de
formación estelar [3], la detección de radiación de Cherenkov que resultan de
neutrinos de alta energía interaccionando con materia, la cual se detecta en
tiempos extremadamente cortos (microsegundos) a 1.4 GHz donde también
se localiza la línea HI o llamada “línea 21 cm” de emisión galáctica [1]. A las
frecuencias después de 100 GHz se le conoce como milimétricas ya que la
longitud de onda está a partir de 3 mm, estudios en este rango incluyen:
origen y evolución de galaxias, medio interestelar, formación de estrellas y
2
de sistemas planetarios [4]. Uno de los objetos que más se estudian en el
rango bajo de microondas (hasta 30 GHz) es el Sol [5], características de su
composición además de su actividad se puede caracterizar a estas
frecuencias [2], y [5]-[10].
Generalmente, para cada frecuencia dada, se usa un alimentador específico,
que en la gran mayoría de casos es tipo corneta (ver Apéndice A). Debido a
que, en un radio telescopio, se usa un alimentador por frecuencia entonces
para observar en otra frecuencia es necesario hacer un cambio mecánico del
alimentador, lo cual requiere de tiempos del orden de una hora o en los
casos más rápidos de varios minutos. Por esta razón, usualmente el espectro
de las ráfagas solares se traza con base en observaciones de varios
radiotelescopios con características técnicas diferentes entre sí. Debido a
que, para trazar el espectro, se requiere un ancho de banda extenso, en el
que además se puedan identificar detalles espectrales, se requiere de
alimentadores de banda ancha con características técnicas homogéneas en
toda la banda [11].
Algunos tipos de radiación, como la solar, frecuentemente son polarizados de
manera circular. Por eso, es muy importante que el alimentador, además de
operar adecuadamente en una banda lo suficientemente ancha, permita
registrar radiación polarizada. Esto se puede hacer básicamente de dos
maneras:
1. Con un alimentador de banda ancha que sea capaz de detectar
directamente polarización circular.
2. Con un alimentador de banda ancha capaz de registrar polarización
lineal y después recuperando la información de la polarización circular
incidente con dispositivos adicionales.
3
Actualmente la mayoría de radio telescopios usan alimentadores tipo corneta
(ver Apéndice A). La mayoría de los receptores que registran polarización
circular emplean retardadores de fase y recuperan la información de la
polarización circular mediante la primera opción, de las arriba mencionadas.
Sin embargo, dicha opción no se ha logrado en una banda ancha usando un
solo alimentador tipo corneta. Se han usado otro tipo de alimentadores pero
han tenido limitaciones debido a que sus características técnicas no son
homogéneas en toda la banda. La segunda opción requiere de varios
dispositivos electrónicos y de cómputo y se ha usado en casos contados
debido a que hay mucha incertidumbre en la polarización lineal captada en
anchos de banda grandes.
Con respecto a la tabla del Apéndice A, se investigaron 60 radiotelescopios
en internet, de los cuales 44 de ellos (78%) ocupan algún tipo de cornetas
como alimentadores (corrugada, logo-períodica, o adaptadas a bolómetros),
10 (17%) dipolos de algún tipo (media onda, circulares, bow-tie), 2 (3%)
antenas Yagi-Uda, 2 antenas planas (3%), 1 usa red de alambres, 1 cavidad
resonante. Además de los 5 que no reportan polarización, se tienen 11
observatorios que no reportan medidas duales (ya sea en polarización lineal
o circular), lo que deja 50 radiotelescopios que registran dos polarizaciones
(83%).
Exceptuando los telescopios Owens Valley Solar Array [11], Allen Telescope
Array en E.U. [12], Hartebeesthoek Radioastronomy Observatory en su
antena de 15 metros en Sudáfrica [13], Radio Astronomical Observatory at
Warkworth en Nueva Zelanda [14] y el Ukranian T-shaped Radio Telescope
[15] en Ucrania, ninguno de los receptores de los radiotelescopios
consultados utiliza un solo receptor para cubrir todas sus bandas, por lo que
cada aparato tiene su propio alimentador, que en siempre tiene un ancho de
banda menor al 100%. Es cierto que además de que esta situación está
relacionada con el objeto de estudio, el limitar el ancho de banda disminuye
4
el ruido del sistema [16]. Sin embargo, también se pierde información
instantánea de la fuente observada. Una propuesta para mitigar este
problema es tener todo el ancho de banda disponible pero muestrearlo
rápidamente con un receptor de frecuencia selectiva móvil.
Es importante mencionar que la tendencia para obtener un gran ancho de
banda para observaciones radioastronómicas como en caso de las
propuestas para el SKA, explora como una alternativa la implementación de
alimentadores planos, Vivaldi (véase Apéndice A) cuya operación debe
presentar una característica crítica: atenuación de ruido de modo común,
para disminuir el acoplamiento de radiación entre elementos adyacentes y
disminuir el nivel de polarización cruzada (véase Capítulo II). Observaciones
en la línea de 21 cm (1.42 GHz) para el estudio de formación y evolución de
galaxias y de poblaciones estelares, pulsares en el centro de una galaxia (15
GHz) son algunas de las aplicaciones que tendrá este proyecto.
Por ese motivo en el capítulo V se propone un alimentador cuya principal
característica es lidiar con el ruido de modo común en un amplio ancho de
banda, gracias a un filtro que atenúa ese ruido sin modificar las
características radiativas del alimentador. Por esa característica y por sus
dimensiones, el subsistema es un candidato para implementar arreglos
altamente densos, como se detalla en la última sección del capítulo V. Por
otro lado, para caracterizar fenómenos relacionados al campo magnético (en
zonas activas del Sol), se precisa tener espectros muy grandes con
detección de polarización circular, en el capítulo VI se desarrolló un arreglo
de dos elementos con casi 80% de ancho de banda continuo. A diferencia de
algunos de los radiotelescopios investigados, en el que subdividen su rango
operativo en bandas fijas, en este trabajo se reporta una observación del
80% de ancho de banda completa, integrada en tiempo, del escaneo solar y
de una señal satelital.
5
Capítulo II
Introducción a la Ingeniería de
Microondas
Se muestran las bases teóricas sobre el diseño de líneas de transmisión en
microcinta. También se describen los parámetros de dispersión S que se
usan para caracterizar líneas de microcinta acopladas en rango de
microondas Posteriormente, se describirán los modos de propagación par e
impar asociados a los llamados modos común y diferencial, respectivamente,
en líneas acopladas. Para finalizar, se tratará una descripción de ruido
Nyquist y del provocado por el modo par o común en microcintas acopladas.
2.1 Líneas de transmisión y parámetros S
Dependiendo de la longitud de onda, un circuito eléctrico puede considerarse
una línea de transmisión, si la longitud física de la red es de una fracción
considerable o, incluso del tamaño de varias longitudes de onda, puede
considerarse una línea de transmisión [1]. Es importante notar que los
voltajes y corrientes pueden variar a través de la distancia de la línea, véase
Figura 2.1.
6
Figura 2.1. Línea de transmisión.
Una simplificación de las ecuaciones del telegrafista para calcular las
variaciones temporales de voltajes y corrientes, tomando en cuenta una
propagación sinusoidal de estado estable en el dominio del tiempo y con
fasores cosinoidales, es la siguiente [idem]
Las ecuaciones pueden resolverse simultáneamente para dar una ecuación
de onda para I(z) o V(z)
Donde:
El factor α es conocido como el coeficiente de atenuación, representa la
energía que la línea entrega al medio y se disipa en forma de calor.
7
El término β se refiere al coeficiente de propagación que es función de la
frecuencia y define a la velocidad de propagación de la onda
Tomando en cuenta las ecuaciones anteriores podemos expresar la razón
entre el voltaje y la corriente como impedancia característica
Para la mayoría de los casos, los efectos de la atenuación por efecto Joule
pueden ser despreciados y se tendrá una línea sin pérdidas lo cual simplifica
los cálculos de los parámetros que la definen. El factor de propagación es
El coeficiente de propagación o fase:
Por lo que la velocidad de propagación es:
La impedancia característica es ahora:
8
Otro concepto importante referente a una línea de transmisión es el
coeficiente de reflexión. Este parámetro mide la cantidad de energía que
puede entregar una línea a la carga que se le conecta en un extremo. Para
este caso, se considera en línea una onda incidente de la forma . Se
ha visto que la razón entre voltaje y corriente de la línea es la impedancia
característica Z0. Sin embargo, cuando la línea es terminada con una Z0 ≠ ZL,
la razón voltaje-corriente en la carga debe ser igual a ZL. Por lo tanto, una
onda reflejada debe ser generada con cierta amplitud para satisfacer esa
condición. La suma de voltaje incidente con el reflejado es el voltaje total de
la línea, lo mismo sucede con la corriente. Entonces, podemos expresar la
impedancia de carga en términos de voltaje y corrientes al momento de
llegada (z=0) como
Resolviendo para V0-
La amplitud de la onda reflejada es normalizada con respecto a la amplitud
de la incidente es conocida como la razón del voltaje de reflexión y se define
9
Por último se definirá un término relacionado al coeficiente de reflexión que
se usará en el texto siguiente: pérdida por retorno. Cuando una carga está
desacoplada de la impedancia de la línea la potencia no es totalmente
entregada a ésta. A esa pérdida se le llama pérdida por retorno y es
expresada (en dB)
Entonces, si la carga está acoplada (Γ=0) tendrá una pérdida por retorno de
∞ dB, es decir no hay potencia reflejada, mientras que para una reflexión
total (|Γ|=1) la pérdida por retorno es 0 dB.
Por otro lado, una red se puede caracterizar en altas frecuencias con base
en mediciones en cada puerto de reflexión y transmisión de una onda
electromagnética. Las mediciones se hacen por medio de los parámetros de
dispersión o parámetros S, los que se pueden definir de la siguiente manera:
Las letras a y b son números complejos que representan a la onda incidente
y reflejada, respectivamente [17], esto se puede ver en la Figura 2.2.
10
Figura 2.2. Esquemático de los parámetros de dispersión S en una red de dos puertos.
Entonces la reflexión y transmisión de la red depende de la impedancia
característica Z0 y de la del puerto. La reflexión puede obtenerse del cálculo
del coeficiente de reflexión Γ que se produce en la interfaz de la impedancia
de la línea y del puerto:
El coeficiente de reflexión es asociado al parámetro S11 de una red de 2
puertos.
Por otro lado, si la red es recíproca S12 = S21 y si es, además, simétrica si S11
= S22. Para una red pasiva sin pérdidas, la potencia transmitida y reflejada
debe ser igual a la potencia total incidente de ahí que matemáticamente:
11
2.2 Línea de transmisión en microcinta
En general una microcinta es una tira conductora de ancho W y espesor t
que se encuentra en lo alto de un substrato dieléctrico con permitividad
relativa εr y espesor h, la parte de abajo del substrato es un plano conductor
llamado “tierra”. Figura 2.3.
Figura 2.3. Estructura general de microcinta.
La microcinta no es propiamente una línea de transmisión ya que no está
rodeada completamente con el mismo dieléctrico y la velocidad de fase del
modo transversal electromagnético (TEM) en el substrato es , pero en
el aire la velocidad es c, véase Figura 2.4. Sin embargo, ya que esos efectos
no son dominantes, el modo fundamental de transmisión de energía se le
conoce como quasi-TEM [1] y se le puede aplicar la teoría vista en la sección
anterior.
Figura 2.4. Distribución de campos eléctrico y magnético en una microcinta.
12
Existen fórmulas analíticas y diversos modelos para describir una línea de
transmisión de microcinta, sin embargo, son cálculos muy complejos y no se
pueden generalizar, aunque son necesarios cuando se caracterizan líneas
construidas sobre sustratos poco comunes [18]. Por otro lado, se han tomado
simplificaciones de esas ecuaciones que demuestran un comportamiento
muy adecuado cuando se tienen en cuenta la altura del sustrato, su
permitividad eléctrica y los anchos de la línea para diseñar una microcinta de
cierta impedancia específica. Las siguientes ecuaciones son las utilizadas
para modelar una línea de transmisión en microcinta [19]:
Para W/h ≤1
Para W/h ≥1
Otras características importantes a saber son:
Longitud de onda guiada:
13
La constante de propagación β y la velocidad de fase:
Y la longitud eléctrica es
2.3 Modos par e impar en líneas de microcinta acopladas
Figura 2.5. Microcinta acoplada
En la Figura 2.5 se puede observar un dibujo de una microcinta acoplada.
Esta configuración corresponde a dos líneas de transmisión paralelas de
ancho W colocadas en la proximidad una con otra con separación s, sobre
un substrato de altura h y permitividad relativa εr. Esta línea soporta dos
modos quasi-TEM llamados modo par y modo impar, como se muestra en la
14
Figura 2.6. Los dos voltajes llevan el mismo signo de carga para el modo par,
resultando en una pared magnética en el plano de simetría, Figura 3.5(b). En
el caso de la excitación del modo impar, los voltajes tienen signo contrario y
se forma una pared eléctrica en el plano simétrico. En general, estos modos
se excitan al mismo tiempo, sin embargo, se propagan con diferentes
velocidades de fase ya que no son modos TEM puros. Por lo tanto, se tienen
una impedancia característica y permitividades relativas efectivas para cada
modo [19].
Figura 2.6. Líneas de campo Eléctrico (E) y Magnético (M) para el modo: impar (a) y par (b).
Además se muestran las capacitancias efectivas por unidad de longitud.
En una aproximación estática se puede modelar a la línea de transmisión con
capacitancias efectivas [26]. Las capacitancias Co y Ce denotan las
capacitancias totales para el modo impar y par, respectivamente, y se
expresan así
En las ecuaciones anteriores, Cp denota la capacitancia de plato paralelo
entre la línea y el plano de tierra y se obtiene simplemente:
15
La capacitancia de borde Cf , como para una microcinta simple es
Debido a la presencia de la otra línea, se tiene una modificación para la
capacitancia de borde y se obtiene la siguiente ecuación de forma empírica
Donde
Para el modo impar, Cga y Cgd representan las capacitancias de borde para el
aire y substrato que se acoplan de línea a línea, respectivamente. La Cgd
puede calcularse de la geometría de las líneas acopladas con espaciamiento
entre plano de tierra de 2h, una expresión que se puede usar es
En el caso de la capacitancia de borde que se genera en el aire, la expresión
está en términos de una razón de funciones elípticas
Donde
16
Y las relaciones de las funciones elípticas están dadas por
Para obtener las impedancias características para cada modo, se tienen las
siguientes expresiones a partir de las capacitancias
Donde los superíndices a indican las capacitancias de la línea con aire como
dieléctrico. Por otro lado, también se pueden obtener las permitividades
efectivas de la siguiente manera
Estudios más detallados sobre líneas de transmisión simples y acopladas
pueden consultarse en [18].
La manera en que se propagan estos modos en líneas acopladas nos
permite asociarlos a señales comunes y diferenciales que se usan en el
capítulo V.
17
2.4 Ruido
Ruido de modo común
Como se vio en la sección 2.3, en una línea de transmisión de microcinta
acoplada la señal de modo diferencial (MD) es propagada por el modo-impar
entre las líneas acopladas y la corriente identificada como de modo común
(MC) es relacionada al modo-par. La ubiquidad del ruido de MC hace difícil el
diseño de circuitos a frecuencias altas [20]. La Figura 2.7 muestra el campo
eléctrico transversal, producido por corrientes en fase en un par de cables
paralelos.
Figura 2.7. Líneas de campo eléctrico producido por corrientes de MC.
Un campo eléctrico producido por un cable conductor puede ser calculado
como el emanado de un dipolo de media longitud de onda . Por lo
tanto, si dos conductores son colocados uno junto al otro, el campo eléctrico
total es la superimposición del campo de cada elemento. Esta situación
puede verse como el Factor de Arreglo de dos elementos de un arreglo
lineal, donde el campo total es la suma de los individuales (2.44)
Ecuaciones para la magnitud de campos eléctricos emitidos por corrientes de
MD y MC son dadas por (2.45) y (2.46)
18
Donde ID e IC son corrientes de MD y MC, respectivamente, f es la frecuencia
en Hz, y L es la longitud de los conductores, s es la separación entre
conductores y d es la distancia a la cual se mide la intensidad de campo
[idem].
Es importante notar que el campo eléctrico de MC aumenta linealmente con
la frecuencia. Además no depende de la separación de los cables, aunque se
asume una distancia muy corta. El primer término del lado derecho en (2.46)
es mayor al término en (2.45), el cual indica que el total del campo eléctrico
es mayormente dominado por corriente de MC. Y otro hecho importante es
que la radiación de MC cubre una región omnidireccional mientras que la de
MD tiene un máximo dentro del plano que ocupan los dos conductores,
mientras que fuera de él es cero [idem]. Por lo tanto, las corrientes de MC
deben ser evitadas en sistemas usados en la cercanía de otros conductores
eléctricos como en arreglos de alimentadores balanceados. Basado en lo
anterior, el plano transversal a las líneas de transmisión deberá ser evaluado
para encontrar la cantidad de radiación que las corrientes de MC pueden
producir.
19
Nyquist
Este ruido también se conoce como de Jonhson [16]. Afecta a todos los
componentes electrónicos donde la potencia de ruido en cierto ancho de
banda esta dado por:
Donde:
k es la constante de Boltzman = 1.83x10-23, J/K
B es el ancho de banda, Hz
T es la temperatura, K
El ruido Nyquist es importante puesto que, una antena recibe puede provenir
del ambiente, el suelo, señales producidas por el hombre y entran en la
antena por los lóbulos laterales o reflexiones de objetos grandes [idem].
20
21
Capítulo III
Teoría básica de antenas y balance de
enlace
En este capítulo se describirá la teoría básica de una antena, para ilustrar se
toma el ejemplo más sencillo: el dipolo de media onda. Se hace una revisión
rápida de las antenas planas y sus aplicaciones, se utilizará el ejemplo de la
antena de parche rectangular en tecnología de microcinta. También se
mencionan las ventajas de un arreglo y algunas consideraciones que se
deben hacer. Para finalizar el capítulo se describirá cómo se realiza un
balance de enlace que sirve de base para la aplicación del último capítulo.
3.1 Dipolo de media longitud de onda
Existe literatura abundante con respecto a las bases teóricas y ejemplos
particulares de antenas. Uno de los ejemplos más básicos e ilustrativos que
se repasa en casi todos los libros es el del dipolo de media longitud de onda,
que se puede ver en la Figura 3.1.
22
Figura 3.1. Dipolo de media longitud de onda. (a) Diagrama (b) Patrón de radiación.
Consiste en una línea de transmisión doblada contrariamente 90°, en sus
extremos. Es una de las antenas más populares, ya que su impedancia de
entrada está alrededor de 73 ohms, la cual está cerca de 50 ohms ó 75
ohms, que son las impedancias características de algunas líneas de
transmisión [21].
Se alimenta por medio de dos corrientes de sentidos contrarios y como
puede deducirse de su nombre, la longitud del dipolo se calcula a media
longitud de onda, asumiendo que el grosor del alambre es mucho menor a λ.
En la Figura 3.1(a), se puede ver la dirección de las corrientes de la línea de
transmisión balanceada y una representación de las líneas de campo
eléctrico que salen del dipolo, mientras que en Figura 3.1(b) es un corte
transversal al patrón de radiación, que deja ver una figura de “8” atravesado
por el dipolo, para el plano Eléctrico o E, a diferencia del circulo que
representa la radiación del plano Magnético o H (visto por arriba), de ahí
recibe el nombre de patrón omnidireccional. Algunos de los parámetros que
son muy conocidos se describen a continuación.
