Curso Completo de Electronica de Potencia

5/10/2018 Curso Completo de Electronica de Potencia - slidepdf.com

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Tema 1. Introducción al Modelado y Análisis de Circuitos de Potencia. Transparencia 1 de 21

TEMA 1. INTRODUCCIÓN AL MODELADO Y ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA

1.1. GENERALIDADES.

1.2. REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA.

1.3. DESARROLLO EN SERIE.

1.3.1. Cálculo de Armónicos.

1.3.2. Potencia.

1.3.3. Cálculo de valores eficaces.

1.4. FORMULACIÓN SISTEMÁTICA UTILIZANDOVARIABLES DE ESTADO.


GENERALIDADES

Años 50: SCR.

Años 70: Microprocesadores.

Años 90:

ASIC y DSP Frecuencias mayores

IGBT Menor tamaño y coste de componentes reactivos

⇒ Mayores prestaciones, Menor coste, Posibilidad de emplearlos en nuevas

aplicaciones.

Aplicaciones Industriales:

Control de Motores DC, AC (70% de la energía eléctrica consumida).

Fuentes de Alimentación.

Energías Renovables.

El objetivo de la ELECTRONICA DE POTENCIA es:

“Modificar, utilizando dispositivos de estado sólido, la forma de

presentación de la energía eléctrica”

Uso de Fuentes de Alimentación, Componentes Reactivos e Interruptores. (no

Resistencias)

Definición de Interruptor Ideal:

Roff =∞ , V BD= ∞ , T on=0 Ron=0, I on= ∞ , T off =0

a) Interruptor Abierto b) Interruptor Cerrado

Otras características a tener en cuenta son: coste del dispositivo y de los

elementos auxiliares, potencia necesaria para controlar el dispositivo.




GENERALIDADES

Fuente de

Energía

Eléctrica

Carga

Convertidor

de Estado

Sólido

Circuito de

Mando

Flujo de Potencia

Fuente de Energía

• Alterna (Mono ó Trifásica):• Red Eléctrica

• Generador aislado:

• Diesel

• Eólico

Carga

• Alterna (Mono ó Trifásica):• Motor

• Estufa

• Horno

• Iluminación

• ...

• Continua:

• Baterías

•

Celdas de Combustible• Paneles Solares

• Continua:

• Motores

Circuito de mando

• Microprocesadores/DSP

• Circuitos microelectrónicos:

• ASIC

• FPGA

Convertidor de potencia

• Interruptores

• Componentes reactivos:

• Transformadores

• Bobinas

• Condensadores


REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA

E =500V

R=50Ω

I R=10A

V CE

Ejemplo simple con un solo interruptor.

Real: IC VCE VRes

Cortado 1mA 499.95V 50mV

Saturado 9.96 Amp 2V 498V

Valores reales

Ideal: IC VCE VRes

Cortado 0 Amp 500V 0mV

Saturado 10 Amp 0V 500V

Valores ideales

Error (%): IC VCE VRes

Cortado 0.01 0.01 0.01

Saturado 0.4 0.4 0.4

% de error sobre el valor máximo.




REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Elementos Básicos

dt

di Lv =

∫ +=t

t dt t v

Lt it i

0

)(1

)()( 0

2

2

1 Liidi Livdt === ∫ ∫ ξ

L V

i

C V

i dt

dvC i =

∫ +=t

t dt t i

C t vt v

0

)(1)()( 0

2

2

1CvvdvC ivdt === ∫ ∫ ξ

Ecuaciones fundamentales de Bobinas y Condensadores



L VL

IL

∫ +=t

t dt t v

Lt it i

0

)(1

)()( 0

Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión constante





C Vc

Ic

∫ +=t

t dt t i

C t vt v

0

)(1

)()( 0

Funcionamiento de un Condensador al aplicar una corriente constante



L VL

IL

t

Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y

negativa





L VL

IL

t

Funcionamiento de una Bobina al aplicar una tensión alternada positiva y

negativa


REGLAS PARA EL ANÁLISIS DE CIRCUITOS DE POTENCIA. Ejemplo

L

R

Carga LR D

t E V ω sen=i(t)

Suponiendo como condición inicial i(0)=0, cuando V se hace positivo en t=0, el

diodo se polariza directamente y empieza a conducir. El circuito equivalente si se

supone el diodo ideal será:

L

R

Carga LR DiodoConduciendo

t E V ω sen=i(t)

Circuito equivalente en el primer intervalo

Ecuación de mallas: V E t = ⋅ ⋅senω = R i L didt ⋅ +

que, para i(0) = 0 tiene una solución del tipo:

( )i t E

R Le t

Rt

L( ) sen sen=+

⋅ + ⋅ −

−

2 2 2ω

ϕ ω ϕ

Este circuito es válido para el análisis en tanto i t ( ) ≥ 0 . Sea t 1 el instante en el que

la intensidad se anula. El valor de t 1 se obtiene de resolver la ecuación i(t 1 )=0



Tema 16. Inversores II. 1 de 28

TEMA 17. CONVERTIDORES CC/CA CON SALIDASINUSOIDAL

17.1 INTRODUCCIÓN 17.2 ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR

17.2.1 Modulación Senoidal PWM 17.2.1.1 Armónicos

17.2.2 Sobremodulación17.2.2.1 Armónicos

17.2.3 Generación de Señales PWM con Microprocesadores17.3 INVERSOR MEDIO PUENTE.17.4 INVERSOR PUENTE COMPLETO.

17.4.1 Modulación Bipolar 17.4.2 Modulación Unipolar 17.4.3 Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar 17.4.4 Efecto de Tiempos Muertos

17.5 PUENTE TRIFÁSICO17.5.1 Generación de Señales PWM Trifásicas17.5.2 Modulación “Space Vector” 17.5.3 PWM Modificado

17.5.3.1 Extensión del Indice de Modulación17.5.3.2 Cancelación de Armónicos

17.5.4 Control de Corriente


INTRODUCCIÓN

♦ Tema anterior: Inversores conmutando a bajas frecuencias:

♦ Formas de ondas cuadradas a frecuencia de red.♦ Generación de armónicos de baja frecuencia.♦ Alto coste de elementos reactivos para filtrado.♦ No es posible controlar la amplitud de las tensiones alternas

generadas (en trifásica).♦ Normalmente empleados en potencias muy elevadas (Empleo de

convertidores multinivel).

♦ Este tema: Inversores conmutando a altas frecuencias:

♦ Formas de ondas cuadradas de frecuencia mucho mayor que la dela red.

♦ Generación de armónicos de alta frecuencia.

♦ Menor coste de elementos reactivos para filtrado.♦ Control de la amplitud de las tensiones alternas generadas.♦ Posibilidad de controlar las corrientes aplicadas a la carga.♦ Empleados en potencias más bajas:

♦ Control de velocidad de motores AC.♦ Fuentes de alimentación ininterrumpidas (UPS).♦ Conexión a red de sistemas de energías renovables.

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM

0

V d 2

T A +

T A −

V d 2

A

D A +

D A −

io

V AN

N

Rama de un Puente Inversor

$V

t f s s

= 1

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Modulación Senoidal PWM

$V tri

t f s

s

= 1

V cont

− $V tri

+V d






ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Armónicos

Si ma < 1:

Si m f es un número entero impar, entonces será:

)()( t f t f −=− y también )2

1()(

ω

π

+−=− t f t f (Función impar: Simetría

de media onda respecto al origen)

Esto implica que solo habrá armónicos impares y coeficientes de tipo seno. (enfase con la señal).

Al elegir f s se debe tener en cuenta que:

- Cuanto mayor sea m f más fácil será filtrar los armónicos que aparecen.

- Pero si m f sube, f s también y, por tanto, las pérdidas de conmutación.

- Para la mayoría de las aplicaciones se elige f s <6 kHz (Altas potencias) ó f s >20 kHz (para evitar el ruido audible en lo posible en bajas potencias).

- Sincronización para pequeños valores de m f (por ejemplo < 21) m f debe serun entero impar, sino aparecen subarmónicos. Esto implica que f s debemodificarse al variar f 1: f s =m f f 1.

Para valores altos de m f esto no suele ser problema, ya quelos subarmónicos son de amplitud muy pequeña y se hablade PWM asíncrono (m f no entero). Debe tenerse en cuenta

que los subarmónicos de muy baja frecuencia (aunquetengan una amplitud pequeña) pueden ocasionar grandescorrientes en cargas inductivas.


ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación

La ventaja de ma ≤ 1 es que se tiene una relación lineal entre V control y la tensión

de salida, y además los armónicos que aparecen son de alta frecuencia (para m f

alto). Para 1>am se habla de sobremodulación, el problema es que aparecenarmónicos de bajas frecuencias.

sobre-modulación

onda cuadradalineal

Para m f =15( )$V

V

AO

d

1

24

1278π

= ,

1

1 3,24 ma

Tensión de salida normalizada en función de ma para m f =15

Si m f =15, para ma>3,24 , será (onda cuadrada): ( )$ ,V V V

AO

d d

1

4

21 278

2= ⋅ = ⋅

π

y ( ) ˆV 1AOhV AO

h= h= 3, 5, 7….

Al tratarse de una onda cuadrada no se puede controlar ( )V AO 1salvo variando V d .

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación

t

ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Sobremodulación. Armónicos




ESTUDIO DE UNA RAMA DE UN PUENTE INVERSOR. Generación de Señales PWM con

Microprocesadores

t

V tri V a

t 0

0

T 1

T 0 ,T 1= Instantes de Muestreo

t

t 0

0

V a

T 0

V tri V a

T 0 ,T 1 ...= Instantes de MuestreoT 0

T 1

T 2

T 3 V a

Generación de Señales PWM con microprocesadores


INVERSOR MEDIO PUENTE

0V d

C V d /2

C V d /2

T A+

T A-

D A+

D A-

Z

Configuración en Medio Puente

Los condensadores consiguen un punto medio equivalente a tener una bateríacon toma media. Las formas de onda son exactamente las mismas que las que seacaban de estudiar.

INVERSOR PUENTE COMPLETO

Z B

N

i o

A

0

V d /2

V d /2

T A+

T A-

D A+

D A-

T B+

T B-

D B+

D B-V o= V A0 –V B0

Configuración en Puente Completo Monofásico

INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar

-0.5

0

0.5

1

1.5

Vsin Vsal Bipolar




INVERSOR PUENTE COMPLETO. Comparación entre Modulación Bipolar y Unipolar

armónico

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1 4 7 10 13 16 19 22 25 28 31 34 37 40 43 46 49 52 55 58 61 64 67 70 73

Bipolar Unipolar

Comparación entre modulación Bipolar y Unipolar en un puente monofásico. Parama=0.8 y m f =22

Interr. ON V AN V BN V o =V AN –V BN

T A+T B- V d 0 V d

T A-T B- 0 V d -V d

T A+T B+ V d V d 0T A-T B- 0 0 0

Estados Posibles de los interruptores en un Convertidor Puente MonofásicoComo se vio al estudiar los convertidores DC/DC, la frecuencia de conmutación

efectiva para V o es 2f s, ya que se producen 4 conmutaciones en el periodo de unaonda triangular con lo que se consigue alejar los armónicos de m f a 2m f ±1 (si m f es entero par).Nótese que para la modulación unipolar, se escoge m f par, ya que en este caso elprimer armónico de las tensiones V A y V B están desfasadas 180º. Luego ladiferencia de fases Φ AB = 180º m f =0º y por tanto desaparecen todos los armónicospares.


INVERSOR PUENTE COMPLETO . Efecto de Tiempos Muertos

t

Efecto de los Tiempos Muertos en la Tensión de salida cuando la corrientecambia de signo

)( AS

almcd A i sig T

t t V V

−−=∆

V o(t)

i o(t) I>0

Real

Ideal

I>0

<0 I<0

V(i<0)

V(i<0)

V(i>0)

0

0

t

t Efecto de los Tiempos

Muertos en la Tensión deSalida

PUENTE TRIFÁSICO

N 1

B A C

V d /2

V d /2

i A

T A+

T A-

D A+

D A-

i B

T B+

T B-

D B+

D B-

i C

T C+

T C-

DC+

DC-

$

$

$V m

V V

V

V

AN a

d cont

T

12

3

= ⋅ =con ma

PUENTE TRIFÁSICO. Generación de Señales PWM Trifásicas

t

Vtri

Va

Vb

Vc

0




PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector”

S1

S2S3

S4

S5 S6

jIm

Re

S0, S7

S*

α

Para conseguir el vector S*, se puedeconmutar entre los adyacentes S1, S2 yS0 (o S7). Los tiempos de duración decada estado se pueden obtener de:

*

2211 )( S S DS D =+dónde Di es la fracción del tiempo demuestreo que se aplica el vector i.

La solución del sistema de ecuacioneses:

210

2

1

1

sen3

2

sen3

1cos

D D D

m D

m D

a

a

−−=

=

−=

α

α α

Dónde ma es el índice de modulación

de amplitudiS S

*

=

En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones ( t i =Di *t s) son:

Ciclos impares Ciclos paresS0 S1 S2 S7 S7 S2 S1 S0

--- +-- ++- +++ +++ ++- +-- ---t 0 /2 t 1 t 2 t 0 /2 t 0 /2 t 1 t 2 t 0 /2

De esta forma el número de conmutaciones se minimiza (sólo hay una

conmutación de rama en cada transición)


PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector” Una variante consiste en:

S1

S2S3

S4

S5 S6

jIm

Re

S0, S7

S*

α

En cada ciclo la secuencia de estados y sus duraciones son:

S0 S1 S2 S1 S0--- +-- ++- +-- ---t 0 /2 t 1 /2 t 2 t 1 /2 t 0 /2

O bien

S7 S2 S1 S2 S7

+++ ++- +-- ++- +++t 0 /2 t 2 /2 t 1 t 2 /2 t 0 /2

De esta forma el número de conmutaciones se minimiza, ya que ahora el númerode conmutaciones por ciclo es 4 (antes eran 6) .

Esto permite subir la frecuencia de conmutación (*3/2) con las mismas pérdidas.

PUENTE TRIFÁSICO. Modulación “Space Vector”

t

PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del Indice de Modulación

t




PUENTE TRIFÁSICO. PWM Modificado. Extensión del Indice de Modulación

Otra posibilidad es (para 0.9*Vd/2):

t

El valor máximo alcanzable es 1.156*Vd/2 y f max*3/2

t


PUENTE TRIFÁSICO. Cancelación de Armónicos

ωt

a) Vo=0.8Vd/2

ωt

b) Vo=0.2Vd/2

• Precalculando α1, α2 y α3 se controla la amplitud de la señal.

• Simetría respecto al origen: No armónicos pares.• Con tres cortes por semiciclo:

• 7 Conmutaciones.• Se eliminan los armónicos 5 y 7.• El tercer armónico y sus múltiplos se cancelan en los inversores

trifásicos.• Es necesario comparar con otras estrategias (mf =7)

MODULACIÓN PWM. Control de Corrientea) Control Bang-Bang (Banda de Histéresis)

Corriente Real

Consigna de Corriente

D A +

D A −

T A +

T A −

i A

L

V d

2

V d

2

MODULACIÓN PWM. Control de Corrienteb) Control de Corriente a Frecuencia Constante

Modulador PWM

C o n s i g n a i A

C o n t r o l a d o r

P I

I n v e r s o r+

i AMedida

i Aerr V cont +

V tri

i A/C

i B/C iC/C

A

B

C

Medida de

corriente

Comparador



Tema 16. Inversores I. 1 de 35

TEMA 16. CONVERTIDORES CC/AC.

16.1. INTRODUCCIÓN 16.1.1. Armónicos16.1.2. Conexión de un Convertidor CC/AC 16.1.3. Clasificación

16.2. INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL

16.3. INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE COMPLETO

16.4. INVERSOR TRIFÁSICO16.4.1. Tensión en el Neutro16.4.2. Armónicos16.4.3. Espacio de Estados

16.5. OTROS INVERSORES 16.5.1. Inversor con Fuente de Corriente16.5.2. Inversores de tres niveles16.5.3. Inversores Multinivel


INTRODUCCIÓN

Símbolos para la Representación de Convertidores CC/CA (Inversores)

CC CA

(a) Inversor Monofásico.

CC CA

(b) Inversor Trifásico

APLICACIONES:

• Actuadores para motores de corriente alterna. Permite variar la

tensión y la frecuencia de estos motores.

• Fuentes de alimentación ininterrumpida (UPS). Genera una tensión

senoidal a partir de una batería con el fin de sustituir a la red

cuando se ha producido un corte en el suministro eléctrico.

• Generación fotovoltáica. Genera la tensión senoidal de 50Hz a

partir de una tensión continua producida por una serie de paneles

fotovoltaicos.

En este tema, se considerará únicamente el funcionamiento a bajas

frecuencias, es decir: los interruptores conmutando a la frecuencia de la

red.

INTRODUCCIÓN

0

Z

1

0

V d /2

-V d /2

+V d /2

V d /2 S A V Z

i A

Circuito Inversor Simple

Posición 0 Posición 1 Posición 0

S A

INTRODUCCIÓN. Armónicos

Armónicos para

D=0.5





D

D

Armónicos en una Onda Cuadrada de amplitud2

1± en función de D



0.5

0.5

Armónico núm.

D

Armónicos 0 a 5 de una Onda Cuadrada de amplitud2

1± en función de D

INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC

s t 1( )

s t 2 ( )

s t n ( )

BOBINA

CONDENSAD.

O INVERSOR FILTRO

CARGA

Elementos metálicos aislados del circuito de potencia

CONVERT.

CA/CC CARGA

FILTRO

RED

RED

DE DE

Batería

+

Flujo de Potencia

INTRODUCCIÓN. Conexión de un Convertidor CC/AC

V C

I,P

I,P

a)




INTRODUCCIÓN. Clasificación

• Inversores con fuente de corriente (CSI).

• Inversores con fuente de tensión (VSI).

V C

I L

(a) (b)

Inversores con: (a) Fuente de Tensión (VSI). (b) Fuente de Corriente (CSI)

• Inversores de baja frecuencia (onda cuadrada).

• Inversores de alta frecuencia (modulación por anchura de pulsos).

• Inversores de transistores bipolares.

• Inversores de MOSFET’s.

• Inversores de IGBT’s.

• Inversores de tiristores.

• Inversores de GTO’s.

• Inversores no resonantes.

• Inversores resonantes.

• Medio puente o batería con toma media.

• Transformador con toma medio o Push-Pull.

• Puente completo monofásico.

• Puente trifásico.


INVERSOR MEDIO PUENTE. RAMA ELEMENTAL

0

V d /2

V d /2 T A+

T A-

D A+

D A-

i A

Inversor en Medio Puente

• t 0 , instante de tiempo en el que se abre el interruptor T A+ .

• t 0+ ∆t 0 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor T A- .

• t 1, instante de tiempo en el que se abre en interruptor T A-.

• t 1+ ∆t 1 instante de tiempo en el que se cierra el interruptor T A+.

