Universidad de La Salle Universidad de La Salle

Ciencia Unisalle Ciencia Unisalle

Ingeniería Eléctrica Facultad de Ingeniería

2020

Control de potencia en microrredes A.C Control de potencia en microrredes A.C

Valentina Vera Saldaña Universidad de La Salle, Bogotá

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Control de Potencia en MicrorredesA.C

Valentina Vera Saldana

Universidad de la Salle

Facultad de Ingenierıa, Programa de Ingenierıa Electrica

Bogota, Colombia

2020

Control de Potencia en MicrorredesA.C

Valentina Vera Saldana

Trabajo de grado presentado como requisito parcial para optar al tıtulo de:

Ingeniera Electricista

Director(a):

Ing. Harrynson Ramırez Murillo, Ph.D.

Lınea de Investigacion:

Energıas renovables

Universidad de la Salle

Facultad de Ingenierıa, Programa de Ingenierıa Electrica

Bogota, Colombia

2020

iii

Resumen

En este proyecto se modelara y se controlara una topologıa Hıbrida Serie (Series Hybrid, SH)

alimentado por un arreglo fotovoltaico compuesto por dos ramas paralelo, cada una con dos

paneles en serie. Cada panel de referencia Suntech STP250 - 20/Wd presenta un voltaje de

30 V con una potencia de 250 W. El uso de microrredes AC en los sistemas de distribucion es

un campo de gran relevancia en la actualidad de las redes electricas a nivel mundial, ya que

permite suministrar energıas a los sistemas de distribucion y permite proporcionar un sopor-

te a las empresas electrificadoras durante la operacion, o en caso de fallas y contingencias,

aumentando de esta manera el rendimiento y la confiabilidad del sistema de distribucion

de energıa. Para la realizacion de este proyecto, en primer lugar se realizara un estado del

arte enfocado al modelado y control de microrredes, tanto aisladas como conectadas a la

red. Posteriormente, se procedera a modelar y simular una arquitectura de una microrred,

especıficamente para entornos domiciliarios. Seguidamente, se revisaran estrategias de con-

trol para la regulacion de potencia de microrredes en el sistema electrico. Finalmente, se

realizara una validacion mediante simulacion de la estrategia de control disenada sobre la

arquitectura de la microrred seleccionada.

Palabras clave: Energıa solar, Convertidores DC-DC, Convertidores DC-AC, Micro-

rredes, Gestion de energıa.

Abstract

In this project, a Hybrid Series (SH) topology will be modeled and controlled, powered

by a photovoltaic array consisting of two branches. Each with two panels in series, each Sun-

tech STP250 - 20/Wd reference panel having a voltage of 37.3 V with a power of 250 W. The

use of AC micro-grids in distribution systems is a very important field in today’s electrical

networks worldwide, as it allows power to be supplied to distribution systems and provides

support to power companies during operation, or in the event of failures and contingencies,

thus increasing the performance and reliability of the power distribution system. In order to

carry out this project, firstly a state of the art will be made focused on the modeling and

control of microgrids, both isolated and connected to the network. Subsequently, a microgrid

architecture will be modeled and simulated, specifically for home environments. Next, con-

trol strategies for the regulation of microgrid power in the electrical system will be reviewed.

Finally, a validation by simulation of the control strategy designed on the selected microgrid

architecture will be carried out.

Keywords: Solar Energy, DC-DC Power Converters, DC-AC Power Converters, Mi-

crogrids, Energy management..

Indice general

Resumen III

1 Introduccion 1

1.1 Planteamiento del Problema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Alcance y justificacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.3 Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3.1 Objetivo General . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.3.2 Objetivos Especıficos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.4 Antecedentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Microrredes 7

3 Sistemas Solares Fotovoltaicos 9

3.1 Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

3.2 Clasificacion de los Paneles Solares Fotovoltaicos . . . . . . . . . . . . . . . . 9

3.3 Modelado Matematico y Caracterısticas de Salida de los Paneles Fotovoltaicos 10

3.3.1 Caracterısticas de salida del PV . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

3.4 Algoritmos de seguimiento MPPT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

4 Sistema de procesamiento de energıa 15

4.1 Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

4.2 Modelo de convertidores conmutados (DC-DC y DC-AC) . . . . . . . . . . . 15

4.2.1 Modelo de un convertidor DC-DC Buck-Boost de inductores acoplados

con rama de amortiguacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

4.2.2 Modelo convertidor DC-AC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

4.3 Modelo del ASD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

4.3.1 Tipos de baterıas segun su electroquımica . . . . . . . . . . . . . . . 21

4.3.2 Modelos electricos de la baterıa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4.3.3 Modelo utilizado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

5 Algoritmo de Gestion de Energıa en Microrredes 25

5.1 Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

5.2 Regulacion de tension en el bus DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

5.3 Lazos de control del ASD seleccionado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28

Indice general v

5.4 Lazo de control panel fotovoltaico y MPPT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

6 Resultados de Simulacion 30

6.1 Introduccion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

6.2 Etapa DC-DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

6.3 Etapa DC-AC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

6.3.1 Etapa de potencia: Inversor y equivalente de red . . . . . . . . . . . . 33

6.3.2 Etapa de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

6.4 Escenarios de prueba . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

6.4.1 Carga constante ante variaciones de irradiancia . . . . . . . . . . . . 39

6.4.2 Perfiles de carga ante irradiancia constante. . . . . . . . . . . . . . . 41

6.4.3 Escenario prueba lazos del ASD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

6.4.4 Inversor con la dinamica DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

7 Conclusiones de la tesis y futuras lıneas de investigacion 46

7.1 Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

7.2 Futuras lıneas de investigacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

Bibliografıa 48

Lista de Figuras

3-1 Clasificacion de las tecnologıas disponibles junto con su eficiencia [42]. . . . . 10

3-2 Modelos de las celdas fotovoltaicas: (a)Modelo celdas PV con un diodo. (b)

Modelo celdas PV con dos diodos [15]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

3-3 Curvas tıpicas de salida del PV: (a) Curva tıpica de corriente-voltaje. (b)

Curva tıpica de potencia-voltaje [46]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3-4 Algoritmo de seguimiento: Perturb & Observe [38]. . . . . . . . . . . . . . . 13

3-5 Diagrama de flujo P&O. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

4-1 Esquema del Convertidor Buck-Boost [35]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

4-2 Combinacion convertidor con lazo de corriente [35]. . . . . . . . . . . . . . . 16

4-3 (a) Esquema inversor trifasico. (b) Senal A modulada mediante un PWM [3]. 17

4-4 Esquemas de control del inversor: a) Esquema control lineal de corriente. (b)

Esquema control no lineal de corriente [14]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

4-5 Esquema de control del sistema de referencia sıncrono [6]. . . . . . . . . . . . 19

4-6 Control del inversor [6]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

4-7 Sistema de referencia transformada de Park [3]. . . . . . . . . . . . . . . . . 21

4-8 Modelos electricos de las baterıas: (a) Modelo estatico de una baterıa [37],

(b)Modelo cuasiestatico de una baterıa [7] y (c) Modelo dinamico de una

baterıa [37]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

4-9 Curvas de descarga baterıa: (a) Curva tıpica de descarga de una baterıa [44].

(b) Curva de descarga de una baterıa de iones de litio referencia LIR18650

2600mAh [8]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

5-1 Diagrama de bloques del convertidor de pequena senal para el lazo de voltaje

Vo [33]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

5-2 Diagrama de bloques del control de corriente promedio [33]. . . . . . . . . . 27

5-3 Diagrama de Bode del sistema en lazo cerrado. (a) Magnitud con un Margen

de Ganancia (GM) equivalente a 14.8 dB. (b) Fase, con un Margen de Fase

de 73.8. El Ancho de Banda (Bandwidth, BW) es de 1.29 kHz. . . . . . . . . 27

5-4 Lazo de control de la tension vo para el Bus DC en PSIM. . . . . . . . . . . 28

5-5 Implementacion en el software de simulacion PSIM de los lazos de control del

SOC del ASD y el MPPT: (a) Lazo SOC Maximo 80 %, (b) Lazo SOC Mınimo

4 %, (c) Lazo SOC Nominal 20 % y (d) Lazo de tension mınima del panel y

MPPT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

Lista de Figuras vii

6-1 (a) Arreglo fotovoltaico, (b) Filtro de salida PV, (c) Convertidor DC-DC con

inductores acoplados, (d) ASD y (e) Bus DC. . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

6-2 Simulacion Buck-Boost con inductores acoplados en PSIM. . . . . . . . . . . 31

6-3 (a) Subcircuito control de corriente convertidor DC-DC. (b) Subcircuito PWM. 32

6-4 Esquema del inversor conectado a la red [3]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

6-5 Esquema en PSIM etapa de potencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

6-6 Esquema en PSIM subcircuito de control de potencia aparente. . . . . . . . . 34

6-7 (a) Corrientes trifasicas sin filtro. (b) Corrientes trifasicas luego de aplicar el

filtro pasa bajo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

6-8 (a) Senales sinusoidales de referencia obtenidas como resultado de la transfor-

mada inversa de Park, (b) Corrientes Id e Iq y (c) Tensiones vd y vq. . . . . . 36

6-9 (a) Valores referencia de potencia activa y reactiva, (b) Valores de referencia

de corriente Idref e Iqref y (c) Valores de referencia de corriente Idcontr e Iqcontren coordenadas dq. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

6-10 Esquema en lazo abierto. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

6-11 Diagrama de Bode: Modulo y fase en lazo abierto. . . . . . . . . . . . . . . . 38

6-12 (a) Valor de corriente Idcontr obtenida de la transformacion dq. (b) Salida de

la corriente Idcontr luego de incluir el controlador PI. . . . . . . . . . . . . . . 38

6-13 (a) Variaciones de irradiancia, (b) Arreglo fotovoltaico, (c) Convertidor DC-

DC, (d) ASD y (e) Carga constante. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

6-14 (a) Perfil de irradiancia definido, (b) Potencia en la entrada, (c) Tension del

arreglo fotovoltaico y (d) Tension en el bus DC. . . . . . . . . . . . . . . . . 40

6-15 (a) Irradiancia constante y arreglo fotovoltaico, (b) Convertidor DC-DC, (c)

ASD y (d) Carga constante y carga variable. . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

6-16 (a) Potencia en la entrada, (b) Tension del arreglo fotovoltaico, (c) Tension

Bus DC modelo gran senal y (d) Tension Bus DC modelo pequena senal. . . 42

6-17 (a) Corriente Bus DC, (b) Tension Bus DC y (c) Tension baterıa. . . . . . . 43

6-18 (a) Potencia de referencia proveniente de la dinamica DC, (b) Tensiones trifasi-

cas y (c) Corrientes trifasicas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

Lista de Tablas

3-1 Coeficientes del modelo PV para el circuito equivalente con un solo diodo [46]. 11

4-1 Conmutacion de los interruptores del inversor [3]. . . . . . . . . . . . . . . . 18

4-2 Comparacion entre las diferentes composiciones electroquımicas de las baterıas

[37]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21

1 Introduccion

En este capıtulo se presenta el resumen, las palabras claves (keywords), el planteamiento

del problema, en donde se muestra la pregunta de investigacion a desarrollar a lo largo del

proyecto, la justificacion donde se argumenta la importancia de la realizacion del proyecto,

los objetivos, tanto general como especıficos, y los antecedentes mas relevantes del proyecto.