23
Potencia total radiada. Se obtiene de la siguiente ecuación [idem]
Que integrada se reduce a
La cual nos ayudará para obtener la directividad, es decir la proporción de la
intensidad de radiación en una dirección específica con respecto a la
radiación promediada sobre todas las direcciones. Que haciendo
reducciones se describe por la (3.3)
Donde
η es la impedancia intrínseca del medio
I0 es la magnitud de corriente circulante en el dipolo
θ es el ángulo formado por el eje Z y el vector de radiación
Umax es la intensidad de radiación para un ángulo sólido específico
3.2 Patrón de radiación de antena
El patrón de radiación de una antena nos indica la propensión para
transmitir/recibir ondas electromagnéticas con respecto a la posición angular
del dispositivo. Es una representación matemática o geométrica de las
propiedades radiativas de la antena con respecto a las coordenadas
espaciales [idem]. En general, estas propiedades son tomadas en la región
24
de campo lejano (distancia mayor a 2 /λ, siendo la dimensión mayor de
la antena y λ la longitud de onda del espacio libre), algunas de éstas son:
flujo de densidad de potencia, intensidad de radiación, fuerza de campo,
directividad y polarización. La Figura 3.2 describe la disposición de
coordenadas esféricas para un patrón de radiación direccional.
Figura 3.2. Coordenadas espaciales para la descripción de un patrón de antena.
Como se puede ver en la Figura 3.2, el patrón de radiación es, en general,
una representación tridimensional del desempeño de la antena. Sin embargo,
la mejor manera de ver con detalle el funcionamiento con relación a la señal
de polarización correspondiente (eléctrico o magnético) u ortogonal
(cruzada) es desplegarlo en un plano. En este plano puede ser radial o
rectangular y generalmente se encuentra normalizado a la amplitud mayor,
estos planos se pueden ver en la Figura 3.3.
Figura 3.3. Planos radial (a) y rectangular (b) de un patrón de radiación directivo.
25
En la Figura 3.3 podemos destacar las características de ancho de haz a
potencia media (AHPM, en inglés es conocido como Half Power Beam Width
[HPBW]) en -3dB en escala logarítmica de dB, el lóbulo principal o mayor y
los lóbulos menores.
Otra característica importante, sobre todo en estudios astronómicos, es la
polarización de las señales. La polarización de una antena se define como la
curva trazada por el campo eléctrico instantáneo radiado, en un plano
perpendicular a la dirección radial. Y para una antena, en general, no se
mantiene uniforme en todo el patrón de radiación [idem]. Para el caso más
global la curva que describen las componentes ortogonales del campo
eléctrico es una elipse, cuyas amplitudes y fases entre ellas son diferentes.
Ésta puede degenerar en dos casos particulares que son la polarización
circular, con las amplitudes iguales y desfasamiento de múltiplos impares de
π/2, y la lineal cuando los desfasamientos son múltiplos de π, véase Figura
3.4.
Figura 3.4. Polarización de campo eléctrico instantáneo propagándose a lo largo del eje Z.
(a) elíptica, (b) circular y (c) lineal.
Cabe mencionar que las polarizaciones circular y elíptica poseen sentido
izquierdo o derecho, o se puede ver como a favor o en-contra de las
manecillas del reloj. Este sentido es ambiguo, ya que se puede ver saliendo
de la antena o entrando a ella. Y con respecto a la lineal, puede detectarse
en el plano vertical u horizontal. La señal que se detecta en el sentido
26
ortogonal al de máxima radiación de campo eléctrico de la antena se
denomina polarización cruzada. En caso de polarización circular derecha, la
detección izquierda, o en lineal vertical, la detección horizontal. Es en
general, una componente que no se desea tener. Este concepto es
importante para el posterior desarrollo del documento, aunque se recuerda
en el desarrollo de las propuestas.
Es necesario revisar un parámetro de calidad de polarización circular llamado
Razón Axial. En un campo polarizado elípticamente, la relación que hay entre
el semieje mayor con el menor se llama razón axial, cuando la curva dibujada
por las componentes del campo eléctrico dibujan un círculo la razón entre los
semiejes es 1, cuando es una línea el cociente es infinito. En dB está dada
por (3.4) [22]:
Donde Ea y Eb son la magnitud del semieje mayor y menor, respectivamente
del campo eléctrico, como se puede ver en la Figura 1.3. Como una
convención, se considera que la antena produce polarización circular cuando
para cierta frecuencia la RA es menor a 3 dB [21]; es decir para magnitudes
de razones menores a 1.41.
3.3 Tipos de antenas
Cornetas
Una corneta es una guía de onda con una apertura ensanchada, por lo tanto
existen cornetas rectangulares piramidales con propagación favorable para el
plano E, el H o ambas. Ya que son antenas de apertura, se pueden encontrar
27
cornetas cilíndricas de apertura circular lisa o corrugada. Su función es crear
frentes con fase uniforme con apertura mayor que la de la guía de onda, con
lo cual se gana directividad [23]. La transición entre guía de onda y elemento
radiante se logra ensanchando gradualmente la guía para minimizar las
reflexiones, Figura 3.5.
Figura 3.5. Tipos de cornetas: (a) rectangular, (b) piramidal, (c) circular y (d) corrugada.
Ya que son guías de onda, una de las características más significativas es su
frecuencia de corte, la cual depende del modo de propagación en la guía,
que a su vez depende de las dimensiones y forma de ésta.
En general la ganancia (o directividad si no hay pérdidas) en una antena de
corneta está relacionada con su longitud y tamaño de apertura de la
siguiente manera [3]
Donde Ae es la apertura efectiva de la corneta y λ la longitud de onda. Sin
embargo, para una apertura rectangular y para la circular con un tamaño
mayor a 1λ se tiene la siguiente aproximación:
28
Donde Ap es la apertura física de la antena.
Con respecto al ancho de haz a potencia media para cornetas rectangulares,
se puede tomar la siguiente convención (Tabla 9.1 de [23])
Y para la cónica
En (3.7) y (3.8) las variables y son el tamaño de la apertura en plano
eléctrico y magnético, respectivamente, ambas en longitudes de onda.
Finalmente las cornetas corrugadas deben su invención al énfasis de reducir
las pérdidas por desparramamiento (spillover) y de polarización cruzada,
además de incrementar la eficiencia de la apertura cuando se usan en
conjunción de reflectores parabólicos [21]. Con el uso de estas, la eficiencia
de apertura de los reflectores sube de 50-60% al 75-80%. Radiación
indeseable en los lóbulos se deben a difracción en los bordes de la apertura
de la corneta, cuando en el cuerpo de la se hacen canales, el frente de onda
que viaja por ella, encuentra las mismas condiciones de frontera en las
paredes de la corneta evitando la propagación de corrientes superficiales lo
que provoca la disminución de difracción del plano eléctrico. Varias
condiciones deben tomarse en cuenta para la implementación de este tipo de
cornetas como el ancho y profundidad de las corrugaciones por lo que tienen
la desventaja de resultar muy caras y difíciles de fabricar, aunado a que su
ancho de banda es muy reducido porque las ranuras quedan de tamaño fijo.
29
Antenas planas
En este grupo se suele incluir a las antenas de parche o microcinta, de
hueco, antenas de platos suspendidos, F-invertidas, monopolos enrollados,
etc, véase Figura 3.6. Las antenas de microcinta (o microstrip) consisten en
parches metálicos sobre substratos con planos de tierra. Existen muchas
configuraciones que puede tomar el parche, sin embargo el rectangular y
circular suelen ser las más comunes gracias a su fácil diseño y análisis.
Estas antenas son de bajo-perfil (espesores menores a 0.03λ), pueden ser
colocadas en superficies no planas (cilindros), bajo costo porque pueden ser
construidas con técnicas litográficas, de fácil integración a circuitos
integrados en placas impresas y versatilidad en términos de impedancia,
patrón de radiación, frecuencia de resonancia, polarización y modo de
operación; dependiendo de la forma y alimentación del dispositivo [24]. Sin
embargo, en sus estados convencionales, éstas sufren de anchos de banda
estrechos, baja pureza de polarización y baja eficiencia de radiación [idem].
Figura 3.6. Diversidad de antenas planas: (a) microstrip, (b) de hueco, (c) parche con coaxial
y (d) F-invertida.
30
Antena de parche rectangular.
Para un mejor entendimiento de estas antenas, se explicará la antena de
microcinta más sencilla; la de parche rectangular. Consta de una
metalización rectangular encima de una capa delgada de dieléctrico de
espesor h y permitividad relativa εr, que tiene en su contraparte un plano de
metal llamado de “tierra”, Figura 3.7(a).
Figura 3.7. Antena de microcinta rectangular. (a) Diagrama, Patrón de radiación (b) plano E,
(c) Plano H.
La radiación se produce por la aceleración que sufren las cargas cuando
llegan a los bordes del parche. Muchas aproximaciones se han hecho para
analizar los parámetros importantes de antenas como esta [21] a [24], por
mencionar algunos. Las ecuaciones siguientes son tomadas de [23].
Primeramente, se calculan las dimensiones del rectángulo que va sobre el
plano de tierra:
31
Donde λ0 y λg son la guía de onda en espacio libre y la guiada en el
substrato, respectivamente.
La impedancia característica de esta antena está dada por (3.11)
Una directividad aproximada para estas antenas es de 4 ≈ 6 dBi [idem]. Y se
puede calcular un ancho de haz con la siguiente fórmula empírica
Un patrón típico para ambos planos se muestra en la Figura 3.7(b).
Es muy común encontrar estos parches alimentados con cable coaxial, como
se muestra en la Figura 3.7(a). Sin embargo, también se puede excitar por
medio de una microcinta, cuidando tener en medio un transformador de
impedancia, ya que en general será diferente a 75 y 50 ohms. Se debe
colocar cuidadosamente la alimentación para no excitar modos indeseados.
Antenas planas de gran ancho de banda. Aplicaciones
Un gran desarrollo de estas antenas ha sido llevado a cabo desde la década
de los 70’s del siglo pasado [25]. Como se mencionó arriba, las
características más importantes como ganancia, eficiencia, impedancia, el
patrón de antena, polarización y ancho de banda de cada una de estas
antenas cambian con la forma y la manera en cómo se alimentan. Por
ejemplo, los patrones de las antenas de la Figura 3(a),(c) y (d) suelen ser
32
perpendiculares al substrato a diferencia del de (b) que acopla el campo
eléctrico con la impedancia que ve la apertura del hueco más ancho de la
estructura; es decir, radia principalmente en dirección de esa apertura.
Como se ha mencionado, estas antenas no gozan de popularidad entre las
de mayor ancho de banda. Sin embargo, se encuentran entre los intentos
más exitosos de lidiar con este problema se encuentran las siguientes.
Antena de corbata de moño o Bow-tie. Es la versión plana de la antena
bicónica. Es un dipolo que consta de dos placas de forma triangular
alimentadas por el vértice de cada triángulo, de allí su nombre. Tiene un
ancho de banda de alrededor del 100% [23]. Su patrón de radiación es del un
dipolo.
Antena logoperíodica plana [idem]. Versión plana de la antena helicoidal. En
general son complicadas de implementar ya que sus dimensiones
logarítmicas corresponden a espirales concéntricas con impedancias de
alrededor de 200 omhs en sus terminales. Su ancho de banda está
determinado por la separación de la alimentación da y el diámetro más
grande de la antena Da:
Monopolos impresos. Existe una gran variedad de formas, dependiendo
sobre todo, del patrón que se desea obtener [24]. Los hay circulares [26],
triangulares [27] y con formas no básicas [28]. Su mayor ventaja son el gran
ancho de banda que pueden alcanzar y su facilidad de implementación, se
utilizan actualmente para aplicaciones de Ultra Wide Band [29].
33
Antena de apertura creciente. Son una buena opción cuando se pretende
tener un patrón de antena direccional con alta directividad. Entre ellas se
encuentran las de apertura lineal, exponencial y a pasos, entre otras [30].
Todas pertenecen al tipo de antenas de onda viajera, es decir la energía se
acopla gradualmente de la apertura de la antena al espacio libre, es por eso
su amplio ancho de banda que depende, en general, de la apretura. Una de
las más populares es la antena Vivaldi [31] que es usada en aplicaciones de
radar [32] y existen perspectivas de su uso en radio astronomía [33].
Arreglos
Se emplean arreglos de antenas para varios fines que son principalmente: el
aumento de la directividad del sistema o por el contrario, conseguir un mayor
campo de visión [ibdem] y para dirigir el haz de manera electrónica. En
general, los parámetros de diseño más importantes para realizar arreglos
son: el espaciamiento, el desfasamiento; y en el caso de los arreglos de
escaneo: el peso en fase y amplitud entre elementos. Detalles importantes y
particulares como patrones de radiación típicos, maneras de alimentarlos,
formación de arreglos y ecuaciones para cálculos de impedancia, etc., se
pueden encontrar en [12]-[23] y [34].
La clasificación de arreglos en función de la dirección de radiación (o
recepción) puede ser de dos tipos: broadside y end-fire, como se muestra en
la Figura 3.8. La primera se refiere a que la dirección preferencial del campo
está en la normal del arreglo, por el contrario, la segunda se centra en
dirección paralela al arreglo.
34
Figura 3.8. Tipos de radiación de un arreglo lineal.
De la Figura 3.8 podemos definir a ϕ como el ángulo formado por el plano
del arreglo y la dirección del campo eléctrico radiado (o recibido), y d es la
distancia entre elementos. Para fines ilustrativos, consideramos ahora un
arreglo lineal [35], es decir; elementos iguales y equidistantes. Los patrones
formados en la Figura 3.8 son los casos extremos que toma de un arreglo
lineal, es decir cuando ϕ es 90° ó 0°, para cuando se pretende escanear en
una dirección diferente, se debe tomar en cuenta especialmente el
desfasamiento que tendría cada elemento del arreglo [idem].
A continuación se dan algunas ecuaciones para parámetros importantes en
un arreglo, en la Tabla 1.
Tabla I. Directividad y anchos de haz para arreglos.
Arreglo Directividad [3] AHPM [3] Distancia
máxima *[1]
Broadside
< λ
End-Fire
< λ/2
*Para evitar lóbulos máximos secundarios.
Con n que es el número de elementos, d la distancia entre ellos y λ la
longitud de onda.
35
3.4 Balance de enlace.
En comunicaciones satelitales es necesario calcular las pérdidas y ruido
introducidas por el medio y la instrumentación, para saber la potencia
necesaria que se debe emplear en el enlace (ya sea de bajada o subida),
para tener una señal detectable.
La teoría desarrollada en esta sección sólo contemplará el caso del cálculo
de bajada, puesto que permitirá conocer las características necesarias de los
componentes, para detectar señal proveniente de la observación de Sol en el
VI. La Figura 3.9 muestra la trayectoria de la radiación solar hasta el equipo
de procesamiento.
Figura 3.9. Trayectoria de la señal solar hasta el receptor.
S tiene que la fuente primaria es el Sol. Éste radia potencia dependiendo de
la frecuencia, por lo que dejaremos ese dato para el capítulo experimental.
Sin embargo se introducirá ahora, el concepto de unidad flujo solar, que se
utilizará posteriormente. Esta unidad representa, la cantidad de densidad de
potencia del Sol, que se puede captar y está dada por:
36
Sin embargo también es útil representar la potencia en relación de este flujo,
como en (3.16)
Donde Pr es la potencia recibida en W y ∆f es el ancho de banda.
La atmósfera en frecuencias de microondas es transparente [9]. Entonces no
se tomará en cuenta esa pérdida. Siguiendo con el esquema, tenemos la
ganancia de la antena parabólica. Su ganancia se calcula de [23]
Donde Dp es el diámetro de la parabólica y λ la longitud de onda de la
observación.
Posteriormente se incluye la ganancia del alimentador, que en elexperimento
será la ganancia que produjo la propuesta a la frecuencia elegida.
La ganancia de la etapa de potencia depende de la ganancia del o los
amplificadores que se utilicen. Se recomienda que cuando menos el primero,
sea de bajo ruido ya que afecta en la contribución de ruido por la fórmula de
Friis [16]
El siguiente dispositivo en el enlace es el analizador de espectros que
funcionará de dos maneras. La primera dará una ganancia de hasta 25 dBW,
dependiendo el nivel de referencia. La segunda es como filtro ya que
podemos seleccionar un rango de frecuencias para quitar ruido. Al final, se
necesita una computadora para guardar y desplegarlos los datos.
Por otro lado, para obtener una medida de calidad del enlace se obtiene al
final la relación señal a ruido conocida como SNR por sus siglas en inglés.
Calculada en dB’s, está dada por la suma de las ganancias y la suma
negativa de las pérdidas y ruido total del enlace. A continuación se explicará
una contribución al ruido por parte de la antena.
37
Temperatura de antena y temperatura de brillo
El concepto de “temperatura de antena” es referido no a la medición de un
parámetro físico de la antena sino a una potencia equivalente que se
produce por el movimiento aleatorio de los electrones en dispositivos pasivos
con pérdidas como resistores o líneas de transmisión. A este ruido se le
llama temperatura de fondo y es equivalente a la temperatura que un resistor
requiere para producir la misma potencia de ruido que la antena ve por el
ambiente. Para estimar la temperatura de antena se utilizan los conceptos
de temperatura de brillo, temperatura de fondo y el patrón de radiación.
Cuando una antena tiene un ancho de haz tal que puede distinguir entre
varias temperaturas de fondo, el ruido captado por ésta está relacionado con
la ponderación de la distribución espacial del ruido de fondo por el patrón de
radiación de la antena. Matemáticamente la temperatura de brillo se puede
expresar [16]:
Donde TB(θ,ϕ) es la distribución de la temperatura de fondo, D(θ,ϕ) es la
directividad de la antena. Cuando la temperatura de fondo es constante,
Tb=TB. La temperatura de brillo es la temperatura necesaria de una fuente de
cuerpo negro que radia la potencia que se detecta. En rango de microondas
se puede utilizar la aproximación Rayleigh-Jeans ya que hv<<kT, donde h es
la constante de Plank (= 6.63x10-34, Js), v es la frecuencia, k la constante de
Boltzman (=1.38x10-23, J/K) y T la temperatura en K [23]
En (3.20) I es el brillo que será tomado de la función que define el cuerpo
negro a esa frecuencia.
38
Entonces para calcular la temperatura de antena, se utiliza la siguiente
expresión [16]:
Donde η es la eficiencia de la antena, Tb es la temperatura de brillo y Tp es la
temperatura física de la antena. Es la combinación de la temperatura externa
y el ruido térmico generado por la antena. También puede interpretarse como
la temperatura a la cual se tendría que elevar un resistor en sus terminales
para que entregue la misma potencia que la antena cuando observa, véase
Figura 3.10.
Figura 3.10. Potencia de ruido. (a) Resistor y (b) Antena.
39
Capítulo IV
Conceptos básicos de emisión solar en
microondas
Este capítulo expone la ecuación de transporte radiativo que es un concepto
básico para entender los procesos de emisión de una fuente celeste.
Posteriormente, se describe un pequeño tratado de características del sol
con respecto a observaciones en microondas, se tratarán los tres
mecanismos principales de emisión de radiación que podemos observar.
Para finalizar se explica la importancia de tener un espectro amplio de
observación, para definir las características de mecanismo que provoca la
radiación detectada.
4.1 Introducción
En el Sol se producen ondas de radio que pueden deberse a varios
mecanismos, por lo cual es muy importante trazar el espectro para identificar
el o los mecanismos responsables de la emisión captada por un radio
telescopio. Las observaciones del Sol se hacen en frecuencias llamadas
fijas, por que abarcan bandas de aproximadamente 200 MHz [9]. Además,
las frecuencias de diferentes receptores están separadas entre sí por uno o
varios GHz [11].
40
La radiación del Sol es circularmente polarizada en presencia de fenómenos
que incluyan al campo magnético [5]-[11]. Por eso, es muy importante que el
alimentador, además de operar adecuadamente en una banda lo
suficientemente ancha (de 1 a 10 GHz [5]), permita registrar radiación
polarizada. Esto se puede hacer básicamente de dos maneras:
1. Con un alimentador de banda ancha que sea capaz de detectar
directamente polarización circular.