• ∆t 0 y ∆t 1 son los tiempos muertos (generalmente coinciden).

t 0

AV V d

2

− V d

2

T A+

0

t

t

T A−

t t 0 0+ ∆

t t 1 1+ ∆

t 1

Formas de Onda del Inversor Medio Puente con Carga Resistiva


T A+

T A−

V d

2

V d

2

O A

i t A ( )0

D A−

D A+

Z

T A+V d

2i t A ( )1

D A+

T A+

T A−

V d

2

V d

2

O A

i t t A( )0 0+ ∆

D A−

D A+

Z

T A+V d

2i t t A ( )1 1

+ ∆ D A+

a) b)






t

Efecto de los Tiempos Muertos en la Pérdida de Tensión en la Carga cuando

la corriente no cambia de signo

)( A

S

almcd A i sig

T

t t V V

−−=∆



Z

i AV pulso

V d

2

−V d

2

0i A

S A

Z V z

1

0

a) b)

Circuitos Simplificados del Inversor en Medio Puente:

a) Como Conmutador. b) Como Fuente de Onda Cuadrada

INVERSOR MONOFÁSICO. PUENTE COMPLETO

V d

2

V d

2

O

T A+

T A−

Ai A

D A−

D A+

T B−

Bi B

D B−

D B+T B+

Inversor Monofásico en Puente Completo

INVERSOR TRIFÁSICO

V d

2

V d

2

O

T A+

T A−

i A

D A−

D A+

T B−

i B

D B−

D B+T B+

T C −

iC

DC −

DC +T C +

A B C

Inversor puente trifásico




INVERSOR TRIFÁSICO

V d /2

0

Z Z Z

A B C

V d /2

i A i B i C

S C S A S B

V A0

V AN

V N0

V BN V CN

Circuito Equivalente del Inversor Trifásico

Interruptores

Estado S A S B S C

S0 0 0 0

S1 1 0 0

S2 1 1 0

S3 0 1 0

S4 0 1 1

S5 0 0 1

S6 1 0 1

S7 1 1 1

Estados de un Inversor Trifásico.


INVERSOR TRIFÁSICO. Tensión en el Neutro

t

Tensiones en las tres ramas del inversor. Determinación de la tensión del

neutro de la carga:

−V d

2

V d

2

− V d

2

N

Z

Z Z

V d

2

N

Z Z

Z

(a) (b)

Circuitos Equivalentes para Determinar la Tensión del Neutro de la carga

Estados:

a) V

Z

Z

V Z

Z

V V V V NO

d d d d d = − = − = −23

22 3

22 6 3 6

S1, S3 y S5

b) V Z

Z

V Z

Z

V V V V NO

d d d d d = − = − =3

22

23

22 3 6 6

S2, S4 y S6

Luego:

t

y las tensiones aplicadas a la carga por fase son:

V V V AN AO NO= − ; V V V BN BO NO= − ; V V V CN CO NO= −

INVERSOR TRIFÁSICO. Armónicos INVERSOR TRIFÁSICO. Armónicos

T e n s i o n e s f a s e - f a s e

e y

t e r í a




INVERSOR TRIFÁSICO. Espacio de Estados

Interruptores Tensiones/V d

Estado S A S B S C V AN V BN V CN

S0 0 0 0 0 0 0

S1 1 0 0 2/3 -1/3 -1/3

S2 1 1 0 1/3 1/3 -2/3

S3 0 1 0 -1/3 2/3 -1/3

S4 0 1 1 -2/3 1/3 1/3

S5 0 0 1 -1/3 -1/3 2/3

S6 1 0 1 1/3 -2/3 1/3

S7 1 1 1 0 0 0t

Estados de un Inversor Trifásico.

Conversión de coordenadas del espacio

tridimensional al plano (proyección):

⋅

−

−−

=

C

B

A

V V

V

2

32

1

2

30

2

11

3

2

Im

Re

S1

S2S3

S4

S5 S6

jIm

Re

S0, S7

3

2V R

d =

Por ejemplo, para S1:3

;3

;3

2 d C

d B

d A

V V

V V

V V −=−== , resulta:

0Im;3

2Re == d V

, cuyo módulo es:3

2 d V

para S5:3

2;3

;3

d C

d B

d A V V V V V V =−=−= , resulta:

3Im;

3Re d d V V

−=−= , cuyo módulo es:3

2 d V


OTROS INVERSORES. Inversor con Fuente deCorriente

T A+

i A

T B−

D B− D A+

T B+

i B

T A−

D A− D B+

L

I A B

Inversor en Puente Completo con Fuente de Corriente.

Los diodos son necesarios si los interruptores no soportan tensiones inversas.

Nota: En este montaje pueden cerrarse simultáneamente los dos

interruptores de una rama, pero no se pueden dejar abiertos a la vez los dos

de la parte de arriba (o de abajo) de ambas ramas.

Z

I A

B

Modelo Equivalente del Inversor Monofásico con Fuente de Corriente

Su uso principal es para grandes potencias con SCR (tendencia a desuso).

Tienen una ventaja, ya que pueden devolver energía a la red si la fuente de

corriente se construye con una bobina y un rectificador controlado.

OTROS INVERSORES. Inversor con Fuente deCorriente

T 3

T 4

D1D2

T 1 T 2

D3

D4 D5

D6

T 5

T 6

L

I A B C

Inversor Trifásico con Fuente de Corriente

OTROS INVERSORES. Inversores de tres niveles

D5

D1D2

D3

D4T 5T 4

D6

V d

2

T A+

A i A

D A+

B i B

D B+T B+

C iC

DC +T C +

T 6

V d

2

O

T 2T 1 T 3








OTROS INVERSORES. Inversores Multinivel

V d

-V d

V d

0

4/5 V d

3/5 V d

1/2 V d

2/5 V d

1/5 V d

4/5 V d

3/5 V d

2/5 V d

1/5 V d

0

-4/5 V d

-3/5 V d

-2/5 V d

-1/5 V d

t

t

Inversor de seis niveles: tensiones fase-neutro y fase-fase



0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 1 1 1 2 1 3 14 1 5 1 6 1 7 18 19 2 0 2 1 2 2 2 3 2 4 2 5 2 6 2 7 2 8 2 9 3 0 3 1

2 3 4 5 6 7Componente

Fundamental Niveles

Armónicos

Armónicos y Distorsión Armónica Total de V A0 en inversores Multinivel

3 5 7 9 11 13 15

Número de Niveles


0,1

0,15

0,2

0,25

0,3

0,35

3 5 7 9

Armónicos



Tema 15. Convertidores DC/DC II. 1 de 39

TEMA 15. CONVERTIDORES DC/DC II

15.1 INTRODUCCIÓN 15.2 CONVERTIDOR PUENTE

15.2.1 Estrategias de Control 15.2.1.1 Control Bipolar 15.2.1.2 Control Unipolar

15.3 CONVERTIDORES CON AISLAMIENTOGALVÁNICO

15.3.1 Convertidor Flyback 15.3.2 Convertidor Forward

15.3.3

Convertidor Puente15.4 CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES


INTRODUCCIÓN

Objetivo: Estudio de los circuitos más usados en las fuentes de

alimentación reguladas (de amplio uso en la alimentación de equipos

electrónicos).

Características:

♦ Regulación de la tensión de salida a un valor V o constante

(dentro de un rango de tensiones de entrada y corrientes de

salida.

♦ Aislamiento galvánico entre entrada y salida, sin emplear

transformadores de 50Hz.

♦ Permitir si se precisa más de una tensión de salida aisladas

entre sí.

En este tema sólo se va a analizar el funcionamiento en modo de

conducción continua (en las fuentes de alimentación L suele ser de un

valor bastante grande).

Se va a suponer que Vo es constante (C se supone de un valor elevado).

CONVERTIDOR PUENTE

Donde cadainterruptor es

en realidad:S 3

CargaA B

S 4S 2

S 1

id

io

V V V o A B= −

+

-

V d

io

oV S i Di

S i ≡ IGBT o MOS

Potencia

positiva o

negativa

Esquema del convertidor Puente (4 cuadrantes)

id id

CONVERTIDOR PUENTE

Generación del

Retraso

A B

R

S 1

S 2

C

B




CONVERTIDOR PUENTE

Puede estar

abierto o cerrado

i O

A B

i O<0

V d

V O=V d

Conducen D1 y D4

S 2

S 1 D1

S 4 D4

Circulación de Corriente por dos Diodos, se devuelve energía. (Si i o>0, se

devuelve energía a la batería por los otros dos diodos).

Puede estar

abierto o cerrado

i O A

B

i O<0

V d

V O=0

Conducen S 2 y D4

S 2

S 1

D2 S 4 D4

Circulación de Corriente por dos Diodos aplicando una tensión nula. (Si i o>0,

la corriente circularía por D2 y S 4 ).

Estados Posibles

io>0 io<0

S1 S2 S3 S4 VO Conduce S1 S2 S3 S4 VO Conduce

0 0 0 0 -Vd D2 D3 0 0 0 0 Vd D1 D4

0 0 0 1 0 D2 S4 0 0 0 1 Vd D1 D4

0 0 1 0 -Vd D2 D3 0 0 1 0 0 D1 S3

0 1 0 0 -Vd D2 D3 0 1 0 0 0 S2 D4

0 1 0 1 0 D2 S4 0 1 0 1 0 S2 D4

0 1 1 0 -Vd D2 D3 0 1 1 0 -Vd S2 S3

1 0 0 0 0 S1 D3 1 0 0 0 Vd D1 D4

1 0 0 1 Vd S1 S4 1 0 0 1 Vd D1 D4

1 0 1 0 0 S1 D3 1 0 1 0 0 D1 S3


CONVERTIDOR PUENTE

i o>0V d

⇒ V A =V d

A A

V d i o<0

⇒ V A =V d

Tensión 1Scon AV Cerrado ( S 2 Abierto) en los casos io > <0 0e io

Si on off V V

Si off on V

A d

A

S (S

S (S

1 2

1 2

= = ⇒ =

= = ⇒ =

)

) 0

Luego:V V t t

T V A

d onA offA

S

d =⋅ + ⋅

= ⋅0 DA

Dónde: D A es el “Duty cycle” de la rama A.

En la rama B se puede obtener de la misma forma: V V D B d B= ⋅

Luego: V o=V A-V B=V d (D A-D B )

Si los dos interruptores están abiertos:

V A=V d si i o<0

V A=0 si i o>0 ⇒

No se puede controlar con

D A la tensión de la rama

CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar

S 3

CargaA B

S 4S 2

S 1

id

io

+

-

V d

N

V o=V AN -V BN

Dt V V ontricontrol +

)


Filtro LC

V o

S 3

A

B

S 4S 2

S 1

id

B Ao V V t V −=)(

+

-

V d

L

c

arg

a

io

C

N

Convertidor Puente alimentando una carga de continua con filtro LC





Io

Vd

Vo

S1

S2

S3

S4

D1

D2

D3

D4

Vo>0, Io>0 (S1,S4)

Io

Vd

Vo

S1

S2

S3

S4

D1

D2

D3

D4

Vo>0, Io<0 (D1,D4)

Io

d

Vo

S1

S2

S3

S4

D1

D2

D3

D4

Vo<0, Io>0 (D2,D3)

Io

Vd

Vo

S1

S2

S3

S4

D1

D2

D3

D4

Vo<0, Io<0 (S2,S3)

Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con control

bipolar



Vd

Vd

-Vd

Dispositivos conduciendo: I o siempre positiva

CONVERTIDOR PUENTE . Control Bipolar CONVERTIDOR PUENTE. Control Bipolar





Vd

Dispositivos conduciendo: I o siempre negativa


CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar

T s

2V tri

V d

V d V o=V an-V bn

V an se generacomparandoV tri con V con

V bn se genera

comparandoV tri con -V con

Convertidor Puente: Control Unipolar

tri

cont

tri

cont tritricont B A

V

V

V

V V V V D D

) )

) )

=+−+

=−⇒2

−=

=⋅−⋅=

−

=

+==

) D(DV V

DV DV V

V

V V

T

t' = D

V

V V

T

t D

B Ad o

Bd Ad o

tri

cont tri

S

on

B

tri

tricont

S

on

A

ˆ2

ˆ

ˆ2

ˆ

cont cont

tri

d

o V k V V

V V ⋅=⋅=⇒

)

La tensión de salida es igual que en el control Bipolar, pero la frecuencia del

rizado en la tensión de salida es doble ⇒ Componentes del filtro más baratos.


Io

Vd

Vo

S1

S2

S3

S4

D1

D2

D3

D4

Vo>0, Io>0 (S1,S4)

Io

Vd

Vo

S1

S2

S3

S4

D1

D2

D3

D4

Vo>0, Io<0 (D1,D4)

Io

Vd

S1 S3D1 D3

Vo<0, Io>0 (D2,D3)

Io

Vd

S1 S3D1 D3

Vo<0, Io<0 (S2,S3)






Vd

Convertidor Puente: Circulación de la corriente por los dispositivos con

control unipolar. Corriente siempre negativa. Tensión de salida negativa


CONVERTIDOR PUENTE. Control Unipolar Ts

Ts

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTOGALVÁNICO

Tensión DC

regulada

50 ÷ 60 H z

FiltroEMI

Rectif. +Filtro

Convertidor DC/DC

Tensión DC

no regulada

Transf. AF Potencia

V o

Transf. AF Realimentación

Rectif.+Filtro

Controla-d PWM

Amplificador DriversPuertas

Entrada RED


Tensión DC

regulada

50 ÷ 60 H z

FiltroEMI

Rectif. +Filtro

Convertidor DC/DC

Transf. AF

con varios

devanados

secundarios

Potencia

V o1

Rectif.+Filtro

Entrada RED

Rectif.+Filtro

Rectif.+Filtro

Controlador

V o2

V T e n s i o n e s D C

n o r e g u l a d a s





Transformador Ideali1

Ld 1

Lm V 2

N N 1 2÷

Ld 2

V 1i2

Circuito Equivalente de un Transformador

Se desprecian las pérdidas debidas a las resistencias de los devanados y

núcleos

Relación de transformación:2

2

1

1

N

V

N

V =

Igualdad de potencias: 2211 iV iV P ⋅=⋅= ⇒

Relación de corrientes:1

2

2

1

N

i

N

i=

Inductancias de dispersión: :, 21 d d L L Tan pequeñas como sea

posible (fuerte acoplamiento magnético entre primario y secundario).

Ya que la energía que almacenan la deben absorber los interruptores.

Inductancia de magnetización: :m L Tan grande como sea posible

(excepto en el convertidor Flyback), ya que las corrientes de

magnetización se suman a las de los devanados para formar las

corrientes por los interruptores y aumentan las pérdidas.


CONVERTIDORES CON AISLAMIENTOGALVÁNICO. Convertidor Flyback

Convertidor Flyback

Convertidor

Reductor-ElevadorS

R LC

+

+V d

S

R LC

+

+V d

S

R

+V d

LC

+

S

+V d

R L C+

V d N 1

S

R N 2 C

Origen del Convertidor Flyback desde el Convertidor Reductor-

Elevador


1

2

N

N d

V SW md

iii ==

0=d

i

im Lm C

R V o

V d

d V V =1

N N 1 2:

oi

i=0

Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor Cerrado

I o Di


1

2

N

N d

V SW md iii ==

0=d i

im=i L Lm C

R V o

V d

d V V =1

N N 1 2:

oii=0

Circuito Equivalente del Convertidor Flyback con el Interruptor





im

N N 1 2:

C

I o

V ooV N

N

2

1−

Di

Circuito equivalente del convertidor Flyback con el interruptor abierto

⇒−

−−=

m

S d Lmax L

L

DT t

D

DV I t i

)(

1)(

m

S d

Lmax Lmin L

DT V I I −=

2

1

2

1 ; N

N I I

N

N I I Lmin Dmin Lmax Dmax ==

t N

N

L

V I t

N

N

L D

DV I

N

N t it i

m

o

Dmax

m

d

Dmax L D

2

2

1

2

1

2

1

)1()()(

−=

−−==

S

m

o Dmax Dmin T D

N

N

L

V I I )1(

2

2

1 −

= −

Como el valor medio de i D es Io , se puede calcular Dmax I

2

2

1

2

2

1

2

2

1

2

2

1

2

2

)1(

1

2

)1(

1

2

)1()1(

2

)1()1(

1

−−

−=

−

+−=

⇒

−−−=

=

−−−=

N

N

L

T DV

D

I I

N

N

L

T DV

D

I

I

N

N

L

T DV I D I

N

N

L

DT V T D I

T I

m

S oo

Dmin

m

S oo

Dmax

m

S o

Dmaxo

m

S o

S Dmax

S

o

El voltaje aplicado al interruptor cuando está abierto:

V V N

N V

V

DSW d o

d = + ⋅ =

−1

2 1



ton

Convertidor Flyback: Funcionamiento para D=0.4 y a=0.5

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO.Convertidor Flyback

CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO.Convertidor Forward

D1

V o

i L

V L

V 1 N 1V d N 2

V 2 D2

L

C

oi

Convertidor Forward Ideal








CONVERTIDORES CON AISLAMIENTO GALVÁNICO.Convertidor Puente

ton/2 ton/2

Funcionamiento del convertidor Puente para D=0.3


CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES

EAOUT 2

EAINV 1

RAMP 7

CS 3

VCC 4

GND 6

OUT5

3V REF83V REF

UVLOSLEEP

VCC

REFERENCE

& UVLO

ERROR

AMP

1.5V

PWM

COMPARATOR PWM

LATCH

SD

R

OSCILLATOR

CT CLK

VCC-0.43V

2.2V

CURRENT LIMIT

COMPARATOR

SLEEP

COMPARATOR

Diagrama de bloques del controlador UC1573

4

8

7

1

2

6

3

5

VIN+12V IN

SLEEP

UC 1573

RSLEEP

1MEGMSLEEP

RSLEEP

24k

RVSENSE1

91k

CVCC 10µF

VCC

3VREF

RAMP

EAINV

EAOUT

GND

CS

OUT

GND

GND

VOUT

+5V

OUT

COUT

100µF

LBUCK

RCS

MSWITCH

DBUCK

CBULK

10µF

C 3VREF

100nF

CRAMP

680pF

CCOMP

RVSENSE2

39k

RCOMP

Realización de un Convertidor Reductor con el controlador UC1573

CIRCUITOS DE CONTROL DE CONVERTIDORES

S

LX

ISET

Q

F/F

R

MAX O N-T IME

GENERAT OR(10µs)

CO NT ROL

FB

REF

V

1V

START-UP

CO MPARAT OR

ERROR

AMP

1.25V

R EF

POL

T RIG

Q

SHDN

MINOFF-TIMEGENERATOR

POLARITY TRIG

QSTART-UP

Ó



Tema 14. Convertido res DC/DC I. 1 de 37

TEMA 14. CONVERTIDORES CONMUTADOS CC-CC. TOPOLOGÍAS BÁSICAS CON UN SOLO INTERRUPTOR SIN AISLAMIENTO

GALVÁNICO

14.1 INTRODUCCIÓN 14.2 CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC 14.3 CONVERTIDOR REDUCTOR

14.3.1 Modo de Conducción Continua14.3.2 Modo de Conducción Discontinua

14.3.2.1 Modo de Conducción Discontinua con V d

Constante14.3.2.2 Modo de Conducción Discontinua con V o

Constante14.3.3 Rizado de la tensión de salida14.3.4 Pérdidas en el Condensador

14.4 CONVERTIDOR ELEVADOR14.4.1 Modo de Conducción Continua14.4.2 Modo de Conducción Discontinua14.4.3 Rizado de la tensión de salida14.4.4 Efecto de componentes no ideales

14.5 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR14.5.1 Modo de Conducción Continua14.5.2 Modo de Conducción Discontinua

14.5.3 Rizado de la tensión de salida14.5.4 Efecto de componentes no ideales

14.6 CONVERTIDOR DE CÚK 14.6.1 Modo de Conducción Continua14.6.2 Límite entre Modos de Conducción

Tema 14. Convertidores DC/DC I. 2 de 37

INTRODUCCIÓN

Rectificador no Controlado

Red Electrica(Monofásica o

Trifásica)

Condensador de Filtrado

Tensión noregulada

Convertidor CC/CC

Carga

Controlador de laTensión Aplicada

a la Carga

Tensiónregulada V o

Tensión noregulada V d

Fuente DC:

-Batería-FC

-Panel Solar

Consigna deTensión

Diagrama de Bloques Típico de un Convertidor CA-CC

Uso en fuentes de alimentación reguladas, control de motores DC y fuentes de

energía alternativas.