1.1. Planteamiento del Problema

Las energıas renovables ası como las nuevas tecnologıas de almacenamiento de energıa pro-

meten un cambio significativo en la forma de operar los sistemas de energıa electrica. Los

beneficios ambientales asociados a la introduccion de fuentes de energıa renovable son evi-

dentes, sin embargo, la implementacion masiva de este tipo de energıas constituye un reto

para la operacion y control de los sistemas electricos. Dado el alto uso y la facilidad de adqui-

rir hoy en dıa generadores primarios, tales como: paneles solares, pequenos aerogeneradores,

baterıas, entre otros, y tambien la adquisicion o fabricacion de convertidores conmutados

controlados, gracias al avance en los semiconductores, se abre un gran horizonte hacia el

analisis, diseno, y control de las microrredes [1], [5], [23], [25],[40].

En la literatura existen grandes avances sobre el diseno, control, y aplicaciones de microrre-

des en los sistemas de distribucion electrica [23] - [25]. Sin embargo, el uso y la penetracion

de estos sistemas se dara en la estructura que conforma las redes inteligentes (Smart Grids).

Unos de los pilares de las redes inteligentes son los sistemas de generacion distribuida, los

cuales consisten en generar energıa electrica “in situ” o lo mas cercano posible a las cargas

o al consumo, a partir de pequenas fuentes de energıa. Una de las ventajas de este enfoque

es reducir las perdidas de energıa en la red. Ası mismo, la energıa generada no requiere

transportarse por la red de transmision y tienen una potencia instalada menor o igual a 0.1

MW [11].

Por otro lado, la integracion de las microrredes en los sistemas de energıa electrica plantean

grandes desafıos operacionales en el diseno de los sistemas de control y proteccion para dismi-

nuir la afectacion en los niveles de fiabilidad del sistema. Dentro de los desafıos mencionados

se encuentran los flujos bidireccionales, problemas de estabilidad, modelado y el sistema de

control de la microrred que, debe asegurar un adecuado, economico y fiable funcionamiento

2 1 Introduccion

de la microrred superando los desafıos anteriormente mencionados [30].

Ası mismo, dado que la naturaleza de las senales de tension y/o corriente para los dife-

rentes elementos que conforman las micorredes (fuentes no convencionales, convertidores

conmutados DC/DC, AC/DC y DC/AC y dispositivos almacenadores de energıa), en su

mayorıa son en corriente continua, se facilita el diseno de controles de potencia activa, in-

dependientemente del balance o desbalance presente en las corrientes trifasicas de la red [12].

A partir de lo anteriormente mencionado, surge la siguiente pregunta de investigacion: ¿como

es posible desarrollar una metodologıa para la simulacion y control de microrre-

des AC, con posibilidad de interconectarse a la red electrica?

1.2. Alcance y justificacion

Las Fuentes No Convencionales de Energıas Renovables (FNCER) son una necesidad en

el sistema energetico nacional, tanto en el sistema interconectado nacional (SIN) como en

las zonas no interconectadas (ZNI). Este tipo de energıas son necesarias para el desarrollo

economico sostenible, la reduccion de los gases de efecto invernadero y la seguridad energetica

del paıs. Este ultimo aspecto es particularmente importante, teniendo en cuenta la coyuntura

presentada a principios de 2016, en donde el paıs estuvo al borde a un racionamiento electri-

co. El Fenomeno del Nino y los efectos del cambio climatico tienden a ser elementos cada

vez mas importantes para el planeamiento y la operacion del Sistema Electrico Colombiano.

Las FNCER tales como la generacion eolica y solar fotovoltaica, pueden servir como respaldo

ante la eventual ocurrencia del Fenomeno del Nino, es decir, existe una complementariedad

entre los recursos hidroelectricos y las FNCER durante periodos de sequıa. No obstante,

la implementacion masiva de FNCER constituye un reto significativo a la forma de operar

los sistemas electricos tanto a nivel de potencia como a nivel de distribucion ya que es ne-

cesario afrontar la aleatoriedad del recurso primario. En los ultimos anos, las microrredes

han atraıdo una atencion significativa dada sus ventajas para usuarios y operadores de re-

des electricas, ya que permiten la integracion de las FNCER con adecuadas prestaciones,

entre las que se encuentran: mejora en la calidad de la energıa, reduccion de las emisiones,

reduccion de la congestion de la red y las perdidas, aumento de la eficiencia energetica y

mejora de la economıa del sistema. Las microrredes pueden ser operadas en sistemas aislados

o conectadas a la red electrica y pueden ser de tipo AC o DC, las cuales pueden funcionar

de forma autonoma controlando sus parametros del sistema en los lımites establecidos.

En este camino, el aporte en el diseno de microrredes de distribucion de energıa electrica es

de gran relevancia para el desarrollo de sistemas de gestion de potencia basado en energıas

no convencionales. Por lo tanto, la finalidad de este proyecto es obtener una herramienta de

1.3 Objetivos 3

simulacion de una microrred de tipo residencial conectada a la red electrica y alimentada

por paneles solares. En primer un lugar, se disenara un bus regulado de distribucion DC con

un nivel de tension de 48 V basado en convertidores DC-DC. Posteriormente, a partir del

bus de distribucion DC, se disenara un inversor trifasico con sus respectivos lazos de control

para conectarlo con un equivalente de la red electrica domiciliaria. Finalmente, mediante el

uso del software PSIM se validara mediante diferentes escenarios los modelos obtenidos en

cada una de las etapas de la microrred.

1.3. Objetivos

1.3.1. Objetivo General

Disenar una estrategia de control para la regulacion de potencia activa de una microrred,

sincronizada con la red electrica domiciliaria.

1.3.2. Objetivos Especıficos

Analizar algunos modelos matematicos de microrredes, conectadas a la red (on grid),

basada en paneles solares, mediante los softwares Matlab y/o PSIM.

Disenar lazos de control requeridos para su operacion en sincronismo con la red electri-

ca.

Validar mediante simulacion el correcto funcionamiento del sistema en lazo cerrado:

Fuente primaria, microrred y red electrica, ante los escenarios establecidos.

1.4. Antecedentes

La generacion de energıa electrica a partir de fuentes renovables surge como una alternativa

de consumo amigable con el medio ambiente ante el impacto generado por las fuentes ba-

sadas en combustibles fosiles en el mundo. En Colombia, a partir del acuerdo de Parıs de

2015 sobre el cambio climatico, se logro impulsar el uso de la energıa basada en paneles sola-

res, aprovechando ası su privilegiada ubicacion geografica dada su alta irradiancia solar [4].

Recursos como generadores eolicos, centrales hidroelectricas, centrales fotovoltaicas (PV),

plantas de energıa a partir de biomasa, entre otras, estan incorporandose gradualmente en

la matriz energetica colombiana.

Estos nuevos recursos, plantean la existencia de lo que se conoce como fuentes de energıa dis-

tribuidas DG, es decir integradas en diferentes puntos del sistema electrico de potencia con

diferentes capacidades de generacion, a diferencia de las convencionales, que solo se ubican

4 1 Introduccion

en puntos especıficos. Como resultado de tales fuentes distribuidas en la red, se introduce el

concepto microrred, donde a partir de esta, diferentes usuarios pueden generar y consumir

electricidad localmente, e inyectar a la red electrica los excedentes, permitiendo ahorrar cos-

tos en la transmision de energıa. Las microrredes pueden funcionar tanto de forma aislada

como conectadas a la red [40].

La generacion de electricidad con energıa solar surge como alternativa a largo plazo para las

zonas no interconectadas, donde se presentan mayores costos de generacion debido al precio

de combustibles, costos de operacion y mantenimiento de zonas remotas [28]. Colombia es un

paıs exportador de petroleo, carbon y electricidad; gran parte de la electricidad generada en

el Sistema Interconectado Nacional (SIN) proviene de las centrales hidroelectricas alrededor

de 70 % y el restante corresponde a centrales termicas y en menor proporcion, a las pequenas

centrales, cogeneracion y energıas renovables. El paıs cuenta con gran potencial de fuentes de

energıa renovable (Eolica, solar, biomasa, geotermica), sin embargo, aun su aprovechamiento

ha sido limitado [36].

En Colombia, el 4 % de la poblacion del paıs no se encuentra interconectada al anillo nacional

por lo cual, el desarrollo de las energıas renovables para zonas aisladas cobra gran importan-

cia para el desarrollo economico de la poblacion rural [19]. Segun la agencia internacional

de energıa renovable (International Renewable Energy Agency, IRENA), debido a la crisis

de Hidroituango, es rentable para el paıs aumentar la energıa solar fotovoltaica hasta 7.8

GW, lo que permitirıa aumentar el rendimiento y la fiabilidad del sistema de distribucion

[41]. Como resultado, el Instituto de Planificacion y Promocion de Soluciones Energeticas

para las Zonas No Interconectadas (IPSE) que es un organismo dependiente del Ministerio

de Minas y Energıa, se encuentra implementando tecnologıas de energıa renovable en zonas

aisladas (solar, eolica, sistemas hıbridos, poligeneracion), sin embargo, la mayorıa de estos

proyectos estan en desarrollo y se espera que, las comunidades asuman la responsabilidad

de mantenerlos [36]. El despliegue de las microrredes en el paıs demanda el desarrollo de

una infraestructura de medicion inteligente para proveer la comunicacion necesaria entre la

generacion y los usuarios, tambien, implica grandes retos en cuanto a la planificacion y la

operacion del sistema, debido a la transicion de redes pasivas a redes activas [21].

Una ventaja del uso de las microrredes es que aportan mayor confiabilidad al sistema, ya

que permiten que la generacion se situe cerca de los centros de carga permitiendo un me-

jor mecanismo de gestion, adicionalmente, aumenta la calidad de la energıa suministrada.

Asimismo, las microrredes tienen dos tipos de funcionalidad: modo isla y modo normal (in-

terconectada a la red); teniendo en cuenta la vulnerabilidad del sistema electrico el modo isla

le aporta seguridad de funcionamiento[21]. Las microrredes de DC tienen grandes beneficios,

por ejemplo, incluyen etapas reducidas de las interfaces AC-DC necesarias para las cargas

residenciales. Tanto las microrredes de AC como las de DC funcionan de manera autonoma

1.4 Antecedentes 5

controlando los parametros en los lımites establecidos [1]. Sin embargo, las microrredes DC

tienen una arquitectura de control mas compleja, principalmente por el equilibrio de potencia

instantanea y la falta de un nodo de equilibrio lo suficientemente amplio [10]. Los factores

de mayor importancia al disenar el control de energıa de una microrred son el balance de

potencia generacion - carga y el estado de carga de la baterıa (State Of Charge, SOC) [1].

Para conseguir una expansion masiva de los recursos energeticos distribuidos basada en

energıas renovables es importante desarrollar funcionalidades novedosas de control que mi-

tiguen los impactos a gran escala del uso de esta tecnologıa [21]. En [1], se simulo en PS-

CAD/EMTDC una microrred basada en una zona rural sin acceso al sistema interconectado

(Off-grid), asimismo, el diseno realizado cuenta con una baterıa para almacenar energıa

cuando la irradiacion solar es menor. El control lo realizan mediante un controlador de carga

y descarga de la baterıa; y mediante un algoritmo incremental conocido como metodo de

conductancia, este artıculo es de utilidad pues presenta un control del estado de carga de la

baterıa.

En [23], se presentan los conceptos basicos sobre la generacion distribuida, ası como de los

ultimos acontecimientos del modelado y control de las microrredes como por ejemplo el con-

trol PQ (Inverter Control Modelling) y VSI (Voltage Source Inverter Control), controladores

basados en las funciones de transferencia de las plantas, entre otros, este documento es de

utilidad para el control de la microrred. En [17], los autores simulan un arreglo de paneles

solares en dos configuraciones: configuraciones de serie paralela (series-parallel, SP) y cru-

zada total (total cross tied, TCT), este artıculo es de utilidad ya que, contribuirıa con el

diseno de la configuracion del arreglo fotovoltaico.