2. Con un alimentador de banda ancha capaz de registrar polarización lineal
y después recuperando la información de la polarización circular incidente
con dispositivos adicionales.
4.2 Ecuación de transporte radiativo
A la propagación de la radiación en un medio se le conoce también como
transporte radiativo [2]. Como se puede ver en la Figura 4.1, si entre un
observador y la fuente (Ts) se tiene una nube de material que emite y
absorbe a una frecuencia v, donde L es el tamaño de la nube en dirección de
la línea de visión.
Figura 4.1 Diagrama que muestra los elementos de la ecuación de transporte radiativo.
Se puede definir a la profundidad óptica τv con la ecuación (4.1).
41
Donde κ es el coeficiente de absorción y dl el diferencial de longitud a través
de la nube, si κ permanece constante, se tiene
Y la variación de la temperatura de brillo de la fuente Tb con respecto a la
interacción con la nube es
Con Teff siendo la temperatura equivalente de cuerpo negro con la que la
nube emite. En forma integral (4.1) se puede describir de la siguiente manera
Donde Ts es la temperatura de brillo de fondo que llega detrás de la nube.
Sin embargo, para una nube aislada no hay emisión de fondo, entonces:
Los valores extremos que toma (4.6) que depende de τv son:
4.3 El sol. Mecanismos de emisión solar
4.3.1 Plasma. Breve introducción
Un plasma es un gas de partículas cargadas que en promedio es
eléctricamente neutro en el exterior, es decir, la distribución aleatoria de
campos eléctricos se cancela mutuamente. Las partículas en un plasma
42
tienden a superar el acoplamiento con sus iones, es un gas caliente
altamente ionizado. Para tener efectivamente un plasma, se deben cumplir
tres criterios que se explican a continuación.
A. Primer criterio.
El gas ionizado debe estar en un volumen lo suficientemente grande para
contener el mismo número de partículas positivas y negativas, pero
suficientemente pequeño para distinguir variaciones de parámetros
microscópicos como temperatura y densidad.
Esto se puede definir a partir de la longitud de Debye (λD), que es la longitud
mínima para la cual existen en equilibrio las cargas del plasma, es definida
en [37] por:
Donde ε0 es la permitividad eléctrica del vacío (=8.85 x 10-12, F/m), k es la
constante de Boltzman, Te es la temperatura electrónica, ne la densidad
electrónica y e la carga del electrón (=1.6 x 10-19 C). Por lo tanto, para que el
plasma sea cuasi-neutral, la dimensión del sistema debe ser mucho mayor a
λD.
B. Segundo Criterio.
Este criterio hace referencia al número de partículas necesarias en la esfera
de radio λD para que la carga neta sea cero y se expresa con (3) y es
frecuentemente llamado parámetro del plasma [idem]
43
C. Tercer criterio.
Si el plasma es alterado por alguna fuerza externa, los electrones (que son
más móviles que los iones) se moverán alrededor de su posición de equilibrio
resultando en oscilaciones rápidas colectivas alrededor de un ión más
masivo. Estos se moverán con una frecuencia ωp dada por
Con me que es la masa del electrón (=9.1 x 10-31 Kg). Entonces para que los
electrones no sean afectados por las colisiones, el tiempo promedio entre
colisiones (τn) debe ser mucho más grande que el recíproco de ωp. Es decir,
para poder observar los efectos de las cargas dentro del plasma, el tiempo
medio entre las colisiones de los electrones (τn) debe ser mucho mayor al de
las oscilaciones del plasma (τp).
4.3.2 Emisión Libre-Libre
Cuando un electrón se dispersa de su núcleo o un ión sin ser atraído, la
interacción electromagnética puede cambiar la energía cinética del electrón,
produciendo radiación que se conoce como libre-libre. También conocida por
el término alemán Bremsstrahlung que tiene que ver directamente con el
fenómeno que le da origen, es decir, la desaceleración que sufren los
electrones. Información más detallada se puede encontrar en [2] y [38]. En
[38] se puede obtener una aproximación para el coeficiente de absorción,
tomando en cuenta asunciones como plasma de helio-hidrógeno
completamente ionizado, y valores para frecuencia v~108 Hz y temperaturas
T~ 106 K:
44
Relacionando (4.2) con (4.10), tenemos que la profundidad óptica para la
emisión libre-libre varía con la frecuencia v
Como Tb ~Teff en (4.6a), podemos deducir que cuando esta emisión está
presente, el espectro en será plano en esa región, y como para (4.6b) la
temperatura de brillo depende de la frecuencia en Tb ~ v-2, si se grafica con
ambos eje s en logaritmos, equivale a una recta con pendiente a la -2.
Un caso especial es cuando esta emisión térmica aparece en presencia de
un campo magnético da lugar al fenómeno de la birrefringencia a través del
plasma. Es decir, produce dos ondas que se propagan en direcciones
diferentes y que dependen de la intensidad y dirección del campo magnético.
4.3.3 Emisión Ciclotrónica
También conocida como giroresonante, se presenta cuando el plasma
contiene un campo magnético y las partículas (electrones) viajan girando a lo
largo de las líneas de campo. Las aceleraciones provocadas por la colisión
de las partículas son despreciables con respecto a las provocadas por los
giros. En el caso de esta emisión, la distribución de electrones térmicos es la
de mayor interés ya que la energía media de los electrones es baja
produciendo colisiones frecuentes y generalmente con distribuciones
Maxwellianas. La emisión está concentrada a la frecuencia fundamental y los
armónicos ~< 10. La radiación a frecuencia fundamental está dirigida a lo
largo de la dirección del campo magnético.
45
El coeficiente de absorción promedio para una línea de resonancia es
Donde:
v es la frecuencia de observación
vp es la frecuencia de plasma ≈ 9000 ne1/2, cm-3
c la velocidad de la luz en el vacío
k constante de Boltzman
T Temperatura, K
me masa del electrón
s armónico de la frecuencia resonante =0,1,2,…~<10
σ toma valor de -1 ó +1 dependiendo si se toma el modo ordinario o
extraordinario del medio birrefringente, respectivamente
θ es el ángulo formado entre la dirección de propagación de la onda y el
campo magnético
Por último se describe la expresión para la profundidad óptica:
Con LB siendo la longitud del campo magnético = .
46
4.3.4 Emisión Girosincrotrónica
Este tipo de emisión es dividida en dos clases: la de electrones térmicos y no
térmicos. En rangos de temperaturas entre ~5x107 y ~5x109 K, la emisión y
absorción es importante en armónicos entre 10 y 100 [idem]. El coeficiente
de absorción por lo tanto es una aproximación que es afectado
principalmente con la frecuencia de observación potenciada por un factor de
10, como se puede ver en (4.18)
Donde N es el número de electrones por centímetro cúbico y B la intensidad
el campo magnético.
Por otro lado, para la emisión no térmica, se tiene una distribución de
potencia de electrones como la siguiente
Con la energía E > E0 = 10keV. Lo que da un resultado para el coeficiente de
absorción la siguiente expresión
Donde vB es la frecuencia ciclotrón del electrón ≈ 2.8 x106 B, δ es un
parámetro que está entre 2 y 5 dependiendo de la distribución. Se obtiene de
la pendiente α observada del espectro, en la parte ópticamente delgada de la
siguiente fórmula:
47
La radiación depende de la energía de las partículas que entran al campo
magnético. Este mecanismo sólo se presenta durante actividad de una
estrella como en ráfagas. Vale la pena notar que a diferencia de la emisión
por ciclotrón, esta radiación se da perpendicular al campo magnético.
4.4 Características importantes de la detección de flujo solar
Para el estudio de características del sol son necesarias dos cosas: un
espectro instantáneo muy amplio y pureza de polarización [39], [5] y [7]. Esto
es porque el sol no radia solamente como fuente térmica, sino que su
emisión cambia con la frecuencia debido a los diferentes mecanismos que se
llevan a cabo [2]. Se puede dividir su emisión en dos etapas, cuando está
“quieto” y cuando tiene actividad. La última a su vez, se puede dividir en la
que varían lentamente entre 3 y 60 cm (10 GHz y 500 MHz) y las rápidas que
suelen llamarse ráfagas las cuales pueden durar intervalos de segundos,
minutos u horas [36].
Con respecto a la polarización, la emisión sincrotrónica (emisión
Girosincrotrónica con velocidades relativistas) es radiada, en general,
elípticamente polarizada pero como el ángulo de observación rota con el
electrón, la polarización promediada en tiempo es lineal [40]. Para el caso de
emisión libre-libre con presencia de campo magnético también se observa
radiación polarizada ya que es gobernada por la orientación del campo
magnético con respecto a la del observador.
48
Figura 4.2. Tomada de [38]. Dibujos esquemáticos de espectros de temperatura de brillo y
densidad de flujo.
En la Figura 4.2 se observa un esquemático de los diferentes procesos de
emisión y es tomada de [38]. Las primeras tres curvas, de arriba hacia abajo,
son de radiación por girosincrotón; la más alta es para una distribución de ley
de potencias para electrones relativísticos, con índices espectrales δ = 3 y 6.
Las inmediatas siguientes son para electrones medianamente relativísticos.
49
Capítulo V
Alimentador balanceado de gran ancho
de banda con disminución de ruido de
polarización cruzada
De acuerdo a las necesidades, vistas en el capítulo I, de contar con
alimentadores de amplio ancho de banda con supresores de ruido de modo
común en arreglos densos, como los propuestos para el SKA, en este
capítulo se tratará el diseño de dos componentes novedosos, a saber: un
filtro de rechazo de corrientes de modo común y un alimentador plano de tipo
de apertura curva de gran ancho de banda. Primeramente, se describe el
diseño del alimentador novedoso con comparaciones de resultados
simulados y medidos de coeficientes de reflexión, patrones de radiación y
ganancia. La siguiente parte se concentra en el desarrollo de un filtro de
atenuación de corrientes de modo común en un gran ancho de banda gracias
al uso de tecnología de hueco en plano de tierra DGS por sus siglas en
inglés (Defected Ground plane Structures). Se muestran resultados
simulados y medidos para los principales parámetros de caracterización. En
la última sección se muestran los resultados simulados de un arreglo
realizado con elementos de este tipo para la disminución de polarización
cruzada, en tres planos de radiación. Se observa una disminución de hasta
44 dB con respecto al alimentador sin filtro.
50
5.1 Diseño e implementación del alimentador de gran ancho de banda
Entre la diversidad de componentes para microondas los sistemas
diferenciales han sido objeto de gran interés. Sus ventajas incluyen: rechazo
al acoplamiento cross-talk, amplificadores diferenciales con mayor ganancia
que los sencillos y la capacidad de guiar señales a mayores distancias [41].
Sin embargo, estas líneas de transmisión también pueden inducir y guiar
corrientes de modo común (MC) las cuales contribuyen a la interferencia
electromagnética más que las de modo diferencial (MD) [20], asociados a los
modos par e impar, respectivamente, del capítulo II de este mismo trabajo.
En aplicaciones digitales se han hecho esfuerzos para eliminar estas
corrientes de MC en altas frecuencias [42]-[46].
Por otra parte, en radioastronomía hay aplicaciones que requieren operar en
bandas con más del 100% [9] y [47]. Estas aplicaciones demandan una
banda de observación muy amplia y la atenuación de ruido en ese rango.
Arreglos de alimentadores muy densos son usados comúnmente para recibir
señales en rangos específicos [9], [47]-[49] donde cada elemento opera a la
misma frecuencia, esto hace que también se radie potencia no deseada por
cada elemento dentro del arreglo, el cual se puede acoplar como ruido de
MC [20]. Para arreglos de bandas muy anchas, alimentadores de tipo Vivaldi
[31] pueden ser alimentados por señal de MD entregada por un acoplador
híbrido de 180° [50]. Sin embargo, al hacer esto, inherentemente se suma
una componente de MC como ruido, entonces se necesita un balun para
cancelar estas corrientes. En [51] y [52] se demuestra el efecto que las
corrientes de MC producen en patrones de radiación de modo común. Para
detectar este efecto los autores hacen modificaciones a sus diseños
originales para que las corrientes balanceadas alimenten correctamente a
sus elementos. Y en [53] se necesita un arreglo de muchos elementos para
notar el efecto de ruido de radiación.
51
Para lidiar con este efecto, proponemos un sistema de filtro-alimentador, con
rechazo de señal en MC para una banda de 125% (2.4 GHz a 10 GHz) que
es apropiado para observaciones radioastronómicas [54]. El sistema fue
elaborado completamente en tecnología 2D y consta de un alimentador
balanceado con apertura de hueco circular (CASA, Circular Apertura Slot
Antenna) y un novedoso filtro basado en estructuras de hueco en plano de
tierra (DGS, Defected Ground Structure) que alcanza un ancho de banda
fraccional del 133% de 2 GHz a 10 GHz. El sistema mostró una atenuación
de corriente de MC mayor a 10 dB en toda la banda, atenuando la radiación
transversal hasta 13 dB cerca de la frecuencia central. Además, a diferencia
de los trabajos anteriores [51]-[53], se propuso una forma novedosa de medir
la eficiencia del alimentador con respecto al rechazo de radiación de modo
común.
Diseño de alimentador de apertura circular
Alimentadores planos con apertura creciente son usados en aplicaciones que
requieren una banda de operación muy amplia [21], son formadas por la
separación de dos placas metálicas con corrientes de signos opuestos. La
propagación de la onda se va acoplando a la impedancia del espacio libre
gradualmente, gracias a esta apertura [idem]. Para cumplir con la banda
ancha de 2 a 10 GHz para aplicaciones radioastronómicas, como
observaciones solares, en este trabajo un nuevo alimentador plano: CASA
(Circular Aperture Slot Antenna, por sus siglas en inglés) es propuesto. Para
mantener un ancho de haz delgado en plano E, dos cuartos de círculos de
diferentes radios se usaron para construir la apertura como se muestra en la
Figura 5.1(b) (A y B). El rectángulo con la letra C se usó para llenar el
espacio provocado por la diferencia de radios mencionada. Por otro lado,
para obtener la corriente diferencial entre los puertos P1 y P2 el ancho y la
52
separación de las líneas de microcinta acoplada (rectángulo E), fueron
calculadas para obtener 50Ω para el MD de propagación. La optimización de
las líneas requirió de una discontinuidad (rectángulo D). El plano de tierra,
originalmente un rectángulo, fue modificado con un perfil curvo de 8.9 mm de
radio en cada lado (letra G). Todas las optimizaciones fueron llevadas a cabo
con un simulador de onda completa [55]. El diseño terminado se muestra en
la Figura 5.1(a) y sus dimensiones detalladas en la Tabla II. La última
columna describe las dimensiones referidas a la longitud de onda guiada de
λG = 30 mm a 6 GHz en substrato Rogers Duroid© 4003C con permitividad
relativa de 3.55 y espesor de 0.813 mm.
Figura 5.1. CASA: (a) Diagrama, (b) Descripción detallada de un medio de la metalización
superior y del plano de tierra.
53
Tabla II. Dimensiones detalladas de las figuras.
LETRA BREVE DESCRIPCIÓN DIMENSIÓN
(mm)
DIMENSIÓN
(λG)
A Radio de ¼ de círculo mayor 25 0.83
B Radio de ¼ de círculo menor 20 0.66
C Rectángulo C 20 x 5 0.66 x 0.16
D Rectángulo D 2 x 1.5 0.16 x 0.05
E Rectángulo E 13 x 1 0.43 x 0.03
F Base menor del plano de tierra 5.7 0.19
G Radio de curvatura del hueco en plano
de tierra 8.9 0.3
H Altura hasta el hueco curvo del plano de
tierra 1.1 0.37
I Base mayor del plano de tierra 20.5 0.68
Para obtener el coeficiente de reflexión diferencial a partir de los parámetros
S simulados se utilizó la ecuación (5.1) tomada de [49],
Donde los parámetros S fueron extraídos de la matriz de dos puertos
obtenida entre los puertos P1 y P2. Los resultados simulados son mostrados
en la Figura 5.2(a). De aquí se puede ver que el rango operacional de 10 dB
del alimentador es de 127%, de 2.25 GHz a 10 GHz. Existen dos picos arriba
de ese límite en 3.5 GHz y 5 GHz. Estos defectos, se removieron cuando el
filtro se añadió.
54
Figura 5.2. Resultados simulados de CASA. (a) Pérdida por retorno, (b) patrones de
radiación; Plano E: línea continua, Plano H: línea a trozos.
Una ventaja notable es el alto nivel de simetría en los patrones de radiación
debido a que las corrientes que alimentan el dispositivo están puestas en el
mismo plano, a diferencia de alimentadores antípodas como la Vivaldi en
[56]. Además las corrientes balanceadas producen menor nivel de
polarización cruzada en comparación con las antípodas, mencionadas [57].
La simetría puede ser claramente apreciada en los resultados de los
patrones de radiación de la Figura 5.2(b). Como puede deducirse a partir de
[56], el plano E tiene un ancho de haz estrecho mientras que el plano H es
más ancho debido a la longitud relativamente corta del alimentador en el eje
Y, pero es el pago por el desarrollo fácil del componente.
55
5.2 Diseño e implementación de filtro rechazador de ruido de modo
común
Como se vio en la sección 2.3, en una línea de transmisión de microcinta
acoplada la señal de MD es propagada por el modo-impar entre las líneas
acopladas, por lo tanto, muy poca corriente de retorno fluye a través del
plano de tierra. Por el contrario, la corriente de retorno del MC, que es
relacionada al modo-par, es transportada principalmente por el plano de
tierra, por eso estructuras de hueco DGS [58] afectarán significativamente a
la señal de MC ([45], [46] y [58]). El filtro con dimensiones es mostrado en la
Figura 5.3 y la fotografía de la implementación en la Figura 5.4. A diferencia
de [46] y [58], las estructuras usadas aquí tienen forma de reloj de arena
porque la parte central es curvada. Estas ranuras fueron por la aproximación
de dos elipses y ayudan a incrementar la suavidad del cambio de
capacitancia generada entre ellas, haciendo que el ancho de banda supere el
100%, en contraposición al 87% y 53% obtenidos en [45] y [46],
respectivamente. Los espacios más delgados en medio de los huecos son de
0.45 y 0.55 mm para la figura lateral y central, respectivamente. Otra
diferencia importante respecto a trabajos reportados, es que las figuras no
son periódicas. Las estructuras laterales tiene una altura de 6.5 mm mientras
que la central es de 35 mm. Esta dimensión última es más grande porque el
límite de baja frecuencia es dominado por ella. Ya que no hay metodología
definida para el diseño de estas estructuras, las dimensiones y espacios
entre los tres huecos han sido optimizados usando [55].
La implementación de este dispositivo fue hecha en una máquina que
desbasta el metal que sobra de las caras de una placa de PCB, en este caso
del substrato Rogers ® 4003C de 0.813 mm. Es decir, la manufactura es
directa con esta máquina, ya que se introduce el archivo con extensión DXF
en la computadora y gracias al programa Circuit Cam ® se realiza la
interconexión con la fresadora, para lograr el circuito deseado.
56
Figura 5.3. Diagrama de filtro con dimensiones. Gris: metalización superior. Naranja: plano
de tierra.
Figura 5.4. Fotografía del filtro implementado.
El comportamiento de este tipo de filtros es descrito principalmente por la
pérdida por inserción para el MD (S21dd) tomada de (5.2) y la pérdida por
inserción para MC (S21cc) obtenida de (5.3) [45] y [46]. Pero también se
calculó el coeficiente de reflexión de MD tomada de (5.1), para caracterizar
completamente al sistema [59]
57
Es preciso notar que los parámetros S del lado derecho en (5.1) son
extraídos de la matriz de dos puertos obtenida de los puertos 1 y 2. S31 y S32
son las pérdidas por inserción de los puertos 1 y 2 al puerto 3, mientras que
S41 y S42 son las pérdidas por inserción de los puertos 1 y 2 al 4. Los puertos
están indicados con la letra P y su número correspondiente en la Figura 5.3.