Topologías básicas con un solo interruptor de convertidores conmutados:

(Simples, en el próximo tema otras más complejas y con aislamiento galvánico)

• Convertidor reductor (Buck).

• Convertidor elevador (Boost).

• Convertidor reductor-elevador (Buck-Boost).

• Convertidor de Cúk .

Se supondrán las siguientes hipótesis:

• Funcionamiento en régimen permanente.

• Los dispositivos semiconductores serán considerados como interruptores

ideales.

• Las pérdidas en los elementos inductivos y capacitivos serán despreciadas.

• La alimentación continua se supondrá contante en el tiempo.

• La etapa de salida del convertidor estará compuesta por un filtro paso bajo y

la carga ( R). Cuando la carga es un motor DC, será necesario hacer otro tipo

de modelado, (Tensión DC en serie con las L y R del devanado del motor).

CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC

Vd

io

R vo(t)

CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC

Vst

Amplificador

de error

Voref

Vo

Vcontrol

Señal deDisparo

Comparador

Controlador PI

Diagrama de bloques de un controlador PWM

T S

t on ^

stV vst

CO O OS CO O S CC CC CO O C O




CONTROL DE LOS CONVERTIDORES CC-CC. Filtrado de los armónicos de la tensión de salida

L

i L

C V o

Filtro LC

V i

Función de transferencia del

filtro ( L=1mH, C=1mF ⇒ f r =159Hz )

Armónicos para

D=0.5, f s=1MHz

DC

f=1MHz

f=3MHz

A t e n u a c i ó n ( d

B )

log10(f) f r =159Hz

Empleo de un filtro LC para eliminar las frecuencias no deseadas

en el convertidor.

La frecuencia de resonancia del filtro LC es:

LC f f

LC r r r

π

π ω

2

12

1=⇒== ,

para L=1mH, C=1000µF resulta: f r =159Hz


CONVERTIDOR REDUCTOR

V d

L

i Li o

C V o =vo (t) R

Filtro

Si C es de un valor adecuado, será: oo V (t)v ≈

V d

L

i Li o

C V o =vo (t) R

Circuito equivalente con el interruptor cerrado (intervalo de conducción)

V d

L

i Li o

C V o =vo (t) R

Circuito equivalente con el interruptor abierto (intervalo de no conducción)

CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Continua

L

i Li o

V d

C V o

R

a)

L

i Li o

C V o

R

b)

v L v L

VVV

CONVERTIDOR REDUCTOR. Armónicos.

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

Armónico:1 2 3 4

5 6 7

CONVERTIDOR REDUCTOR CONVERTIDOR REDUCTOR




CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con V d Constante

DLimTS

Límite entre Modo de

Conducción Continua y

Discontinua:

(V d constante y V o regulable

con D), V o= DV d

En el límite del modo continuo a

discontinuo:

La corriente media por L ( I LB=I o, ya

que en régimen permanente

V c=V o=cte) es:

D) D( L

V T I

)V (V L

t i I

d S LB

od on

L,pico LB

−=

=−==

12

22

1

Su valor Máximo (para D = 0 5. ):

L

V T I d S

LB,max8

=

Luego: D) D( I I LB,max LB −= 14 Zonas I o - D de funcionamiento

en modo conducción continua y conducción

discontinua


CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con V d Constante

Intervalo de

conducción

1 2 3

Inter. Si No No

Diodo No Si No

I L

intervalo 1 int. 2 int. 3

1

1 0∆+

=⇒=∆−+− D

D

V

V T )V ( )DT V (V

d

oS oS od donde 011 . D <∆+

S1T L

V i I o L,picomax ∆==

22

11 11

∆+=

⋅∆+==

DiT )(Di

T I I L,picoS L,pico

S

o L

Area del triángulo

( ) D I

I I D DT LV I

LB,max

o LB,maxS

oo

44

211

11 =∆⇒∆⋅=∆+∆=

+

=

LB,max

od

o

I I

D

D

V

V

4

12

2

CONVERTIDOR REDUCTOR. Relación de transformación con V d Constante

Ejemplo, control de motores DC : Se genera una tensión de salida variable V oque se aplica al motor DC a partir de una tensión de entrada sustancialmente

constante V d .

+

=

LB,max

od

o

I I

D

D

V

V

4

12

2

Zona de conducción

discontinuaV

CONVERTIDOR REDUCTOR. Modo de Conducción Discontinua con V o Constante

Ejemplo: fuente de alimentación con V o constante, a partir de V d

no regulada

Si Vo es constante Vd=Vo/D, en el límite:

D)( L

V T V (V

L

DT i I oS

od

S

L,pico LB −=−== 12

)22

1;

Sea: L

V T I oS

LB,max2

= , (Para D = 0) LB,max LB D)I ( I −=⇒ 1

CONVERTIDOR REDUCTOR CONVERTIDOR REDUCTOR




CONVERTIDOR REDUCTOR. Relación de transformación con V o Constante

21

1

−=

d

o

LB,max

o

d

o

V

V

I I

V

V D

max LB

o

I

I

,

Zona de conducción

discontinua


CONVERTIDOR REDUCTOR. Rizado de Tensión a la salida

ton

Suponiendo variaciones de V o pequeñas (p.ej. 1% de V o), y se puede suponer que

todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C :

∆=

∆=∆

222

11 S Lo

T I

C C

QV ; (Area del triángulo sombreada)

( ) S o

L T D L

V I −=∆ 1 ; (Durante t off )

( )2

2

)1(28

)1(1

8

−=

−=

∆⇒−=∆

s

cS

o

oS

oS o

f

f D

LC

DT

V

V T D

L

V

C

T V

π

Dónde:S

sT

f 1

= y LC

f c

π 2

1=

Es decir, el rizado de la tensión de salida se puede acotar eligiendo el valor de C

CONVERTIDOR REDUCTOR. Pérdidas en el Condensador

IC

0

IC,pico

CONVERTIDOR ELEVADOR

Vd

Li L i o

C R V o =vo(t)

v L

Convertidor Conmutado Elevador

Vd

Li L i o

C R V o =vo(t)

v L

CONVERTIDOR ELEVADOR CONVERTIDOR ELEVADOR




CONVERTIDOR ELEVADOR Modo de Conducción Continua

Vd

i o

C R V o

i L

v L

Vd

i o

C R V o

i L

v L

a) b)

I L=I d

Modo de Conducción Continua. (a) Intervalo de Conducción. (b) Intervalo de

no Conducción

010 =⋅−+⇒=−+ -D)( )V (V DV )t V (V t V od d off od ond

Dt

T

V

V

off

S

d

o

−==

1

1


CONVERTIDOR ELEVADOR Límite entre modos de Conducción

ton=DLimTS

En el Límite:

( ) D D L

V T i I S L,pico LB −== 1

22

1 0

Como: D I

I

d

o −=1 , será: ( )21

2 D D

L

V T I oS

oB −=

Haciendo: LV T I oS

LB,max8

= e L

V T I oS oB,max

27

2

=

Resulta:oB,maxoB

LB,max LB

I D) D( I

D)I D( I

21

4

27

14

−=

−=

CONVERTIDOR ELEVADOR Modo de Conducción Discontinua

DTS

CONVERTIDOR ELEVADOR Relación de transformación con V d Constante

2

1

127

4

−=

oB,max

o

d

o

d

o

I

I

V

V

V

V D

Zona de conducción

discontinua

CONVERTIDOR ELEVADOR CONVERTIDOR ELEVADOR




Rizado de la tensión de salida

t on

Suponiendo variaciones de V o pequeñas (p.ej. 1% de V o), y se puede suponer

que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida C :

RC

DT V

C

DT I

C

QV S oS o

o ==∆

=∆ ; (Area del rectángulo sombreada)

τ

S S

o

o DT

RC

DT

V

V ==

∆Dónde: RC =τ


Efecto de componentes no ideales

D

1

V o /V d

1

Ideal:

1/(1-D)

Real

00

Relación de transformación teniendo en cuenta las pérdidas en los elementosreales (L, Interruptor, Diodo y Condensador)

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR

i o

VdC R V o =vo

L

i Lv L

Convertidor Reductor-Elevador

L

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Continua

Vd

L

i Lv L

i o

C R V o

i o

Vd C R V o

L

i Lv L

a) b)

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR.




Modo de Conducción Continua

Vd

L

i Lv L

i o

C R V o

i o

Vd C R V o

L

i Lv L

a) b)

t on

Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador para Modo de

Conducción Continua: D=0.6


Límite entre Modos de conducción

Formas de Onda del Convertidor Reductor-Elevador en el límite entre los

modos de Conducción Continua y Discontinua: D=0.4

t on

En el Límite: ⇒== D

L

V T i I d S L,pico LB

22

1

( ) D L

V T I oS

LB −= 12 ,

( )21

2)1(

1

D L

V T I D I I

I I I

D

D

I

I oS

oB Lo

od L

d

o

−=⇒−=⇒

+=

−=

Definiendo:

L

V T I oS

LB,max2

= e L

V T I oS

oB,max2

= , resulta:

( ) LB,max LB I D I −= 1 e ( ) oB,maxoB I D I 2

1−=

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Discontinua

Regulador elevador-reductor: Modo de Conducción Discontinua D=0.4

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. Modo de Conducción Discontinua

Regulador elevador-reductor: Modo de Conducción Discontinua D=0.6

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR. CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR.




Relación de transformación con V d Constante

DV

V

I

I

o

d

o

oB max

=

,

1

2

Zona de conducción

discontinua

Relación de transformación de un convertidor reductor-elevador, en modos

de funcionamiento continuo y discontinuo


Rizado de la tensión de salida

t on

Suponiendo variaciones de V o pequeñas (p.ej. 1% de V o), y se puede

suponer que todo el rizado de corriente lo absorbe el condensador de salida

C :

RC

DT V

C

DT I

C

QV S oS o

o ==∆

=∆ ; (Area del rectángulo sombreada)

τ

S S

o

o DT

RC

DT

V

V ==

∆Dónde: RC =τ

CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR Efecto de componentes no ideales

V o /V d Ideal:

D/(1-D)

Real

CONVERTIDOR DE CÚK

Vd

C 2

L1

i L1

v L1

i o

R V o

L2

i L2

v L2

C 1

En régimen permanente, los valores medios de las tensiones en las bobinas es

cero, luego será: od C V V V +=1 , si C es suficientemente grande, V C1 se

puede considerar constante.

L

i L1 i L2

C 1

CONVERTIDOR DE CÚK CONVERTIDOR DE CÚK.M d d C d ió C i




v L1

Vd

C 2

L1

i L1

i o

RV o

L2

i L2

v L2

C 1

vC1

a)

v L1

Vd

C 2

L1

i L1

i o

R

L2

i L2

v L2

vC1

V o

b)

Circuitos equivalentes en el funcionamiento por intervalos del

Convertidor Cúk. (a) Intervalo de no Conducción. (b)

Intervalo de Conducción

( )( ) DV

V T DV V DT : V L

d

C S C d S d

−=⇒=−−+

1

101 1

11

( ) ( )( ) DV

V T DV DT V V : L

o

C S oS oC

101 1

12 =⇒=−−+−

donde

o L

d L

I I I I

=

=

2

1 Luego: D

DV V

d

o

−= 1y

D D

I I

d

o−= 1


Modo de Conducción Continua

Convertidor de Cúk: Modo de conducción Continua. D=0.33

a) Tensión y Corriente por L1

b) Tensión y Corriente por L2

CONVERTIDOR DE CÚK. Modo de Conducción Continua

Convertidor de Cúk: Modo de conducción Continua. D=0.66

CONVERTIDOR DE CÚK. Límite entre Modos de Conducción

Convertidor de Cúk: Límite conducción Continua-Discontinua. D=0.66

COMPARACIÓN ENTRE CONVERTIDORES




d

C

0

V d

L

i Li o

C V o R

i d

i C

Convertidor Reductor: V o=DV d ; I o=I L=I d /D

d

C

0

Vd

Li L i o

C R V o

v L

i d

i C

Convertidor Elevador: V o=V d /(1-D); I d =I L=I o /(1-D)d

C

0i o

VdC R V o

L

i Lv L

i d

i C

Convertidor Reductor-Elevador: V o=V d D/(1-D); I d = I o D/(1-D); I L=I o /(1-D)

d

C

0

VdC 2

L1

i L1

v L1

i o

R V o

L2

i L2

v L2

C 1

i d

i C

Convertidor de Cùk: V o=V d D/(1-D); I d = I L1=I o D/(1-D); I L2=I o

INTRODUCCIÓN



Tema 13. Rectificadores Controlados. Transparencia 1 de 30

TEMA 13. RECTIFICADORES CONTROLADOS

13.1. INTRODUCCIÓN 13.2. RECTIFICADOR MONOFÁSICO

13.2.1. Rectificador de Media Onda13.2.1.1. Estudio para diferentes tipos de cargas13.2.1.2. Diodo de Libre Circulación

13.2.2. Rectificador Puente Monofásico13.2.2.1. Conmutación Ideal 13.2.2.2. Valor Medio de la Tensión Rectificada13.2.2.3. Efecto de α sobre la Componente

Fundamental de I S

13.2.2.4. Conmutación no Instantánea13.2.3. Sincronización del Circuito de Disparo

13.3. RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES 13.3.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada13.3.2. Funcionamiento como Rectificador y como

Ondulador 13.3.3. Influencia de la Naturaleza de la Carga13.3.4. Conmutación no Instantánea

13.4. RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO13.4.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada

13.4.2. Conmutación no Instantánea13.5. RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS 13.5.1. Puente Monofásico13.5.2. Puente Polifásico


AC, Mono oPolifásica

I d

DC (+-)

+

V d

Flujo de Potencia

Flujo dePotencia

Flujo dePotencia

I d

V d

Símbolos de Rectificadores Controlados

Este tipo de convertidores en la actualidad es casi la única aplicación de losSCR, ya que son circuitos que requieren control de ángulo de fase y losdispositivos se bloquean naturalmente.

Existen rectificadores controlados monofásicos y polifásicos, diseñados parapotencias muy elevadas.

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO.Carga Resistiva

RV S i(t) U d

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO.Carga Resistiva e Inductiva

V S

i(t) U d R U R

L

El área gris es laintegral de VL.Las dos áreasdeben ser iguales

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO.Carga Inductiva y Fuente de Tensión

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO.Carga Resistiva e Inductiva y Diodo de Libre Circulación




Carga Inductiva y Fuente de Tensión

V S i(t) U d

L

E

V L

V L

αmin=

arsen( S V

E

2 )

αmax =π-αmin

Carga Inductiva y Fuente de Tensión


Carga Resistiva e Inductiva y Diodo de Libre Circulación

V S

i(t) U d R U R

L

V L

V L

2º Intervalo

1er Intervalo

1er Int

Carga Resistiva e Inductiva con Diodo de libre circulación

RECTIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO.Carga Inductiva, Fuente de Tensión y Diodo de Libre Circulación

V S

i(t)

U d

L

E

VL di/dt constante

RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICOConmutación Ideal

Puente Rectificador

-

+

i S

C a

r g a

V d

i d

V S

RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO.Valor Medio de la Tensión Rectificada

RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO. Efecto de α sobre la Componente Fundamental de I S




f

α α

⋅⋅=⋅⋅= ∫ +

α π

ω ω π

α π

α α cos22)()(21 S S d V t d t sinV V

α α

cos9.0 S d V V ⋅=

α

V a l o

r M e d i o d e l a T e n s i ó n

α cos9.01

0⋅⋅⋅=

= ∫ S d

T

d d V I dt vT

I P

Puente Monofásico Controlado


f p S

Desarrollando en serie de Fourier se obtiene para la componentefundamental de la corriente:

d S I I ⋅= 9.01 (Valor eficaz)

d d M S I I I ⋅=⋅⋅= 27.129.01 (Valor de pico)

α

Para distintos valores de α:

α

α

RECTIFICADOR PUENTE MONOFÁSICO.Conmutación no Instantánea

Puente Rectificador

-

+

C a r g a

V d

i d

V S i S

L S

Inductanciaparásita

SINCRONIZACIÓN DEL CIRCUITO DE DISPARO

Sincronización del disparo con el paso por cero de V S .

diferenciadorRC

V S

Detector de Pasopor cero

1 2

3 4 a:1 Retraso

(α)

V S /a

1

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Valor Medio de la Tensión Rectificada




um

+

u1

u2

α

2π /m


α

2π /m

Área A

U A

m m

U U d M M

m

m

α

π

π α

π π ω

π ω ω = = ⋅

− ⋅

+

∫ 2

1

2cos cost -

2

mt t =

U

U m

m m m m

M

α π α

π π π

α

π

=

⋅

−

− −

− +

+

=2 sen sen sen sen

Uα

π

π α

π π α =

⋅+ −

− +

U m

m m m

M

22sen sen sen

Aplicando ( ) ( )sen sen cos sen p q p q p q− = + ⋅ −21

2

1

2, resulta:

( )

( )α

α π

π

π α

π

π

α

α

cos1

cos1senm

-sencos2sen22

−=

=−⋅⋅=

⋅+

⋅=

ov

M M

U U

m

mU

m

mU U

La tensión media a la salida del rectificador controlado será:

La Tensión Eficaz: U U m

mrms M = + ⋅ ⋅1

2 4

2

π

π α sen cos

Los Armónicos: U U k m

k mok o= ⋅⋅ −

⋅ + ⋅ ⋅2

112 2

2 2 2tg α

U U U U o ov ov= − = ⋅α α cos

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Valor Medio de la Tensión Rectificada

αm

Vo/VM

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Armónicos de la Tensión Rectificada

0 15

0.2

0.25

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Funcionamiento como Rectificador y como Ondulador




t

Según el valor de α:

002

0022

02

0022

002

0

<⇒<⇒<<+

<⇒<>⇒+<<

=⇒=

>⇒<>⇒<<−

>⇒>⇒−<<

od

od

d

od

od

U siempreU m

U U m

U

U U m

U siempreU m

π α π π

π π α

π

π α

π α

π π

π π α


α =0º; U o=257V α =30º; U o=222V

α =60º; U o=129V α =90º; U o=0V

α =120º; U o=-129V α =150º; U o=-222V

α =180º; U o=-257V

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Influencia de la Naturaleza de la Carga

α

α

Tensión no

aplicada

RECTIFICADORES POLIFÁSICOS SIMPLES Conmutación no Instantánea

b)

U c =u1 -u2

2L S

i c

a)

+u1

u2

um

i d =i 1 +i 2U c =u1 +u2

L S i c

L S

L S

i 1

i 2

U d






i c=Î C (cosα-cosωt)

i

I d

ω t

0

i 2 i 1

µ

Î C

Î C ⋅cosα

α

Representación gráfica de la ecuación que rige la conmutación noinstantánea de un rectificador polifásico:

( )tcoscosI=tdtsenL2

2c

t

s

ω α ω ω ω

ω

α

−⋅⋅

⋅= ∫ c

c

U i

Válida para: µ α ω α +≤≤ t


+u1

u2

um

i d =i 1 +i 2U c =u1 +u2

L S i c

L S

L S

i 1

i 2

U d =(u1 +u2 )/2

Circuito equivalente durante la conmutación no instantánea.