En [22], el control de energıa optimo de un cargador solar que emplea un microcontrola-

dor y un convertidor DC-DC permite obtener la maxima potencia disponible del modulo

fotovoltaico en condiciones especıficas, una ventaja de lo anterior es que al programar el al-

goritmo de control en el microcontrolador es posible controlar el punto de maxima potencia,

la potencia de salida del panel FV y la corriente de carga de la baterıa, este artıculo es de

utilidad para lograr el control optimo de energıa para cargar la baterıa de nuestro sistema.

En [20] es posible combinar el algoritmo MPPT y el algoritmo de carga de tres etapas (Boost

Converter, Buck Converter y bidirectional Buck-Boost Converter) empleando la flexibilidad

del flujo de potencia proporcionado por el convertidor bidireccional. Tener tres etapas puede

implicar tiempos de comunicacion mas largos de lo que los autores resuelven al emplear un

microcontrolador, este artıculo permitio analizar la factibilidad del uso de tres etapas de

control en la tesis.

En [31], se presenta una configuracion Buck-Boost con inductores acoplados con un lazo

de control de corriente de un sistema hıbrido de pila de combustible. Este artıculo es de

6 1 Introduccion

gran importancia pues la tesis se basa en la misma configuracion del convertidor DC-DC, sin

embargo, una desventaja es que este documento esta disenado para una pila de combustible la

cual presenta una dinamica lenta. En [33] y [34], los autores presentan el modelo de pequena

senal y las ganancias experimentales de las funciones de transferencia del convertidor por

lo cual, este artıculo facilita el diseno de la simulacion pues proporciona los valores de las

ganancias de los lazos de corriente.

2 Microrredes

Los sistemas electricos de potencia convencionales constan de una etapa de generacion, trans-

mision y distribucion, pese a las interconexiones en la etapa de transmision, se contaba con

una red unidireccional es decir que, la electricidad fluıa de los generadores a las cargas. Sin

embargo, con el fin de que la red electrica sea flexible y confiable a largo plazo, los Sistemas

Electricos de Potencia (SEP) deben evolucionar a redes bidireccionales o activas [25].

Las microrredes son pequenas redes de distribucion de bajo voltaje (Low Voltage, LV) di-

senadas para transmitir energıa a partir de fuentes de generacion distribuida (Distributed

Generation, DG) interconectadas entre sı para suministrar energıa a una pequena cantidad

de usuarios [21]. Las microrredes se pueden operar de dos formas: En modo normal (On-grid)

y en modo de emergencia (Off-grid) que opera en caso de falla [25].

1. Modo conectado a la red: La gestion energetica de las microrredes debe realizarse

teniendo en cuenta los sistemas de almacenamiento de energıa y el control de energıa en

ambos modos de operacion (Conectado a la red y modo de emergencia). Es por eso que, la

microrred debe ser capaz de exportar e importar energıa desde y hacia la red para controlar

los flujos de potencia activa y reactiva [45].

Los sistemas fotovoltaicos conectados a la red tienen grandes ventajas para la produccion

masiva de energıa solar, ya que la red puede acomodarse a la intermitencia de la generacion

solar. Los sistemas conectados a la red pueden funcionar para inyectar potencia maxima a

tiempo completo y pueden usarse con o sin almacenamiento de energıa, el banco de baterıas

funciona como un amortiguador de energıa significativo y el sistema podrıa funcionar inde-

pendiente en caso de un apagon. Incluso, conectado a la red el sistema es muy flexible y se

puede usar para soporte de la red como en el caso del Peak Shaving, que es el proceso de

reducir la cantidad de energıa demandada de una empresa de distribucion durante las horas

pico. El componente mas importante en los sistemas fotovoltaicos conectados a la red es el

inversor que realiza la conversion de CC a AC y las funciones de interconexion necesarias.

Ademas, otra ventaja de los sistemas fotovoltaicos conectados a la red es que el exceso de

electricidad generada por el PV puede ser suministrada a la red. [46].

Un problema de las microrredes conectadas a la red es la lenta respuesta en la senal de

control cuando ocurre un cambio en la potencia de salida. Tambien, el equilibrio de energıa

8 2 Microrredes

durante un transitorio debe ser compensado por los dispositivos de almacenamiento.

Despues de un apagon, la microrred deberıa poder imponerse a las condiciones de frecuen-

cia y amplitud, ası como empezar a conectar progresivamente las cargas y unidades DG,

siguiendo un orden especıfico. Ademas, en este modo de funcionamiento, todas las unidades

DG deben suministrar una potencia especificada [45].

2. Modo isla: La dinamica del sistema esta dada por sus unidades DG que, se encargan de

regular la frecuencia y el voltaje de amplitud de la microrred. Como respuesta, las unidades

DG soportaran los desequilibrios de potencia activa inyectando o absorbiendo la potencia

activa de forma proporcional a la desviacion de la frecuencia [18]. Para poder operar de forma

aislada el interruptor de derivacion inteligente (Intelligent Bypass Switch, IBS) se abre para

ası desconectar la microrred de la red. La microrred puede ser desconectada de la red en dos

escenarios:

Operacion aislada planificada: Esta desconexion se realiza si se presentan eventos en

la red principal tales como caıdas de tension de larga duracion o fallas.

Operacion aislada no planificada: Esta desconexion se realiza en caso de haber un

apagon ocasionado por una desconexion de la red principal, donde la microrred deberıa

ser capaz de detectar este suceso mediante el uso de algoritmos.

De igual forma, en modo isla la microrred debe satisfacer las siguientes condiciones:

Gestion de voltaje y frecuencia: El sistema actua como una fuente de voltaje, contro-

lando el flujo de energıa mediante lazos de control ajustados de voltaje y frecuencia y

regulados dentro de los lımites.

Equilibrio entre oferta y demanda: Cuando la microrred se encuentra conectada a la

red, esta fija la frecuencia de las unidades DG. Cambiando la frecuencia de ajuste y

ajustando unos nuevos puntos de potencia activa se cambia la potencia y ası, se puede

obtener un angulo entre la red principal y la microrred.

Calidad de energıa: La calidad de energıa se observa desde dos puntos de vista: El

primero, es la compensacion de la potencia reactiva y la distribucion de la corriente

armonica dentro de la microrred. El segundo, es la compensacion de potencia reactiva

y armonica en el punto comun de acoplamiento (Point of Common Coupling, PCC),

con el fin de que la microrred pueda soportar la calidad de la energıa de la red principal

[45].

3 Sistemas Solares Fotovoltaicos

3.1. Introduccion

Las celdas solares se encargan de convertir la luz solar directamente en electricidad sin

contaminar el medio ambiente. Estas se encuentran disenadas con al menos dos capas de

materiales semiconductores, es decir una capa tiene carga positiva y la otra carga negativa.

Cuando la luz pasa a traves de la celda, los fotones de luz son absorbidos por los atomos del

semiconductor, lo que ocasiona una liberacion de electrones de la carga negativa de la celda

con el fin de que fluyan a traves del circuito externo y se devuelvan a la carga positiva. Este

flujo de electrones es el que permite que se produzca la corriente electrica.

Para mejorar su eficiencia, docenas de celdas solares individuales se interconectan para formar

los modulos solares. La conexion de los modulos en serie hace que el voltaje se duplique

mientras que la corriente se mantiene contante. En cambio, cuando los modulos se conectan

en paralelo, la corriente se duplica mientras que el voltaje se mantiene constante [27].

3.2. Clasificacion de los Paneles Solares Fotovoltaicos

Los sistemas solares fotovoltaicos se constituyen por varios modulos fotovoltaicos cristalinos

o de pelıcula fina (thin film). Las celdas solares fotovoltaicas individuales se intercalan entre

sı para conformar los modulos fotovoltaicos. Las celdas solares fotovoltaicas estan elaboradas

a partir de materiales semiconductores que son sensibles a la luz, los cuales utilizan fotones

para desplazar los electrones y ası impulsar una corriente electrica.

Existen dos amplios tipos de tecnologıa utilizada para la elaboracion de las celdas solares

fotovoltaicas, el primero corresponde al silicio cristalino y representa la mayor parte de la

elaboracion de las celdas solares fotovoltaicas, el segundo material corresponde a la pelıcula

delgada, que es la tecnologıa mas reciente [42].

La clasificacion general de las tecnologıas disponibles actualmente se presenta en la Figura

3-1 y se muestran las eficiencias de cada una de estas tecnologıas.

10 3 Sistemas Solares Fotovoltaicos

Figura 3-1: Clasificacion de las tecnologıas disponibles junto con su eficiencia [42].

3.3. Modelado Matematico y Caracterısticas de Salida de

los Paneles Fotovoltaicos

Las celdas fotovoltaicas cristalinas se construyen a partir una gran superficie de silicio con

union p-n, por lo que se utiliza un modelo con un diodo para representar las caracterısticas de

salida de las celdas PV [46]. El modelo para representar las celdas fotovoltaicas cristalinas se

clasifican en modelos de un solo diodo (single-diode models, SDMs) y modelos de doble diodo

(double-diode models, DDMs) como se observa en las Figuras 3-2(a) y 3-2(b). El modelo

de un solo diodo comprende una fuente de corriente en paralelo con un diodo e incluye una

resistencia en derivacion conocida como Rp y una resistencia en serie Rs como se ilustra en

la Figura 3-2(a) [15].

3-2.1

(a)

3-2.2

(b)

Figura 3-2: Modelos de las celdas fotovoltaicas: (a)Modelo celdas PV con un diodo. (b)

Modelo celdas PV con dos diodos [15].

Las caracterısticas de corriente-voltaje (I-V) de acuerdo con el circuito equivalente de la

3.3 Modelado Matematico y Caracterısticas de Salida de los PanelesFotovoltaicos 11

Figura 3.2(a) se presentan en la Ecuacion 5.2. Sin embargo, las caracterısticas I-V del diodo

con union p-n no son lineales por lo que se puede representar de forma exponencial donde

el valor de vd se obtiene a partir de la Ecuacion 5.2 [24].

ipv = iph − id − vdRh

id = is[e(

qvdkTcAn

) − 1]

vd = vpv + ipvRs

(3-1)

La Ecuacion 5.2 esta basada en la teorıa de Shockley donde Tc corresponde a la temperatura

absoluta de la union p-n, el factor An mide la relacion de que tan cerca el diodo se encuentra

de la Ecuacion del diodo ideal, el valor tıpico de An se encuentra varıa entre 1 a 2. Los valores

de los coeficientes del modelo se presentan en la Tabla 3-1 [46].

Tabla 3-1: Coeficientes del modelo PV para el circuito equivalente con un solo diodo [46].

Sımbolos Definicion Valor

ESTC Irradiancia 1000 W/m2

k Constante Boltzmann 1.38 x10−23J/C

q Carga 1.6 x10−19C

TCS Temperatura celda solar 298 K

VTCS Voltaje termico de la union p-n 25.7 mV

3.3.1. Caracterısticas de salida del PV

Las caracterısticas de salida de las celdas fotovoltaicas se representan a traves de las curvas

de corriente-voltaje (I-V) y potencia-voltaje (P-V). En otros casos, tambien se pueden repre-

sentar las caracterısticas de salida a traves de curvas de voltaje-corriente(V-I) y potencia-

corriente (P-I). Las curvas tıpicas corriente-voltaje (I-V) y potencia-voltaje (P-V) se ilustran

en la Figura 4-9(a) y 4-9(b), respectivamente [46].