La implementación del filtro fue hecha en el mismo substrato definido para la
simulación de la CASA en la sección anterior. Como se puede observar en
las Figuras 5.5 y 5.6, los resultados simulados concuerdan razonablemente
con los medidos. Un ancho de banda de 133% (2 a 10 GHz) se obtiene para
la pérdida por inserción de MD menor a 3 dB; y para la inserción de MC y la
pérdida por retorno de MD de más de 10 dB.
Figura 5.5. Pérdidas por inserción de MD y MC.
58
Figura 5.6. Coeficiente de reflexión para la señal diferencial.
5.3. Unión de filtro de rechazo de MC y el alimentador balanceado
Características del acoplamiento del filtro
Una imagen del sistema filtro-alimentador es mostrada en la Figura 5.7. La
implementación del alimentador con el filtro y una versión sin filtro, fueron
realizadas en el mismo substrato utilizado para el filtro de la sección anterior,
Rogers ® 4003C de 0.813 mm de espesor. Los prototipos abarcaron un área
de 145.5 mm x 50.5 mm. Como se puede observar en la Figura 5.8, el diseño
original de CASA fue modificado para evitar los desacoplamientos entre los
componentes. El plano de tierra fue modificado: se decremento F (Figura 5.8)
de 5.7 mm a 3.6 mm e I de 20.5 mm a 9 mm.
59
Figura 5.7. Cara posterior de antenas con (a) y sin filtro (b), (c) cara anterior.
8.5 mm
3.6 mm
15.7 mm
1.7 mm
23 mm
3 mm
Figura 5.8. Transición del filtro al alimentador. Verde: el plano de tierra. Rojo: la metalización
superior.
Los resultados simulados y medidos son presentados en la Figura 5.9(a) y
(b). Una matriz de dos puertos de terminación sencilla fue obtenida para
cada sistema y las pérdidas por retorno se extrajeron de (5.1). Éstas son
mayores a 8.35 dB dentro de todo el ancho de banda del 127% para ambos
sistemas.
60
Figura 5.9. Coeficiente de reflexión para CASA; (a) con filtro, (b) sin filtro.
Patrones de radiación
Para un funcionamiento adecuado del alimentador el sistema necesita tener
un desfasamiento de 180° entre las líneas de transmisión acopladas. Por
esta razón, un acoplado Híbrido de 180° se utilizó como se observa en la
Figura 5.10. Este dispositivo tiene cuatro puertos y es usado como divisor de
potencia, por eso el puerto ∆ es alimentado para obtener la división del
61
voltaje a las salidas con 180° de diferencia, mientras que el puerto ∑ fue
conectado a una carga de 50 Ω [1]. Se implementaron tres diferentes
acopladores basados en [50] porque sus anchos de banda están limitados al
50%. El primer acoplador cubre de 2.5 a 4.5 GHz, el segundo de 4.8 a 7.3
GHz y el tercero de 6.5 a 10.8 GHz. Nuevamente el 4003C de 0.813 mm fue
utilizado como substrato de los componentes.
Los patrones de radiación en los planos E y H fueron obtenidos para el
sistema a cuatro diferentes frecuencias (2.9 GHz, 4.3 GHz, 6 GHz y 10 GHz)
los cuales se pueden ver en las Figuras 5.11 y 5.12. Los resultados
simulados y medidos están en concordancia.
Figura 5.10. Esquema de la unión del acoplador Híbrido de 180° al sistema. La entrada ∑
produce dos señales con 0° de desfasamiento a las salidas. La entrada ∆-input da dos
señales con 180° de desfase a las salidas.
62
Figura 5.11. Patrones de radiación del sistema con filtro en plano E en: (a) 2.9 GHz, (b) 4.3
GHz, (c) 6 GHz y (c) 10 GHz. Simulación: línea punteada, medición: continua.
Figura 5.12. Patrones de radiación del sistema con filtro en plano H en: (a) 2.9 GHz, (b) 4.3
GHz, (c) 6 GHz y (c) 10 GHz. Simulación: línea punteada, medición: continua.
63
Figura 5.13 Ganancia del alimentador en modo diferencial.
La ganancia del alimentador en dirección end-fire se puede observar en la
Figura 5.13. Un máximo de 9 dBi se obtiene para 4 GHz y a lo largo del resto
del ancho de banda es alrededor de 5 dBi, que es típico para este tipo de
elementos.
Radiación de ruido de modo común
Para cuantificar la supresión transversal de campos eléctricos de MC se
midió el patrón de radiación en plano transversal, como se muestra en la
Figura 5.14. Usando el montaje de la Figura 5.10, dos corrientes sin
desfasamiento derivadas de la entrada ∑ del acoplador, fueron conectadas a
los alimentadores con y sin filtro, mientras que el puerto ∆ se conectó a una
carga.
Figura 5.14. Patrón de radiación transversal a la dirección de las corrientes de MC.
64
Los patrones medidos con y sin filtro a tres diferentes frecuencias dentro de
la banda de interés (3 GHz, 5.5 GHz y 7 GHz) son mostrados en la Figura
5.15. Es claro que la radiación transversal es altamente suprimida por la
incorporación del filtro. Esta supresión es del orden de 13 dB a 180° y a 230°
para 5.5 GHz, donde se alcanza el máximo de cancelación. A 7 GHz, la
supresión alcanza un máximo de 12 dB a70°. Para 3 GHz la atenuación
máxima es de 12 dB y está entre 90° y 110°. Sin embargo, el nivel de
radiación con el filtro es más alto que sin él entre 170° a 210° y para 300° a
350°. Esto es atribuido al efecto resonante de la estructura DGS más grande,
donde la energía en lugar de resonar se radia, incrementando la radiación
transversal como se muestra en la Figura 5.16.
Figura 5.15. Comparaciones entre patrones de radiación con y sin filtro en: (a) 3 GHz, (b) 5.5
GHz y (c) 7 GHz. (Filtro: línea punteada, Sin filtro: línea continua).
65
Figura 5.16. Densidad de corriente de MC para el sistema filtro-alimentador a 3 GHz.
5.4 Simulación de un arreglo de 20 x 20 elementos con disminución de
ruido de polarización cruzada
Como se ha descrito a lo largo del trabajo, en radioastronomía se ha
buscado observar en el mayor rango posible de frecuencias y por lo tanto, los
receptores de banda muy ancha han sido un objetivo a buscar. Sin embargo,
hasta ahora se usan ampliamente cornetas como alimentadores de las
antenas. Éstos tienen como desventaja la compleja fabricación [33] y existe
un espaciamiento mínimo entre elementos que impide que se realicen
arreglos densamente poblados [idem]. En tiempos recientes, arreglos de
alimentadores planos son muy prometedores dadas sus facilidades de
diseño y manufactura [60] y [61], sobre todo en el rango de las microondas
entre 1 y 10 GHz. Aplicaciones como las que el Square Kilometer Array
(SKA) utilizará, demandan un amplio ancho de banda (mayor al 100%) y
arreglos muy densos de elementos con mínimos niveles de acoplamiento
entre ellos y de polarización cruzada [62].
Por otro lado, alimentadores planos como las Vivaldi están siendo
ampliamente estudiadas de acuerdo a su excelente desempeño en anchos
de banda muy amplios (de hasta 10:1) [63] y fácil manufactura en tecnología
66
bidimensional, manteniendo su patrón de radiación similar para todo el
rango. Sin embargo, el nivel de polarización cruzada que suelen tener, no es
requerido para haces con incidencia fuera del eje de la normal del arreglo,
principalmente a 45° [60]. En antenas balanceadas, el fenómeno es debido a
la interacción de corrientes de modo común entre elementos diagonales [61].
Para evitar esta interacción, se pueden separar los elementos, sin embargo
esto aumentará el ancho de haz total y disminuirá el área efectiva para
efectuar el arreglo [60]. Tomando en cuenta el espacio limitado en los
lugares disponibles para colocar alimentadores, lo último no es una opción
viable. Actualmente se llevan a cabo estrategias para eliminar estas
corrientes en arreglos planos, sin embargo, algunos esfuerzos no cubren un
ancho de banda útil para estudios radioastronómicos de más del 100% [61].
Figura 5.17. Patrón de radiación 3D de un arreglo con 20 elementos.
El patrón de radiación simulado en dirección normal para un arreglo de 20 x
20 elementos en 3D, es mostrado en la Figura 5.17. Aunque se simuló un
arreglo de 20 x 20 elementos de polarización simple, un arreglo de 5 x 5 se
muestra en la Figura 5.18, para mayor claridad. Se pueden ver los tres
67
planos de polarización de radiación de los campos, E para el eléctrico, H
para el magnético y D para el plano diagonal. Cada elemento está separado
49 mm, en ambas direcciones, esto es aproximadamente λ0 a 6 GHz, donde
se encontró la máxima ganancia diferencial en dirección normal para los
planos E y H de alrededor de 31 dBi y un ancho de haz para el plano E de 3°.
Todas las simulaciones se hicieron con software de onda completa [55].
Figura 5.18. Esquema del arreglo lineal. Se muestran también los planos E, H y D.
El nivel de polarización cruzada más crítico es el producido a 45° de la
normal del arreglo, y es al que más énfasis se le da en arreglos de antenas
balanceadas [60] y [61], por esta razón es la inclinación donde se probó el
arreglo para todos los planos. Cabe mencionar que las graficas están
normalizadas a la potencia incidente, para ambas polarizaciones. Para
obtener el nivel de la polarización cruzada se utilizó la tercera forma que
reporta Ludwig en [64].
Como se puede observar en la Figura 5.19, para todos los planos, el nivel de
polarización cruzada es menor para todas las frecuencias cuando se usa el
filtro en el alimentador. Para el plano E, la disminución alcanza un máximo de
42 dB de diferencia, en el diagonal de 45 dB y para el H la diferencia de
polarización cruzada entre el alimentador con y sin filtro es de 44 dB.
68
(a)
(b)
(c)
Figura 5.19. Comparación del nivel de potencia de polarización cruzada para los planos: (a)
E, (b) D y (c) H.
69
Capítulo VI
Alimentador con gran ancho de banda
para detección de polarización circular
Como se vio en el capítulo I, dada la necesidad de alimentadores de gran
ancho de banda para detectores de polarización circular, en este capítulo se
propone un alimentador para detección de señales polarizadas
circularmente. El ancho de banda es el mayor encontrado en la literatura
para alimentadores planos de alimentación simple. Se describen resultados
de simulación y mediciones de los parámetros más importantes para el
alimentador. Posteriormente, utilizando la teoría de la sección 3.4, se
describe el montaje y desempeño del mismo, para la detección de señales
en el radiotelescopio RT5. Finalmente, se muestran las observaciones
tomadas de un escaneo del sol integrado en el tiempo, y de una señal
satelital para cada polarización.
Dado que los fenómenos solares que tienen que ver con el campo magnético
vienen polarizados circularmente [5]-[38], existe la necesidad de detectarlos
en radio astronomía. Aunado a esto, el obtener un ancho de banda muy
amplio es uno de las necesidades para detectar fenómenos que ocurren en
tiempos muy cortos y en frecuencias aleatorias, dentro del ancho de banda
de 1 a 10 GHz en el rango de microondas.
70
6.1 Diseño e implementación del alimentador de polarización circular
Recientemente alimentadores planos para detectar polarización circular han
sido desarrollados en aplicaciones como comunicaciones satelitales [65],
sistemas de radar [66], comunicaciones inalámbricas [67] para transmitir una
cantidad de información amplia y mitigar los efectos de interferencia por
múltiples trayectorias [68]. En radioastronomía, se necesitan instrumentos
como polarímetros que requieren de la discriminación del sentido de la
propagación de una onda circularmente polarizada en un gran ancho de
banda [10].
Por otra parte, es importante recalcar que el criterio más importante para
calificar si una antena puede o no detectar polarización circular, depende de
la razón axial. La razón axial es la relación entre los campos eléctricos
ortogonales que radia una antena. Para emitir (o recibir) energía polarizada
circularmente los campos eléctricos deben tener un desfasamiento de 90° y
la misma amplitud, véase Capítulo III de este trabajo. Cuando la magnitud de
razón axial es de 1 significa que la onda está polarizada circularmente. Si la
magnitud es de 0, es lineal. Se tiene como límite convencional de ancho de
banda todo el rango de frecuencias en donde la magnitud en dB de la razón
esté por debajo de 3 dB [21].
Existen algunas opciones en la literatura para alimentadores de este tipo,
pero pueden estar formados por más de dos capas como en [69] y [70] que
incrementan los costos y la dificultad de implementación. Otra opción es
ofrecida por parches con alimentación por sonda coaxial [71] pero su ancho
de banda fraccional de la razón axial menor a 3 dB es sólo del 12 %.
Técnicas como círculos en plano de tierra se han implementado en
alimentadores de microcinta en [72] y [73]. En [72] el ancho de banda de la
razón axial es del 58%. Utilizan un círculo parcialmente cubierto para
cancelar el campo eléctrico que se contrapone al flujo de la polarización
71
dominante. En [73] el ancho de banda de la razón axial es de 42% y aunque
usan un hueco circular completo en plano de tierra, la sonda está hecha con
la alineación de una metalización en forma de L en la parte superior, y un
rectángulo por la parte inferior. Adicionalmente, otro rectángulo de
metalización es unido al plano de tierra.
El alimentador propuesto es implementado en tecnología 2D con frecuencia
central de 2.9 GHz y con un ancho de banda mayor a 8 dB para la pérdida
por retorno alrededor del 75%. Mientras que para la razón axial es de 76%,
en el ancho de banda de 3 dB.
Diseño del alimentador
La Figura 6.1 muestra el diagrama del alimentador. La metalización superior
es un gancho cuadrado, construido a partir de rectángulos con las
dimensiones descritas en la Tabla III. Es importante resaltar que la cuarta
columna detalla las dimensiones con respecto a la longitud de onda central
guiada en el substrato, de 62.24 mm. Tiene un transformador de cuarto de
onda (G) de 115 Ω a 2.5 GHz y otro trozo de cuarto de onda pero a 50 Ω (H).
Por otro lado, al plano de tierra se le sustrajo una elipse de 30.975 mm de eje
mayor y 29.5 mm de eje menor, la cual ha sido optimizada en [55], para
obtener un ensanchamiento apropiado del ancho de banda para la razón
axial. El sustrato utilizado es Rogers Duroid© 4003C de permitividad relativa
de 3.55 y espesor de 0.813 mm.
72
Figura 6.1. Alimentador plano de polarización circular.
Tabla III. Dimensiones del alimentador de polarización circular
Letra
Descripción breve Dimensión
(mm)
Dimensión
(λg)
A Rectángulo de antena 35.5 x 12.5 0.57 x 0.2
C Rectángulo de antena 23 x 12.5 0.37 x 0.2
D Rectángulo de antena 10 x 7 0.16 x 0.11
F Rectángulo de antena 7 x 5 0.11 x 0.08
G Microcinta de Puerto de entrada 18.5 x 0.8 0.3 x 0.01
H Microcinta de Puerto de entrada 18.5 x 2 0.3 x 0.03
I Eje mayor de hueco de elipse en plano de tierra 30.975 0.5
K Eje menor de hueco de elipse en plano de tierra 29.5 0.47
Implementación del prototipo
El diseño descrito en la Figura 6.1 fue simulado e implementado. Su pérdida
por retorno está razonablemente de acuerdo a lo esperado. El ancho de
banda de 8 dB medido está alrededor de 75% mientras que para la
73
simulación es de 81%. Por otro lado para la razón axial, la medición muestra
un excelente desempeño junto con la simulación y se alcanza un ancho de
banda a 3 dB de 76%. Ambos resultados se presentan en la Figura 6.2. Las
discrepancias en ambas gráficas son derivadas de inexactitudes en la
implementación tales como: desalineación de las caras del circuito
(estudiadas en la sección anterior) y defectos en las esquinas de los
transformadores de un cuarto de onda.
Figura 6.2. Resultados de anchos de banda para: a) impedancia y b) razón axial.
Para verificar la discriminación de sentido de polarización circular, se probó el
alimentador en tres frecuencias; 2 GHz, 3 GHz y 4 GHz. Los patrones de
radiación simulados y medidos se muestran en las Figuras 6.3, para φ = 0° y
Figura 6.4, para φ = 90°. Una mejor concordancia se puede ver a 3 GHz, la
cual es la frecuencia más cercana a la central, en ambos planos, sin
embargo la diferenciación en dirección normal se logra a través de toda la
banda.
74
Figura 6.3. Patrones de radiación para φ = 0° en: (a) 2 GHz, (b) 3 GHz y (c) 4 GHz.
Figura 6.4. Patrones de radiación para φ = 90° en: (a) 2 GHz, (b) 3 GHz y (c) 4 GHz.
75
Estudio de robustez a la desalineación
Como la propuesta es un circuito impreso de dos caras, la desalineación en
la implementación es un asunto crítico y es algo a tomarse en cuenta. Para
cuantificar este efecto, la elipse del plano de tierra se ha movido a través del
plano X-Y, y los resultados de las simulaciones están en las Figuras 6.5 y
6.6. Las tolerancias fueron tomadas con respecto a la distancia de la elipse al
borde del substrato, como se indica en la Figura 6.1.
Figura 6.5. (a) Razón axial y (b) coeficiente de reflexión de las variaciones del centro de la
elipse, a través del eje X. Las variaciones son en mm.
76
La variación en eje X afecta severamente la razón axial, especialmente a
frecuencias más altas, donde el límite es acortado mientras la desalineación
crece. Por el contrario, la impedancia es principalmente afectada cuando la
desalineación decrece. Para cuantificar la tolerancia entre los dos
parámetros, se determinó que aquellos resultados que no cumplieran los 10
dB de impedancia en la banda central, y los 3 dB de razón axial en el límite
superior serían descartados. Así el rango de tolerancia para el eje X va de -
0.4 mm a +0.4 mm que es el 5.5%. Por otra parte, tomando las mismas
consideraciones para el eje Y, el rango va de -1.4 mm a +0.7 mm, lo que
representa una tolerancia de 20%.
Figura 6.6. (a) Razón axial y (b) coeficiente de reflexión de las variaciones del centro de la
elipse, a través del eje Y. Las variaciones son en mm.
77
6.2. Observaciones en el RT5
Se realizó un cálculo de enlace, como se mencionó en el capítulo III, se
incluyeron las ganancias de la antena, alimentadores, amplificadores y el
analizador de espectros BK Precision Model 2650 ver Figura 6.7(b), se
utilizó en un rango de 1.5 a 3.5 GHz, que es el máximo ancho de banda que
el analizador puede trabajar y que se te traslapa con el ancho de banda del
alimentador y de los alimentadores propuestos, véase tabla IV.
Tabla IV. Traslape de anchos de banda de dispositivos
Figura 6.7. (a) RT5 del INAOE, radiotelescopio de 5 m de diámetro, (b) Analizador de
espectros.
78
El INAOE cuenta con una antena parabólica de 5 metros de diámetro (RT5),
como se muestra en la Figura 6.7(a). Para obtener la ganancia de la antena,
utilizado en el cálculo de enlace, se toma la ecuación (3.16) y el resultado se
puso en la tabla V. El diagrama a bloques del montaje experimental se
describe en la Figura 6.8.
Figura 6.8. Montaje experimental para la observación en el RT5
Para evitar la pérdida de información por una de las polarizaciones, se
necesita de una medición de ambas polarizaciones al mismo tiempo. Por lo
tanto, se implementó un arreglo de un par de antenas con polarización
contraria pero construidas en el mismo substrato, como se puede ver en la
79
imagen del arreglo simulado en la Figura 6.9. Cada antena lleva el enlace
mostrado en la Figura 3.9 de la sección 3.4.
Figura 6.9. Dibujo simulado para el arreglo de antenas de polarización circular.