A

u u1 2

2

+

u1

α µ

B

C

u2 u3

de la figura, se deduce que las áreas A y B son iguales y que:

xU U C B A 2+=++α donde:

( )α α

cos1−⋅= ovU U ≡ Área C

( )[ ]U U U x ovα α µ + = − +2 1 cos ≡ Áreas A+B+C

( )[ ]

( )( ) =

+−−−−=

=−−=

+−=

µ α α α

µ α α

α

coscos2

1)cos1(1

coscos2

ovo

xovo

ov x

U U

U U U U

U U

( )[ ]µ α α ++= coscos2

1ovo U U

RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICO

R

S

T C

a r g a

U d

+

-

Puente Trifásico

RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICOValor Medio de la Tensión Rectificada

U d

RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICOFuncionamiento como Rectificador y como Ondulador

RECTIFICADOR PUENTE POLIFÁSICOConmutación no Instantánea




U o

α =45º; U o=363V

U o

α =90º; U o=0V

U o

α =112º; U o=-192V


C

a r g a

U d

+

-

R

S

T

L S

A B Cα µ

Igual que en el caso del rectificador simple será:

( )[ ]µ α α ++= coscos

2

1

ovo

U U

Para el puente trifásico será:

)cos(65.1)cos(33

α α π

M M ovU U U ==

COMPARACIÓN ENTRE RECTIFICADORES Conmutación no Instantánea

αµ

Vo/VM

Rectificador TrifásicoSimple

RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Monofásico

Puente Rectificador

-

+

i S

C a r

g a

V d

I d

V S

T 2

D2

T 1

D1

Puente Rectificador

+

I d

RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Monofásico

RECTIFICADORES SEMICONTROLADOS Puente Polifásico




V S /2

iS

V S /2

T 1

D2

I d

-

+

U d

D1

T 2

M

N

0 C a r g a

α α

D2

T 2

D2

T 2

D1

T 1

D2

T 1

D1

T 2

D2

T 1

-V S /2

V S /2

Puente Monofásico Semi-controlado


R

S

T C

a r g a

U d

+

-

α

T

α Lim, Si se supera, se anula en algún instante U d

ω t=2π

α >α Lim

Tensiones en un Puente Rectificador Trifásico semicontrolado con Ángulode Disparo α

INTRODUCCIÓN En este tema se estudiará el diseño de inductores y transformadores así comola selección de condensadores.



Tema 11. Componentes Reactivos. Transparencia 1 de 13

TEMA 11. COMPONENTES REACTIVOS.CONSIDERACIONES PRÁCTICAS

11.1. INTRODUCCIÓN 11.2. DISEÑO DE INDUCTORES

11.2.1. Tipos de Núcleo Magnético11.2.2. Carrete11.2.3. Conductores11.2.4. Entrehierro

11.3. DISEÑO DE TRANSFORMADORES 11.3.1. Núcleo Magnético11.3.2. Conductores

11.4. SELECCIÓN DE CONDENSADORES 11.4.1. Electrolíticos

11.4.2. Plásticos y Cerámicos


En los años iniciales de la electrotecnia se empleaban para la fabricaciónde inductores y transformadores núcleos de acero y sus aleaciones.

En los circuitos electrónicos modernos trabajando a altas frecuencias

esto ocasionaría demasiadas pérdidas “eddy”. Uso de láminas o polvos sinterizados de acero inicialmente y a partir de

los años 30-40 se comenzaron a usar ferritas, especialmente a partir delos años 50 con la introducción de los televisores.

Las ferritas están formadas por óxidos magnéticos con alta resistividadeléctrica y buenas características magnéticas.

Se emplean dos grandes grupos:

• Ferritas de Manganeso-Zinc (MnZn), formadas por una mezcla deóxidos de hierro, manganeso y zinc (Fe2O3 + MnO + ZnO).

• Ferritas de Niquel-Zinc (NiZn), formadas por una mezcla deóxidos de hierro, niquel y zinc.

• Las ferritas de NiZn tienen una resistividad muy alta por lo que seusan para frecuencias muy elevadas (desde 1÷2 MHz a varioscientos de MHz) mientras que las MnZn se emplean hasta 2MHz.

• La permeabilidad magnética de las ferritas MnZn es del orden de100 veces mayor que en las NiZn.

Las características principales de las ferritas se pueden resumir:

• Alta resistividad

• Amplio rango de frecuencias detrabajo

• Bajas pérdidas con alta

permeabilidad

• Alta estabilidad con el tiempo yla temperatura

• Amplia selección de materiales

• Gran variedad de formas denúcleos

• Bajos coste y peso

• Baja conductividad térmica

• Fragilidad y poca resistenciamecánica

• Saturan a bajas densidades deflujo

INTRODUCCIÓN Las unidades empleadas en electromagnetismo son (SM=Sistema Métrico,UC=Uso cotidiano):

MagnitudSimb.SM

UnidadSM

Simb.UC

UnidadUC

FactorConvers

Inductancia H Henrio L Henrios 1

Intensidad de campo magnético A/m

Amperio/

metro Oe Oersted 79.58Flujo Magnético Wb Weber Mx Maxwell 1 108

Densidad de Flujo Magnético/Inducción Magnética

T Tesla g Gauss 1 104

Permeabilidad H/mHenrio/metro

µ -- 4 10-7

Carga eléctrica C Culombio EMCarga

por 10

DISEÑO DE INDUCTORES

Para el diseño de un inductor debe conocerse (del circuito dónde se conecta):• La inductancia, L.• La corriente de pico, Ip.• La corriente eficaz, IRMS.• La frecuencia, f

B

t

∆Β B p

B

0

a)

B p

∆Β


Las pérdidas en un núcleo de ferrita pueden estimarse (según los fabricantes):

DISEÑO DE INDUCTORES.

Tipos de núcleos magnéticos mas usados




ba B f k P ∆=

P es la pérdida de potencia en mW/cm3.

∆ B es la densidad de flujo máximo AC en gauss.

k , a y b son constantes dadas por los fabricantes para cada tipo de materialmagnético.

Estas pérdidas se limitan típicamente a unos 10 mW/cm3 para núcleos de bajapotencia.

Para los núcleos de mayor potencia:

∆t P

A= 0833.

∆t es el incremento de temperatura respecto de la temperatura ambiente (ºC ).

P es la potencia disipada (mW ).

A es el área total de la superficie exterior del núcleo (cm2).


a) POT b) RM

c) UU d) Toroidal

e) EI f) EE

g) EC h) EPC


Columna

interior

Gap

Sección

Vista Externa del Núcleo POT con Ranuras Laterales y Entrehierro (Gap)

Área de ventana ( Aw =l w ⋅hw )

DISEÑO DE INDUCTORES Área de ventana ( Aw =l w ⋅hw ) ⇒Espacio para alojar los devanados

Gap ( g )

l w

hw

g

Carrete

ConductoresN espiras

Sección Transversal de los Núcleos POT, Cuadrados y en E

Para la selección del núcleo se emplea la IIL


El número máximo de espiras que puede alojar el núcleo sepuede deducir de las dos ecuaciones anteriores: (A)

cuwI

J k A N =


Entrehierro (gap)




puede deducir de las dos ecuaciones anteriores: (A)rms I

Aplicando la definición de densidad de flujo para la secciónmedia del núcleo magnético: c BA=φ

La inductancia de una bobina formada por N espiras: I

N L

φ =

Su valor máximo será: p

c

p I

A NB

I

N L maxmax

max ==φ

Este será el valor de la inductancia máxima que puede obtenerse para unnúcleo dado. Debe ser mayor que el valor de inductancia deseado. En casocontrario se selecciona un núcleo más grande. Para este nuevo núcleo sedetermina la nueva inductancia máxima y así sucesivamente hasta que lainductancia máxima supere o iguale el valor deseado.

El número de espiras necesario para construir una bobina devalor L, será: (B)

c

p

A B

LI N

max

=

Igualando los valores de N dados por las ecuaciones (A) y (B) resulta laecuación del producto de áreas del núcleo vista anteriormente:

max JBk

I I L A A

cu

rms p

cw =

El producto Aw Ac depende de las dimensiones de cada núcleo, de forma que unavez evaluada la parte derecha de la expresión anterior, debe elegirse un núcleocon un producto de áreas mayor o igual que el valor calculado.


Consiste en intercalar una zona de aire en el circuito magnético. Se realiza en lamayoría de los inductores para aumentar la corriente máxima por la bobinapara una misma densidad de flujo (evitar saturación). ⇒ L↓ pero se compensaaumentando N ya que L∝ N 2.

La distancia de entrehierro puede obtenerse aplicandola ley de Ampere al nuevo circuito magnético,

NI dl H =⋅∫

La densidad de flujo en el aire, B g puede relacionarsecon la densidad de flujo en el circuito magnético, Bmax ,sin más que tener en cuenta que el flujo permanececonstante a lo largo del circuito magnético:

c g g A B A B max=

Donde A g es la sección equivalente del entrehierro (esta sección es ligeramentesuperior a la del núcleo).

La intensidad del campo magnético en el entrehierro( H g ) viene dada por:

g

g

g A

B H

0

max

0 µ

φ

µ ==

Debido a que la permeabilidad del núcleo magnético (µ)es mucho mayor que la del aire (µo), la intensidad delcampo en el núcleo ( H c) será mucho menor que enentrehierro ( H g ).

cc g

g H B B

H =>>=µ µ 0

Despreciando, por tanto, la intensidad de campo en elmaterial magnético frente a la intensidad de campo enel aire, de la ley de Ampere, puede obtenerse:

p g NI g H =

De estas ecuaciones se obtiene la longitud del entrehierro que hay que realizarpara una corriente máxima I p:

2

22

max

02

2

max

0

0

max

max p

c

g

p

g

g

p

p

g

p I

A B

L A I

L A

A

I

LI

H

NI g

µ

φ

µ

µ

φ

φ ====

Donde g es la longitud del entrehierro.

DISEÑO DE TRANSFORMADORES

Para el diseño de los transformadores se puedeproceder de forma análoga al diseño de losinductores. Para ello se deducirá una expresiónanáloga para el producto de áreas escrita en funciónde la potencia aparente del transformador. (sededucirá posteriormente):

cu

wc Jk fB

S A A

max2

=

t

V 1 La relación entre la tensión aplicadaen el primario de un transformador yel flujo que aparece es:

dt

d N V

φ 11 = , que en el caso de ondas

cuadradas es:

max1max

11 41

2φ

φ f N N V ==

DISEÑO DE TRANSFORMADORES

De la fórmula anterior ( Aw k cu =2N 1 Acu1=2N 2 Acu2) sededuce:

1

12 N

k A A cuw

cu=

2

22 N

k A A cuw

cu=

De las fórmulas anteriores y de I 1=Acu1 J I 2=Acu2 J sepueden calcular las corrientes máximas por losdevanados:

1

max12 N

k JA I cuw= (D)

2

max22 N

k JA I cuw=

Para demostrar la fórmula del producto de áreas, seBAfNV ∆4

SELECCIÓN DE CONDENSADORES




Capacidad. Tensión máxima. Corriente eficaz. Frecuencia.

Resistencia Serie Equivalente (ESR). Autoinducción Serie Equivalente (ESL). Volumen (tamaño).

En electrónica de potencia se utilizan fundamentalmente tres tipos:

Electrolíticos.• Alta capacidad.• Altas ESR y ERL (Fuertes pérdidas I2R).• Tensión máxima de unos 450÷500 V. Necesidad de conexión serie.• Tienen polaridad (peligro de explosión si se cambia la polaridad).

Plásticos y Cerámicos.

•

Muy baja capacidad.• Muy bajas ESR y ERL.• Tensiones máximas muy elevadas.• No tienen polaridad.

El uso principal de los condensadores electrolíticos es para mantener endeterminados nudos una tensión constante. Si se requiere que elcondensador suministre altas corrientes con cambios bruscos, es necesarioconectar en serie con el condensador electrolítico un condensador plástico ocerámico que pueda suministrar instantáneamente la corriente solicitada,que el electrolítico no puede dar debido a su ESL.

Los condensadores plásticos y cerámicos suelen emplearse además para

realizar circuitos resonantes o amortiguadores, en los que se requierenvalores pequeños de las capacidades.

INTRODUCCIÓN



Tema 12. Rectificadores no Controlados. Transparencia 1 de 32

TEMA 12. RECTIFICADORES NO CONTROLADOS

12.1. INTRODUCCIÓN

12.2. RECTIFICADOR MONOFÁSICO12.2.1. Rectificador Media Onda12.2.2. Puente Completo

12.2.2.1. Conmutación Instantánea12.2.2.2. Conmutación no Instantánea12.2.2.3. Carga Tipo Tensión Constante

12.2.3. Conexión en Redes Trifásicas. Corrientes por el Neutro

12.3. RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS 12.3.1. Montajes Simples12.3.2. Conexión Serie

12.3.2.1. Conexión en Fase12.3.2.2. Conexión en Oposición de Fases

12.3.3. Conexión Puente Completo12.3.4. Conexión Paralelo12.3.5. Tensiones y Corrientes Rectificadas

12.3.5.1. Valor Medio de la Tensión Rectificada12.3.5.2. Valor Eficaz V RMS

12.3.5.3. Factor de Ondulación12.3.5.4. Desarrollo en Serie12.3.5.5. Factor de Potencia del Secundario

12.3.5.6. Corriente Para Carga Altamente Inductiva


AC, 1Φ DC AC, 1Φ

DC

AC,3Φ DC AC, 3Φ

DC

Símbolos de Convertidores AC/DC

Entrada AC, monofásica o polifásica.

Salida DC no controlada, su valor depende de:

La tensión de entrada

La corriente por la carga

Topología del convertidor

Flujo de potencia desde la entrada a la salida

Aplicaciones:

Pueden usarse en aplicaciones con las siguientes características:

De coste mínimo

No sensibles al valor de la tensión de salida

No problema con el factor de potencia

Algunos ejemplos:

Entrada de fuentes de alimentación

Alimentación de motores DC

RECTIFICADOR MONOFÁSICO

+

-

+

-

C a

r g a

C a r g a

a) b)

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Rectificador Media Onda

V S

D

i R V S

Rectificador no Controlado con Carga Resistiva


D ;;dt

di LV V V V L R LS ⋅=+=


Area A




V S

i R V R

V L

)()(0

01

1

22

0

)(

)0(

B Area A Area

dt V

L

di

dt V L

di

dt

t

L

t i

i

L

−=

⇒=⋅⋅=

⋅⋅=

∫ ∫

Area B

Area A

Formas de Onda en un Rectificador con Carga Resistiva-Inductiva


V S

D

i L L V L

E

Primer Intervalo

Area B

Primer Intervalo

Formas de Onda en un Rectificador con Carga Inductiva y Fuerza

Contraelectromotriz (Cargador de Baterías o Motor DC).


V S

D

i R V R

V L

Area B

Area A


V S

D

i L L V L

E

Area B

Area A

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente Completo

Puente Rectificador

L

i d Inductancia

parásita

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Puente CompletoConmutación Instantánea

Puente Rectificador i d




-

+

V S

i S

L S

C

a r g a

V d

D2

D1 D3

D4

p

Rectificador en Puente Completo Monofásico

Se estudiarán los siguientes casos:

Para LS despreciable.

Con carga resistiva

Con carga fuertemente inductiva.

Teniendo en cuenta el efecto de LS.

Con carga fuertemente inductiva.


-

+

i S

C a r g a

V d

D2

D1 D3

D4

V S

Rectificador en Puente Completo Monofásico con conmutación ideal y carga

resistiva:

Puente Rectificador

-

+

i S

C a r g a

V d = V S

i d

D2

D1 D3

D4

V S >0

V S

V S

a) V s>0

Puente Rectificador

-

+

i S

C a r g a

V d = -V S

i d

D2

D1 D3

D4

V S <0

V S

V S

a) V s<0


V S

iS

t

L S =0; I S no contiene armónicos

S

T

S d

VVV

V

dt t V T

V

902224

)sen(2

2

1 2

00 =

= ∫ ω


V S

iS

t

I d

I d

L S =0; I S es una onda cuadrada⇒

d d S I I I 9.0

221

== π ;

=

)(

)(0

1 impar hh

I

par h

I S Sh

Los armónicos de la corriente

están en fase con la tensión.

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conmutación no Instantánea

Puente Rectificador i d Inductancia

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conmutación no Instantánea

LSConducenl t




-

+

C a r g a

V d

D2

D1 D3

D4

V S

i S

L S

Inductancia

parásita

a) Circuito

t

b) Formas de Onda

Puente Rectificador Monofásico con Conmutación no Instantánea


V S

i S

L S los cuatro

diodos

Circuito Equivalente Usado para el Estudio de la Conmutación no Instantánea:

La fuente y la bobina forman una malla con los cuatro diodos conduciendo.