La curva P-V de la Figura 4-9(b) ilustra el punto de maxima potencia (MPP), el cual re-

presenta la mayor salida de potencia PMPP que el generador fotovoltaico puede producir en

ciertas condiciones ambientales. La salida de potencia es cero tanto en condiciones de circui-

to abierto como de cortocircuito. El seguimiento del punto de maxima potencia (Maximum

Power Point Tracking, MPPT) es necesario para localizar el punto de maxima potencia (Ma-

ximum Power Point, MPP) instantaneo dependiendo de la irradiacion solar, la temperatura,

es decir que, el MPPT se encarga de aprovechar al maximo la energıa solar disponible [47].

12 3 Sistemas Solares Fotovoltaicos

3-3.1

(a)

3-3.2

(b)

Figura 3-3: Curvas tıpicas de salida del PV: (a) Curva tıpica de corriente-voltaje. (b) Curva

tıpica de potencia-voltaje [46].

En la Figura 3.3(a) y 3.3(b) se observan cuatro variables de interes que se definen a conti-

nuacion:

Voltaje de circuito abierto Voc: Es el nivel de voltaje mas alto del generador foto-

voltaico medido cuando el terminal de salida del PV esta en circuito abierto obteniendo

una corriente nula.

Corriente de cortocircuito ISC: Hace referencia al nivel de corriente mas alta del ge-

nerador fotovoltaico medida cuando el terminal del generador fotovoltaico se encuentra

en cortocircuito.

IMPP : Es la corriente medida en el punto de maxima potencia (Maximum Power Point,

MPP).

VMPP : Es el voltaje medido en el punto de maxima potencia (Maximum Power Point,

MPP).

PMPP : Hace referencia al nivel de energıa mas alto para una cierta condicion ambiental

y se calcula como el producto entre VMPP y IMPP [46].

3.4. Algoritmos de seguimiento MPPT

El algoritmo de seguimiento MPPT se utiliza en los sistemas fotovoltaicos con el fin de

maximizar la potencia de salida del panel fotovoltaico, sin importar las condiciones de tem-

peratura y radiacion. Existen varios algoritmos MPPT para obtener el punto de maxima

potencia [39], los cuales se enumeran a continuacion.

3.4 Algoritmos de seguimiento MPPT 13

1. Metodo de perturbacion y observacion (Perturb and observe).

2. Metodo de conductancia incremental (Incremental conductance).

3. Metodo de voltaje de circuito abierto fraccionado (Fractional open circuit voltage).

4. Metodo de corriente de cortocircuito fraccionado (Fractional short circuit current).

5. Metodo de logica difusa (Fuzzy logic).

Tanto el algoritmo de perturbacion y observacion como el de conduccion incremental se basan

en un principio de escalada, es decir, en mover el punto de operacion del panel fotovoltaico

en la direccion en la que aumenta la potencia. Las tecnicas de escalada (Hill-climbing) son los

algoritmos de seguimiento MPPT mas conocidos esto debido a su facilidad de implementacion

y buen rendimiento cuando la potencia es constante. De las ventajas del uso de este tipo

de tecnicas son la sencillez y la baja potencia de calculo que necesitan en simulaciones

[16]. Sin embargo, en el proyecto se utilizara el algoritmo de seguimiento MPPT Perturb

& Observe. Esta tecnica consiste en la observacion de la potencia de salida del panel

fotovoltaico y su perturbacion al variar la tension de las celdas del panel fotovoltaico. El

algoritmo aumenta o disminuye continuamente la tension de referencia basado en el valor

anterior de la potencia hasta alcanzar el punto de maxima transferencia de potencia [26].

Ademas, el algoritmo compara la potencia y voltajes en un tiempo (K) con la muestra en

un tiempo (K-1) y predice el tiempo para acercarse al MPP [16]. La representacion grafica

del algoritmo P&O de voltaje se muestra en la Figura 3-4.

Figura 3-4: Algoritmo de seguimiento: Perturb & Observe [38].

En el algoritmo de Perturb & Observe se produce una ligera perturbacion al sistema. Di-

cha perturbacion provoca cambios en la potencia del panel fotovoltaico. Si la potencia del

modulo fotovoltaico aumenta como consecuencia de la perturbacion, entonces la perturba-

cion continua hacia esa direccion. Posterior al alcanzar el pico de potencia, la potencia en el

MPP es cero y la potencia en el siguiente instante disminuye, por lo tanto, la perturbacion

14 3 Sistemas Solares Fotovoltaicos

se invierte. Cuando se alcanza el estado estable el algoritmo oscila alrededor del punto pico.

Para lograr una variacion de potencia muy pequena, el tamano de la perturbacion se man-

tiene muy pequeno [39].Ademas, la tecnica permite establecer una tension de referencia del

panel fotovoltaico correspondiente a la tension pico del modulo fotovoltaico. Un controlador

PI actua con el fin de transferir el punto de operacion del modulo fotovoltaico a ese voltaje

establecido [2].

En la Figura 3-5 se presenta el diagrama de flujo del algoritmo. El algoritmo consiste en

que el voltaje de funcionamiento del panel fotovoltaico se ve perturbado por el pequeno

incremento del ∆V y este resulta en un cambio en el ∆P . Si el ∆P es positivo, entonces

la perturbacion de tension de funcionamiento se necesita mover en la misma direccion del

incremento. En contraste, si ∆P es negativo, el punto de funcionamiento del sistema obtenido

se aleja del MPPT y la tension de funcionamiento se necesita mover hacia la direccion opuesta

del incremento [39].

Inicio

Medir del panel fotovoltaico v(k) y i(k)

Calcule la potencia como P(k)=v(k)*i(k)

?P= P(k)-P(k-1); ?V=V(k)-V(k-1)

?P > 0

?V > 0 ?V < 0

Si No

Vref = Vref - ?V Vref = Vref + ?V Vref = Vref + ?V Vref = Vref - ?V

Si SiNoNo

k=k+1

Volver a empezar

Figura 3-5: Diagrama de flujo P&O.

4 Sistema de procesamiento de energıa

4.1. Introduccion

Los modelos descritos en este capıtulo corresponden al del convertidor DC-DC Buck-Boost de

inductores acoplados con red de amortiguacion y al convertidor DC-AC o inversor trifasico de

tres ramas. Ası mismo, se mencionan algunos modelos tanto electroquımicos como electricos

del Dispositivo de Almacenamiento Auxiliar (Auxiliary Storage Device, ASD) y se especıfica

el modelo utilizado en esta tesis.

4.2. Modelo de convertidores conmutados (DC-DC y

DC-AC)

4.2.1. Modelo de un convertidor DC-DC Buck-Boost de inductores

acoplados con rama de amortiguacion

El convertidor Buck-Boost es un convertidor de modo conmutado donde el voltaje de salida

del convertidor puede ser mayor o menor al voltaje de entrada como se ilustra en la Figura 4-

1 [13]. Entre las ventajas del uso de este tipo de convertidor se encuentran la alta eficiencia

de conversion de potencia, poder controlar tanto tensiones como corrientes de entrada y

salida, entre otras.

Figura 4-1: Esquema del Convertidor Buck-Boost [35].

Ademas, el convertidor Buck-Boost tiene la posibilidad de funcionar en tres modos diferen-

tes dependiendo de las tensiones que se tenga a la entrada y a la salida: El primer modo

16 4 Sistema de procesamiento de energıa

corresponde a cuando el convertidor funciona como reductor (Buck) donde el voltaje de la

entrada es mayor al de la salida (Vg > Vo); el segundo modo hace referencia al convertidor

funcionando como elevador (Boost) donde el voltaje de entrada es menor que el voltaje de

salida (Vg < Vo) y el tercer modo, corresponde al modo Buck-Boost donde el voltaje de

entrada es aproximadamente igual al voltaje de salida (Vg ≈ Vo) [31].

El convertidor Buck-Boost de la Figura 4-1 consiste en una etapa elevadora (Boost) en

cascada con una etapa reductora (Buck), con bobinas acopladas magneticamente y con una

red de amortiguacion incluida. La rama de amortiguamiento consiste en una conexion en

serie de una resistencia Rd y un condensador Cd conectado en paralelo con el condensador

C del convertidor. El modelo del convertidor Buck-Boost de pequena senal y las funciones

de transferencia de corriente a la entrada Gigd1(s) (Modo Boost) y Gigd2(s) (Modo Buck);

ası mismo, las funciones de transferencia de corriente a la salida GiLd1(s) (Modo Boost) y

GiLd2(s) (Modo Buck) se presentan en [33]. Estas funciones de transferencia en lazo abierto

hacen posible el Control de Corriente Promedio (Average Current Control, ACC), el cual

ofrece inmunidad al ruido. Por otro lado, los niveles de tension y/o corrientes del convertidor

modular se encuentran en los siguientes rangos de operacion: 15 V ≤ Vg ≤ 55 V , 0 V ≤ Vo ≤55 V , 0 A ≤ Ig ≤ 16 A y 0 A ≤ Io ≤ 16 A. Para validar el Modelo de Espacio de Estado de

Pequena Senal Promediado (Small-Signal State Space Average Model) [35].

Figura 4-2: Combinacion convertidor con lazo de corriente [35].

4.2 Modelo de convertidores conmutados (DC-DC y DC-AC) 17

La funcion de transferencia del compensador de segundo orden del lazo de control de corriente

Gcg(s) y CcL(s) se presentan en la Figura 4-2. Los parametros utilizados para el lazo de

corriente en la entrada son τ1 = 3,3 s, τ2 = 33 s y K1 = 590s/A, mientras que

los utilizados para el lazo de corriente en la salida son τ1 = 3,3s, τ2 = 33s y K2 =

1298s/A. Para validar el adecuado funcionamiento del modelo de espacio de estado SSA,

se han obtenido en trabajos de investigacion previos, una respuesta en frecuencia, tanto

con el software de simulacion PSIM como mediciones experimentales con el analizador de

respuesta en frecuencia Venable 3120, de las Frecuencias de Corte (Crossover Frequency, CF)

y Margenes de Fase (Phase Margin, PM), para cada uno de diferentes modos de operacion

del convertidor modular utilizado, controlando corrientes de entrada/salida, obteniendose

como de menores prestaciones el control de la corriente de salida en modo boost, con un PM

de 44 y una CF 8 kHz en ambos lazos de control [34]. Estos parametros se utilizan en la

subseccion 5.2 para modelar el convertidor en pequena senal en lazo cerrado. Ası mismo, en

la Figura 4-2 se ilustra como se combinan los dos lazos de corriente del convertidor, donde

la funcion mınimo se encarga de seleccionar la referencia de corriente que presente el menor

consumo de potencia,lo cual se encuentra estrechamente relacionado con el mınimo error,de

tal manera que no se presente conflicto entre la interaccion de ambos lazos de corriente.

4.2.2. Modelo convertidor DC-AC

El inversor trifasico que se empleara se presenta en la Figura 4-3(a), el cual consiste en seis

interruptores de potencia y seis diodos de libre circulacion, cada una de las ramas se forman

mediante dos interruptores de potencia (Q1-Q6) conectados en paralelo con los diodos (D1-

D6) que garantizan la continuidad de la corriente de la carga a alimentar.

4-3.1

(a)

4-3.2

(b)

Figura 4-3: (a) Esquema inversor trifasico. (b) Senal A modulada mediante un PWM [3].