El arreglo mostró mantener las características de pérdida por retorno mayor a
10 dB en el mismo rango que el alimentador simple, y la razón axial tuvo un
decremento de 76% a 65% (de 2 GHz a 3.9 GHz), véase Figura 6.10(a). Sin
embargo, esto sucede por la cercanía de los alimentadores que acoplan
radiación uno al otro como se puede observar en la Figura 6.10(b), donde la
pérdida por inserción (S21) muestra que hay un acoplamiento mutuo entre
los componentes.
Figura 6.10. Respuestas simuladas del arreglo. (a) Razón Axial, (b) Parámetros de
dispersión.
80
La etapa de amplificación, para cada rama, requirió la conexión en serie de
dos amplificadores de bajo ruido ZX60-33LN-S+ de la compañía Mini Circuits
cuya figura de ruido máxima es de 1.9 dB y su ganancia mínima es de 11.9
dB a 3 GHz, Figura 6.11. El front-end montado del experimento se muestra
en la fotografía de la Figura 6.12.
Figura 6.11. Ganancia y figura de ruido del amplificador. Información tomada de [74]
Figura 6.12. Fotografía del front-end montado en el foco del RT5.
Alimentadores
Amplificadores
81
La potencia máxima recibida durante un escaneo solar, en la antena de
polarización derecha fue -102 dBm = 6.3 x10^-14 W, y para la izquierda de
-98 dBm = 1.58x10^-13 W. El área de la parabólica se obtuvo de
Y el ancho de banda es de 2 x 109 Hz. Entonces, con eficiencia de antena de
0.5 se puede calcular de (3.16) el flujo para una polarización con:
Sin embargo, ya que tenemos las polarizaciones separadas, el flujo total es
la suma de ambos flujos máximos:
La ganancia de la antena se obtuvo de (3.17). La pérdida del cable se tomó
de las hojas de especificaciones [75]. Las ganancias de los amplificadores de
bajo ruido están en sus hojas de especificaciones [74]. La ganancia del
analizador se consultó del manual de usuario. La potencia máxima de salida
es el valor más grande promediado, de la integral.
Otro parámetro relacionado al ruido es la figura de ruido de la etapa de
amplificación. Para este cálculo se tomó en cuenta la ecuación de Friis (3.18)
con las ganancias (G) y figuras de ruido (F) adimensionales de los
amplificadores utilizados, por lo que los datos que tomaremos en cuenta son
las figuras de ruido y ganancias de los dos amplificadores de bajo ruido.
82
También se tomó en cuenta la temperatura de antena para el análisis de
ruido. Es difícil obtener parámetros de nuestro radio telescopio para utilizar
la ecuación (3.19) y (3.2). Sin embargo el cálculo se hizo con un método
gráfico, comparando las alturas máximas de las observaciones y la
temperatura de la mano (309 K) en esa misma corrida de observación. Se
obtuvo:
Para tener una cantidad de ruido de Nyquist, se ocupó el promedio de la
suma del resultado anterior y se usó en (2.43) considerando un ancho de
banda de 2 GHz:
Finalmente el resultado de relación señal a ruido se tomó la ecuación de [77]
Por lo tanto, se tomaron los resultados de potencia máxima detectada (-98
dBW) y el ruido total (-115.7dB) con lo que la relación es
Los analizadores fueron conectados a dos mini computadoras portátiles, para
la obtención de espectros y de una señal integrada en el tiempo. La Tabla V
muestra los resultados del cálculo para este “enlace”.
83
Tabla V. Resultados del cálculo de enlace para observación solar.
Parámetro Valor
Fuente (Sol) 0.224 sfu
Ganancia de antena
(@ 2GHz, 3.5GHz) 35.7 , 41.7 dBi
Ganancia alimentador
(simulada @ 2GHz, 3.5GHz) 2.5 , 7 dBi
Pérdida de cable (15m) 15 dB
Ganancia de etapa de amplificación 24 dB
Ganancia analizador 23 dB
Ruido Nyquist y de amplificadores -115.7 dBW
Potencia máxima de salida
integrada y promediada -98 dBW
Relación señal a ruido (SNR) 17.7 dB
6.3 Resultados de observaciones del sol y satélite
Aunque se planteó una campaña de medición en los meses de noviembre y
diciembre, en esta sección se describe el ejemplo más claro obtenido. En la
Figura 6.13, se puede observar un escaneo del sol que tuvo lugar el día 27
de noviembre de 2012. La línea continua es la polarización derecha y la
discontinua es la antena con recepción de polarización izquierda. La
integración se hizo de las 15:02 hrs a las 15:50 hrs tiempo local del centro de
México (UTC-6). El primer pico a la izquierda de la gráfica se debe al
apuntamiento de la antena que se dejó en el máximo de recepción para
esperar el paso del sol. Posteriormente vemos que los máximos de recepción
se presentan en momentos diferentes para cada alimentador, esto se debe a
que la señal recibida pasa primero por un alimentador y tiempo después por
el otro ya que las dos no pueden estar en el foco al mismo tiempo. El pico
más cercano al final del escaneo (tiene una cruz) corresponde a la
colocación de la mano enfrente de cada alimentador, esto fue útil para
84
obtener la temperatura de antena para cada polarización, con método
gráfico.
Figura 6.13. Observación integrada de un escaneo solar a través del radio telescopio. Línea
sólida: polarización derecha. Línea punteada: polarización izquierda.
La señal fue promediada por una ventana que toma 15 espectros de mil
valores cada segundo y hace la suma de las amplitudes. Es decir, cada
punto en la gráfica es la suma de dichas amplitudes para un segundo
determinado. El software fue hecho específicamente para este modelo de
analizador y en la Figura 6.14 se muestra la pantalla de configuración. En
85
esta imagen se puede observar la flexibilidad para elegir un gran número de
promedios o cosumas, la frecuencia con la que el programa puede guardar
los espectros individuales y la oportunidad de guardar espectros e integral.
Para un análisis más detallado referirse al personal encargado del RT5, en
INAOE [78].
Figura 6.14. Pantalla de configuración del programa.
Para comparar los resultados obtenidos con el experimento montado en el
RT5, se tomaron las mediciones en flujo solar del radiotelescopio de
Nobeyama [79]. Los datos de la tabla VI son tomados directamente de su
página de internet y son los flujos máximos en sfu para la intensidad total. En
el caso de la comparación directa contra Nobeyama el dia 12 de noviembre,
se puede observar una discrepancia en la frecuencia más alta, esto es
debido a que el amplificador no opera sino hasta 3 GHz, eso representa
incertidumbre en la observación. Sin embargo el montaje representa un uso
potencialmente efectivo en el rango de 1.5 a 4 GHz para la observación solar
86
de fuentes polarizadas circularmente, basados en la comparación con
Nobeyama.
Tabla VI. Comparación del flujo solar observado.
Instrumento Fecha
(dd-mm-aa)
Flujo [sfu]
1*
GHz
2
GHz
3.75**
GHz
Nobeyama 18-08-12 52 32 29
Nobeyama 23-10-12 160 583 1054
Nobeyama 08 -11-12 17 54 114
Nobeyama 12 -11-12 11 21 111
RT5 12 -11-12 17 20 30
RT5 27-12-12 27 77 11
RT5 29-12-12 18 57 17
RT5 31-12-12 20 59 20
*El flujo del RT5 es observado a 1.5 GHz.
** El flujo del RT5 es observado a 3.5 GHz.
Por otro lado, la comunicación satelital hace uso de señales polarizadas
circularmente ya que con esto evitan dos cosas: pérdida de señal e
interferencia entre la señal de bajada con la de subida [80]. La primera
obedece al hecho de que si entre la estación terrestre y el satélite se
manejara la información con polarización línea, al salir de la alineación del
plano co-polarizado (un giro del satélite) la señal se atenuaría, por otro lado,
si ésta se maneja con polarización circular, el problema se evita ya que el
87
giro no afectaría la señal transmitida. Para la situación de interferencia de
señales de llegada y salida, se tiene que el satélite puede enviar y recibir
señales en diferentes frecuencias [idem], pero también se puede extender su
versatilidad polarizando la señal [81] y entre más ancho de banda pueda
usar, es mejor ya que podrá manejarse una tasa de datos mayor o, subdividir
en más bandas de información.
En la Figura 6.15, podemos ver la detección de un pulso de información
satelital polarizado fuertemente en sentido levógiro. Éste se da a las 14:09
hrs, tiempo local del centro de México y es el pico más prominente de la
gráfica. La señal continua es detección de la polarización derecha y la
punteada corresponde a la izquierda. Se puede ver que el pulso aparece en
ambas polarizaciones, pero en la captación izquierda es mucho más alto. La
fecha de observación es del 5 de diciembre de 2012. Esta observación se
hizo con 20 sumas promediadas. Ambas observaciones muestran un
desnivel u offset de 2 dBm por espectro de diferencia entre los dos
analizadores, por eso la diferencia se va acumulando y se presenta el
desnivel que vemos en las observaciones.
88
Figura 6.15. Observación de una señal polarizada de satélite. Polarización derecha: línea
continua, Polarización izquierda: línea punteada.
89
Conclusiones y trabajo futuro
Sumario y conclusiones
Se han desarrollado dos alimentadores con gran ancho de banda útiles para
detección de señales celestes. Como se pudo ver en el capítulo V los
alimentadores de polarización lineal que se desarrollaron ahí son funcionales
en un ancho de banda fraccional del 127% con inmunidad a señales de
modo común, que se presentan usualmente en arreglos de alimentadores
densos y dan lugar al ruido de polarización también conocido como nivel de
polarización cruzada. El rechazo de este tipo de señales se dio gracias a la
implementación de un filtro de tecnología de hueco en plano de tierra (DGS)
con la banda más ancha reportada en la literatura. Los resultados simulados
corresponden a los medidos en laboratorio. Este alimentador se utilizó en la
simulación de un arreglo lineal de 400 elementos equi-distanciados una
longitud de onda y se logró una reducción de hasta 45 dB en el ruido de
polarización, además de una ganancia de 31 dBi con ancho de haz de 3 °.
El alimentador es una parte esencial del receptor de un radio telescopio. Con
la propuesta anterior se tienen varias ventajas. El sistema de filtro-antena es
un modo efectivo de tener mayor pureza de polarización que el de un
alimentador plano convencional. Como se explicó en el Capíulo I, diversos
fenómenos pueden captarse como los asociados a formación de galaxias [3]
y actividad solar [5]-[9], dado el ancho de banda que el alimentador cubre.
Comparado con respecto a alimentadores de corneta y dado que la
90
fabricación sigue la técnica de circuito impreso, es una opción sencilla y
rápida, abaratando los costos del proceso. El alimentador es una tablilla
ligera, con la cual se puede lograr un arreglo denso y podría ser puesto en el
foco de una parabólica.
Por otro lado, considerando la diversidad de fenómenos radiantes que
polarizan al campo eléctrico circularmente, en el capítulo VI se diseñó e
implementó un alimentador que puede detectar este tipo de polarización en
un ancho de banda del 76%, el mayor conocido por el actual estado-del-arte.
Las características del alimentador fueron simuladas y medidas en el
laboratorio con lo que se encontró concordancia entre ambas. Con el objetivo
de evaluar el desempeño en el campo observacional se montó un
experimento con ayuda del RT5 del INAOE. Se calcularon los requerimientos
del enlace que ayudaron a obtener observaciones claras del paso del sol y
de una señal satelital. Ambas con componentes de señal polarizadas
circularmente como se muestran en las gráficas de detección.
Nuevamente, como en el caso de la primera propuesta, se desarrolla un
alimentador de tecnología de microcinta que se realiza con técnicas
litográficas de circuito impreso, lo cual lo hace barato y rápido de
implementar, comparado con cornetas con detectores. Es importante notar
que gracias a este dispositivo se anula la necesidad de tener componentes
extra para identificar las señales polarizadas circularmente, en este caso del
sol, en el ancho de banda de observación. Con las observaciones solares
propuestas se pueden detectar picos que se presentan en frecuencias
aleatorias dentro del ancho de banda de 1.5 a 3.5 GHz, en períodos de
actividad solar.
91
Trabajo futuro. Arreglo de alimentadores polarización dual
Con el fin de utilizar las ventajas del alimentador lineal, se pretende armar un
front-end para un polarímetro de dos elementos ortogonales, con el ancho de
banda de los alimentadores con filtro de modo común. Esto permitirá una
más detallada observación del sol, sobre todo en períodos de actividad, con
lo cual se efectuará un análisis más completo para una sub-banda del
espectro, que ayudará a saber detalles más precisos sobre procesos
radiantes como la emisión giroresonante y el fenómeno máser que se ve
como picos en intervalos muy cortos de tiempo.
Por el momento se ha planteado la posibilidad de poner una antena para
cada polarización lineal, es decir; una en posición vertical y otra horizontal,
después irá la etapa de amplificación de bajo ruido que, con cable coaxial
para altas frecuencias conectará, se conectará al mezclador del polarímetro.
Con este objetivo, se han cotizado algunos componentes como:
amplificadores de bajo ruido, mezcladores y filtros de gran ancho de banda
en el rango de microondas (1 a 10 GHz) para la construcción de esta etapa
de entrada de señal. Dado que la tecnología en altas frecuencias es costa,
se continuará explorando la mejor estrategia para tener el front-end con
mejor relación costo-beneficio.
92
93
APÉNDICES
94
95
A. Tabla de radio telescopios
96
Frecuencia Tipo de Nivel de ruido Diámetro [GHz] alimentador de pol. de antena (m)
0.42 - 10
0.29- 22
31-45
67-90
84-116
125- 163
162-211
211-275
275 - 373
385 - 500
602 - 720
787 - 950
Alemania 211 ‑ 275
Suecia 275 – 370 Corneta en bolómetros
UE 385 – 500 Corneta
(Chile) 1250 – 1390
0.312 - 0.342 circular
0.425 - 0.435 circular
0.422 - 0.442 circular
0.705-0.800 lineal
1.225-1.525 dual lineal
Estados Unidos 1.15 - 1.73 dual lineal
(Puerto Rico) 1.8 - 3.1 dual lineal
2.33 - 2.43 circular
3.0-4.0 dual lineal
3.85 - 6.00 dual lineal
5.9-8.1 dual lineal
7.8 - 10.2 circular
68-90 Corneta
90-116
133-180
83-116 Corneta de receptor Alma
305
2. Allen Telescope Array Estados Unidos 0.5 - 11.2 Cono Log-periodico dual
1. Algonquin Radio Observatory Canada
124. APEX dual lineal/circular
6. Arizona Radio Observatory (ARO) Estados Unidos dual lineal 12
Radiotelescopio País* Polarización
350 de 6.1
3. ALMA
46
Varios (Chile) dual lineal 66 de 12 y 7 >20 dB
dual y LCPCornetas concéntricas
5. Arecibo Observatory Corneta
Corneta
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
7. Australian Square Kilometre Array 0.7 a 1.8 GHz < -30 dB
Pathfinder (ASKAP) extención a 2.5 GHz pol. Cruzada
submilimétrico
8. Atacama Submillimeter Telescope AzTEC (270 GHz)
Experiment (ASTE) CATS345
(324-372 GHz)
1.25 - 1.8
9. Australia Telescope Compact 2.2 - 2.5 1 a 2% de
Array (ATCA) 4.4 - 6.9 pureza
8.0 - 9.2 de pol.