La ecuación que rige el funcionamiento de este circuito es:

)0()(2 µ ω ω ≤≤== t dt

di Lt senV V S

S S S

)0()()sen(2 µ ω ω ω ω ≤≤=⋅ t di Lt d t V S S S

d S

I

I S S S I Ldi Lt d t V A

d

d

ω ω ω ω µ

µ 2)()sen(20

==⋅= ∫ ∫ −

d S S I LV A ω µ µ 2)cos1(2 =−= ;

El valor medio de la pérdida de tensión debida a la conmutación no instantánea

será: Aµ / π luego la tensión en el rectificador será:

π

ω

π

µ d S S d d

I LV

AV V

29.00 −=−=

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Carga Tensión Constante

Inductancia de

Línea y

Transformador

Carga

Puente Rectificador

-

+

V S

i S

L S

V d

I d

D2

D1 D3

D4

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Carga Tensión Constante

V L

Puente Rectificador Monofásico con Carga a Tensión Constante (Carga

capacitiva, Motor DC o Batería)

V

RECTIFICADOR MONOFÁSICO. Conexión en redestrifásicas. Corrientes por el neutro.

i R

RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS. Montajes Simples




N

U R

U S U T

N R e c t . 1

R e c t . 2

R e c t . 3

i N =i R+i S +i T

i S

i T

Conexión de tres rectificadores idénticos en una red trifásica.

( ) ( )

( ) ( )

( ) ( )∑∑

∑

∞

+=

∞

+=

∞

+=

−Φ−+−Φ−=

−Φ−+−Φ−=

=Φ−+Φ−=

12

11

12

11

12

11

º240sen2º240sen2

º120sen2º120sen2

3,2,1,sen2sen2

k h

hShS T

k h

hShS S

k h

hShS R

ht h I t I i

ht h I t I i

k t h I t I i

ω ω

ω ω

ω ω L

La corriente por el neutro es: T S R N iiii ++=

En esta suma todos los armónicos no triples suman cero, luego la corriente

por el neutro será:

( )

3

)12(3

2

)12(3

33

3,2,1,sen23

S

k h

Sh N

k h

hSh N

I I I

k t h I i

≈=

=Φ−=

∑

∑

∞

−=

∞

−=

Lω

Esta última aproximación se puede hacer si el tercer armónico es mucho

mayor que los demás armónicos triples.


+

-

V d >0

N

+

- V d <0

a) Montaje Simple Polianódico b) Montaje Simple Policatódico

V d

V d

F o r m a s d e o n d a s d e l o s m o n t a j

e s

P o l i c a t ó d i c o

P o l i

a n ó d i c o

RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS.Conexión Serie en fase

u1

+

-

u2

-

U c

-

U c=u1+u2

Comparación con un solo

rectificador:

Tensión de pico doble.

Frecuencia de rizado

igual.

Tensión de rizado doble.

RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS.Conexión Serie en oposición de fases

R S T u1

+

-

-

+

U c=u1-u2

Comparación con un solo

rectificador:

Tensión de pico menor que

el doble (en trifásica 3 ).

Frecuencia de rizado doble.



RECTIFICADORES TRIFÁSICOS Y POLIFÁSICOS.Conexión en paralelo

Rectificador A

TENSIÓN RECTIFICADA. Valor Medio de la Tensión Rectificada en un Montaje Simple




R’ S’ T’u2

+

-

U c= u1= u2

+

-

R S T u1

+

-

Rectificador B

R’ S’ T’

u2

+

-

R S Tu1

+

-

U c=( u1+ u2 )/2

+

-

Rectificador HexafásicoConexión Paralelo de dos Rectific.

Trifásicos en Oposición de Fase

T S T S

Sólo conduce un diodo en cada

instante

Conducen un diodo de cada rectificador

en cada instante


+

-

V d

t

De la figura, puede deducirse que:

V V

m

m M = ⋅ cosπ

La tensión de salida estará formada por una serie de arcos que se repiten

periódicamente:

m<t

m

- paratcos

π ω

π ω <⋅= M V u .

El valor medio V 0 se obtiene integrando entre los límites anteriores:

[ ]

−−⋅=

=⋅⋅⋅

= −

−∫

mmV m

V V

m

V

M

m

m

m

m

M M o

π π π

ω π

ω ω π

π

π

π

π

sensen2

tsen2

m=tdtcos

2

1

mV

mV M o

π

π sen⋅⋅=

TENSIÓN RECTIFICADA. Valor Medio de la Tensión Rectificada en un Puente

2π /m

α V c

V fm

V f1

V f2

V f

π /2 V f

V f

α /2 En el triángulo isósceles, el lado

mayor es la tensión compuesta Vc

(tensión fase-fase) y los lados

iguales son las tensiones de fase V f .

Al dividirlo por la bisectriz,

quedan dos triángulos rectángulos,

de dónde se calcula:

Vc/2=Vf sen(α/2)

dónde α=(2π/m)⋅trunc(m/2)

Para calcular la tensión media en un puente, se puede aplicar la fórmula

TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple

t

TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple. Factor deOndulación. Desarrollo en Serie. Factor de Potencia del

Secundario

TENSIÓN RECTIFICADA. Montaje Simple. Factor de Potencia del Secundario

Factor de Potencia Secundario:




t

Factor de Ondulación. Montaje Simple:

El factor de ondulación se define como la mitad del valor de pico-pico,

dividido por el valor medio.

m

mm

mV

mm

V V

V

V V K

M

M M

o

mM m π

π

π

π

π

π

sen

cos1

2sen2

cos

2

−⋅=

⋅⋅

⋅−=

−=

Para el caso trifásico: K 3=0.302

Desarrollo en Serie. Montaje Simple:

( )

⋅⋅⋅⋅−⋅ −⋅−+⋅= ∑

∞

=122

tmk cos1

)1(2 1u(t)k

k

omk

V ω

dónde V 0 es el valor medio de la tensión rectificada.


También se le denomina factor de utilización del transformador

TUF P

S

d

s

= AC ,1 DC AC ,1

DC

AC ,3 DC AC,3

DC

La potencia activa suministrada por el rectificador es: P T

v i dt d d

o

T

d = ⋅ ⋅∫ 1

,

donde vd e id son la tensión y la corriente a la salida del rectificador.

S s es la potencia aparente total del secundario del transformador.

Veamos cuanto vale TUF para el caso de carga altamente inductiva. Si

suponemos que id es constante durante todo el periodo y de valor I d ,

P V I d d = ⋅0 donde V 0 es el valor medio de la tensión rectificada.

La corriente que circula por el devanado secundario es igual a la que circula

por cada diodo. Esta corriente es igual a I d durante el tiempoT

my es nula

durante el resto del período T, por tanto:

I m

I s d

2 21

= ⋅ ⇒ I I

m s

d =

Luego:

TUF P

S

V I

m V I

mV

mI

m V

I

m

m

m

d

s

o d

s s

s d

s

d

= =⋅

⋅ ⋅=

⋅ ⋅ ⋅ ⋅

⋅ ⋅

= ⋅π

π

π

π 2

2sen

sen

Para el caso trifásico: 675.03

sen6

)3( =⋅==π

π mTUF

TENSIÓN RECTIFICADA. Factor de Ondulación. . Factor de Potencia del Secundario. Desarrollo en Serie

Gráficamente:

CORRIENTE PARA CARGA ALTAMENTE INDUCTIVA. Puente Trifásico

t

TEMA 10. CONTROL TÉRMICO DE LOS

INTRODUCCIÓN

Problema a resolver: Al circular corrientes por los dispositivos y conmutarentre corte y saturación se producen unas pérdidas de potencia en forma decalor en el dispositivo. Si este calor no es extraído del interior del



Tema 10. Control Térmico. Transparencia 1 de 22

TEMA 10. CONTROL TÉRMICO DE LOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA

10.1.

INTRODUCCIÓN 10.2. MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR10.2.1. Convección.10.2.2. Radiación.10.2.3. Conducción.

10.2.3.1. Modelo Térmico Estático10.2.3.2. Modelo Térmico Dinámico10.2.3.3. Cálculo de la Temperatura de la Unión en

Situaciones Transitorias10.3. DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS

10.3.1. Radiadores

10.3.1.1. Convección Forzada10.3.1.2. Cálculo de la Resistencia Térmica

10.3.2. Refrigeradores por líquidos


dispositivo, provocará una subida de la temperatura del semiconductor.

La temperatura en el cristal de silicio no puede superar un valor máximo ,

(normalmente T jmax =125ºC), ya que:

♦ Empeoran las características funcionales del dispositivo.♦ La vida media esperada disminuye al aumentar la temperatura.

40º 50º 60º 70º 80º 90º 100º 110º 120º Temperatura en la unión T j ºC

V i d a e s p e r a d a r e s p e c t o a l a

v i d a m e d i a a 7 5 º C

T j =75ºC

1

2

3

T jMax =125ºC

Puede observarse que un dispositivo funcionando a 75ºC durará unascuatro veces más que si trabaja a su temperatura máxima, por tanto es muyimportante mantener la temperatura del cristal controlada, aún en lascondiciones más desfavorables (Máximas disipación de potencia ytemperatura del medio ambiente)

ACCIONES A TOMAR:

INTRODUCCIÓN ACCIONES A TOMAR:

♦ Debe limitarse la potencia disipada en el dispositivo (pérdidas): Usar dispositivos con menor caída en conducción. Limitar la corriente máxima por el dispositivo. Usar técnicas que minimicen las pérdidas en conmutación.♦ O bien facilitar la evacuación del calor generado hacia el medio ambiente

(supuesto como un sumidero de calor infinito) empleando:

Cápsulas adecuadas(Fabricante).

MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR.Convección

d

A

Flujo de aire a T a

Superficie a TS

El mecanismo de convección del calorocurre entre un sólido y el fluido conel que está en contacto. Las capas delfluido más próximas se calientan ycrean un flujo (convección natural) o

mediante un ventilador o bomba seestablece un flujo (convecciónforzada)

La transferencia de calor por Convección (natural, en el aire) se puede estimar por:

P 1 34 A(∆T)1 25/d0 25

MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR. Radiación

A

Superficie a TS

MECANISMOS DE TRANSFERENCIA DEL CALOR.Conducción

En un material conductor del calor, el flujo de calor va desde los puntosmás calientes del material hacia los más frios.




A

ambiente a T a

El mecanismo de radiación consisteen la emisión por una superficie deenergía en forma de radiación

electromagnética (infrarrojos), portanto no necesita un medio materialpara producirse.

La transferencia de calor por Radiación se rige por la ley de Stefan Boltzmann:

P rad =σ EA(T s4 -T a

4 )

donde:

• P rad es la potencia transferida entre la superficie del disipador y el

ambiente (W).• E es la emisividad de la superficie del disipador. Esta constante dependedel tipo de material. Para objetos oscuros, como el aluminio pintado denegro utilizado en radiadores es 0.9.

• A es el área de la superficie (m2 ).• T s es la temperatura de la superficie expresada en grados Kelvin.

• σ =5.67 ⋅10-8 W m-2 ºK -4 es la constante de Stefan Boltzmann

La resistencia térmica equivalente será por tanto:

RT

EA T T sa rad

s a

sθ ,

. ( )

=

× −−

∆

5 7 108 4

Al instalar radiadores, se debe tener en cuenta que si se colocan próximos a otrosobjetos más calientes absorberán más energía que la que emitan por radiación.


Según la ley de Fourier, la evacuación de calor por conducción se puedeaproximar suponiendo que el material que conduce el calor presenta unaresistencia térmica independiente de la temperatura y de la cantidad de

calor evacuada:

l

P D

A

ρθ

T 2T 1

T 1> T 2

∆=

∆=

• W

C

P

T

Q

T R

D

º

θ ,

con D P t

QQ =

∂

∂=

•

y Rl

Aθ

θ ρ =

donde:

• ρθ es la resistividad térmica del material (ºC ⋅m/W).• l es la longitud (m).• A es el área (m2 ).• P D es la potencia disipada (W).• Rθ es la resistencia térmica del trozo de material (ºC/W).

Material ρθ (ºC*cm/W)Diamante 0.02 - 0.1Cobre 0.3Aluminio 0.5Estaño 2.0

Grasa térmica 130Mica 150Mylar 400

Aire en calma 3000

Comparación de la Resistividad Térmica de Algunos Materiales Típicos

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Estático

Semiconductor T j

Encapsulado T c

Aislamiento

Disipador T s

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Estático

Se puede hacer una analogía con los circuitos eléctricos:

Magnitud Eléctrica Magnitud TérmicaDiferencia de Potenciales Diferencia de Temperaturas

Intensidad PotenciaResistencia Eléctrica Resistencia Térmica

T j

Rθ jc Rθcs Rθsa

P D

+

T c

+

T s

+

T a

+

j c s a

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico

Hasta ahora se ha estudiado el funcionamiento en situaciones estacionarias.Vamos a considerar otros casos:

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico

T 1 τθ=C θ Rθ




♦ Arranque de un sistema ⇒ Potencia constante pero temperaturasubiendo.

♦ Funcionamiento con cargas pulsantes ⇒ Potencia variable, pero la

temperatura puede considerarse constante (o no).

La temperatura que alcanza un material al que se aplica una cantidad decalor depende de su calor específico definido como:

La energía requerida para elevar la temperatura de un material un gradocentígrado una unidad de masa de dicho material

La masa del material hace de “almacenamiento” de energía, modificando latemperatura con una determinada dinámica.

En la analogía con los circuitos eléctricos el producto masa x calor específicosería la capacidad de un condensador, ya que:

QC QC M T e ∆=∆⋅=∆ θ )(

D P C t

QC

t

T θ θ =

∂

∂=

∂

∂ C I C

t

V ⋅=

∂

∂⇔

donde:

C e es el calor específico del material (W ºC-1 Kg-1)

M es la masa del material (Kg)

C θ es la capacidad térmica equivalente (W ºC-1)


T 1 T s

a)

P D

T s

C θ

b)

P D Rθ

a) Sistema Térmico Simple Consistente en una Masa a Temperatura inicial T S

a la cual se le suministra un escalón de potencia P D, estando en contactocon un Disipador a Temperatura T S . La temperatura final alcanzada es T 1.

b) Modelo equivalente eléctrico utilizado para modelar comportamientostransitorios de un sistema térmico.

La evolución en el tiempo de la temperatura cuando se aplica un cambiobrusco (escalón) de la potencia disipada será:

)1()(/

1θ τ

θ

t

DS e R P T t T −−=−

En régimen permanente coincide con lo estudiado anteriormente para el casoestático:

θ R P T t T DS =−∞= )(1

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico.

Para una masa de cierto tamaño se tendrá una distribución continua detemperaturas. Para calcular la evolución de la temperatura seaproxima el material en varios trozos en los que se supone que latemperatura es constante:

T 5 T 4 T 3 T 2 T 1T S

P D a) Sistema térmicoaproximado por cinco

trozos

TRANSFERENCIA DE CALOR POR CONDUCCIÓN. Modelo Térmico Dinámico.

Respuesta de la Temperatura de un material ante un escalón de potencia:

P D

P o

0 t

T n

T fn

t0

T 0n

)1()(/

00θ τ

θ

t

nn e R P T t T −−=−

Cálculo de la Temperatura de la Unión en SituacionesTransitorias

Los fabricantes suelen dar curvas en las que se representa la impedancia térmicatransitoria para un dispositivo al que se aplica una potencia disipada tipo escalóno ondas cuadradas periódicas, por ejemplo:


En otros casos, los fabricantes dan únicamente una curva que representa laimpedancia térmica transitoria para una potencia disipada tipo escalón:




D=0.5

10-5 1 100.01

0.1

1

10

I m p e d a n c i a T é r m i c a T r a n s i t o r i a

U n i ó n - C á p s u l a Z t h J C

( º C / W )

10-4 10-3

Notas:1- D=t 1 /T 2-T jMax =T C +P DMax Z thJC

10-2 10-1

0.2

0.1

Pulso único, T=∞

0.05

0.02

0.01

t 1 (seg)

t 1 T

P D

Curvas de la Impedancia Térmica Transitoria del transistor MOSFET IRF 330donde la Impedancia Térmica Transitoria está parametrizada en función del

ciclo de trabajo del MOSFET

Puede observarse que para valores altos de D y bajos de t 1 (=altas frecuencias),las curvas se vuelven horizontales, es decir, la inercia térmica hace que latemperatura de la unión no varíe y por tanto estas curvas no sirven. En general,para frecuencias mayores de 3kHz es suficiente trabajar con la característica

estática.


log(t/ τθ ))

l o g ( Z ( t ) / Z ( t =∞ ) )

ImpedanciaTérmica

Transitoria

Asíntotas

Impedancia TérmicaTransitoria de un

Dispositivo (incluyendola curva asintótica).

Para formas de ondas diferentes de escalones y ondas cuadradas, se puedeaproximar por ondas de duraciones comparables que inyecten la misma energía(área) que la onda cuadrada, así por ejemplo:

T/2

t

0.41T

0.318T

0.09T

P o t e n c i a

t

t 2=0.41T t 1=0.09T

0.318T

t

t

P 0

P 0

P 0

P 0 u ( t 1 )

- P 0 u ( t 2 )

T j

T j

T j

Se hace equivalente un arco desenoide a una onda cuadrada dela misma amplitud y duración

0.318T

El pulso se descompone en dos escalones:

P(t)= P 0u(t 1 )- P 0u(t 2 )=P 0( u(t 1 )-u(t 2 ) )

y la temperatura puede calcularse de:

T j (t)=T j0+P 0(Z θ(t 1 )- Z θ(t 2 ))


Para otros tipos de pulsos se puede generalizar:

P 1

P 3

P m

T j (t)

t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t mt

P(t) P 5


Para otras formas de ondas, se puede hacer la siguiente aproximación:

P 1

P 5 P 3

P 2

P(t)

t

δt

P 4

P 6 P 7

P 8

P m

t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t m

t

t 7 t 8

t j0

Pulso a aproximar

Temperatura

Aproximación

T j (t)

O

...

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Radiadores P D

T j

R

Definida por el fabricante,puede haber varios tipos de

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS.Convección Forzada

d




T c

Rθcs

Rθ jc

T s

Rθsa

T a

cápsula para un mismodispositivo

Elegida (de un catálogo defabricantes de disipadores)por el diseñador delconvertidor

Depende del encapsulado,disipador y de la formacomo se conecten.

La resistencia Rθcs depende mucho de la forma como se conecten la cápsula y eldisipador, le afecta especialmente el acabado superficial de ambos:

Uso de materiales intermedios“blandos” que llenen loshuecos, por ejemplo:• Mica• Grasa de Silicona

Cápsula

Disipador

SuperficiesRugosas

típico: 1.6µm

Cápsula

Disipador

SuperficiesPandeadas

típico: 0.1%

Uso de tornillos que acerquenlas superficies por presión


H

Tipos de Superficies (secciones):Recta Serrada Corrugada

100% 102% 107%Áreas relativas para

tamaños iguales

H

d d d

Las secciones de tipo corrugadas se usanen aplicaciones de convección naturalporque son mas delgadas y permiten unaseparación mayor entre láminas.Las secciones de tipo serradas se usan enaplicaciones de convección forzada, yaque aumentan la turbulencia del flujo y

por tanto el flujo de calor entre eldisipador y el fluido.Las secciones rectas no se recomiendanen aplicaciones de gran potencia debido asu menor capacidad de transferencia decalor.