Las senales de control de Q1-Q6 de cada rama deben ser complementarias, esto con el fin

de evitar el cortocircuito en la fuente. A la entrada del inversor se encuentra una fuente de

18 4 Sistema de procesamiento de energıa

corriente continua mientras que, en el lado de corriente alterna cada convertidor se relaciona

con la fase de la red. En la Figura 4-3(b) se ilustra el ciclo de trabajo del PWM enfocado

en una de las senales sinusoidales trifasicas para la conexion con la red y el resultado de la

senal A modulada por ancho de pulso y el resultado de la conmutacion de los interruptores

se presenta en la Tabla 4-1 [3].

Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 Q6

Vmod a > Vtri ON OFF

Vmod a < Vtri OFF ON

Vmod b > Vtri ON OFF

Vmod b < Vtri OFF ON

Vmod c > Vtri ON OFF

Vmod c < Vtri OFF ON

Tabla 4-1: Conmutacion de los interruptores del inversor [3].

Estructuras de control de inversores conectados a la red

Los inversores con modulacion de ancho de pulso PWM presentan una estructura de control

con un lazo interno de control de corriente, donde se establece que la corriente de salida del

inversor debe acercarse lo mas posible a una onda sinusoidal y presentar una baja distorsion

armonica. Las tecnicas de control de corriente aplicables a inversores trifasicos se clasifican

en controladores lineales y no lineales [3].

El control lineal de corriente se presenta en la Figura 4-4(a) el cual hace uso de la modulacion

PWM y una senal moduladora, la cual es comparada con una triangular que proviene de la

salida de un regulador proporcional integral. Mientras que el control no lineal de corriente

de la Figura 4-4(b), se basa en un control por histeresis donde la corriente inyectada se

compara con la corriente de referencia y su error resultante, se incluye a un comparador de

histeresis de banda fija [14].

4-4.1

(a)

4-4.2

(b)

Figura 4-4: Esquemas de control del inversor: a) Esquema control lineal de corriente. (b)

Esquema control no lineal de corriente [14].

4.2 Modelo de convertidores conmutados (DC-DC y DC-AC) 19

El control del inversor conectado a la red del capıtulo 6.3 se realizo mediante un control

lineal, esto teniendo en cuenta que, el control lineal se caracteriza por presentar inmunidad

al ruido, ya que al limitar el ancho de banda del regulador se logra eliminar las componentes

de alta frecuencia de la senal de error mientras que el control no lineal, presenta grandes

desventajas como que producen una frecuencia de modulacion variable en el inversor, lo cual

podrıa ocasionar resonancias en la red [14].

El control lineal se realiza mediante un sistema de referencia sıncrono, el cual utiliza la

transformacion de Park para transformar las tensiones y corrientes de la red en un sistema

referencia que gire con la tension de la red. Con el fin de que las variables de control se

logren transformar en valores continuos y ası, lograr de forma con mayor facilidad el filtrado

y control.

En el esquema de la Figura 4-5, la tension del bus DC se controla dependiendo de la necesidad

de potencia de salida, donde esta determina la referencia para la corriente activa, mientras

que la referencia para la corriente reactiva se supone en cero, ya que se busca que solo se

inyecte potencia activa [3].

Figura 4-5: Esquema de control del sistema de referencia sıncrono [6].

En la Figura 4-6 se presenta un control PI directo, donde debido a la simetrıa del inversor

trifasico equilibrado, se ajustan dos controladores PI identicos. Para disenar dicho controla-

dor PI, se puede considerar la funcion de autotransferencia, teniendo en cuenta un ancho de

banda de 300 Hz y un margen de fase de 45o, lo cual se valida mediante un analisis AC en

PSIM, tal como se ilustra en [6].

20 4 Sistema de procesamiento de energıa

Figura 4-6: Control del inversor [6].

A continuacion, se explica detalladamente la transformacion de Park utilizada en el control

del sistema de referencia sıncrono. La transformacion dq es una combinacion entre la trans-

formada de Clark y el giro. Su objetivo principal consiste en convertir las componentes abc

de la red a un sistema de referencia dq0 es decir, convertir los valores senoidales en el tiempo

a valores en regimen permanente.

El vector con las componentes del sistema de referencia se obtienen como resultado de

multiplicar el vector de coordenadas trifasicas por la matriz de transformacion como se

ilustra en la Ecuacion 4-1.xdxqx0

= [xr] = [T ] ∗ [x] = [T ] ∗

xaxbxc

[T]= 23

cos(θ) cos(θ − 2π3

) cos(θ + 2π3

)

−sin(θ) −sin(θ − 2π3

) −sin(θ + 2π3

)

1/2 1/2 1/2

(4-1)

Donde θ corresponde al angulo de referencia rotativa dq, la cual depende de la velocidad

angular de la referencia dq y el angulo inicial de referencia θ0 como se ilustra en la Figura 4-7.

Al ser la velocidad angular constante la Ecuacion 4-1 se puede reescribir como la Ecuacion

4-2 [3].

[T ] =2

3

cos(w ∗ t+ θ0) cos(w ∗ t+ θ0 − 2π3

) cos(w ∗ t+ θ0 + 2π3

)

−sin(w ∗ t+ θ0) −sin(w ∗ t+ θ0 − 2π3

) −sin(w ∗ t+ θ0 + 2π3

)

1/2 1/2 1/2

(4-2)

4.3 Modelo del ASD 21

Figura 4-7: Sistema de referencia transformada de Park [3].

Es importante mencionar que los resultados de aplicacion de esta transformada seran mos-

trados en la subseccion 6.3.2.

4.3. Modelo del ASD

4.3.1. Tipos de baterıas segun su electroquımica

En la literatura existen diferentes tipos de baterıas conforme a su composicion electroquımica,

entre ellos encontramos las baterıas de Acido Plomo, Nıquel-Cadmio (NiCd), Sulfuro de Sodio

(Na2S), Ion-litio, entre otros [9]. En la Tabla 4-2 se presentan una comparacion entre los

diferentes tipos de baterıas en base a su composicion electroquımica en terminos de voltaje

nominal, ciclo de vida y porcentaje de autodescarga por dıa.

Plomo

acido

Nıquel

cadmio

Hidruro metalico

de nıquel

Iones

de litio

Voltaje nominal (V) 2 1.2 1.2 3.5

Energıa de masa (Wh/kg) De 20 a 35 De 40 a 45 ∼65 90

Autodescarga ( % por dıa) ∼2 0.5 5 0.33

Resistencia interna (mΩ) ∼22 ∼6 ∼6 Muy baja

Temperatura de operacion (C) Ambiente De -40 a 80 Ambiente Ambiente

Ciclo de vida total <800 <1200 <1000 >1000

Tabla 4-2: Comparacion entre las diferentes composiciones electroquımicas de las baterıas

[37].

22 4 Sistema de procesamiento de energıa

4.3.2. Modelos electricos de la baterıa

Existen tres tipos de modelos para las baterıas usadas en microrredes: un modelo experimen-

tal, un modelo electroquımico y un modelo electrico. Sin embargo, los dos primeros modelos

no se utilizan regularmente debido a que, experimentalmente no presentan buenos resultados

en la estimacion del estado de carga (State Of Charge, SOC) de la baterıa [43]. Por consi-

guiente, en esta tesis nos enfocaremos en el modelado electrico de la baterıa, algunos modelos

electricos conocidos son el modelo estatico, el modelo cuasiestatico y el modelo dinamico.

El modelo estatico de la baterıa es el modelo electrico mas sencillo, consta de una fuente

de tension ideal Eeq en serie con una resistencia Ro, la cual representa la temperatura

interna de operacion como se ilustra en la Figura 4-8((a), sin embargo, uno de los

problemas de este modelo es que no tiene en cuenta la variacion de la resistencia

interna en funcion del estado del SOC y la temperatura, por lo cual, este modelo solo

es valido en caso de considerar insignificante el efecto del estado de carga [37].

El modelo cuasiestatico de la baterıa de la Figura 4-8 (b), tambien se conoce como

el modelo de Thevenin, el cual se compone de una resistencia equivalente en serie

(Equivalent Serial Resistance, ESR) Rbat y un voltaje de circuito abierto (Open-Circuit

Voltage, OCV) Eth. Donde el voltaje de circuito abierto corresponde al voltaje de la

baterıa en equilibrio termodinamico. Este circuito electrico modela el comportamiento

energetico de la baterıa [7].

4-8.1

(a)

4-8.2

(b)

4-8.3

(c)

Figura 4-8: Modelos electricos de las baterıas: (a) Modelo estatico de una baterıa [37],

(b)Modelo cuasiestatico de una baterıa [7] y (c) Modelo dinamico de una baterıa

[37].

4.3 Modelo del ASD 23

El modelo dinamico de la baterıa de la Figura 4-8 (c) consiste en una fuente de voltaje

la cual modela la tension de equilibrio del acumulador Eeq en serie a una resistencia

interna RΩ y una rama paralelo que modela los fenomenos dinamicos de la baterıa, la

cual se compone de una capacitancia Cdl en paralelo con una resistencia de transferencia

Rtc en serie con una impedancia que corresponde a la difusion (impedancia de Warburg

Zw) [37].

4.3.3. Modelo utilizado

El modelo de la baterıa utilizado en esta tesis fue un modelo simplificado, cuya ventaja

principal consiste en la facilidad de obtencion de los parametros del modelo mediante el uso

del datasheet dado por el fabricante. Para este caso, se selecciono una baterıa de ion litio

teniendo en cuenta las ventajas que esta provee segun la Tabla 4-2, donde se observa que

presenta un mayor voltaje nominal, permite almacenar mas energıa por kg, presenta un alto

ciclo de vida util, exhibe un pequeno porcentaje de autodescarga por dıa y ademas, presenta

una menor resistencia interna que los otros tipos de baterıas.

El modelo simplificado mencionado se basa en la suposicion de que solo se trabajara en la

region nominal de descarga de la baterıa como se observa en la Figura 4-9 (a) es decir, entre

el Qtop y Qnom y mediante el algoritmo de gestion de energıa implementado en esta tesis se

va a garantizar que siempre se va a trabajar entre los rangos de las tensiones Etop y Enom,

por lo tanto, solo se considera la parte lineal de la curva de descarga y se desprecia la parte

dinamica de esta. En la region lineal de la Figura 4-9 (a) el modelo de la baterıa se puede

aproximar a una rama RC con un SOC entre el 20 % y el 80 % donde el valor de C modela

el comportamiento de carga y descarga.

4-9.1

(a)

4-9.2

(b)

Figura 4-9: Curvas de descarga baterıa: (a) Curva tıpica de descarga de una baterıa [44].

(b) Curva de descarga de una baterıa de iones de litio referencia LIR18650

2600mAh [8].

Por consiguiente, el comportamiento de descarga en la region nominal de la Figura 4-9 (a)

se utiliza para dimensionar la energıa requerida a almacenar, para esto, se asemeja el area

24 4 Sistema de procesamiento de energıa

bajo la curva a la de un trapecio y se calcula como se presenta en la Ecuacion 4-3, donde

los valores de la Ecuacion 4-3 son tomados del datasheet de la baterıa de iones de litio

de referencia LIR18650 2600mAh, ası como de la grafica caracterıstica de descarga de la

referencia mencionada como se observa en la grafica 4-9 (b).

Energıa = Etop−Enom

2∗ (Qnom −Qtop) ∗ Capacidad(Ah)

Energıa = 3,8V+3,5V2

∗ (0,8 − 0,2) ∗ 2,6Ah = 5,694J

(4-3)

El valor del condensador se calcula mediante la Ecuacion 4-4 [31].