up to 12
11. Combined Array for Research in 26-36 hemt receiver lineal (circular) pol 8 de 3.5
Millimeter-wave 85-115
Astronomy (CARMA) 85-116 sis receiver dual (circular) pol 6 de 10.4
215-270 9 de 6.1
12. Cosmic Anisotropy Telescope CAT 13 - 15
Decommissioned con anchos de banda
de 500 MHz
14. Cambridge Low Frequency
SynthesisTelescope (CLFST)
15. Radio Astronomy Station
Simeiz RT-22
17. Degree Angular Scale Estados Unidos 26 - 36
Interferometer (DASI) (Antartica) 10 bandas
36 de 12dual linealArreglo de dipolos planosAustralia
16. Caltech Sumbillimeter Observatory Estados Unidos
hasta 150Corneta
Corneta corrugada circular dual 13
22
10.4
Ucrania
Reino Unido 0.151 Yagi-uda 60
6 de 22
Chile Corneta dual lineal 10
Australia
13. Cosmic Background Imager (CBI) Estados Unidos 26 - 36 Corneta circular pol
5 de 4
Estados Unidos
Reino Unido Corneta corrugada dual lineal pol 3 de 0.7
10. Brazilian Decimetric Array (BDA) Brasil
Radiotelescopio País Tipo de alimentador Polarización
13 of 6
Corneta dual lineal
simple polarización
177 - 900 Corneta simple polarización
1.2 - 1.7 Dipolos Log-periodicos
dual circular
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
0.3 - 0.9 1 corneta dual circular
0.8 - 1.3 1 corneta dual circular
1.29 - 1.43 7 cornetas dual circular/lineal
1.3 - 1.7 1 corneta dual circular
2.2 - 2.3 1 corneta RCP
2.60 - 2.68 1 corneta dual circular
2.86 - 3.14 1 corneta dual circular
3.29 - 3.60 1 corneta dual circular
4.6 - 5.1 2 cornetas dual circular
5.75 - 6.75 1 corneta dual circular
7.8 - 8.9 1 corneta dual circular
10.3 - 10.6 4 cornetas dual circular
12.1 - 12.25 1 corneta dual circular
12.9 - 13.6 1 corneta dual circular
13.6 -15.6 1 corneta dual circular
13.5 - 18.7 1 corneta lineal
18 - 26 1 corneta lineal
21.7 - 24.4 1 corneta dual circular
27 - 36.7 1 corneta lineal
30 -34 7 cornetas dual circular/lineal
41.6 - 44.4 1 corneta dual circular
41.05 - 49.7 2 cornetas lineal
84.0 - 95.5 2 cornetas dual circular
74 - 110.5
México (Redshift Rec.) Corneta
20. GTM Alfonoso Serrano/ LMT 85 -115.6 4 cornetas cuadradas
Estados Unidos (SEQUOIA) corrugadas
Aztec corneta en
bolómetros
0.290 - 0.395 circular/lineal
0.385 - 0.520 circular/lineal
0.510 - 0.690 1 corneta corrugada circular/lineal
0.680 - 0.920 1.1 m x 0.69 m x0.69 m circular/lineal
0.910 - 1.23 circular/lineal
21.Green Bank Telescope (GBT) Estados Unidos 100
dual lineal 50
100
13.718. Delingha 13.7-m Telescope China 85 - 115 Corneta corrugada
19. Effelsberg Radio Telescope
Radiotelescopio País Tipo de alimentador Polarización
Alemania
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
1.15 - 1.73 1 corneta corrugada circular/lineal
1.73 -2.60 circular/lineal
3.95 - 6.1 circular/lineal
8.0 - 10 Corneta circular
12 - 15.4 2 Corneta circular
11.0 - 18 Corneta lineal
18 - 27.5 7 Cornetas circular
21. Green Bank Telescope (GBT) 26 - 31 2 Cornetas circular
(continuación) 30.5 - 37 2 Cornetas circular
36 - 39.5 2 Cornetas circular
38.2. - 49.8 2 Cornetas circular
67 - 74 2 Cornetas circular
73 - 80 2 Cornetas circular
79 - 86 2 Cornetas circular
85 - 93.3 2 Cornetas circular
80 - 100 64 cornetas circular
0.038 dual circular
0.153
0.233
0.327
0.61
1.42 dual/ simple lineal
0.1 array yagi-uda
MHZ-pocos GHz 20
3 2
1.6 - 1.73
4.7 - 5.0
22.0 - 22.3
2.0 - 10.0 ( S/X) Corneta concéntrica dual circular
1.66 Corneta dual circular 15
25. HartRAO 15m 2.3 Corneta dual circular 26
HartRAO 26m 5 2 Cornetas dual circular
6.66 y 12 Corneta dual circular
8.57 2 Cornetas dual circular
Estados Unidos 100
Radiotelescopio País Tipo de alimentador Polarización
23. The Gauribidanur Observatory India 192 Yagi- uda 4 lineal
24. HALCA (satellite) Japón Corneta
30 de 4522. Giant Metrewave Radio Telescope India
8
Sudáfrica
Corneta corrugada
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
Dipolo cruzado
arrego 5 x 5
29. KAT-7 1.2 - 1.95 dual lineal 7 of 12
Meer KAT (plan) 0.9 - 1.67 lineal 64 of 13.5
30 - 300
22 2 cornetas lineal/ dual circular
37 2 cornetas lineal / 4 stokes
43 dual circular
86 - 98 corneta dual circular
35. Australia Telescope Compact 1.4, 2.3, 4.8 y 8.6 corneta dual lineal
Array (ATCA) construcción 22 - 90 corneta dual lineal
37. Molonglo Observatory Synthesis 2 paraboloides
Telescope (MOST) cilíndricos
(778 x 12 )
4.2 x 4.2 dual lineal
Radiotelescopio País Tipo de alimentador Polarización
30. LOFAR Holanda 0.01 - 0.24 Dipolos dual lineal 1.38
Australia 6 of 22
36. Mopra Telescope Australia 77 - 177 corneta dual lineal 22
Australia 0.843 7744 dipolos circulares RHCP
27. IRAM Francia 80 - 300 Corneta corrugada dual lineal 30
26. Haystack Observatory Estados Unidos 0.322 - 0.328
28. IRASR Australia 2.0 - 10.0 (S/X) Corneta dual circular 12
33. Medicina Radio telescope Italia 1.4 - 22 Corneta dual circular 32
4 cornetas dual lineal 76.2
32. Long Wavelength Array (LWA) Estados Unidos 0.01 - 0.09 275 dipolos dual circular
34. Metsahovi radio observatory 14
31. Lovell Telescope Reino Unido hasta 5
Finlandia
Sudáfrica Corneta
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
16 dipolos bow-tie
alámbricos
0.3 - 0.345 dual circular
0.56 - 0.66 dual circular
0.8 -1.2 LHCP
1.4 - 1.72 dual circular
2.15 - 2.45 RHCP
4.7 - 5.11 dual circular
8.1 - 8.9 RHCP
22.1 - 24 dual circular
Alemania
41. Nanten submillimeter Holanda
Observatory (NSO) Corea del sur 8 cornetas para 490
Japón, Suecia y 810 GHz
(Chile)
42. Nobeyama Radio Polarimeter 1, 2, 3.75, 9.4 Corneta para 17 y 35 GHz dual lineal < 30 dB
(NoRP) 17, 35, 80, 250 Red de alambres 250 GHz dual lineal/ circular polarización
cruzada
Paraboloide
1056 dipolo media onda cilíndrico
con reflector 530 x 30
44. Owens Valley Radio Observatory 1.0 - 18.0 2 of 27
(OVRO) 34 sintonizaciones 2 of 2
45. Frequency Agile Solar Radio < 0.3 Dipolos log-periodico 60
Telescope (FASR) 0.3 - 3 Dipolos gruesos 80 de 6
En construcción 3.0 - 30 Vivaldi planas 100 de 2
0.017 - 0.030 Cavidad resonante dual lineal
46. Pisgah Astronomical Rresearch 1.42 4.6
Institute (PARI) Estados Unidos Dipolos RHCP 2 of 26
3.3 - 4.2 12
Radiotelescopio País Tipo de alimentador Polarización
dual lineal38. Murchison Widefield Array (MWA) Australia 0.08 - 0.3
Japón
39. Nanshan VLBI Station China Corneta 25
1.1 a 3.5 2 cornetas corrugadas 4 stokes 20 x 40
110 - 880 dual lineal 4
Estados Unidos Corneta log-periodic dual circular
Estados Unidos stokes I y V
43. Ooty Radio Telescope India 0.326
45
40. Nancay Observatory Francia
simple lineal
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
46. Pisgah Astronomical Rresearch 6.6 - 8 Dipolos RHCP
Institute (PARI) (cont.) 10.95 -12.75
0.326, 1.67, 2.3, 5 8 de 16
8.57, 22.2 70
3 de 2
1 de 7
0.02%
precisión
1.66, 2.3, 5,
8.33, 23
52. Square Kilometer Array Nueva Zelanda 0.07 a 10 Corneta dual lineal 3000 platos de 15
(SKA) o Sudáfrica expandible a 25 arreglos densos dual lineal sectores de 60m
en construcción dipolo cruzado dual lineal
180 - 700
230, 345, 650
57. Ukrainian T-shaped Radio Dipolo cilíndrico 1440 dipolos NS
Telescope 1.8m (diam.) x 8m (largo) 600 dipolos EW
59. Westerbork Synthesis Radio
Telescope (WSRT)
53. The submillimeter array (SMA) Corneta corrugada dual lineal
Corneta corrugada circular
Estados Unidos 84 - 104 Corneta corrugada
8 de 6
51. Sheshan 25m radio telescope China (Shangai) Corneta corrugada dual lineal 25
32
70
54. South Pole Telescope (SPT) Estados Unidos mw, mm y submm Corneta dual lineal 10 (offaxis)
55. Suffa Radio Observatory (plan) Uzbekistan 22 a 270 Cornetas en bolómetro
58. Very Small Array España 26 - 36 Corneta corrugada y reflector simple lineal
56. Torun 32-meter radio telescope Polonia 1.4, 1.6, 5 and 6.8 Corneta corrugada dual circular
Ucrania 0.008 - 0.04 lineal
14
Holanda 0.326 - 3 Corneta corrugada dual lineal 14 of 25
47. Parkes Radio Telescope Australia 0.3 -43 13 cornetas dual lineal
Radiotelescopio País Tipo de alimentador Polarización
dual circular
50. RATAN-600 Rusia 0.61 a 30 Corneta 576dual circular
64
48. Pluton Ucrania
49. QUIET
Frecuencia Nivel de ruido Diámetro [GHz] de pol. de antena (m)
60. Centro Astronómico de Yebes 2.21-2.35 14
(CAY) 8.15-8.63
41-49 40 (pruebas)
* En el campo de País, se escribió el país de origen del Radiotelescopio. En el caso donde la antena se encuentra fuera de éste, se puso
entre "()" la localización.
Radiotelescopio País* Tipo de alimentador Polarización
Españá Corneta simple lineal/RHCP
105
B. Artículos derivados del trabajo
106
IEEE
Proo
f
IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, VOL. 61, NO. 5, MAY 2013 1
Circular Aperture Slot Antenna With Common-ModeRejection Filter Based on Defected Ground Structures
for Broad BandEdgar Colín-Beltrán, Alonso Corona-Chávez, Senior Member, IEEE, Tatsuo Itoh, Life Fellow, IEEE, and
J. Eduardo Mendoza-Torres
Abstract—A novel system composed of a circular apertureslot antenna and a Common-Mode (CM) noise rejection filter ispresented. This antenna is differentially fed by microstrip cou-pled transmission lines. In order to eliminate CM noise, a notchfilter based on three non-periodical defected ground structures(DGS) was implemented. The whole system achieves a fractionalimpedance bandwidth of about 127%. Radiation patterns in E andH planes for different frequencies were obtained for the system.Finally, measurements in the transversal plane show attenuationup to 13 dB when the system with filter was compared againstone without it. Good agreement between simulated and measuredresults can be observed.
Index Terms—Microstrip antennas, microwave filters, noisemeasurements.
I. INTRODUCTION
A MONG the diversity of microwave devices, differentialsystems have been target of great interest. Their advan-
tages include the ability to reject the effect of cross-talk cou-pling, their higher gain due to the usage of differential am-plifiers and the capability of signals to travel longer distanceswhen twisted pairs are used [1]. However, they can also guideCommon-Mode (CM) currents which will contribute to the elec-tromagnetic noise even more than Differential-Mode (DM) cur-rents [2]. In digital applications efforts have been made in orderto eliminate CM currents without affecting DM signal at highfrequencies [3]–[7]. In [6] and [7], defected ground plane struc-tures (DGS) below a pair of coupled microstrip transmissionlines have been used.
On the other hand, in fields such as radioastronomy there aremany applications that require very wide operational bandwidth(BW) in excess of 100% [8], [9]. These applications demanda very broad band for observation and decreased noise withinthose ranges. Large antenna arrays are often used to receive sig-nals in a specific range [8]–[11] where every single element op-erates at the same frequency. Thus, each element can also ra-
Manuscript received July 20, 2012; revised November 27, 2012; acceptedJanuary 29, 2013. Date of publication February 11, 2013; date of current versionMay 01, 2013.
E. Colín-Beltrán, A. Corona-Chávez, and J. E. Mendoza-Torres are with theInstituto Nacional de Astrofisica, Optica y Electronica, (INAOE), San AndresCholula, Puebla 72840, Mexico (e-mail: [email protected]).
T. Itoh is with University of California, Los Angeles, Los Angeles, CA 90095USA (e-mail: [email protected]).
Digital Object Identifier 10.1109/TAP.2013.2246535
diate undesirable power within the operational bandwidth whichcan couple in the form of CM noise to adjacent antennas [2]. Forbroad band arrays, antennas such as Vivaldi [12] may be fed bydifferential signal delivered by a rat-race coupler [13]. How-ever, by doing this, a component of CM current is inherentlyinduced as noise, so a balun is necessary to cancel CM currents.In [14] and [15], it is shown that the effect of CM currents canbe clearly observed in the cross-polarization radiation pattern.In order to detect this effect, some modifications to their originaldesigns were made so that the balanced currents properly feedthe antennas by two coaxial cables. In [16] and [17] an array ofseveral elements was needed to observe the effect of CM radia-tion noise. In [18] a system made by a microstrip antenna witha BW of 10% and a CM rejection filter is reported, but as wellas [16] and [17], a multilayer configuration is needed.
In this paper, a balanced system (filter-antenna) with CMnoise rejection for a wide band around 127% from 2.4 to 10GHz is presented suitable for radio astronomical observations[19]. The system was made entirely in two layers of 2D tech-nology and it was built from two components, namely: a differ-entially-fed circular aperture slot antenna (CASA) and a novelfilter based on DGS technology with measured BW of about133% from 2 to 10 GHz. It will be shown that in this subsystemthe CM attenuation is below 10 dB throughout the band, de-creasing transversal radiation up to 13 dB near the center fre-quency. Moreover, unlike those prior works [14]–[18], an orig-inal form to prove the efficiency of an antenna with CM noiserejection is now proposed, where the in-phase currents are atten-uated by a filter which leads to a reduction of radiation emittedby the antenna in a transversal plane. It is obtained experimen-tally in a straightforward way following the noise theory de-scribed in Section II.
The paper is organized as follows. Section II is about theoryof CM noise. Section III describes the design procedure of theslot antenna. Its principal characteristics are described and aschematic of the novel element is presented. Simulated results ofthe reflection coefficient and radiation patterns are also shown.In Section IV the DGS filter is presented with its simulatedand measured results. In Section V implementation of the an-tenna-filter system is described. Simulated and measured ra-diation patterns in E and H planes are presented. Section VIpresents radiation patterns in a transversal plane to compare ra-diation produced by CM currents with filter and without it. It isevidenced that significant attenuation is achieved with the filter.Finally, conclusions are given.
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Fig. 1. Electric field lines produced by CM currents in nearby wires.
Fig. 2. (a) Diagram of CASA. (b) Detailed description of one half of top met-allization (up) and ground plane (bottom).
II. COMMON-MODE NOISE RADIATION IN
DIFFERENTIALLY-FED ANTENNA
The ubiquity of CM noise makes difficult to design electroniccircuits at high frequencies [2]. Fig. 1 shows a schematic oftwo radiating wires where CM currents produce electric fieldsin an omnidirectional mode, transversal to the direction wherethe transmission lines are placed [2].
An electric field produced by a wire conductor can be cal-culated by the half-wave dipole theory. If two wireconductors are placed close each other, the total electric fieldis the product of superimposing the field of each metallization.This situation can be seen as the array factor of a two elementlinear array, where the total electric field is the sum of theindividual ones (1)
(1)
Equations for the magnitude of maximum emissions for DMand CM currents are given by (2) and (3)
(2)
TABLE IDIMENSIONS OF DETAILED FIGURES
(3)
where and are differential and common mode currents,is frequency in Hz, is the length of the conductors, is the
separation between the conductors and is the distance wherethe field is measured [2].
It is worth noting that Common-Mode electric field increaseslinearly to the frequency. In addition, it does not depend onthe separation of the conductors (although a small separationis implied) and the first term of the right side in (3) is largerthan that of the differential field in (2), which indicates that thetotal is dominated by CM current rather than DM current.More importantly, CM radiation covers an omnidirectional re-gion whereas DM has a maximum within the plane of the con-ductors, which otherwise would be zero [2]. Then, CM currentsmust be avoided in systems which are used in the vicinity ofother electricity conductors as in arrays of balanced antenna ar-rays. Based on that, the transversal plane to the transmissionlines has to be tested in order to find the amount of radiationthat CM current can produce around it.
III. CIRCULAR APERTURE SLOT ANTENNA (CASA)
Tapered slot antennas (TSA) are used in applications that re-quire a very wide operational bandwidth [20]. In this work anovel CASA is proposed. In order to maintain narrow beam inthe E plane, two quarters of circles with different radii wereused to build the aperture as it is shown in Fig. 2(b), ( and
). The rectangle labeled with is used to fill the space dueto the difference of radii. On the other hand, to obtain differ-ential current between ports and , the width and separa-tion of microstrip coupled lines (rectangle ) were calculatedto obtain 50 for odd-mode propagation. The optimization oflines required a rectangle on each line. The ground plane wasmodified to a curved profile with 8.9 mm of radius on each side(letter ). All the optimizations were done in a full-wave sim-ulator [21]. The final design is shown in Fig. 2 and dimensionsare detailed in Table I. The last column describes dimensionsreferred to at 6 GHz in Rogers Duroid 4003Cwith a relative permittivity of 3.55 and thickness of 0.813 mm.
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Fig. 3. Simulated results of CASA. (a) Reflection coefficient, (b) radiation pat-terns at center frequency: E-plane: continuous line, H-plane: dashed line.
In order to obtain the reflection coefficient for DM,(4) is utilized [11] as
(4)
where the -parameters are extracted of the two-port networkmatrix obtained from ports and . Simulated results arepresented in Fig. 3(a). From here it is seen that the operationalBW beneath 10 dB is about 127% from 2.4 to 10 GHz. Thereare two peaks above this limit at 3.5 and 5 GHz. These short-comings will be removed when the filter is added in Section V.A remarkable advantage is the high level of symmetry in radi-ation patterns on end-fire direction because of the differentialcurrents that are placed on the same plane, unlike antipodal ver-sion of a Vivaldi, [22]. Moreover balanced currents give lowercross-polarization levels than the antipodal version [23].
The symmetry along maximum radiation (90 ) can be clearlyappreciated in the results of simulation patterns on Fig. 3(b). Asit can be deduced from [20], E plane has a narrow beamwidthless than 60 at 3 dB, whereas the H plane pattern is wider dueto relative short length in the Y axis of the antenna.
IV. DGS FILTER DESIGN AND IMPLEMENTATION
In this section the balanced filter concept is explained. In amicrostrip coupler transmission line, DM signal is propagatedby the odd-mode between top lines; therefore low return cur-rent is flowing through the ground plane. On the other hand,the return CM current related to the even-mode is transportedprincipally by the ground plane, so a DGS [24] will have a sig-nificant effect on the CM signal ([6], [7] and [24]). Our filteris shown in Fig. 4. Unlike [7] and [24] the structures used herehave hourglass form as their central slot is curved. Those gaps
Fig. 4. Filter with dimensions. Lighter gray is ground plane, dark one is topmetallization. Each port is indicated with its number.
were built by the approaching of two ellipses. These curved slotsincrease the smoothness of the change in capacitance and theBW can be extended beyond 100% as opposed as 87% and 53%obtained in [6] and [7], respectively. The narrowest spaces inthe middle of the slots are about 0.45 and 0.55 mm for side andcentral shape, respectively. Another important difference fromthe previous three-DGS works is that in our filter the shapes arenot periodic. Side DGSs have a height of 6.5 mm meanwhilecentral shape has 35 mm; this latter structure is larger becausethe lower rejection frequency is determined by it. The dimen-sions and spaces between the three slots were optimized usingfull-wave simulator [21].
The behavior of these filters is described principally by theinsertion loss for DM extracted form (5) and insertionloss for CM obtained from (6) ([6] and [7]). But wealso calculate the reflection coefficient for DM from (4)given in Section III, so that the system can be fully characterized[25]
(5)
(6)
Note that -parameters of the right side in (4) are extractedfrom the two-port network matrix obtained from ports 1 and2, as in previous section. and are the insertion lossesfrom port 1 and port 2 to port 3, meanwhile and arethe insertion losses from port 1 and 2 to port 4. The ports areindicated with letter and their corresponding number in Fig. 4.
Implementation of the filter was made in the substrate same asthe simulated CASA in Section III. As it can be seen on Figs. 5and 6, simulated and measured results, obtained from (4)to (6),are in reasonable agreement. A BW of about 133% (2 to 10GHz) is achieved for a DM insertion loss less than 3 dB and forCM insertion and DM return losses more than 10 dB. A smallripple occurs at higher frequencies close to 10 GHz, which isthought to be due to the discontinuity presented between eachSMA connector and microstrip transmission line.
It is worth noting that simulated parameters of the filter re-ported in [7] were extracted and included in the Figs. 5 and 6.As it can be seen in Fig. 5, filter proposed in [7] covers onlyabout 63% (2.9 GHz to 5.6 GHz) for CM rejection larger than10 dB. In addition in Fig. 6; the DM reflection coefficient of [7]is limited until 7 GHz below 10 dB.
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Fig. 5. Simulation and measured insertion losses of the filter for Common-and Differential-Modes. The simulated DGS filter response from reference [7]is included for comparison.
Fig. 6. Simulation and measured reflection coefficients of filter for Differential-Mode. The simulated DGS filter response from reference [7] is included forcomparison.
Fig. 7. Photograph of the system (Filter-Antenna). (a) Top view, (b) Bottomview.
V. ATTACHMENT OF CM-REJECT FILTER AND CASA
A. Filter Matching Characteristics
An image of the antenna-filter system is shown in Fig. 7. Im-plementation of the antenna with the filter and a reference board
Fig. 8. Matching transition between filter and CASA. Lighter gray is groundplane, dark one is top metallization.
Fig. 9. Reflection coefficients for the CASA: (a) Without filter, (b) With filter.As it can be seen, differential signal is not affected by the filter along the band.
without it were made in the same substrate as the DGS-filter, thecomplete subsystem fits on a rectangle of 145.5 mm 50.5 mm.
The filter was included with no other modifications but theelimination of tapered feeds marked as and in Fig. 4,so that the antenna can be connected at that terminations. Sincethe dimensions of transmission lines in the antenna are differentto those of the filter, a combination of step-tapered microstripline was used to match them (see Fig. 8). Moreover, the orig-inal ground plane of antenna were slightly modified, and(Fig. 2) were decreased from 5.7 to 3.6 mm and from 20.5 to9 mm, respectively. The microstrip couplings and ground planemodifications were optimized in [21].
Measured and simulated results of differential reflection coef-ficient for systems with filter and without filter are presented inFig. 9(a) and (b). A two-port single-ended matrix was obtainedfrom each system, and was extracted from (4). Returnlosses for simulations are always greater than 10 dB and formeasurements greater than 8.35 dB within a BW of about to127%, for both systems.
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Fig. 10. Schematic of the union of rat-race coupler to system. -input givestwo signals with 0 phase shift. -input gives two signals with 180 phaseshift.
Fig. 11. Radiation patterns with filter in E plane at (a) 2.9 GHz, (b) 4.3 GHz,(c) 6 GHz and (d) 10 GHz. (Simulation: dashed line; measurement: continuousline).