Salida 1

Entrada de aire en el centroFlu o 1 = Flu o 2

Salida 2

Entradadeaire

Salida

En el segundo caso, al ser lasuperficie atravesada por el flujo deaire el doble, las pérdidas de presiónson la mitad y por tanto se necesita un

esfuerzo menor (ventilador de menospotencia) para conseguir el mismoflujo. O bien con el mismo ventiladorse puede conseguir una velocidad delaire mayor, bajando la resistenciatérmica equivalente.

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS.Convección Forzada

Curvas dadas por un fabricante:

20

30

40

50

60

70

80

90

100

c r e m e n t o d e T e m p e r a t u r a d e l a

e r f i c i e r e s p e c t o a l a m b i e n t e ( º C )

Convección Natural

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Cálculo dela Resistencia Térmica

a) A1 A2b)

(a) Ejemplo de Disipador. b) Definición de las Áreas Usadas para Calcular laResistencia Térmica en el Disipador de la Figura por Convección y Radiacción.

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Cálculo dela Resistencia Térmica

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Refrigeradores por líquidos

Superficie decontacto conl á l d l

Mediante estos dispositivos,se puede evacuar una gran




A1 A2

Para calcular la resistencia térmica debida a la radiación:

Arad =2 A1 + 2 A2

donde:

• A1 es la superficie frontal del disipador.• A2 es la superficie lateral del disipador.

RT

EA T T sa rad

rad s a

sθ ,. ( )

=× −−

∆

57 10 8 4

La Resistencia Térmica del Disipador será la resistencia equivalente aconectar en paralelo las dos resistencias térmicas calculadas anteriormente:

R

R R

R R sa

sa rad sa con

sa rad sa conθ

θ θ

θ θ = +

, ,

, ,


la cápsula deldispositivo arefrigerar

Entradade Líquido

Salida deLíquido

se puede evacuar una grancantidad de calor con untamaño de disipador mucho

más reducido si se comparacon los refrigerados por aire.

Normalmente se empleará uncircuito cerrado, y se forzarámediante una bomba lacirculación del líquido.

Suele utilizarse como líquidorefrigerante agua (a veces conaditivos).

El circuito completo será:

Depósito

Enfriador dellíquido por aireforzado

Bomba

Protecciónpor caudal

bajo

Protecciónpor presión

baja

Refrigeradorpor líquido

DISIPADORES. ASPECTOS PRACTICOS. Refrigeradores por líquidos

Como se vio al estudiar el mecanismo de convección, si se utiliza un sistemaque incluya un líquido que se evapora y condensa, el coeficiente h que definela cantidad de calor que se evacua por convección, alcanza un valor muy alto.

Condensación

Retorno del

Flujo de calor

INTRODUCCIÓN

Flujo de Potencia



Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 1 de 27

TEMA 9. CIRCUITOS DE DISPARO PARA

INTERRUPTORES DE POTENCIA

9.1. INTRODUCCIÓN 9.2. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN

PARALELO9.2.1. Circuitos de Control con Acoplamiento DC

9.2.1.1. Salida Unipolar

9.2.1.2. Salida Bipolar 9.2.2. Circuitos de Control con Aislamiento Eléctrico9.2.3. Alimentación en los Circuitos de Disparo

9.2.3.1. Alimentación con circuitos de Bombeo deCarga por Condensador

9.2.3.2. Alimentación con circuitos “Bootstrap” 9.2.4. Circuitos de Puerta para SCRs

9.3. CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN SERIE

9.4. PROTECCIONES DEL INTERRUPTOR DE POTENCIA INCORPORADAS EN EL CIRCUITO DE CONTROL9.4.1. Protección contra Sobrecorriente9.4.2. Protección contra Cortocircuitos en Montajes

Tipo Puente

9.4.3. Conmutación sin Snubbers


Objeto de

este tema

Fuente de

Energía

Eléctrica

Carga

Convertidor

de Estado

Sólido

C i r c u i t o d e M a

n d o

Aislamiento

galvánico de

las señales

(deseable)

Amplificadores

de potencia

Elementos de

cálculo

Esquema de un convertidor de potencia.

En este tema estudiaremos circuitos amplificadores (“Drivers”) con las

siguientes características:

Toman señales procedentes de un sistema digital (5V, 3.3V...) y las

amplifican a niveles adecuados para la conmutación de dispositivos de

potencia.

Dependiendo de las características del dispositivo a controlar, podrán ser

de baja o media potencia.

Deben generar señales adecuadas para garantizar:

La conmutación rápida con pérdidas mínimas.

La entrada en conducción segura del dispositivo, con pérdidas en

conducción mínimas.

El corte seguro evitando que entre en conducción espontáneamente.

Deben incluir las protecciones adecuadas para evitar la destrucción

del dispositivo que controlan:

Sobrecorriente.

Tiempos muertos en ramas de puentes.

CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Unipolares CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN

PARALELO. Acoplamiento DC. Unipolares




t s

Dispositivo

de Potencia

Circuito de Disparo

T B R

1

R2

T A

V BB

I 2

I 1

Comparador

I T B A( )

V T BE A

( )

S e ñ a l d i g i t a l

(a) Circuito de Control de la Corriente de Base de un BJT. (b) Formas de

Onda de Tensión y Corriente durante el Corte

RV

I

BE

B

almacenamiento

almacenamiento

2 = (9-1)

I I V T

R B

BE A

on

on= −1

2

( )(9-2)

V V T R I V T BB CE B BE A sat on= − + ⋅ +( ) ( )1 1 (9-3)

Diseño del circuito disparo:

1. Se parte de una velocidad de corte deseada, a partir de la cual se estima

el valor de la corriente negativa que debe circular por la base durante

el tiempo de almacenamiento (corte del BJT de potencia, ecuación 9-1). 2. Conocido el valor de la corriente de base y de tensión base-emisor con

el BJT en estado de conducción, se determina I 1 de la ecuación 9-2. 3. Se calcula R1 de la ecuación 9-3, suponiendo que V BB vale unos 8 Volt.

Un valor pequeño de V BB disminuye las pérdidas (del orden de V BB .I 1)

en el circuito de base pero, un valor excesivamente pequeño de V BB

aumenta la influencia de V BEon en el circuito de base (ecuación 9-3).


a) Bajas Frecuencias de Trabajo b) Altas Frecuencias de Trabajo

Circuito de

Disparo

R1

R2

V BB

V cc

C GS

Comparador

M 1

Car-ga

Circuito de

Disparo

RG

V BB

V cc

T 1

T 2

C GS

Comparador R1

M 1

Car-ga

Circuitos de Control de Puerta de un Interruptor MOSFET o IGBT de

Potencia

En el circuito a): τon=(R 1+R 2)CGS y τoff = R 2CGS ;

Problemas: Si se necesita conmutar a alta velocidad, deben ser ambas

resistencias de valor pequeño.

Aparece una disipación de potencia importante durante toff debido al

pequeño valor de R 1: Poff ≈(toff /T)(VBB2/R 1).

En el circuito b): τon= τoff = R GCGS. No se presenta el problema de disipación, al conducir sólo uno de los

dos transistores a la vez.

Puede hacerse R G muy pequeña (incluso cero). La carga y descarga

de la capacidad de puerta podrá hacerse mucho más rápido y portanto la conmutación del dispositivo (MOS o IGBT).

Existen en el mercado numerosos CI con salida análoga a esta última, por

ejemplo DS0026 ó UC1707 que pueden suministrar hasta 1Amp.

CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Bipolares

CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN PARALELO. Acoplamiento DC. Bipolares




Para acelerar la conmutación al corte de transistores con puerta tipo Bipolar ó

MOS puede aplicarse una tensión negativa en la puerta, así:

En los BJT, aparece una corriente de base negativa que disminuye

drásticamente el tiempo de almacenamiento.

En los MOS e IGBT se acelera la descarga de la capacidad de puerta como se

observa en la siguiente figura:

La tensión V cc vale 55Volt., la resistencia de puerta es de 50 Ohmios y la

tensión V GS vale inicialmente +20Volt. cambiando a 0Volt. en el caso

Unipolar y a –20Volt. en el caso Bipolar. El retraso que se observa entreambos casos es de unos 35nS.


Circuito de

Disparo

Tensión de

Referencia

Circuitode control

V BB+

V cc

C on

R B

T b+

T b−

A-

+

T A Limitación de

corriente en BJTs

Divisor de tensióncapacitivo

BJT ó

MOS

Comparador

Circuito Bipolar de Control de Base de Interruptor de Potencia

Circuito de

Disparo

2 BBV

T b−

V cc

T A

T b+

A

2 BBV −

BBV

Resto del circuitode Potencia

B I −

Se puede comprobar, que gracias al divisor de tensiones capacitivo, se puede

aplicar al transistor de potencia (MOS o IGBT) una tensión negativa a su

entrada (al saturar el transistor T b- cuando se corta el transistor T b+ ).

CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO

CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. OPTOACOPLADORES




Fuentes de alimentaciónauxiliares

Aislamiento

de la señal

Aislamiento

de la señal

Circuito

de Base

Circuito

de Base

Circuito de

Control

Entradas

de control

V1

V2

Alimentación

de Potencia

V0

Tierra

Fase

Neutro

Tierra

Necesidad de aislamiento de la Señal Lógica de Control:

Tensiones elevadas (lineas rojas). Necesidad de protección del personal que

maneja los equipos de control.

Diferentes niveles de tensión dentro del convertidor y por tanto diferentes

referencias para las salidas Base-Emisor (Puerta-Fuente) de los drivers. Se necesitan diferentes fuentes de alimentación auxiliares para los diferentes

niveles de tensión. Existen diferentes métodos que se estudiarán en los

próximos apartados.

El aislamiento galvánico se consigue empleando optoacopladores o

transformadores de pulsos.


V BB

Optoacoplador

Referencia del

interruptor de potenciaReferencia

Digital

Alimentación DC-aislada

λ

Capacidad

parásita

Salida hacia

el “driver”

Señal

digital de

control

Señal de Control Optoacoplada

El fotoacoplador permite conseguir un buen aislamiento eléctrico entre el

circuito de control y el de potencia.

Este tipo de aislamiento ofrece como inconveniente la posibilidad de

disparos espúreos en las conmutaciones del interruptor de potencia, debido

a la capacidad parásita entre el LED y el fototransistor.

Otro problema se debe a la diferencia de potencial entre las tierras del

fotodiodo y del fototransistor que no debe superar la tensión de ruptura.

Para minimizar estos dos inconvenientes se pueden usar fibras ópticas,

(inmunidad al ruido EMI, aislamiento de alta tensión y evitan el efecto

inductancia de los cables largos).

No permiten transportar potencia, sólo señal, por lo que será necesario una

fuente de alimentación auxiliar y un amplificador.


V





Circuito

de

Potencia

D A

Optoacoplador

−V BB

V BB

Circuito de Control de Base, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de

Control

El diodo DA sirve para evitar la saturación completa del BJT de potencia y

así acelerar su conmutación.


Optoacoplador

RGCircuito

Integrado CMOS

+15 V

Circuito de Control de Puerta, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de

Control

Este circuito es útil para hacer funcionar interruptores MOS a velocidades

bajas (Los circuitos integrados digitales CMOS tienen una impedancia de

salida alta).

Para velocidades mayores pueden usarse circuitos especializados con

impedancia de salida mucho menor, por ejemplo IXLD4425, 3Amp y

±15Volt.

CIRCUITOS DE CONTROL CON AISLAMIENTO ELÉCTRICO. TRANSFORMADORES





Inductancia deMagnetización

Circuito de control

Entrada al driver o señal de disparo

Referencia del

circuito de control

Referencia del

interruptor de potencia

Señal de Control de Alta Frecuencia, Aislada con Transformador de Pulso

El transformador de pulsos permite transportar una señal de cierta

potencia, y a veces puede evitarse el uso de una fuente de alimentación

auxiliar.

El problema es que no pueden usarse pulsos de baja frecuencia debido a

la inductancia de magnetización.

Para pulsos de frecuencias superiores a la decena de kHz y con D≈0.5

pueden conectarse directamente, conectándose bien a la puerta de

transistores de potencia, o en circuitos análogos a los vistos sustituyendo

a fotoacopladores.


E n t r a d a a l

d r i v e r

Q

/Q

Demodulador

Señal digital de

control (baja

frecuencia)

Modulador

Oscilador

de alta

frecuencia

V c

V d V o

Señal de Control de Baja Frecuencia Aislada con Transformador de Pulso

La frecuencia del oscilador podría ser por ejemplo de 1MHz, y los diodos

rectificadores serán de alta frecuencia, pero de señal.

V c

/Q

Q

V o

V d


V


Demodulador




Circuito

de disparo

Circuito de potencia

ic R p C p

i p ib

N 1

N 2

N 3

V BB

T 1

2T

BJT Potencia

Señal Digital

de Control

Lm

Circuito de Base con Señal de Control Aislada mediante Uso de

Transformadores de Pulso. Aplicación para Frecuencias de Trabajo Elevadas y

Ciclo de Trabajo Aproximadamente Constante. Evita Fuente de Alimentación.

Si T1 está conduciendo, ib sería negativa y por tanto, T2 se cortará. La corriente

de magnetización por el transformador (por Lm) será transcurrido un tiempo:

ip≈VBB/R p.

Al cortar T1 cuando por Lm circula ip, se hace circular una corriente por la base,

y por tanto por el colector, de forma que al interactuar los devanados 2 y 3 será:

ib=icN3/N2.

Además, durante el tiempo que está cortado T1 Cp se descargará por R p. Si en

estas condiciones se vuelve a saturar T1, la tensión aplicada al devanado 1 es VBB

y la corriente ip por el transformador podrá ser muy alta, de forma que:

ib= icN3/N2- ipN1/N2

Si se eligen adecuadamente las relaciones de transformación, podrá hacerse la

corriente de base negativa y se cortará el transistor de potencia.


Modulador

Demodulador

Q

QOscilador

V control

Buffer

Buffer

C 2

R2 C 1

D B

vivo

V control

Q

Q

vi

vo

Buffer

Schmitt-trigger

G R

Circuito de Puerta con Señal de Control Aislada con Transformador de

Pulso. Aplicación para Bajas Frecuencias de Trabajo

Si Vcontrol=1, aparece una señal de AF en el transformador, cargando una

vez rectificada los condensadores C1 y C2 ⇒ Vi=”0” y el CI está

alimentado, al ser inversor dará una salida Vo=”1” , haciendo que el MOS

de potencia conduzca.

Si Vcontrol=”0”, no hay tensión de AF en el transformador y C2 se descarga

por R 2⇒ Vi=”1”, mientras que C1 se mantiene en carga (DB impide que se

descargue), luego Vo=”0”.

Si el circuito integrado es de bajo consumo (p.ej. 7555) se puede mantener

cargado C1 hasta el próximo disparo.

ALIMENTACIÓN EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO

V

CIRCUITO DE DISPARO CON BOMBEO DE CARGA PORCONDENSADOR




Carga

V cc

Circuito de

disparo

Circuito de

disparo

V cc 2

V BB1

V BB2

V cc 2

Montaje Semipuente

V cc

CD-2

CD-1 CD-5

CD-4 CD-6

CD-3

V BB1 V BB2 V BB3

V BB

Esquema de un Inversor Trifásico

Son necesarias dos fuentes auxiliares de alimentación para un montaje

semipuente y cuatro para un puente trifásico. La complejidad y el costo es

elevado, pero no hay restricciones respecto al régimen de disparo de los

interruptores de potencia.


V BB

V CC

CD-2

CD-1

V BB D1

D2C 1

C 2

Osc.

V CC +V BB

V BB

V BB

Circuito de bombeo de carga

Circuito de Disparo con Bombeo de Carga por Condensador

Simplifica el circuito total, al evitar tres fuentes auxiliares en los

puentes trifásicos.

No se ve afectado por el régimen de disparo de los interruptores depotencia.

Los transistores MOS, y demás componentes auxiliares deben

trabajar a altas tensiones (aunque con corrientes bajas).

Los drivers usados para el disparo de los interruptores de la mitad

superior de cada rama deben ser de alta tensión.

ALIMENTACIÓN EN LOS CIRCUITOS DE DISPARO

V

D D D

V V

V CC

CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs




Fase BFase A

D r i v e r

Fase C

Driver Driver

V BB

Driver C C C

+ ++

Tierra de Potencia

D r i v e r

D r i v e r

V BB V BB

V BB V BB V BB

Inversor Trifásico con Circuitos “Bootstrap”

El circuito resultante es bastante simple, al conseguirse las tensiones

requeridas con un diodo y un condensador.

Los drivers usados para el disparo de los interruptores de la mitad superior

de cada rama deben ser de alta tensión. El régimen de disparo de los interruptores debe tenerse en cuenta para que

no se descarguen los condensadores.

Al iniciar el funcionamiento, deben dispararse todos los interruptores de la

mitad inferior de cada rama para arrancar con los condensadores cargados.


+ -

V G K R

G

V G G L

V G G H

CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs CIRCUITOS DE PUERTA PARA SCRs



Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 19 de 27 Tema 9. Circuitos de Disparo. Transparencia 20 de 27

V control

15v

RG

D2

D1

V D

V GK

Circuito de Control de Puerta del Tiristor con Amplificación del Pulso de

Corriente

CIRCUITOS DE DISPARO DE CONEXIÓN EN SERIE

i

PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES

VGS=20V (máx.

permitido por la




vCE

V BB

Señal

de

Control

ic

Conmutación

RBSO

Circuito de Control en Serie con el Emisor del Interruptor de Potencia

Para circuitos de disparo de BJTs puede aprovecharse que si se provoca el

corte anulando IE el área de operación segura será la correspondiente al

diodo C-B (no avalancha secundaria) luego será cuadrada y con un valor

límite de VCE casi el doble (BVCB0≈2*BVCE0).

El transistor MOS empleado no necesita ser de alta tensión.


permitido por la

tecnología)VGS=15V

(recomendado)

l o g

i D

vDS

iDnom

4*iDnom

El problema que se plantea al intentar proteger contra sobrecorrientes

a dispositivos tipo BJT, MOS o IGBT, es que la corriente no sube avalores lo bastante altos para que actuen a tiempo los fusibles, por ello

debe realizarse la protección desde el circuito de disparo, así en los

IGBTs:

Al aplicar la tensión VGS de 15 voltios (recomendada por los

fabricantes) en caso de cortocircuito la corriente se multiplica por

cuatro y el circuito de control tiene entre 5 y 10 µs para quitar la

tensión de puerta (si la temperatura inicial es menor que 125ºC).

Si se aplicase la tensión máxima permitida por el espesor del óxido(20V), la corriente de cortocircuito subiría mucho más y el

fabricante no garantiza el corte del dispositivo a tiempo.

En un cortocircuito, pueden darse dos casos:

a) Cierre del interruptor cuando ya se ha producido un

cortocircuito

b) Se produce un cortocircuito cuando el dispositivo está

conduciendo.

PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES.

a) Cierre del dispositivo sobre un cortocircuito

PROTECCIÓN CONTRA SOBRECORRIENTES.

b) Se produce un cortocircuito cuando está conduciendo el dispositivo

(cont.)