E =C∗(E2

top−E2nom)

2

C = 5,694J∗2(3,82−3,52)V

= 5,2F

(4-4)

Sin embargo, para obtener el voltaje de 48V se plantea un arreglo de 6 ramas conectadas en

paralelo entre sı, las cuales contienen cada una 14 baterıas conectadas en serie, por tanto el

valor del capacitor se obtiene a partir de la Ecuacion 4-5 y el valor de la resistencia en serie

proviene del datasheet del fabricante, sin embargo, este valor se modifica debido al arreglo

y su valor se presenta en la Ecuacion 4-5.

C = 5,214

∗ 6 = 2,228F

R = 70mΩ∗146

= 163mΩ

(4-5)

5 Algoritmo de Gestion de Energıa en

Microrredes

5.1. Introduccion

En este capıtulo se presentan los disenos de los controladores que permiten realizar la ges-

tion de energıa de la microrred propuesta. Esta se encuentra conformada por convertidores

DC-DC, y un sistema ASD que son supervisados por un control maestro. Las estrategias de

control del arreglo solar, la regulacion de tension en el bus DC, y los lazos del control del sis-

temas ASD fueron ajustados mediante la ayuda de la herramienta SISOTOOL/MATLAB c©,

cuyos parametros de diseno se basan en un Margenes de Ganancia mınimo de 6 [dB] y

Margen de Fase en el intervalo [30, 60] o, respectivamente [29].En la regulacion del bus DC,

se considero el uso de una topologıa hıbrida serie (Serires Hybrid, SH) descrita en [32]. A

diferencia de ese trabajo, este proyecto de grado utilizo como fuente primaria un arreglo

de paneles solares en el que se aplico un algoritmo MPPT con el objetivo de garantizar la

extraccion de la maxima potencia. Cabe resaltar que en el capıtulo anterior, se realizo el

desarrollo correspondiente a una microrred tipo off-grid, por lo que para convertir este sis-

tema en una microrred tipo on-grid fue necesario realizar un control de potencia inyectada

a la red, donde solo se considero la potencia activa.

5.2. Regulacion de tension en el bus DC

Para calcular la impedancia de salida del Bus se emplea el criterio dado por la Cooperacion

Europea para la Estandarizacion del Espacio (European Cooperation for Space Standardi-

zation. ECSS), el cual permite un cambio del 1 % de la tension ante una perturbacion de

carga del 50 % como se presenta en la Ecuacion 5-1 [9].

Zbus ≤1 %V

50 %I=

0, 02 ∗ VI

=0, 02 ∗ 48V

16A= 60 mΩ (5-1)

El valor de Co se calcula mediante la Ecuacion 5-2

1

woCo≤ Zbus (5-2)

26 5 Algoritmo de Gestion de Energıa en Microrredes

donde wo corresponde a la frecuencia de corte del lazo de voltaje del bus, para obtener un

valor pequeno de ESR, se plantea un arreglo de capacitores en paralelo obteniendo una ca-

pacidad de 2350 uF con una resistencia de 11.8mΩ [31].

La regulacion de tension en el bus DC se realiza mediante el lazo de control de tension de

la Figura 5-1, donde GCVo es el controlador PI encargado de regular la tension del bus.

Ademas, su funcion de transferencia de bucle cerrado del lazo de voltaje se presenta en la

Ecuacion 5-3, para ωci que corresponde a la frecuencia natural con un valor de 2π8 krad/s

y ζ es el factor de amortiguamiento que corresponde a 0.44 [31], los valores se seleccionaron

buscando el los parametros con menor prestaciones de CF y MP. [33].

Hi(s) =io(s)

ioref (s)=

ω2ci

s2 + 2ζωcis+ ω2ci

(5-3)

Figura 5-1: Diagrama de bloques del convertidor de pequena senal para el lazo de voltaje

Vo [33].

Para obtener transiciones rapidas entre los lazos de control de corriente para el convertidor

Buck-Boost se usa un solo controlador PI clasico, tal como se observa en la Figura 5-2, donde

el mınimo (min) se coloca en la entrada de la etapa PI [34]. Por otro lado, la variable de

control u(t) hace referencia a los ciclos de trabajo de los MOSFET’s del convertidor modular

como presenta en la Ecuacion 5-4. Ası mismo, es importante aclarar, que el Modelo de Espacio

de Estado de Pequena Senal Promediado Corresponde a un Sistema Lineal Invariante en el

Tiempo (Linear Time-Invariant, LTI) [33].

u(t) =

d1(t), modo boost

d2(t), modo buck(5-4)

5.2 Regulacion de tension en el bus DC 27

Figura 5-2: Diagrama de bloques del control de corriente promedio [33].

Para calcular la ganancia del controlador PI se utiliza el toolbox de Matlab conocido como

Sisotool donde la frecuencia incluida dentro del polo real se calculo mediante la Ecuacion

5-5.

fv =1

2 ∗ π ∗ Zbus ∗ C(5-5)

Esta expresion proviene de multiplicar las funciones de transferencia de Impedancia Co y el

Controlador PI con polo adicional GCVo(s), que se encuentran en la Figura 5-1, de tal manera

que hay una simplificacion algebraica entre el numerador de la primera y el polo adicional

ya mencionado de la segunda. Al ajustar el controlador como se observa en la Figura 5-3

con un ancho de banda de 1.29 kHz, se obtiene un valor de Ksisotool igual a 20894 As/V y

un valor de τ igual a 890 us, sin embargo, el valor de K a ingresar en PSIM se debe despejar

de la Ecuacion 5-6.

Ksisotool =Kpsim

τ(5-6)

5-3.1

(a)

5-3.2

(b)

Figura 5-3: Diagrama de Bode del sistema en lazo cerrado. (a) Magnitud con un Margen

de Ganancia (GM) equivalente a 14.8 dB. (b) Fase, con un Margen de Fase de

73.8. El Ancho de Banda (Bandwidth, BW) es de 1.29 kHz.

28 5 Algoritmo de Gestion de Energıa en Microrredes

Por tanto, el lazo de control para regular el bus DC se presenta en la figura 5-4 donde

el valor de H(s), que corresponde al polo adicional del controlador PI, hace referencia al

producto entre la resistencia R y el capacitor C es decir, el producto entre 11.8m Ω y

2350 uF obteniendo ası un valor para H(s) de 27.7 u.

Figura 5-4: Lazo de control de la tension vo para el Bus DC en PSIM.

5.3. Lazos de control del ASD seleccionado

Para calcular la impedancia de la baterıa se establecen tres casos: El primer caso corresponde

a un SOC del 20 % (SOC nominal), el segundo caso a un SOC del 4 % (SOC mınimo) y el

tercer caso hace referencia a un SOC del 80 % (SOC maximo) como se presenta en la Ecuacion

5-7 que tiene en cuenta el criterio dado por la Cooperacion Europea para la Estandarizacion

del Espacio presentado en la seccion 5.2.

ZbaterıaSOC20%≤ 0,02∗VI = 0,02∗3,5V ∗14

16 =61,25mΩ

ZbaterıaSOC4%≤ 0,02∗VI = 0,02∗3V ∗14

16 =52,5mΩ

ZbaterıaSOC80%≤ 0,02∗VI = 0,02∗3,8V ∗14

16 =66,5mΩ

(5-7)

Por tanto, se ajustan las ganancias de los tres controladores PI mediante Sisotool donde el

primer y segundo caso se ajustaron teniendo en cuenta un ancho de banda de 0.00307 kHz

y un valor de Ksisotool de 11.488 As/V y τ de 2.9s. El tercero se ajusto con un ancho de

banda de 0.00318 kHz y un valor de Ksisotool de 6.9632 As/V y τ de 5s. Ası mismo, se resalta

que, para calcular el valor de K a ingresar en PSIM en los tres casos se debe despejar de

la Ecuacion 5-6. Los lazos de control del SOC nominal, mınimo y maximo de la baterıa se

presentan en la Figura 5-5.

5.4 Lazo de control panel fotovoltaico y MPPT 29

Figura 5-5: Implementacion en el software de simulacion PSIM de los lazos de control del

SOC del ASD y el MPPT: (a) Lazo SOC Maximo 80 %, (b) Lazo SOC Mınimo

4 %, (c) Lazo SOC Nominal 20 % y (d) Lazo de tension mınima del panel y

MPPT.

5.4. Lazo de control panel fotovoltaico y MPPT

Para el caso del filtro del panel se selecciona el mismo valor de Co y Ro del bus, sin embargo,

el valor de la impedancia cambia como se observa en la Ecuacion 5-8.

Zpanel ≤0, 02 ∗ V

I=

0, 02 ∗ 60V

16= 0,075 mΩ (5-8)

Por tanto, se ajusta la ganancia del PI mediante sisotool con un ancho de banda 0.903 kHz

obteniendo ası un valor de Ksisotool de 11802 As/V y τ de 1100us como se observa en el lazo

de control del panel en la Figura 5-5. Por otro lado, el lazo del control del MPPT de la

Figura 5-5 se realizo teniendo en cuenta el diagrama de flujo de la Figura 3-5 donde si el

∆V > 0 entonces se incrementa la tension en 0.1 V, en cambio, si el ∆V < 0 se disminuye

la tension en 0.1 V.

6 Resultados de Simulacion

6.1. Introduccion

En este capıtulo se presentan las simulaciones de la etapa DC-DC, etapa DC-AC, junto a

sus diferentes escenarios de prueba, donde se comprueba el correcto funcionamiento de los

lazos propuestos. Es importante resaltar que, estos escenarios fueron implementados en el

software de simulacion PSIM.

6.2. Etapa DC-DC

En la Figura 6-1 se presenta el esquema de la etapa DC-DC, que consiste en un arreglo PV

paralelo compuesto cada uno de dos paneles en serie con un filtro RC a la salida del panel.

Luego, se encuentra un filtro RC a la entrada del convertidor puesto que, este permite lo-

grar el desacoplo de Interferencias Electromagneticas (Electromagnetic Interferences, EMI’s).

Seguido a este, se presenta el convertidor DC-DC mencionado en la subseccion 4.2.1, el cual

se encarga de controlar el lazo de extraccion de maxima potencia del panel ilustrado en la

subseccion 5.4, ademas, este convertidor modular permite regular la tension de operacion o

tension nominal de la baterıa y a su vez, permite proteger el maximo SOC de la baterıa,

estos dos ultimos lazos mencionados en la subseccion 5.3.

Posteriormente, se modela la baterıa con su correspondiente circuito serie RC, tal como se

menciona en la subseccion 4.3.3, luego, se conecta en cascada un segundo convertidor mo-

dular mencionado en la subseccion 6-3, con el fin de controlar y/o proteger la baterıa con el

SOC mınimo mencionado en la subseccion 5.3 y la tension de salida del bus DC Vo regulada

a 48 V como se ilustra en la subseccion 5.2.

Finalmente, en el bus DC se adiciona un elemento serie RC, en lugar de ser capacitivo puro,

con la finalidad de obtener una cancelacion algebraica en el modelo de impedancia del mismo

y compensar su polo adicional, lo cual se conoce como mascara de red y es un criterio que

se encuentra en la subseccion 5.2.

6.2 Etapa DC-DC 31

Figura 6-1: (a) Arreglo fotovoltaico, (b) Filtro de salida PV, (c) Convertidor DC-DC con

inductores acoplados, (d) ASD y (e) Bus DC.