B. Radiation Patterns
In order to feed the antenna, the system needs to have a phaseshifting of 180 between the coupled transmission lines. Forthis reason a rat-race coupler (RRC) was used as observed inFig. 10. This coupler has four ports and it was used as a powerdivider. Port was fed to obtain the split of one voltage atthe output ports, with 180 shifting between them. Port wasloaded with 50 [26]. Three different RRC’s based on [13]were implemented to cover the whole BW of interest (as eachcoupler’s BW is only about 50%). The first coupler covers from2.5 GHz to 4.5 GHz, the second from 4.8 GHz to 7.3 GHz andthe third one from 6.5 GHz to 10.8 GHz. The same substrate ofthe previous components was used.
Radiation patterns in E and H planes were obtained at fourdifferent frequencies (2.9 GHz, 4.3 GHz, 6 GHz and 10 GHz)and they can be observed in Figs. 11 and 12, respectively. Sim-ulated and measured results are in good agreement.
The end-fire gain for DM is shown in Fig. 13. As it can beseen, a maximum of 9 dBi is obtained at 4 GHz and along the
Fig. 12. Radiation patterns with filter in H plane at (a) 2.9 GHz, (b) 4.3 GHz,(c) 6 GHz and (d) 10 GHz. (Simulation: dashed line; measurement: continuousline).
Fig. 13. Measurement of gain along the frequency for CASA with filter.
entire BW it is about 5 dBi, which is in line with this type ofantennas [20].
VI. COMMON MODE NOISE RADIATION
In order to quantify the transversal emission of CM fieldsas shown in Section II, the radiation pattern in the transversaldirection, as depicted in Fig. 14, was measured. Using the setupof Fig. 10, two in-phase currents derived from the -port of therat-race couplers were input to the systems with and withoutfilter (a load was connected to the -port).
The measured radiation patterns with and without filter atthree different frequencies within the band of interest (3 GHz,5.5 GHz and 7 GHz) are shown in Fig. 15. It is clearly seen thattransversal radiation is highly suppressed by the addition of thefilter. This suppression is in order of 13 dB at 180 and 230 for5.5 GHz, where maximum cancellation is achieved. For 7 GHzsuppression reaches a maximum of 12 dB at 70 , and for 3 GHzthe highest attenuation is 12 dB from 90 to 110 . Nonetheless,the level of radiation with the filter is higher than that without it
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Fig. 14. Radiation pattern in transversal direction to CM currents.
Fig. 15. Radiation pattern of comparisons with and without filter at (a) 3 GHz,(b) 5.5 GHz and (c) 7 GHz. (Filter: dashed line; without filter: continuous line).
Fig. 16. CM-surface current density for CASA-filter system at 3 GHz. TheDGS resonance reaches a maximum of current at its borders which produceradiation.
between 170 to 210 and from 300 to 350 . This is attributedto a resonant effect of the largest DGS structure, therefore in-creasing transversal radiation, as shown in Fig. 16.
VII. CONCLUSION
A new CASA with broadband CM noise rejection filter is pro-posed in this paper. The system includes a CASA and a novelfilter based on three non-periodical DGS, on a 2D technology.Simulated and measured results of the system were obtained
with accuracy within the broad BW of about 127% from 2.4to 10 GHz. Several radiation patterns for E and H planes weretaken showing good agreement with simulated results. Finally,the radiation due to CM currents was obtained by an innova-tive measurement of the pattern in the transversal plane, whichshows a maximum attenuation of 13 dB for the system withfilter. This element can be attractive to use in a dense array ofantennas given its low adjacent radiation and broad band of op-eration.
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Edgar Colín-Beltrán was born in Toluca, Mexico,in 1981. He received the B.Sc. degree from theUniversidad Autonoma del Estado de Mexico(UAEM), Mexico, in 2004 and the M.Sc. degreefrom the Instituto Nacional de Astrofisica, Optica yElectronica (INAOE), Tonantzintla, Puebla, Mexico,in 2007, where he is currently working towards thePh.D. degree.
He was collaborator with the Electrical Engi-neering Department, University of California atLos Angeles (UCLA) in 2011. His research interest
includes UWB microwave antennas and phased array antennas for radioas-tronomy.
Alonso Corona-Chávez (S’00–A’01–M’02–SM’09)received the B.Sc. degree from the Tecnológico deMonterrey (ITESM), México, in 1997 and thePh.D. degree from the University of Birmingham,Edgbaston, Birmingham, U.K., in 2001.
From 2001 to 2004, he was a Microwave Engi-neer with Cryosystems Ltd. During this time, he wasalso an Honorary Research Fellow with the School ofElectrical Engineering, University of Birmingham. In2004, he joined the Instituto Nacional de Astrofísica,Óptica y Electrónica (INAOE), Tonantzintla, Puebla,
México, where he is currently a Professor of electronics. He is the Head of theEmerging Microwave Technologies Group (EMT), INAOE. His current inter-ests include microwave applications of HTS, RF, and microwave devices forcommunications and radio astronomy.
Prof. Corona-Chávez was the recipient of a Fulbright Fellowship to carry outresearch with the Electrical Engineering Department, University of Californiaat Los Angeles (UCLA) in April 2009.
Tatsuo Itoh (S’69–M’69–SM’74–F’82–LF’06)received the Ph.D. Degree in electrical engineeringfrom the University of Illinois, Urbana, IL, USA, in1969.
After working for University of Illinois, SRI andUniversity of Kentucky, he joined the faculty at TheUniversity of Texas at Austin, Austin, TX, USA, in1978, where he became a Professor of Electrical En-gineering in 1981. In September 1983, he was se-lected to hold the Hayden Head Centennial Profes-sorship of Engineering at The University of Texas. In
January 1991, he joined the University of California, Los Angeles, CA, USA,as Professor of Electrical Engineering and holder of the TRW Endowed Chairin Microwave and Millimeter Wave Electronics (currently Northrop GrummanEndowed Chair). He has 400 journal publications, 820 refereed conference pre-sentations and has written 48 books/book chapters in the area of microwaves,millimeter-waves, antennas and numerical electromagnetics. He has supervisedup to 73 Ph.D. students.
Dr. Itoh received several awards, including IEEE Third Millennium Medal in2000, and IEEE MTT Distinguished Educator Award in 2000. He was electedto a member of National Academy of Engineering in 2003. In 2011, he receivedMicrowave Career Award from IEEE MTT Society. He is a member of the In-stitute of Electronics and Communication Engineers of Japan, and Commis-sions B and D of USNC/URSI. He served as the Editor of IEEE TRANSACTIONS
ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES for 1983–1985. He was Presidentof the IEEE Microwave Theory and Techniques Society in 1990. He was theEditor-in-Chief of IEEE MICROWAVE AND GUIDED WAVE LETTERS from 1991through 1994. He was elected as an Honorary Life Member of MTT Societyin 1994. He was the Chairman of Commission D of International URSI for1993–1996. He serves on advisory boards and committees of a number of orga-nizations. He served as Distinguished Microwave Lecturer on Microwave Ap-plications of Metamaterial Structures of IEEE MTT-S for 2004–2006.
J. Eduardo Mendoza-Torres received the B.Sc. degree from the Faculty ofPhysics and Mathematics, Universidad Autonoma de Puebla (BUAP), Puebla,Mexico and the Ph.D. degree in astrophysics and radioastronomy from the Spe-cial Astrophysical Observatory, Russian Academy of Sciences, Russia.
From 1986 to 1987, he was a Senior Teacher at the Faculty of Physics andMathematics, BUAP, and from 1993 to 2012 he was a Senior Researcher in theDepartment of Astrophysics, Instituto Nacional de Astrofisica Optica y Elec-tronica (INAOE).
He is the author and coauthor of more than 30 refereed scientific publications,PI of the project of site testing for the Large Millimeter Telescope (GTM/LMT),PI of the project of reinstalling a 5 m dish radio telescope and responsible ofthe organization of the National Astronomy Olympiad at Mexico. His researchinterest includes instrumentation on radioastronomy applied at solar activity andgalactic masers.
114
1
Disminución del nivel de polarización cruzada en un arreglo de
alimentadores diferenciales para radioastronomía en el rango de
microondas.
Edgar Colín Beltrán, Alonso Corona Chávez, J. Eduardo Mendoza Torres
Instituto Nacional de Astrofísica, Óptica y Electrónica, INAOE
Luis E. Erro No.1, Santa María Tonantzintla, 72840, Puebla, México
[email protected], [email protected], [email protected]
RESUMEN
Debido a la necesidad que se tiene en radioastronomía de contar con grandes anchos de banda,
se ha intentado aplicar nuevas tecnologías a los receptores astronómicos. En los últimos años se
han hecho nuevos alimentadores de banda muy ancha. En este trabajo se reportan los resultados
de un arreglo simulado con una antena plana de apertura circular, perteneciente a las antenas de
hueco gradual. La banda operacional del arreglo va de 2.4 a 10 GHz, con un ancho de banda
fraccional de 127%. Se muestran los patrones de radiación de los arreglos de alimentadores con y
sin filtro para diferentes ángulos de inclinación de la onda incidente. Además se encuentra que
dicho arreglo tiene la ventaja de que el nivel de polarización cruzada es menor en todas las
frecuencias cuando se usa el filtro.
PALABRAS CLAVE: modo común, filtro DGS, nivel de polarización cruzada.
1. INTRODUCCIÓN
Desde los inicios de la radioastronomía se ha buscado observar en el mayor rango posible de
frecuencias y por lo tanto, los receptores de banda muy ancha han sido un objetivo a buscar. Sin
embargo, hasta ahora se usan ampliamente arreglos de cornetas como alimentadores de las
antenas. Éstos tienen como desventaja la compleja fabricación y existe un espaciamiento mínimo
entre elementos que impide que se realicen arreglos densamente poblados [1]. En tiempos
recientes, arreglos de alimentadores planos son muy prometedores dadas sus facilidades de
diseño y manufactura [2]-[3], sobre todo en el rango de las microondas entre 1 y 10 GHz.
Aplicaciones como las que el Square Kilometer Array (SKA) utilizará, demandan un amplio ancho
de banda (mayor al 100%) y arreglos muy densos de elementos con mínimos niveles de
acoplamiento entre ellos y de polarización cruzada [4].
Por otro lado, alimentadores planos como las Vivaldi están siendo ampliamente estudiadas de
acuerdo a su excelente desempeño en anchos de banda muy amplios (de hasta 10:1) [5] y fácil
manufactura en tecnología bidimensional, manteniendo su patrón de radiación similar para todo el
2
rango. Sin embargo, el nivel de polarización cruzada que suelen tener, no es requerido para haces
con incidencia fuera del eje de la normal del arreglo, principalmente a 45° [2]. En antenas
balanceadas, el fenómeno es debido a la interacción de corrientes de modo común entre
elementos diagonales [3]. Para evitar esta interacción, se pueden separar los elementos, sin
embargo esto aumentará el ancho de haz total y disminuirá el área efectiva para efectuar el arreglo
[2]. Tomando en cuenta el espacio limitado en los lugares disponibles para colocar alimentadores,
lo último no es una opción viable, véase Figura 1. Actualmente se llevan a cabo estrategias para
eliminar estas corrientes en arreglos planos, sin embargo, algunos esfuerzos no cubren un ancho
de banda útil para estudios radioastronómicos de más del 100% [3].
Figura 1. RT5 del INAOE, antena de radiotelescopio de 5 m de diámetro.
2. DESCRIPCIÓN DEL ALIMENTADOR
En este trabajo se reportarán diversos niveles de polarización cruzada simulados de arreglos de la
antena llamada CASA (Circular Aperture Slot Antenna, por sus siglas en inglés) [6], con rechazo
de modo común, Figura.2 (a) y (b) respectivamente. La disminución de polarización cruzada es
producto de la atenuación de la radiación debida a corrientes de modo común en esta antena
balanceada [3]. Este efecto se logra por la inclusión de una estructura DGS como filtro de rechazo
de ruido en modo común.
3
Figura 2. Dimensiones de: (a) Antena CASA, (b) filtro DGS.
La atenuación de la señal de modo común que se propaga por las líneas de transmisión acopladas
se verifica en la Figura 3, donde la señal de modo común presenta un nivel debajo de los -10 dB
para un ancho de banda operativo de 2 a 10 GHz (133%), mientras que la señal diferencial es
propagada con una pérdida por inserción no mayor a 3 dB.
Figura 3. Transmisiones de modo diferencial y común del filtro DGS.
En la Figura 3(a) se puede observar la respuesta de la pérdida por inserción del elemento, en
modo diferencial. La cual tiene un ancho de banda de 127% (de 2.4 a 10 GHz) por debajo de -
8.35 dB. El patrón de radiación simulado en dirección normal para un arreglo de 20 x 20 elementos
en 3D, es mostrado en la Figura 3(b).
4
Figura 3. (a) Sistema antena-filtro, (b) Pérdida por retorno diferencial.
3. RESULTADOS DE NIVEL DE POLARIZACIÓN CRUZADA
Aunque se simuló un arreglo de 20 x 20 elementos de polarización simple, un arreglo de 5 x 5 se
muestra en la Figura 4 para mayor claridad. Se pueden ver los tres planos de polarización de
radiación de los campos, E para el eléctrico, H para el magnético y D para el plano diagonal. Cada
elemento está separado 49 mm, en ambas direcciones, esto es aproximadamente λ0 a 6 GHz,
donde se encontró la máxima ganancia diferencial en dirección end-fire para los planos E y H de
alrededor de 29 dBi. Todas las simulaciones se hicieron con software de onda completa [7].
Figura 4. Esquema del arreglo lineal. Se muestran también los planos E, H y D.
5
El nivel de polarización cruzada más crítico es el producido a 45° de la normal del arreglo, y es al
que más énfasis se le da en arreglos de antenas balanceadas [2]-[3], por esta razón es la
inclinación donde se probó el arreglo para todos los planos. Cabe mencionar que las graficas están
normalizadas a la potencia incidente, para ambas polarizaciones. Para obtener el nivel de la
polarización cruzada se utilizó la tercera forma que reporta Ludwig en [8].
(a)
(b)
(c)
Figura 5. Comparación del nivel de potencia de polarización cruzada. (a) Plano E, (b) Plano
D y (c) Plano H.
6
Como se puede observar en la Figura 5, para todos los planos, el nivel de polarización cruzada es
menor para todas las frecuencias cuando se usa el filtro en el alimentador. Para el plano E, la
disminución alcanza un máximo de 42 dB de diferencia, en el diagonal de 45 dB y para el H la
diferencia de polarización cruzada entre el alimentador con y sin filtro es de 44 dB.
Conclusión
Se utilizo un alimentador balanceado para la simulación de un arreglo lineal con forma de una
matriz cuadrada de 400 elementos. El filtro utilizado para la atenuación de corrientes de modo
común ha servido para disminuir el nivel de polarización cruzada, que fue probado en θ = 45° sobre
los planos Eléctrico (φ = 0°), Diagonal (φ = 45°), y Magnético (φ = 90°). En los tres planos se
mostró una disminución de ruido de polarización con máximos de hasta 45 dB.
REFERENCIAS
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Propagation, vol. 21, no. 1, pp. 116-119, January 1973.
Circularly Polarized Very Broad Band Antenna for Radioastronomy Applications
Edgar Colin-Beltran, Alonso Corona-Chavez, J.Eduardo Mendoza-Torres
Instituto Nacional de Astrofisica, Optica y Electronica, INAOE Luis Enrique Erro 1, Santa Maria Tonantzintla, San Andres Cholula, Puebla, 72840, Mexico
e-mail: [email protected]
Abstract— A very broad band circularly polarized antenna implemented in 2D technology is reported with simulated and experimental results. A 2-elemet antenna array elements was tested on a radiotelescope where a solar observation was successfully performed.
I. INTRODUCTION
Circularly polarized antennas have been recently used in many applications such as satellite communications [1], radar systems [2] and wireless communications [3], in order to deal with a large amount of information and to reduce multipath effects [4]. In radioastronomy, polarimeters that require channel separation of different circular polarization directions are required to operate in a large band in order to obtain as much data as possible [5].
There are options in the literature for detection of circular polarization (CP) with microstrip antennas but they may need more than two layers as in [6] and [7], which increase the costs and the difficulty of implementation. A two-layer antenna is fed by coaxial probe [8] with a fractional bandwidth (BW) of only 12% for 3 dB of axial ratio (AR). In order to obtain wider BW for AR, techniques such as circle slot on the ground plane and single feeds have been explored in [9] and [10]. In [9] the 3 dB AR covers a BW of about 58%. In [10] the AR BW is about 40%.
In this paper an antenna with a single feed and a slot on the ground plane that can detect circular polarization in a very wide band is proposed. The antenna is implemented using traditional 2D technology; its design includes a rectangular hook at top side and an elliptical slot at the bottom. Unlike [9] and [10] no stubs within slot on the ground are necessary; therefore, a simpler design is obtained. Moreover, wider BWs are reported. The central frequency is fixed at 2.9 GHz. The 3 dB AR fractional BW is 76% and 8 dB return loss reach a BW of about 75%, the highest found in literature to the author’s knowledge. In addition, a two-element array was implemented to detect Right Hand (RH) and Left Hand (LH) polarization on a 5m dish radiotelescope to perform solar observations achieving reasonable results.
II. ANTENNA DESIGN
The antenna is shown in Figure 1. Top metallization is a square hook built from rectangles with dimensions described in Table I, it is worth noting that the fourth column details the
dimensions related with the central guided wavelength of 62.24 mm. The probe is fed by a quarter wavelength transformer (G) of 115 Ω at 2.5 GHz and another quarter stub (H) at 50 Ω. On the other hand, the ground plane in the substrate is slotted by an ellipse of 30.975 mm x 29.5 mm which has been optimized in a full wave simulator [11] in order to obtain the largest AR bandwidth. The substrate used is Duroid© 4003C by Rogers Corporation of relative permittivity of 3.55 and thickness of 0.813 mm.
Figure 1. (a) Detailed drawing of the antenna and (b) 5m
Radiotelescope antenna setup.
TABLE I. DIMENSIONS OF CP MICROSTRIP ANTENNA
Let.
Brief description Dimension
(mm) Dimension (λg)
A Antenna Rectangle 35.5 x 12.5 0.57 x 0.2 C Antenna Rectangle 23 x 12.5 0.37 x 0.2 D Antenna Rectangle 10 x 7 0.16 x 0.11 F Antenna Rectangle 7 x 5 0.11 x 0.08 G Feed Rectangle 18.5 x 0.8 0.3 x 0.01 H Feed Rectangle 18.5 x 2 0.3 x 0.03 I Major Axis of Slot Ellipse 30.975 0.5 K Minor Axis of Slot Ellipse 29.5 0.47
III. SIMULATED AND EXPERIMENTAL RESULTS
The design described in Figure 1 was simulated and measured. The 8 dB impedance BW for simulation is about 87% and experimental response is about 75%. For AR,
experimental and simulated BW is about 76% below 3 dB for both responses (Figure 2). Discrepancies in both plots are derived from inaccuracies in the implementation such as top and bottom layer misalignment and defects at the corners of the quarter-wave transformer.
Figure 2. Simulation and measurement responses for:
Reflection Coefficient and Axial Ratio. Radiation patterns of co- and cross-polarization were taken.
The results of simulation and measurements for φ = 0° (similar results were found for φ = 90°) are shown in Figure 3. A better agreement is observed at 3GHz, which is the nearest to the central frequency.