CGD




iD

vDS

t

iD

vDS

4*iDnom

vDScc

Al cerrar el IGBT sobre un cortocircuito, la tensión VDS cae ligeramente,

pero se mantiene a un valor muy alto, lo que permite al circuito de

control detectar el malfuncionamiento y dar orden de cortar al

dispositivo.

b) Se produce un cortocircuito cuando está conduciendo el dispositivo

iD

vDS

t

iD

vDS

iDnom

4*iDnom

vDScc

Al producirse un cortocircuito cuando el IGBT está conduciendo, la

corriente sube hasta aproximadamente 4 veces la corriente nominal y latensión sube hasta prácticamente el valor de corte. Se produce una

subida muy rápida de la corriente y de la tensión.


CGD

R G

VGG

VGS=R G*CGD*dVDS/dt+VGG

El problema se agrava en este caso, ya que al subir la tensión de drenador,

se acopla la subida a través de la capacidad Miller y se polariza la puerta

con una tensión mayor, con lo cual la corriente de drenador puede subirhasta valores que impidan el corte del dispositivo. Se debe limitar la

tensión de puerta a 15 voltios empleando un par de diodos Zener:

CGD

R G

VGG

También es necesario emplear para cortar el IGBT una tensión de puerta

negativa (al menos –5V, mejor –15V), porque:

Se acelera el corte disminuyendo las enormes pérdidas debidas a las

elevadas tensiones y corrientes del cortocircuito.

Se asegura el corte, ya que la tensión umbral de corte disminuye en

unos 10mV por cada grado de temperatura que suba la temperatura de

la unión, de forma que durante un cortocircuito dicha tensión puedevaler casi 2V menos que el valor que da el fabricante a 25ºC.

Debido a que la derivada de la corriente de drenador es muy alta,

aparecen caídas de tensión extra en las inductancias parásitas internas

y del cableado externo, la tensión que ve la puerta es menor que la

esperada.

PROTECCIÓN CONTRA CORTOCIRCUITOS EN MONTAJES TIPO PUENTE

Generación de retrasosV CC

PROTECCIÓN CONTRA PULSOS DE CORTA DURACIÓN

Interr.

CerradoInterr.




Control T +

Control T -

Control

T +

T -

Control

T +

T −

V 1

V 2

V 2

V 1

t c t c

D+

D-

Circuito de Control con Generación de Tiempos Muertos

Si está circulando corriente por T+ (I saliente de la rama), cuando se da la

orden de corte a T+ debe esperarse un tiempo (tc) antes de dar orden de

cierre a T- para que dé tiempo a cortarse a T+ y evitar un cortocircuito

entre VCC , T+ y T-. El tiempo tc debe ser mayor que el tiempo de

almacenamiento de T+.

Si la corriente circula por T- (I entrante en la rama), el efecto es el mismodebiendo retrasarse el cierre de T+.


Entrada de

Control

t

a)

t b)

t

∆t min∆t min ∆t min

a) Eliminación de pulsos estrechos

b) Alargamiento de pulsos estrechos

Cerrado

Abierto

Si algún pulso generado por el circuito de control (apertura o cierre) es

demasiado estrecho, el circuito de disparo deberá evitar que dicho pulso

llegue a la puerta del dispositivo por las siguientes razones:

Un pulso estrecho no conseguirá que el interruptor entre en conducción o

se corte totalmente por lo que las pérdidas subirán innecesariamente.

Muchos circuitos incluirán circuitos auxiliares, p. ej. amortiguadores, que

necesitan de un tiempo mínimo para disipar la energía almacenada.

Tiene el inconveniente de distorsionar ligeramente las formas de onda

generadas.

CONMUTACIÓN SIN SNUBBERS

Los circuitos auxiliares empleados como amortiguadores de encendido o de

apagado, suponen una complejidad y un coste añadidos al circuito que deben

evitarse si es posible.




Es decir, no se usarán si el propio circuito garantiza que no se superarán los

límites de derivadas de la corriente y tensión máximas ni las sobretensiones

inducidas en las bobinas.

Dispositivos con área de operación segura casi cuadrada como el IGBT

son buenos candidatos.

Dispositivos cuya velocidad de conmutación pueda controlarse fácilmente

como el MOS y el IGBT también son buenos candidatos, ya que haciendo

que el dispositivo conmute más lento, se pueden controlar las derivadas

de la corriente y tensión máximas y las sobretensiones inducidas en las

bobinas.

Al hacer que los dispositivos conmuten con tiempos de subida o

bajada mayores las pérdidas de conmutación suben.

Para compensar estas pérdidas es necesario trabajar a frecuencias

más bajas.

INTRODUCCIÓN

1er tema dedicado a aspectos prácticos en el uso de Dispositivos dePotencia. Próximo tema: Circuitos de Disparo. Siguiente tema: Limitaciones Térmicas



Tema 8. Limitaciones de Corriente y Tensión. Transparencia 1 de 25

TEMA 8. LIMITACIONES DE CORRIENTE Y TENSION

8.1. INTRODUCCIÓN 8.2. ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS

8.2.1. Conexión en Serie8.2.2. Conexión en Paralelo

8.3. PROTECCIONES 8.3.1. Protección contra Sobreintensidades8.3.2. Protección contra Sobretensiones

8.3.2.1. Protección con Redes RC 8.3.2.2. Protección con Semiconductores y

Varistores de Óxido Metálico


Siguiente tema: Limitaciones Térmicas.

Objetivo de este tema: No superar límites recomendados porfabricantes (Tensiones, corrientes y sus derivadas) ≡ Evitar ladestrucción de los dispositivos:

Extensión de las características de los dispositivos pordificultad o imposibilidad de encontrar los dispositivosadecuados en el mercado:

Conexión Serie. Conexión Paralelo.

Empleo de dispositivos auxiliares para evitar que se superenlos límites de los dispositivos:

Sobreintensidades. Empleo de Fusibles

Sobretensiones: Redes Amortiguadoras. Limitadores de tensión.

ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS.CONEXIÓN EN SERIE

Al conectar en serie dos dispositivos se trata de poder realizar un convertidoren el que soporten tensiones mayores que las que soporta un solo dispositivo.


Debido a los problemas antes mencionados, se prefiere emplear resistenciasiguales que eviten un desequilibrio exagerado entre las tensiones soportadas




Optimo ⇒ deberían soportar el doble de lo que soportan cada uno de ellos. Problema ⇒ reparto desigual de las caídas de tensión entre los dos

dispositivos (aunque sean del mismo fabricante y de la misma serie). Ejemplo con SCR ⇒ Cubre los casos de bloqueo directo e inverso.

V AK2

SCR1

V AK1 SCR2

V T

I A

V AK2V AK1

I A

V AK V AK2 V AK1

V T = V AK1+V AK2

I = I A1= I A2

Reparto de Tensiones en una Asociación Serie de Tiristores

SCR1V AK1

SCR2

R1

I T

R2V AK2

V T

Se pueden elegir R 1 y R 2 de tal formaque el par SCR 1-R 1 y el par SCR 2-R 2tengan la curva característicacompuesta muy parecida.

Problemas: Si en vez de dos son un número

elevado es imposible ajustarlo. Al cambiar la temperatura

cambian las curvas. Cada vez que se sustituya un SCR

por mantenimiento hay quereajustar todas las resistencias


por los dispositivos, así para el caso de dos dispositivos el efecto de conectaruna resistencia igual a cada dispositivo es (sólo se considera bloqueo directo, elefecto sobre el bloqueo inverso es análogo):

SCR1V AK1

SCR2

R1

I T

R2V AK2

V T

V AK1

I A

V AK2 V AK

V’ AK1

V’ AK2

Reparto de Tensiones en una Asociación Serie de Tiristores

Restricciones:

Ninguna de las tensiones anódicas deberá ser mayor que la máximasoportable por cada dispositivo (Ep).

La tensión total máxima será la suma de las dos tensiones ánodo-cátodo,cuando la mayor de las dos alcance su valor máximo (Ep). ⇒

El mayor valor posible será cuando las dos tensiones ánodo-cátodo

sean iguales entre sí y al valor máximo (Ep). Cuanto menor sea R más parecidas serán las dos tensiones ánodo-cátodo.

Cuanto menor sea R tendremos más disipación de potencia en R, paran resistencias las pérdidas totales serán:

P≈n.(Ep)2/R


V AK1= I=I Amin I 1


En las transiciones de cebado a bloqueo y viceversa pueden presentarseproblemas debido a la diferencia de velocidad de cada dispositivo:




Ep=I 1 R SCR1

R

R

R

M

M

R

I=I Amax

SCR2

SCR3

SCRn

I=I Amax

I=I Amax

V AK2

V AK3

V AKn

I 2

I 2

I 2

V T =E m

Ecualización Estática de una asociación serie de SCR’s (Ep será lamáxima tensión que soporta un dispositivo en bloqueo directo o inverso)

I I 1 2> ⇒ n AK AK AK AK V V V V ==> L

321

P AK E R I V =⋅= 11 ; E E n R I

m p= + − ⋅ ⋅( )1 2

Como: I I I Amax2 1= − resulta:

Se ha de repetir para bloqueo directo e inverso y elegir el menor valorque resulte para R.

Rn E E

n I

p m

Amax

≤⋅ −

− ⋅( )1


Cebado: Si se retrasa uno de los dispositivos ⇒ Soportará toda la tensión. En el caso del SCR es menos grave que en otros dispositivos, ya que

la tensión cae a unos pocos voltios (Debe evitarse, porque a la larga sedañará).

La solución es dar un pulso de puerta adecuado para que todos losdispositivos entren en conducción a la vez. Debe llegar el pulso a la vez (Uso de fibras ópticas, caminos

iguales). Debe ser lo más escarpado posible.

Bloqueo: Si se adelanta un dispositivo ⇒ Soportará toda la tensiónentrando en ruptura. En el caso del SCR es más grave que en otros dispositivos, ya que la

tensión cae a unos pocos voltios y no se consigue que se bloquee. Una posible solución es retrasar todos los SCR añadiendo una

capacidad en paralelo:

C

C

M

C

M

C

R D

R D

Esta solución tiene el problema deque al cebar los SCR hay unaselevadas corrientes anódicas ysobre todo una elevada derivadade dicha corriente

Esta solución tiene elproblema de no ser capaz deretrasar los SCR el tiemporequerido.


La solución pasa por tener un circuito con un diodo, que al cebar permita unadescarga lenta del condensador a través de R D pero al bloquear, conecte C

ASOCIACIÓN DE DISPOSITIVOS.CONEXIÓN EN PARALELO

Al conectar en paralelo dos dispositivos se trata de poder realizar unconvertidor en el que soporten corrientes mayores que las que soporta un




directamente a la tensión ánodo-cátodo. El circuito completo para la conexiónserie de un grupo de SCRs será por tanto:

D

C

D

C

M

Ecualización Dinámica Ecualización Estática

R D

R D

R S

R S

Ecualización Estática y Dinámica de un grupo de SCRs conectados en serie.


solo dispositivo. Óptimo ⇒ deberían soportar una corriente el doble de lo que soporta

cada uno de ellos. Problema ⇒ reparto desigual de las corrientes entre los dos dispositivos

(aunque sean del mismo fabricante y de la misma serie). Ejemplo con SCR

SCR1

I A I A1

SCR2

I A2

V AK

I A

I A1

I A2

V AK

Reparto de Corrientes en una Asociación Paralelo de Tiristores

El problema se agrava cuando la derivada de la tensión ánodo-cátodo enconducción es negativa


El problema se agrava cuando la derivada de la tensión ánodo-cátodo en


Si los dispositivos tienen coeficiente negativo es necesario el uso deecualización, por ejemplo empleando resistencias o bobinas acopladas:




conducción es negativa: T 1 T 1+∆T 1

T 2 T 2 -∆T 2

b)

I A

V´ AK a)

∆ I A

I A1

I A2∆ I’ A

I’ A1

I’ A2

∆ I A

I A1

I A2

∆ I’ A

I’ A1 I’ A2

SCR1

SCR2

V AK V´ AK V AK

Conexión en paralelo de dos dispositivos de potencia: a) Con coeficiente detemperatura negativo y b) Con coeficiente positivo.

Si por uno de los dispositivos pasa más corriente, se calentará más. Si sube la temperatura se desplaza la curva característica estática para

disminuir su caída de tensión. Si tiene menor caída de tensión que los demás, circulará una corriente aún

mayor. Ese incremento de corriente ocasionará un aumento de la temperatura,

haciendo que el desequilibrio de corrientes sea muy grande.

Si la derivada de la tensión ánodo-cátodo en conducción es positiva el efecto es justo el contrario y se equilibran las corrientes.


SCR1

I A

R

V’ AK

SCR2

I A

I A1

I A2

V AK

I A1 I A2

R

V’ AK

I’ A1

I’ A2

Uso de resistencias ecualizadoras. Problema: La Potencia crece con elcuadrado de la corriente⇒ No se puede usar para corrientes elevadas.


Conexión de tres dispositivos en paralelo


Aunque los dispositivos tengan coeficiente de temperatura negativo, sepueden conectar si te tienen en cuenta las siguientes recomendaciones:




Conexión de dosdispositivos en paralelo

Conexión de 2 y 3 Tiristores en Paralelo con Bobinas Ecualizadoras:

Ventaja: No pérdida de potencia en resistencias

Desventajas: Demasiada complejidad al subir el número de dispositivos enparalelo: coste, peso y volumen.


Si se puede elegir midiendo las caídas a corriente nominal y aTemperatura constante, se puede definir una banda de voltajes porejemplo de 50 mVoltios y escoger los que caigan dentro de la banda.

Se debe cuidar especialmente el cableado (pletinas) para que seandel mismo tamaño y no provoque caídas extra que ocasionenmayores desequilibrios.

Se deben montar en una misma aleta, para tratar de igualar lastemperaturas de las cápsulas.

Se debe cuidar especialmente el circuito de disparo generando un

pulso con una pendiente elevada y del valor adecuado al número dedispositivos conectados en paralelo. A cada dispositivo le debellegar el pulso a la vez.

Retrasos en el disparo pueden hacer que no lleguen a entraren conducción los SCR retrasados (por tensión ánodo-cátodomuy baja), sobrecargando a los que se han adelantado.

SCR Auxiliar Módulo de Potencia

Ánodo

Puerta

Cátodo

Conjunto de Varios Tiristores en Paralelo en un mismo Encapsulado

incluyendo un SCR auxiliar para el disparo.

En el encapsulado de estos módulos, los fabricantes tienen en cuentalas recomendaciones anteriores, por lo que pueden usarse sinproblemas.

PROTECCIONES.

En este tema se va a estudiar la protección de los dispositivos, no la protecciónde máquinas o personas (objeto de otras asignaturas).

PROTECCIÓN CONTRA SOBREINTENSIDADES

t m : Tiempo de fusiónt a : Tiempo de arcot c : Tiempo de limpieza I cc




Los dispositivos deberán protegerse contra:

Sobreintensidades: Posibles causas: Sobrecargas. Cortocircuitos.

Medidas a tomar: Al tratarse ambas causas de un mal funcionamiento,debe detenerse la operación del dispositivo, hasta que un operadorrepare la causa.

Fusibles. Interruptores. Sobretensiones: Posibles causas: Causas externas al circuito:

• Perturbaciones atmosféricas• Conexiones y desconexiones de equipos en la red.

Causas internas al circuito:• Variaciones bruscas de corrientes por bobinas.

Medidas a tomar: Al ser un funcionamiento normal del circuito, deberáevitarse que se superen los límites de tensión de cada dispositivo y susderivadas. Por tanto, se limitará el efecto de las sobretensiones dejandoel circuito en servicio. Redes RC. Dispositivos auxiliares limitadores de tensión.


I max

de la falta

t t m t a

t c

Corrientesin el fusible

Corriente

sin el fusible

Efecto Limitador de Corriente en un Fusible

Al seleccionar un fusible es necesario calcular la corriente de fallo y tener encuenta lo siguiente:

1. El fusible debe conducir de forma continua la corriente nominal deldispositivo.

2. El valor de la energía permitida del fusible (i 2t c) debe ser menor que la deldispositivo que se pretende proteger.

3. El fusible debe ser capaz de soportar toda la tensión una vez que se hayaextinguido el arco. 4. La tensión que provoca un arco en el fusible debe ser mayor que la tensión

de pico del dispositivo.


I (RMS) Característicadel dispositivo


R tifi d




t, segundos 10-2 10-1

1 10

Característicadel fusible

Protección Completa con un Fusible

t, segundos

dispositivo

10-2

I (RMS)

10-1 1 10

fusible

disyuntormagnético

disyuntortérmico


Rectificador

Red AC

F 1

F 2

T 1

T 4

T 2

T 3

C a r g a

Protección de un Grupo de Dispositivos

Rectificador

Red AC

F 3

T 1

T 4

T 2

T 3

F 4

F 1 F 2

C a r g a

Protección Individual de los Dis ositivos

PROTECCIÓN CONTRA DERIVADA MÁXIMA DE INTENSIDAD

Amortiguadord did

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES

LS

I A

dIA /dt=VR /LS

I A

tatb




Ron

Don

Lon

Amortiguador de encendido

En el encendido del SCR o GTO será:

Lon

on

A V Lt

I ⋅=

∂

∂ 1

I A

Limitación de la Derivada Máxima de la Corriente en un Dispositivo


L S

I A

t

t V AK

V R

dI A /dt=V R /L S

V P

t

t V AK

V R

t a t b

Sobretensión

Cargaalmacenada

a ) b) c)

Sobretensión Producida al Cortar un Circuito Inductivo.:a) Circuito, b) Conmutación con un Dispositivo Ideal, c) Conmutación con un

Dispositivo Real

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES.USO DE REDES RC

I A

ta

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. DESCONEXIÓN DE LA RED

Red AC Transformador AmortidS1




Amortiguadorde apagado

R

L S

C

t

t

I A V AK

V P V R

t a

t b=0

Uso de un Circuito Amortiguador en la Conmutación de un Dispositivo


Red AC Transformador Amorti-guador

Lm R

C

V o

S 1

V AC

C o n v e r t i d o r

d e P o t e n c i a

a) Circuito Equivalente antes de la Desconexión de la Red

CircuitoResonante

Lm R

C

V o

b) Circuito Equivalente tras la Desconexión de la Red

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. DESCONEXIÓN DE LA CARGA

Amorti- guador

Convertidor

de Potencia I L

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES. SVS

SVS : Silicon Surge Voltage Supressor:

Hace el efecto de dos diodos Zener conectados en antiparalelo, entrando enconducción si se supera la tensión

Límite protegiendo los dispositivos




R

C

V S

de Potencia

C a r g a

I

L S

S 2

V o

a) Carga Conectada

CircuitoResonante

L S

R

C

V S

C a r g a

b) Desconexión de la Carga


Límite, protegiendo los dispositivoscontra sobretensiones.

Estructura, símbolo de circuito y fotografía de SVS

Se conectarán en paralelo con el dispositivo o equipo que deba ser protegido, así para proteger a un SCR, se elegirá un SVS de forma que teniendo en cuenta lastolerancias de fabricación del SVS para la corriente máxima prevista por el SVS no se alcance la tensión V DRM o V RRM del SCR.