El subcircuito del Buck-Boost se presenta en la Figura 6-2, el cual consiste en una combina-

cion de una etapa Buck con una etapa Boost en cascada, con inductores de entrada y salida

acoplados magneticamente [31] donde las entradas de este bloque corresponden a los pulsos

u1 y u2 necesarios para activar los MOSFET y la tension de entrada del convertidor Vin+

mientras que, las salidas del bloque corresponden a la medicion de tension a la entrada y la

salida del convertidor (Vig y Vio) y la tension de salida del convertidor Vo+.

Figura 6-2: Simulacion Buck-Boost con inductores acoplados en PSIM.

El subcircuito del control de corriente del convertidor se basa en el diagrama de bloques

presentado en la Figura 5-2 con los valores mencionados en la seccion 6-3 como se ilustra

en la Figura 6-3(a). En contraste, el subcircuito de modulacion de ancho de pulsos utilizado

en el convertidor para la activacion de los MOSFET se ilustra en la Figura 6-3(b).

32 6 Resultados de Simulacion

6-3.1

(a)

6-3.2

(b)

Figura 6-3: (a) Subcircuito control de corriente convertidor DC-DC. (b) Subcircuito PWM.

6.3. Etapa DC-AC

Para acoplar la etapa DC-DC con la red se hace necesario el uso de un convertidor DC-AC

o inversor que consta de dos etapas como se ilustra en la Figura 6-4 donde la primera etapa

corresponde a la etapa de potencia que abarca una fuente DC de 48 V, con la finalidad

de emular el comportamiento de regulacion de la tension del bus DC Vo=48 V, ya que, de

esta manera se reduce tiempo de computo al realizar la correspondiente simulacion en el

software PSIM, el diagrama de bloques del inversor y el equivalente de red trifasico fijado a

un valor de 230 V de lınea y la segunda etapa, la cual corresponde al subcircuito de control

que permite lograr la conexion en sincronıa con el equivalente de red.

Figura 6-4: Esquema del inversor conectado a la red [3].

6.3 Etapa DC-AC 33

6.3.1. Etapa de potencia: Inversor y equivalente de red

La primera etapa se ilustra en la Figura 6-5 que hace referencia a la etapa de conversion de

potencia de DC a AC mediante un inversor trifasico donde los interruptores controlados son

transistores IGBT junto con diodos para lograr unidireccionalidad de tension y bidireccio-

nalidad de corriente.

Figura 6-5: Esquema en PSIM etapa de potencia.

La conmutacion de los interruptores se realiza mediante la comparacion de cada una de las

tres ondas senoidales que se obtienen luego de la modulacion del PWM y se encuentran

desplazadas entre sı en 120 con la misma senal portadora triangular con una frecuencia de

conmutacion de 15 kHz es decir que, la amplitud de salida estara determinada por la relacion

entre la senal portadora y la moduladora.

Por lo tanto, para lograr que el inversor se pueda conectar a la red y sincronizar su tension de

salida con la tension del equivalente de red se debe incluir un transformador elevador un Dy

con neutro aterrizado con el fin de poder inyectar cualquier nivel de corriente al equivalente

de red. Por otra parte, la regulacion de la tension se logra mediante la modulacion del

ancho de pulso, ya que en caso de que la tension medida a la salida disminuya o aumente se

incrementa el ancho de los pulsos que disparan los IGBT’s como se ilustra en la Figura 4-3

(b) [3].

6.3.2. Etapa de control

La segunda etapa hace referencia al subcircuito de control que como se menciono anterior-

mente, es de vital importancia puesto que, permite que el inversor se pueda conectar a la

red sincronizando su tension de salida con la tension del equivalente de red trifasico fijado

34 6 Resultados de Simulacion

en un voltaje de lınea de 230 V como se ilustra en el esquema del inversor de la Figura 6-4.

Esta etapa de control se compone de seis bloques como se ilustra en la Figura 6-6 como por

ejemplo los bloques que nos permiten realizar la transformada inversa y directa de Park, el

filtro pasa bajo, la modulacion del PWM, entre otros que se detallaran a continuacion.

Figura 6-6: Esquema en PSIM subcircuito de control de potencia aparente.

Un filtro pasa bajo de primer orden que se encuentra ubicado a la entrada de las

corrientes de lınea con el fin de eliminar su rizado, donde la funcion de transferencia

del filtro se presenta en la Ecuacion 6-1.

G(s) =1

0,0003183s+ 1(6-1)

Los resultados obtenidos para las senales de entrada y salida se presentan en la Figura

6-7 donde iga, igb y igc corresponden a las corrientes senoidales sin el filtro y Iafil,

Ibfil y Icfil corresponden a las corrientes obtenidas luego de aplicar el filtro pasa bajo.

6.3 Etapa DC-AC 35

Figura 6-7: (a) Corrientes trifasicas sin filtro. (b) Corrientes trifasicas luego de aplicar el

filtro pasa bajo.

La transformada de Park o dq permite convertir los valores senoidales en el tiempo en

valores de regimen permanente como se detalla en la seccion 4.2.2, esta se aplica tan-

to para las corrientes filtradas anteriormente como para las tensiones de la red donde

en el bloque que genera el valor de wt se asume que, la fase de la red comienza en t=0 s.

En nuestro caso, al utilizar un inversor con un esquema de modulacion de ancho de

pulso PWM el ruido presente en la tension de salida se produce de forma ideal al-

rededor de la frecuencia de conmutacion y de los multiplos de esta. No obstante, los

tiempos muertos que son necesarios para evitar que ocurran cortocircuitos en el inver-

sor ocasionan armonicos no deseados de baja frecuencia a la salida del inversor.

Es por esto que, con el fin de mejorar el contenido armonico de la tension de salida del

inversor se hace uso de la transformada de Park donde en la Figura 6-8 (a) se ilustran

las senales sinusoidales de referencias (V moda, V modb, V modc) dadas en coordenadas

abc luego de aplicar la transformada dq, en la Figura 6-8 (b) y (c) se ilustran las

tensiones y corrientes obtenidas luego de aplicar la transformada inversa de Park.

36 6 Resultados de Simulacion

Figura 6-8: (a) Senales sinusoidales de referencia obtenidas como resultado de la transfor-

mada inversa de Park, (b) Corrientes Id e Iq y (c) Tensiones vd y vq.

El control de potencia activa se realiza a traves del calculo de las corrientes de referencia

mediante las tensiones de red en regimen permanente como se ilustra en el esquema

de la Figura 4-5.

Las referencias de corriente para el regulador PI se calculan mediante la Ecuacion 6-2

partiendo de los valores de referencia de potencia activa y reactiva de la ecuacion 6-3

respectivamente y de las referencias de tension vd y vq.

idref = 23

PrefVd+QrefVqV 2d +V 2

q

iqref = 23

PrefVq+QrefVdV 2d +V 2

q

(6-2)

Pref = 16 × 48[W ] = 768[W ]

Qref = 0[V AR](6-3)

En la Figura 6-9 se ilustran los valores de referencia de potencia activa y reactiva,

los valores de referencia de corriente en coordenadas dq y las referencias de corriente

resultantes Idref e Iqref que se utilizaran en el regulador PI, para ası compensar las

potencias.

6.3 Etapa DC-AC 37

Figura 6-9: (a) Valores referencia de potencia activa y reactiva, (b) Valores de referencia

de corriente Idref e Iqref y (c) Valores de referencia de corriente Idcontr e Iqcontren coordenadas dq.

Para el calculo de las ganancias del controlador PI de la Figura 4-6, se plantea el

esquema de PSIM en lazo abierto como se ilustra en la Figura 6-10, con el fin de

obtener el diagrama de bode de amplitud y fase de la Figura 6-11.

Figura 6-10: Esquema en lazo abierto.

38 6 Resultados de Simulacion

Figura 6-11: Diagrama de Bode: Modulo y fase en lazo abierto.

El controlador PI se ajusto mediante la herramienta SmartCtrl de PSIM al ingresar el

diagrama de Bode de la Figura 6-11. Posteriormente, se ajusta el margen de fase del

controlador PI el cual se selecciona de 45,33 y una frecuencia de corte de 478.63 Hz.

En la Figura 6-12 se observa una notable mejorıa, tanto en el tiempo de asentamiento

de 0,1 s como en un sobrepaso de 0,22 A, al incluir el correspondiente controlador PI.

Figura 6-12: (a) Valor de corriente Idcontr obtenida de la transformacion dq. (b) Salida de

la corriente Idcontr luego de incluir el controlador PI.

La transformada inversa de Park permite regresar al dominio abc para poder ingresar

al bloque de modulacion PWM como se ilustra en la Figura 6-8 (a).

La modulacion PWM permite controlar la energıa que proviene de las senales que

se obtienen ia,b,c mod que luego seran transmitidas a la red. Con el fin de obtener

una senal de tension a la salida del inversor con la frecuencia deseada, se compara la

onda triangular con las tensiones trifasicas a la frecuencia de referencia y desfasadas

120.El resultado de la comparacion de tensiones se presenta en la Tabla 4-1 para cada

interruptor del inversor trifasico [3].

6.4 Escenarios de prueba 39

6.4. Escenarios de prueba

6.4.1. Carga constante ante variaciones de irradiancia

En este escenario, se validaran tres lazos de control: El lazo de regulacion de tension del

bus DC fijado a 48V, el lazo de regulacion de tension mınima del panel fijado a 30 V y el

lazo MPPT del arreglo fotovoltaico, como se ilustra en la Figura 6-13 mediante una carga

constante de un valor comercial de 3.3 Ω con una potencia de 698 W y de variaciones de

irradiancia en el arreglo fotovoltaico como se presenta en la Figura 6-14 (a).

Figura 6-13: (a) Variaciones de irradiancia, (b) Arreglo fotovoltaico, (c) Convertidor DC-

DC, (d) ASD y (e) Carga constante.

En la Figura 6-14 (a) se ilustra el perfil de irradiancia a la entrada del PV donde de 0 a t1 y

de t4 a t5 se ilustra la irradiancia maxima de 1000 [W/m2], mientras que, de t1 a t2 y de t3 a

t4 se presenta una irradiancia de 800 [W/m2] y, finalmente, de t2 a t3 se encuentra un nivel

de irradiancia de 600 [W/m2]. En la Figura 6-14 (b) se evidencia que, en el intervalo de 0

a t1 el arreglo fotovoltaico intenta abastecer la potencia requerida a la carga, sin embargo,

al disminuirse la irradiancia a los 100 [ms] este no alcanza a abastecer la totalidad de la

potencia. Razon por la cual, la ASD se encuentra supliendo la demanda de la carga en

este intervalo. En el intervalo de t1 a t2, al disminuir el nivel de irradiancia se observa un

incremento en la potencia suministrada a la carga pero aun no es suficiente por lo que, la

ASD sigue suministrando la potencia faltante. De t2 a t3, cuando la irradiancia disminuye,

la potencia se establece en 310 W hasta que en el intervalo de t3 a t4, luego del incremento

de 200 [W/m2] en el nivel de irradiancia, vuelve a aumentar la potencia de entrada a 414

W. Finalmente, de t4 a t5 al alcanzar nuevamente la irradiancia maxima, se observa que la

potencia del arreglo PV se estabiliza en la potencia demandada por la carga constante. Ası

mismo, se puede analizar que de 0 a t4 se encuentra en funcionamiento el lazo de MPPT

mientras que, de t4 a t5 como se logra suministrar la totalidad de la potencia requerida por

la carga, el algoritmo de gestion de energıa prioriza el lazo de control del SOC nominal de

la ASD que permite cargar el ASD nuevamente en su tension nominal de 48 V.