Figure 3. Radiation patterns for φ = 0° at: (a) 2 GHz, (b) 3
GHz and 4 GHz. In order to prove the application of this antenna for solar
observations, two antennas were mirrored around the Y axis with opposite polarization. The array was located at the focus of a 5m dish antenna. An amplification of 24 dB was connected to each antenna port. Two spectrum analyzers took spectra from 1.5 to 3.5 GHz from the sun’s observations; they were averaged and integrated along time in two laptops (see Figure 1b). As it can be seen in Figure 4, continuous and dashed lines correspond to right hand (RH) and left hand (LH) polarizations, respectively. The first peak in both amplitudes near 15:05 hrs (GMT-6) was produced when pointing the telescope at the sun. After that, the telescope was manually moved west (no tracking was implemented) and the second peak (narrows) coincides with the transit of the sun through the focal point. The peak on channel A appears at 15:24 hrs
with 0.211 solar flux units (sfu) and for channel B at 15:17 hrs with 0.454 sfu. It is worth noting that amplitude calculated with our data at 2 GHz is 21 sfu, which corresponds to observations found in [12] for the sun in its quite state. The time difference is a result of the separation between antennas.
Figure 4. Solar pass integrated along time (GMT-6).
Channel A and B are RHCP and LHCP, respectively (see Figure 1b)
IV. CONCLUSIONS A novel circularly polarized antenna with very large AR
fractional BW (76%) has been implemented. This antenna has been successfully used for a solar observation on a 5m radiotelescope.
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2_2323.html
123
Índice de Figuras
Figura 2.1. Línea de transmisión……………………………………………
6
Figura 2.2. Esquemático de los parámetros de dispersión S en una red de dos puertos …………………………………………………..
10
Figura 2.3. Estructura general de microcinta……………………………….
11
Figura 2.4. Distribución de campos eléctrico y magnético en una microcinta…………………………………………………………
11
Figura 2.5. Microcinta acoplada………………………………………………
13
Figura 2.6. Líneas de campo Eléctrico (E) y Magnético (M) para el modo: impar (a) y par (b). Además se muestran las capacitancias efectivas por unidad de longitud……………….
14
Figura 2.7. Líneas de campo eléctrico producido por corrientes de MC…
17
Figura 3.1. Dipolo de media longitud de onda. (a) Diagrama (b) Patrón de radiación……………………………………………………….
22
Figura 3.2. Coordenadas espaciales para la descripción de un patrón de antena……………………………………………………………...
24
Figura 3.3. Planos radial (a) y rectangular (b) de un patrón de radiación directivo…………………………………………………………….
24
Figura 3.4. Polarización de campo eléctrico instantáneo propagándose a lo largo del eje Z. (a) elíptica, (b) circular y (c) lineal………
25
Figura 3.5. Tipos de cornetas: (a) rectangular, (b) piramidal, (c) circular y (d) corrugada…………………………………………………...
27
Figura 3.6. Diversidad de antenas planas: (a) microstrip, (b) de hueco, (c) parche con coaxial y (d) F-invertida………………………
29
124
Figura 3.7. Antena de microcinta rectangular. (a) Diagrama, Patrón de radiación (b) plano E, (c) Plano H …………………………….
30
Figura 3.8. Tipos de radiación de un arreglo lineal……………………….
34
Figura 3.9. Trayectoria de la señal solar hasta el receptor……………….
35
Figura 3.10. Potencia de ruido. (a) Resistor y (b) Antena…………………
38
Figura 4.1. Diagrama que muestra los elementos de la ecuación de transporte radiativo……………………………………………….
40
Figura 4.2. Tomada de [38]. Dibujos esquemáticos de espectros de temperatura de brillo y densidad de flujo……………………...
48
Figura 5.1. CASA: (a) Diagrama, (b) Descripción detallada de un medio de la metalización superior y del plano de tierra………………
52
Figura 5.2. Resultados simulados de CASA. (a) Pérdida por retorno, (b) patrones de radiación; Plano E: línea continua, Plano H: línea a trozos………………………………………………………
54
Figura 5.3. Diagrama de filtro con dimensiones. Gris: metalización superior. Naranja: plano de tierra……………………………….
56
Figura 5.4. Fotografía del filtro implementado………………………………
56
Figura 5.5. Pérdidas por inserción de MD y MC……………..……………..
57
Figura 5.6. Coeficiente de reflexión para la señal diferencial…………….
58
Figura 5.7. Cara posterior de antenas con (a) y sin filtro (b), (c) cara anterior…………………………………………………………….
59
Figura 5.8. Transición del filtro al alimentador. Verde: el plano de tierra. Rojo: la metalización superior…………………………………..
59
Figura 5.9. Coeficiente de reflexión para CASA; (a) sin filtro, (b) con filtro…………………………………………………………………
60
Figura 5.10. Esquema de la unión del acoplador Híbrido de 180° al sistema. La entrada ∑ produce dos señales con 0° de desfasamiento a las salidas. La entrada ∆-input da dos señales con 180° de desfase a las salidas…………………...
61
125
Figura 5.11. Patrones de radiación del sistema con filtro en plano E en: (a) 2.9 GHz, (b) 4.3 GHz, (c) 6 GHz y (c) 10 GHz. Simulación: línea punteada, medición: continua……………
62
Figura 5.12. Patrones de radiación del sistema con filtro en plano H en: (a) 2.9 GHz, (b) 4.3 GHz, (c) 6 GHz y (c) 10 GHz. Simulación: línea punteada, medición: continua……………..
62
Figura 5.13 Ganancia del alimentador en modo diferencial………………
63
Figura 5.14. Patrón de radiación transversal a la dirección de las corrientes de MC………………………………………………...
63
Figura 5.15. Comparaciones entre patrones de radiación con y sin filtro en: (a) 3 GHz, (b) 5.5 GHz y (c) 7 GHz. (Filtro: línea punteada, Sin filtro: línea continua)…………………………..
64
Figura 5.16. Densidad de corriente de MC para el sistema filtro- alimentador a 3 GHz…………………………………………….
65
Figura 5.17. Patrón de radiación 3D de un arreglo con 20 elementos…...
66
Figura 5.18. Esquema del arreglo lineal. Se muestran también los planos E, H y D…………………………………………………
67
Figura 5.19. Comparación del nivel de potencia de polarización cruzada para los planos: (a) E, (b) D y (c) H………………..
68
Figura 6.1. Alimentador plano de polarización circular…………………….
72
Figura 6.2. Resultados de anchos de banda para: a) impedancia y b) razón axial…………………………………………………………
73
Figura 6.3. Patrones de radiación para φ = 0° en: (a) 2 GHz, (b) 3 GHz y (c) 4 GHz…………………………………………………………..
74
Figura 6.4. Patrones de radiación para φ = 90° en: (a) 2 GHz, (b) 3 GHz y (c) 4 GHz………………………………………………………...
74
Figura 6.5. (a) Razón axial y (b) coeficiente de reflexión de las variaciones del centro de la elipse, a través del eje X. Las variaciones son en mm…………………………………………..
75
126
Figura 6.6. (a) Razón axial y (b) coeficiente de reflexión de las variaciones del centro de la elipse, a través del eje Y. Las variaciones son en mm…………………………………………..
76
Figura 6.7. (a) RT5 del INAOE, radiotelescopio de 5 m de diámetro, (b) Analizador de espectros……………………………………..
77
Figura 6.8. Montaje experimental para la observación en el RT5………..
78
Figura 6.9. Dibujo simulado para el arreglo de antenas de polarización circular……………………………………………………………..
79
Figura 6.10. Respuestas simuladas del arreglo. (a) Razón Axial, (b) Parámetros de dispersión……………………………….......
79
Figura 6.11. Ganancia y figura de ruido del amplificador. Información tomada de [74]………………………………………………….
80
Figura 6.12. Fotografía del front-end montado en el foco del RT5……….
80
Figura 6.13. Observación integrada de un escaneo solar a través del radio telescopio. Línea sólida: polarización derecha. Línea punteada: polarización izquierda………………………………
84
Figura 6.14. Pantalla de configuración del programa………………………
85
Figura 6.15. Observación de una señal polarizada de satélite. Polarización derecha: línea continua, Polarización izquierda: línea punteada……………………………………..
88
127
Índice de Tablas
Tabla I. Directividad y anchos de haz para arreglos……………………..
34
Tabla II. Dimensiones detalladas de las figuras…………………………..
53
Tabla III. Dimensiones del alimentador de polarización circular…………
72
Tabla IV. Traslape de anchos de banda de dispositivos…………………..
77
Tabla V. Resultados del cálculo de enlace para observación solar………
83
Tabla VI. Comparación del flujo solar observado…………………………..
86
128
129
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Broadband planar antennas with emphasis in
polarization detection for radio astronomy at
microwave range
Into the electromagnetic spectrum the microwave range covers between 300
MHz and 300 GHz. Within this band there are interesting phenomena for
radio astronomy research such as Cosmic Background radiation, the
methanol line, related to Interstellar medium (ISM) formation, the ammonium
line related to star formation, Cherenkov radiation at 1.4 GHz where also is
the well-known “21 cm line” which is important in galactic emission and one of
the most studied objects, the Sun, is observed between 100 MHz and 30
GHz. From 100 GHz onwards the band is called as millimeter band because
of the wavelength that is below 3 mm. At that range the origin and evolution
of galaxies, ISM, star formation, and planetary systems can be studied.
Generally, for each observation frequency, the radio telescope has to switch
to a specific receiver which is fed by an antenna, often a horn. Since each
frequency requires a horn the staff at the telescope might need to make a
physical exchange of feeding which would spend some time. In some radio
observatories this handicap is deal with the implementation of many different
receivers at fixed frequencies. However, certain events like solar bursts need
a wide spectral band to be characterized and the feeding is one of the most
important elements to be considered.
On the other hand, some celestial information, especially the related to
magnetic field is conducted by waves which are circularly polarized. In order
to understand these phenomena a feeding that can detect this polarization is
required and it should cover the largest spectral band that it is possible. The
circularly polarized wave detection can be handled by two ways:
138
1. With a wide band antenna that can detect circular polarization directly,
or
2. With an antenna with linear polarization detection in a wide band and
processing the signal with additional components to obtain the Stokes
parameters.
Nowadays most radio telescopes use horns as feeding elements and they
take the information as in the option number one. However, homogeneity
characteristics had not reached with single horn along a wideband and
therefore the second choice is more popular divided in fixed bands in order to
obtain circular polarization waves.
In the Appendix A, several radio telescopes were investigated so that their
feeding systems are reviewed. It can be seen that 47 telescopes, of the total
of 60, use horns as feeding elements (78%), 10 telescopes uses dipoles
(17%), 2 are using Yagi-uda (3%) and 2 planar designs (3%). It is remarkable
that 50 telescopes register two polarizations, namely: linear and circular
(83%). It is important noting that only 5 radio telescopes use a feeding with
more than 100% of fractional bandwidth. This is related to the diminution of
white noise in small bandwidths but also vital information may be lost.
On the other hand, some state-of-art tendencies in radio telescopes as it is
proposed for the Square Kilometer Array (SKA) are closely related to planar
array feedings that can be operated in a very wide band such as Vivaldi
antennas because of their simple design, low cost and easy implementation.
However, there is a significant element to avoid: the common mode noise, in
order to attenuate the mutual coupling and hence diminish the cross-
polarization level. For that reason, a planar filter attached to a novel antenna
is proposed and detailed in Chapter V. As it can be seen, circular polarization
detection is a very important necessity in radio telescopes actually. In that
regard, a novel single fed antenna on PCB technology has been developed.
139
This antenna can detect waves of circular polarization in almost 80% of
fractional bandwidth, its design and performance has been obtained and
depicted in Chapter VI.
The problem of the limited range in receivers for radioastronomy due to the
feeding or antennas is established in Chapter I. Chapter II is devoted to the
explanation of the characteristics of transmission lines and the S parameters
used to evaluate them in the microwave range. The introduction of
transmission on coupled microwave lines is given as well. Finally, two sorts of
noise are described, namely; Nyquist and common mode noise, because they
will be seen on the subsequent chapters.
In the Chapter III a description of antennas is developed. The dipole
mechanism of radiation is described along with a brief explanation of variety
of horn and planar antennas. The design rules for a rectangular patch are
also given; equations for directivity and beamwidth are described for general
cases. In radio astronomy a main topic is the feeding arrays. In the next
section, brief paragraphs with some equations that describe the behavior of
typical arrays are shown. In last part of this chapter, a development of a
budget link as it is used in satellite links is shown. The characteristics of the
link will help to understand how the set up in the Chapter VI worked. In this
section a brightness temperature and antenna temperature are explained,
those definitions are used in the Chapter VI.
On Chapter IV a description of solar behavior produced by three emission
mechanisms at microwave range is given. Beginning with radiative transport
equation and the plasma criteria, this section explains the necessity of wide
band for study phenomena as Bremmstralung emission, which is presented
from 1 to 10 GHz, Gyroresonance and Synchrotron emissions where the
spectral resolution is mandatory besides that, discrimination of polarization is
an advantage in order to understand the intensity and nature of magnetic
140
field. In the end of the Chapter there is an image where a summary of those
emission mechanisms can be visualized.
The Chapter V describes the first proposal for a wide band antenna used as
feeding in a radio telescope. This proposal is composed by two main devices,
namely; a common mode signal rejection filter based on three DGS [Defected
Ground plane structure] and a novel circular aperture slot antenna (CASA)
with balanced feed.
In the first part of the chapter a simple antenna in planar technology with high
directivity was developed. This device is conformed by two quarters of circle
with slight different radii and to shape the directive aperture this structure is
mirrored along the aperture axis. The design was optimized in a full wave
simulator. Simulated results were presented in this section as well as table
with dimensions. It is worth noting that this antenna has a balanced feeding
and it is placed on the same face of the substrate which produces a high level
of symmetry in the radiation pattern.
A second component is a structure of coupled microstrip lines i.e. a four ports
network. Although there are four inputs, there are only two effective ports
formed by two pairs on each side. That is because there are two kinds of
propagation of the signal related to even and odd modes. Even mode is
referred to the propagation of energy with same voltage and phase between
each line and ground plane. Therefore, the energy is parallel propagated
between lines and ground plane producing a magnetic wall between top lines.
That propagation mode is related to common mode currents which are
referred forward to be the responsible of high levels of cross-polarization in
dense arrays. The second type of propagation is odd mode, and it is related
to the differential mode that is the desired signal. It is used in digital
communication channels as well as in differential amplifiers and, in this case,
the feeding of balanced antennas such as dipoles, bow tie, Vivaldi, etc.
141
Propagation in this mode is supported by two top metal lines, i.e. the signal is
transported by the lines producing an electric wall between them. Since the
desired signal travels along the top lines, any modification on the ground
plane is almost invisible to it, whereas the even mode signal can be severely
affected. Taking this into account, a novel DGS was design and optimized in
order to obtain attenuation greater than 10 dB for common mode signal but at
the same time keep the differential mode unaffected. Results for reflection
coefficient for differential and common mode and the differential mode
insertion loss between simulation and measurements were found in
reasonable agreement.
In the next part of the chapter, the attachment of the filter and antenna was
made. A few modifications were needed in order to join the antenna to the
filter, especially on the ground plane of the antenna. After that, the complete
system was simulated and implemented. Results for differential reflection
coefficient in structures with and without filter were taken, both remain
practically equal. In order to probe the attenuation of the radiation due to
common mode currents the theory of the Chapter II was applied. The
radiation due to common mode currents is omnidirectional to the plane of the
coupled transmission lines that carry them. Then, to measure this radiation it
was necessary to test the pattern emitted in transversal plane of the feeding
lines and a maximum attenuation of 13 dB between CASA with filter and
without it was observed. However, there are two zones where system with
filter radiates more power than that without it. That was because the largest
DGS radiates instead of resonates. All components were made on Rogers
4003C with thickness of 0.813 mm and relative permittivity of 3.55 and
traditional PCB process was used.
The next part is devoted to a simulation of 400 elements antenna array
linearly separated. The cross- and co-polarization levels were taken for an
array of CASAs with filter and another without it. The cross-polarization level
142
was clearly attenuated because of the presence of the filter. To characterize
all the planes of the array, three orientations were tested: E plane, parallel to
the aperture; H plane, transversal to aperture and D plane (also known as
Diagonal plane), which is 45° between E and H. All the cross-polarization
levels were attenuated with a maximum of 45 dB.
In the Chapter VI the second antenna as a feeding of radio telescope is
presented. As it can be seen before, the detection of circular polarization
wave is a very important issue in radio astronomy. This condition is also
important in satellite communications to avoid the downlink and uplink signals
interfere each other, also when a signal produced by the rotating satellite has
circular polarization the amplitude of signal received is slightly affected by the
spin.
First part of the chapter is devoted to the design and characterization of the
planar antenna. Measured and simulated results for reflection coefficient and
axial ratio were found in good agreement for a BW around 80%, the highest
found in literature for single feed planar antenna. The design involves a single
microstrip square hook patch on top and an elliptical shape defected on
ground plane, this figure enhances the circular flow for the electric vector. All
dimensions in mm and wavelength referred are described. The simulation
design and the implementation were made in Rogers 4003C with thickness of
0.813 and relative permittivity of 3.55, as well as the devices of Chapter V.
In order to prove the antenna performance for radio astronomical detections a
receiver system was set up on the focus of the RT5 radio telescope, at
INAOE. An array of two antennas, each for detection of one sense of
circularly polarized wave, was built as first stage of receiver. Later, a 24 dB
amplification stage was connected for each polarization. The signals were
conducted by coaxial cables RG-58 to a spectrum analyzer for each branch.
143
The analyzers were BK Precision Model 2650. Two laptops were used to
process and save data for analysis and plot them later.
There are two important figures at the end of the Chapter VI. First one is a
solar scan obtained on November 27th, 2012, for right and left polarizations.
In that figure a maximum amplitude level and radiation pattern for the RT5
can be identified thanks to the scan taken along time. Some important data
were extracted such as antenna temperature, SNR, maximum power
detected (in solar flux unit) and gains; all were summarized in a table right
below the figure. Another important table is later depicted where narrow-BW
solar observations reported by Nobeyama Observatory are compared against
some observations obtained by the RT5. Despite only one day was
coincidental in both observatories, in that day, the observations were in very
good agreement for two of three frequencies shown. It is worth noting that
every frequency taken from Nobeyama was performed by separated
receivers whereas in this work, all measurements were taken at same time
together with a bunch of intermediate bands.
It is important to explain the process into the laptop for store data. A spectrum
from 1.5 GHz to 3.5 GHz with 1000 values is given by the spectrum analyzer,
every second. To minimize the noise 15 spectra are averaged and saved to
the laptop, online. All the amplitudes of the averaged spectrum are added and
it represents the value for that second of the integrated plot along time.
At the end of this Chapter a satellite observation was performed with the
system on December 5th, 2012. It is clear that the signal was strongly left
hand polarized as it can be seen comparing the both amplitudes along time.
Finally a single Chapter for conclusions and future work is described. Two
novel proposals were reported in this thesis. First one is a very wide band
antenna with broadband common-mode signal rejection filter. This system
covers a fractional BW of 125% from 2.4 to 10 GHz. Several parameters for
144
differential- and common-mode signals were taken for the filter and antennas
and they were found to be in good agreement. Besides of radiation patterns
in H and E planes, a third one was taken in order to verify the suppression of
common-mode radiation made by the filter. Good performance was noted
when the filter was included since the radiation diminished up to 13 dB. Since
arrays with huge number of elements can be built from planar antennas, an
array of 400 elements with filter proved that its cross polarization level was
attenuated up to 45 dB when compared with the array without it, in simulation.
The second antenna was design in order to cover the largest band of
circularly polarized detection. With this element a BW around 80% was
reached. An array of two elements, one for each polarization, was
successfully implemented and a set up was built, so that two signals were
processed and saved by a laptop. A solar scan and satellite signal along time
were taken and important parameters like SNR, maximum power received
and antenna temperature are described.
In this thesis two important planar antennas for radio astronomy feeds were
proposed. Both proposals were implemented in Rogers 4003C with thickness
of 0.813 mm and relative permittivity of 3.55, and traditional PCB methods
were used. These antennas are single, cheap and versatile designs for input
stages at receivers for radio astronomy. As future work, an array for two
CASA antennas is proposed in order to cover the broadband range of them
for solar observations. Some broadband components such as mixers,
oscillators, amplifiers and filters are needed and they have been quoted so
that a system will be built.