40 6 Resultados de Simulacion

6-14.1

(a)

6-14.2

(b)

6-14.3

(c)

6-14.4

(d)

Figura 6-14: (a) Perfil de irradiancia definido, (b) Potencia en la entrada, (c) Tension del

arreglo fotovoltaico y (d) Tension en el bus DC.

6.4 Escenarios de prueba 41

En la Figura 6-14 (c) se observa que a medida que la irradiancia disminuye, el voltaje

tambien disminuye hasta que se estabiliza en 30 V como se ilustra en los intervalos de t2 a

t4, lo que indica el correcto funcionamiento del lazo de tension mınima del panel presentado

en la Figura 3.2(b), mientras que, en de t4 a t5 al incrementarse la irradiancia a 1000 [W/m2]

la tension del panel se estabiliza en 65 V para proporcionarle la potencia total demandada

a la carga. Finalmente, en la Figura 6-14 (d) se observa el correcto funcionamiento del lazo

de regulacion de tension del bus DC en 48 V para una carga constate de 3.3 ohmios.

6.4.2. Perfiles de carga ante irradiancia constante.

En este escenario, se validaran tres lazos de control: El lazo de regulacion de tension del bus

DC fijado a 48V, el lazo de regulacion de tension mınima del panel fijado a 30 V y el lazo

MPPT del arreglo fotovoltaico como se ilustra en la Figura 6-15, mediante la inclusion de

una carga constante de 20 Ω, una carga variable de 3.9 Ω, con una frecuencia de 120 Hz y

una irradiancia constante de 1000 [W/m2].

Figura 6-15: (a) Irradiancia constante y arreglo fotovoltaico, (b) Convertidor DC-DC, (c)

ASD y (d) Carga constante y carga variable.

En la Figura 6-16 (a) se observa que al presentar una irradiancia constante de 1000 [W/m2] la

potencia de entrada se estabiliza en 410 W (Potencia demandada por las cargas) mediante

el lazo de MPPT, ası mismo, en la Figura 6-16 (b) tambien se comprueba el correcto

funcionamiento del lazo de MPPT puesto que, segun el diagrama de flujo de la Figura

3-5, una vez encontrado el maximo punto de transferencia de potencia, no se presentan

incrementos o decrementos considerables en la tension de entrada. En la Figura 6-16 (c) se

puede observar el funcionamiento adecuado del lazo de regulacion de tension del bus DC al

agregar una carga lenta y rapida en el sistema. Finalmente, en la Figura 6-16 (d) se observa

que la tension del bus DC un rizado de 1 V en un perıodo de 0.01 s. Es importante aclarar

que esta perturbacion en la carga representa un escenario exigente con un 76,92 % de la

potencia maxima, que corresponde a 768 W .

42 6 Resultados de Simulacion

6-16.1

(a)

6-16.2

(b)

6-16.3

(c)

6-16.4

(d)

Figura 6-16: (a) Potencia en la entrada, (b) Tension del arreglo fotovoltaico, (c) Tension

Bus DC modelo gran senal y (d) Tension Bus DC modelo pequena senal.

6.4 Escenarios de prueba 43

6.4.3. Escenario prueba lazos del ASD

En este escenario se validara el correcto funcionamiento de dos lazos de control: El lazo del

SOC mınimo de la baterıa fijado en 42 V y el lazo del SOC maximo de la baterıa fijado en

53.2 V mediante un fallo en el lazo de MPPT, lo cual implica la saturacion de la consigna de

corriente en 16 A del convertidor, que se encuentra ubicado entre la fuente no regulada y el

ASD, ante una carga constante inicial de 3,2 Ω hasta t = 0,1 s. Ası mismo, al presentarte un

deslastre de carga, con una resistencia de 100 Ω, se obtiene la validacion del maximo SOC

del ASD. El cambio entre estos valores de consigna de corriente ocurre en t=1.1 s a 0 A y

reconectando la carga inicial, con la finalidad de validar el lazo que regula el mınimo SOC.

Esto se realiza con el fin de reducir el tiempo de simulacion, que se encuentra estrechamente

relacionado con la pendiente del ASD. Por otro lado, es importante considerar que el lazo

del SOC nominal de la baterıa fijado en 48 V se verifico en las dos subsecciones anteriores.

6-17.1

(a)

6-17.2

(b)

6-17.3

(c)

Figura 6-17: (a) Corriente Bus DC, (b) Tension Bus DC y (c) Tension baterıa.

En la Figura 6-17 (a) se observa que, debido a la dinamica lenta del ASD, para el intervalo

de tiempo de 0.1 a 1.1 s, la corriente del bus DC Io disminuye de 16 a 0.48 A y luego, en

44 6 Resultados de Simulacion

el intervalo de 1.1 a 2.3 s aumenta nuevamente a 16 A y, finalmente, en el intervalo de 2.3

a 4 s esta corriente disminuye hasta alcanzar 0 A. En la Figura 6-17 (b) se ilustra que al

descargarse la baterıa por debajo del SOC nominal, durante el instante de tiempo de 2.3 s,

cuando Vb = 45,5V , no se regula la tension del bus DC puesto que, la energıa cedida por

la baterıa no es suficiente para el perfil de carga constante seleccionado. Finalmente, en la

figura 6-17 (c) se muestra en el intervalo de 0.1 a 1.1 s el correcto funcionamiento del lazo

del SOC maximo de la baterıa que se estabiliza en 53.2 V entre 0.9 y 1.1 s. Por otro lado,

en el intervalo comprendido entre 2.95 y 4 s se alcanza el SOC mınimo de la baterıa, que

corresponde a 42 V.

6.4.4. Inversor con la dinamica DC

En este escenario, se incluira la dinamica del sistema DC mediante una senal cuadrada

cuyo valores maximos y mınimos corresponden a 768 W y 115.2 W, respectivamente, tal

como se ilustra en la figura 6-18 (a), donde se incluye el lazo de control de potencia activa

mencionado en la Seccion 6.3.2 y, finalmente, en la Figura 6-18 (b) y (c) se ilustran las

tensiones y corrientes trifasicas luego de considerar la dinamica DC.

6-18.1

(a)

6-18.2

(b)

6-18.3

(c)

Figura 6-18: (a) Potencia de referencia proveniente de la dinamica DC, (b) Tensiones trifasi-

cas y (c) Corrientes trifasicas.

6.4 Escenarios de prueba 45

En resumen, se plantearon cuatro escenarios de prueba para evidenciar el correcto funciona-

miento de los lazos de control del sistema. El primero consistio en la inclusion de una carga

constante de 3.3 Ω ante variaciones de irradiancia donde se evidencio el correcto funciona-

miento del lazo de regulacion de tension (fijado en 48V), el lazo de regulacion de tension

mınima del panel (fijado a 30 V) y el lazo MPPT del arreglo fotovoltaico como se presenta

en la subseccion 6.4.1. El segundo escenario consistio en la inclusion de una carga constante

de 20Ω y una carga variable de 3.9 Ω ante una irradiancia constante donde se comprobo

el correcto funcionamiento del lazo de regulacion de tension del bus DC, el lazo de tension

mınima del panel y el lazo MPPT del PV como se ilustra en la subseccion 6.4.2. El tercer

escenario consistio en saturar la corriente del primer convertidor modular para saturar el

controlador PI del lazo MPPT y la inclusion de una carga muy grande con el fin de eviden-

ciar el correcto funcionamiento del lazo del SOC mınimo de la baterıa y el SOC maximo de la

baterıa. Finalmente, en el escenario 4 se incluyo la dinamica DC al sistema AC mediante una

onda cuadrada cuyo pico maximo fue de 768 W y el mınimo de 115.2 W donde se observo

el comportamiento del sistema AC ante la dinamica DC propuesta.

7 Conclusiones de la tesis y futuras

lıneas de investigacion

En este ultimo capıtulo se expondran los principales resultados obtenidos durante el desa-

rrollo de la tesis y el direccionamiento de futuras lıneas de investigacion.

7.1. Conclusiones

La principal contribucion de esta tesis es el diseno de una topologıa hıbrida serie (SH)

para una microrred On-grid utilizando dos convertidores modulares Buck-Boost de

inductores acoplados. El uso de estos convertidores permitio disenar un algoritmo de

gestion de energıa donde se consideraron los lazos de extraccion de maxima potencia

del panel, SOC nominal y maximo de la baterıa para la primera etapa, mientras que la

segunda es la encargada de regular el SOC mınimo y la tension del bus DC, tal como

se muestra en la subseccion 6.2.

Se evidencio que a pesar de emplear un modelo simplificado de la baterıa, este es

capaz de simular un comportamiento adecuado en el sistema. Como resultado, cuando

la microrred se encuentre conectada a la red (On-grid) el esquema de gestion de energıa

disenado permite suministrar parcialmente o en su totalidad la energıa requerida por

la carga en los casos en que la irradiancia del arreglo fotovoltaico disminuya.

El inversor trifasico, el cual se encuentra conectado en cascada con un transformador Dy

de neutro aterrizado, es el encargado de sincronizar la topologıa SH con el equivalente

de red, junto con los bloques de la etapa de control utilizados en la subseccion 6.3.2,

permitiendo realizar un control de potencia activa inyectada por parte de la microrred.

Se plantearon cuatro escenarios de prueba para validar el correcto funcionamiento de

los lazos de control, los cuales han sido disenados para la gestion energetica en el

sistema.

Se evidencio que al acoplar la dinamica AC con la dinamica DC, la forma de onda

de potencia a la salida del inversor se distorsiona, lo cual es debido al incremento de

la distorsion armonica total de corriente inyectada hacia la red. Por tal motivo, se

recomienda introducir alguna compensacion de armonicos tales como: filtros pasivos o

activos, reactores de lınea, filtros hıbridos, entre otros.

7.2 Futuras lıneas de investigacion 47

El control de microrredes DC ofrece una mayor sencillez y versatilidad en cuanto al

diseno de sus lazos de control, mientras que los sistemas AC requieren de las transfor-

maciones directas e inversas de Park y de Clark, las cuales requieren ser implementadas

en el software utilizado y, ası mismo, permiten analizarlos en valores de regimen per-

manente.

El criterio de mascara de red, el cual se utiliza en la subseccion 5.2, permite un diseno

apropiado de controladores clasicos, para la regulacion de tension en buses DC, donde

se modela la impedancia de los mismos. Ası mismo, convertidor modular utilizado en

este trabajo de investigacion facilita la regulacion de estas tensiones, dado que es ele-

vador/reductor no inversor y permite el control de sus corrientes de entrada/salida con

un mayor ancho de banda. La interaccion entre estos lazos no presenta conflicto alguno,

dado que la prioridad de sus lazos va de la mano con el menor consumo energetico en

el sistema.

7.2. Futuras lıneas de investigacion

Con respecto a la simulacion de la microrred se exponen tres futuras lıneas de investigacion:

Diseno de un modelo en gran senal del panel, los convertidores DC-DC y DC-AC, con

la finalidad de disminuir el esfuerzo computacional requerido.

Empleo de modelo diferente para el ASD, el propuesto en la subseccion 4.3.3. Este

nuevo modelo requiere de un aumento de complejidad en los modelos matematicos a

considerar.

Considerar estrategias de control robusto que permitan mejorar las prestaciones dinami-

cas de la microrred, lo cual incrementarıa su rango de estabilidad.

Se requiere contrastar resultados obtenidos de eficiencia al integrar diferentes tipos

de Fuentes No Convencionales de Energıa Renovable (FNCER) y topologıas hıbridas.

Para obtener una comparativa justa, es decir, bajo las mismas condiciones, se requiere

de la misma cantidad de elementos utilizados en cada topologıa (fuente no regulada,

convertidores conmutados, cargas y ASD).

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