Tensiones y corrientes al conectar un SVS en paralelo con un SCR.

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES.OTROS DISPOSITIVOS: Diodos de Selenio y MOVs

Además de los SVS , se utilizan Diodos de Selenio y MOV (Metal Óxido Varistor):

Los Diodos de Selenio son Diodos Zener, y por tanto protegen en un solosentido. Son bastante antiguos y con poca capacidad de disipación de energía.

PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES COMPARACIÓN ENTRE SVS Y MOV




sentido. Son bastante antiguos y con poca capacidad de disipación de energía.

Los MOV son resistencias no lineales dependientes de la tensión, de forma que atensiones por debajo del umbral presentan una resistividad muy elevada, pero alsuperar su umbral tienen una resistividad mucho mas baja comportándose deforma parecida a los SVS (como dos diodos Zener en antiserie). Son dispositivosformados por un aglomerado de microgránulos de óxido de Zinc, y pequeñascantidades de otros óxidos metálicos (Bismuto, Cobalto, Manganeso...). Estosgránulos forman uniones p-n en sus bordes, de forma que el conjunto es un numero

elevado de uniones p-n en serie.

Estos dispositivos pueden conectarse en serie o en paralelo si es necesario.

Comparación entre estos dispositivos:

V. DC I. Pico P. Pico E. Pico Vp/Vnom(V) (A) (kW) (Julios) -

SVS 400-3.200 135-50 65-192 3.5-10 <1.2MOV 60-1400 350 200 20 1.7

Diodo de Selenio 35-700 30 15 1.5 2.3Carburo de Silicio 6- 2000 4000 400 3.2Cápsulas de Arcos 90- 1700 3.4 0.34 8.2


PROTECCIÓN CONTRA SOBRETENSIONES

Dispositivoa Proteger

R SVS óMOV




C

MOV

Uso conjunto de varistores y redes RC para proteger a un dispositivo o equipo.

INTRODUCCIÓN

El SCR tiene una caída en conducción muy baja, pero necesita que el circuitode potencia anule su corriente anódica. ⇒ Esto ha reducido su empleo acircuitos de alterna (bloqueo natural con una conmutación por ciclo).

Desde los primeros años del SCR los fabricantes han intentado conseguir que



Tema 7. Tiristores de Apagado por Puerta. Transparencia 1 de 23

TEMA 7. TIRISTORES DE APAGADO POR PUERTA

7.1. INTRODUCCIÓN

7.2. ESTRUCTURA Y FUNCIONAMIENTO DEL GTO7.3. ESPECIFICACIONES DE PUERTA EN EL GTO7.4. CONMUTACIÓN DEL GTO

7.4.1. Encendido del GTO7.4.2. Apagado del GTO

7.5. MÁXIMA CORRIENTE ANÓDICA CONTROLABLE POR CORRIENTE DE PUERTA

7.6. OTROS DISPOSITIVOS DE APAGADO DESDE LA PUERTA.7.6.1. Tiristor Controlado por Puerta Integrada: IGCT.7.6.2. Tiristor Controlado por Puerta MOS: MCT

7.7. COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA.

7.8. ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA


Desde los primeros años del SCR los fabricantes han intentado conseguir quelos SCR pudiesen cortarse desde la puerta ⇒ A principios de los años 80aparecen los primeros GTOs.

Porqué no puede cortarse un SCR desde puerta?

CÁTODO (K)

PUERTA (G)

V GK <0

p

ÁNODO (A)

n+

Capa Anódica

Capa deBloqueo

Capa deControl

Capa Catódica

Unión de

Control

- - -+ + +

UniónAnódica

n-

n+

p+

UniónCatódica

Al aplicar una tensión negativa en la puerta (VGK <0), circula una corriente

saliente por la puerta. Aparece una focalización de la corriente anódo-cátodohacia el centro de la difusión n+ catódica debido a la tensión lateral. Estacorriente polariza directamente la zona central de la unión catódica,manteniendo al SCR en conducción.

ESTRUCTURA DEL GTO Cátodo

CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL GTO i A




n+ n+

n+ n+

p+ p+ p+

n-

p

Ánodo

Puerta Puerta Puerta

Sección de un GTO:

Las principales diferencias con el SCR son:

• Interconexión de capas de control (más delgada) y catódicas,minimizando distancia entre puerta y centro de regiones catódicas yaumentando el perímetro de las regiones de puerta.

• Ataque químico para acercar el contacto de puerta al centro de lasregiones catódicas.

• Regiones n+ que cortocircuitan regiones anódicas:• Acelerar el apagado• Tensión inversa de ruptura muy baja


Ánodo

Cátodo

Puerta

V AK

BV ≈20÷30 V

Ánodo

Cátodo

Puerta

Característica estática y símbolos de GTO’s

FUNCIONAMIENTO DEL GTO

A

I A = I E1

T 1

I B1

IC2

p1

A

J 1

A

n1

p1

n1 n1

J 1

J

FUNCIONAMIENTO DEL GTO

Para conseguir cortar el GTO, con una corriente soportable por la

puerta, debe ser βα

α αoff =+ −

2

1 2 1 lo mayor posible, para ello

debe ser: α2 ≈1 (lo mayor posible) y α1 ≈0 (lo menor posible).




K

G

I C1

I G I B2 I K = -I E2

T 2

I C2

n2

G

K

p2

J 2

J 3

K

G p2

n2

p2

J 2

J 3

J 2

Al cebarlo por corriente entrante de puerta, tenemos exactamente el mismoproceso que en el SCR normal.

Para bloquearlo, será necesario sacar los transistores de saturación aplicandouna corriente de puerta negativa:

I B2=α1 I A-I G - ; I C2= - I B1 = (1-α1 ) I A

La no saturación de T2 ⇒ I

B2< I

C2/ β

2 dónde β

2= α

2/(1-α

2 )

sustituyendo las ecuaciones anteriores en la desigualdad obtenemos:

( ) ( ) ( )

( ) ( )

2

2112

2

21

2

222

11

;111

α

ααα

α

αα

α

α

AG A B

AC

B

I I I I

I I

I

⋅−⋅−<−⋅=

⋅−⋅−

=−⋅

<

−

luego: I I

G

A

off

− >β ,

dónde β off es la ganancia de corriente en elmomento del corte y vendrá expresada por:

121

2

−+=

αα

αβoff


⇒ α2 ≈1 implica que la base de T2 (capa de control) sea estrecha ypoco dopada y que su emisor (capa catódica) esté muy dopado.Estas condiciones son las normales en los SCR .

⇒ α1 ≈0 implica que la base de T1 (capa de bloqueo) sea ancha ytenga una vida media de los huecos muy corta. La primeracondición es normal en SCRs de alta tensión, la segunda no,

porque ocasiona un aumento de las pérdidas en conducción.Para conseguir una buena ganancia βoff será necesario asumirunas pérdidas en conducción algo mayores.Los cortocircuitos anódicos evitan estas pérdidas extras, al quitarcorriente de base a T1 disminuyendo su ganancia sin tener quedisminuir la vida media.Respecto a la velocidad de corte de T1, si la vida media de loshuecos es larga, el transistor se vuelve muy lento, ya que solopueden eliminarse por recombinación al no poder difundirse

hacia las capas p circundantes por estar llenas de huecos. Loscortocircuitos anódicos aceleran la conmutación de T1 al poderextraerlos (a costa de no soportar tensión inversa).

ESPECIFICACIONES DE PUERTA DEL GTO

I G GTO Conduciendo GTO Bloqueado

CIRCUITO DE EXCITACIÓN DE PUERTA DEL GTO




I GON

t

dI G / dt I GM

I -GM

Formas de Onda de la Corriente de Puerta

a) Para entrar en conducción, se necesita una subida rápida y valor IGMsuficientes para poner en conducción todo el cristal. Si sólo entra enconducción una parte y circula toda la corriente, se puede dañar. Nóteseque si sólo entra en conducción una parte bajará la tensión ánodo-cátodo y el resto de celdillas que forman el cristal no podrán entrar enconducción.

b) Cuando se ha establecido la conducción se deja una corriente IGON demantenimiento para asegurar que no se corta espontáneamente. (Tienemenos ganancia que el SCR).

c) Para cortar el GTO se aplica una corriente I G - =I A / βoff muy grande, ya

que βoff es del orden de 5 a 10.

d) Esta corriente negativa se extingue al cortarse el SCR, pero debemantenerse una tensión negativa en la puerta para evitar que pudieraentrar en conducción esporádicamente.


Se necesita una fuente de tensión con toma media.

CONMUTACIÓN DEL GTO

D f I o

Carga + DLC +

AMORTIGUADOR DE ENCENDIDO: Limita la velocidad de subida de lacorriente anódica en el encendido,

evitando que I A alcance valores muyaltos cuando aún no puede circular por t d l i t l ( d í bi h

CONMUTACIÓN DEL GTO. ENCENDIDO PORCORRIENTE POSITIVA DE PUERTA

∂ I G / ∂t, Limitada por lasinductancias parásitas




Lσ

L S

D S

C S

Don

Lon

Lon

Turn-onsnubber

Turn-off snubber

Inductancia parásita de las

conexiones

-

GTO

todo el cristal (podría subir muchodebido a la recuperación inversa de D f )

AMORTIGUADOR DE APAGADO: Limita la velocidad de subida de latensión anódica en el apagado,evitando que al subir V AK las

corrientes por las capacidades de lasuniones lo ceben de nuevo

Circuito para el Estudio de la Conmutación del GTO:

Al no poder hacerlo funcionar sin estos componentes auxiliares, vamos aestudiar la conmutación del GTO sobre este circuito completo.


I G

I A

V AK

t

t

t

I GM I GON

t d

I Amax : Limitada por el amortiguador de encendido

I A : Sin amortiguador de encendido

Formas de Onda en el Encendido del GTO

CONMUTACIÓN DEL GTO. APAGADO PORCORRIENTE NEGATIVA DE PUERTA

I G

t

I GON

MÁXIMA CORRIENTE ANÓDICA CONTROLABLE POR CORRIENTE DE PUERTA EN UN GTO

+

Cátodo




I A

V AK

t

t

t s t cola

Resonancia de C s y Lσ (Pérdidas)

Formas de Onda en el Apagado del GTO


n+ Puerta Puerta Puerta

Focalización de la I A debido al potenciallateral⇒ Aumentode la resistividad

n+

n-

p

⇒ Al aplicar una corriente negativa por la puerta, se produce un campolateral, que provoca que la corriente anódica se concentre en los puntos mas

alejados de las metalizaciones de puerta.

⇒ Esto hace que aumente la resistividad de la capa de control.

⇒ Para que circule la corriente I G requerida, se necesita más tensión.

⇒ Si sube I A se necesita aún más tensión -V GK .

⇒ Se podrá subir -VGK hasta la tensión de ruptura de la unión Puerta-Cátodo.

⇒ Esta ruptura definirá la máxima corriente controlable desde la puerta

TIRISTOR CONTROLADO POR PUERTA INTEGRADA: IGCT

FUNCIONAMIENTO DEL IGCT




GTO y Diodo de la misma tensión de ruptura. Para integrarlos en la mismaoblea, hay que hacer el diodo más ancho ⇒ Más pérdidas

IGCT y Diodo de la misma tensión de ruptura. Se integran sin problemas.

Se suprimen los cortocircuitos anódicos, se sustituyen por una capaanódica “transparente” a los electrones (emisor del transistor pnp muypoco eficaz ⇒ α1 muy pequeña. Esto permite hacer un dispositivo PT ⇒

más estrecho con menores pérdidas en conducción. Se mejora el diseño de la puerta (muy baja inductancia) ⇒ 4.000 Amp/µs

(con una tensión Puerta-Cátodo de sólo 20V). Apagado muy rápido ⇒

menores pérdidas en conmutación.


En el IGCT, se consigue transferir TODA la corriente catódica a la puertarápidamente, de forma que la unión catódica queda casi instantáneamentepolarizada inversamente y el apagado del SCR queda reducido al corte deltransistor npn ⇒ No es necesario un amortiguador de apagado.

La ganancia de puerta será 1 ya que toda la corriente anódica se transfiere a lapuerta.

ZONA DE OPERACIÓN SEGURA DEL IGCT MODULO CON UN IGCT




Ejemplo de zona de operación Segura de un IGCT.

(Análoga a la de un BJT)


4.500V, 3.600Amp. Diámetro Oblea: 120 mm

TIRISTOR CONTROLADO POR PUERTA MOS: MCT

A

G G

Conductor

A

COMPARACIÓN ENTRE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA




K

S off

K

G G

a) b)

off-FET on-FET

Doff

S off

S on

Don

p

Doff n+

n+

p+ S on p

n

p-

n+

(a) Sección Transversal del p-MCT. (b) Circuito Equivalente

G

A

K

Símbolos del MCT: a) p-MCT b)

G

A

K

Estructura formada por un SCR y dos transistores MOS (uno paraencenderlo y otro para apagarlo) ⇒ Estructura compleja, con muchosrequerimientos contradictorios.

Comenzaron las investigaciones en 1992, en la actualidad se hanabandonado al no poder alcanzar potencias elevadas y no ser competitivocon el MOS en bajas potencias (frecuencia menor y mayor complejidad defabricación⇒ mayor costo).


Comparación de la caída de tensión en conducción.

MOS IGBT SCR GTO

Fácil decontrolar

Velocidad Bajo coste

(V<150V) Salida lineal

Área de silicio/kVA

Fácil decontrolar

No “Snubber”


Tensiones ycorrientesmuy altas

Muy altatensión


Altocoste/kVA

(V>300V)

Caída enconducción

f max 50kHz

No se apagadesde la puerta

Circuito depuerta

Pérdidas enConmutación “Snubbers”

COMPARACIÓN ENTRE DISPOSITIVOS DE POTENCIA ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: COOL-MOS




Evolución de la máxima potencia controlable con GTO e IGBT . (Fuente ABB)

GTO

V MAX (kV)

1 2 3 4 5 6 7 1

2

3

4

5

6

7 I MAX (kA)

20

3 110 5

100 50

log(f)(kHz)

IGBT

MOS

Máximas tensiones, corrientes y frecuencias alcanzables con transistores MOS , IGBT y GTO


Consiguen que la resistencia en conducción crezca casi linealmente conla tensión de ruptura del dispositivo en vez de crecer con una potencia2.6. Esto los hace interesantes para tensiones altas (600 a 1500Voltios).

Existen comercialmente (Infineon).

ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: IEGT

Injection Enhanced Gate Thyristor: IEGT

La razón por la que la caída enconducción de un SCR o GTO esmenor que en el IGBT radica enla doble inyección de portadores( á

ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: HiGT

Fuente Puerta

SiO

Sección de unaceldilla elemental

Fuente Puerta

SiO





(desde el cátodo y desde elánodo).

En el IGBT la inyección desde lafuente es muy limitada.

En el IEGT, se consigue que lacapa de fuente tenga unaeficiencia muy alta (optimizando

los perfiles de los dopados)

La caída en conducción puede ser comparable a la del GTO para losdispositivos existentes de 4.500V y 1.500Amp.

En investigación (Toshiba) Existen variantes (HiGT Hitachi)


Drenador

óxido de puerta

p p

n−

n+

SiO2

(sustrato)

canal

n+n

+ n+

n+

p+ (oblea)

Región de arrastre del Drenador

Capa de Almacenamiento

Capa de Inyección

Drenador

óxido de puerta

p p

n−

n+

SiO2

(sustrato)

canal

n+n

+ n+

n+

p+

(oblea)

Región de arrastre del Drenador

Capa de Almacenamiento

Capa de Inyección

a) IGBT b)HiGT (Hitachi)

El efecto es parecido al obtenido en el IEGT.

ULTIMAS TENDENCIAS EN LA FABRICACIÓN DE LOS DISPOSITIVOS DE POTENCIA: COMPARACIÓN

ENTRE LOS DISPOSITIVOS NUEVOS Y LOS CONSOLIDADOS




Comparación de la caída en conducción de dispositivos nuevos yconsolidados

TEMA 6. TRANSISTOR BIPOLAR DE PUERTA

AISLADA (IGBT)

Ó

INTRODUCCIÓN

óxido de puerta

p p

Fuente Puerta

SiO 2

(sustrato)

canal

1019 cm-3n+ n+ n+ n+

1016 cm-3

Sección de una celdilla elemental



Tema 6. IGBT Transparencia 1 de 20

6.1. INTRODUCCIÓN 6.2. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN Y CURVA

CARACTERÍSTICA I-V 6.3. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT

6.3.1. Estado de Bloqueo

6.3.2. Estado de Conducción6.4. EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP)6.4.1. Efecto del Latch up6.4.2. Métodos para Evitar el Efecto del Latch up

6.5. CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN 6.5.1. Encendido6.5.2. Apagado

6.6. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA6.7. CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT


Drenador

n-

( )

(oblea)

i D

L

W D R D

1014÷15 cm-3

1019 cm-3

i D

n+

Transistor D-MOS

En un Transistor MOS para conseguir altas tensiones ( BV DSS ):

• Para un dopado N d , la máxima tensión de ruptura es: D

DSS N

BV 17103.1 ⋅

≈

• La zona de deplexión tiene un espesor: )(1015

cm BV W DSS D ⋅⋅≈−

• La resistividad específica es: )(10327.25.27

cm BV A R DSS D ⋅Ω⋅⋅≈⋅

÷−

Gráficamente:

l o g (Ω c m

2 )

BV DSS

INTRODUCCIÓN

óxido de puerta

p p

Fuente Puerta

SiO 2

(sustrato)

canal

1019 cm-3n+ n+ n+ n+

1016 cm-3


TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN

• Aparece en década de los 80• Entrada como MOS, Salida como BJT• Velocidad intermedia (MOS-BJT)• Tensiones y corrientes mucho mayores que MOS (1700V-400Amp)• Geometría y dopados análogos a MOS (con una capa n- mas ancha y

menos dopada)




Drenador

n-

(oblea)

i D

L

W D R D

1014÷15 cm-3

1019 cm-3

i D

n+

Transistor D-MOS

En un Transistor MOS para conseguir tensiones ( BV DSS ) elevadas, R D tendrá unvalor elevado al ser N D necesariamente bajo y el espesor W D grande.

La caída en conducción será: i D⋅ RON Donde RON será la suma de lasresistividades de las zonas atravesadas por la corriente de drenador (incluyendo

la de canal).Si la BV DSS del dispositivo es mayor que 200 o 300 Voltios La resistencia de lacapa n- ( R D) es mucho mayor que la del canal.

a) MOS de alta tensión b) MOS de baja tensión

i D

V DS

1/RON

i D

V DS


• Soporta tensiones inversas (no diodo en antiparalelo). No el PT• Tiristor parásito no deseado• Existen versiones canal n y canal p

Drenador

óxido de puerta

pp

n-

Fuente Puerta

SiO2

(sustrato)

Capa de almacenamiento

i D

L

canal

S

ó l o e n P T - I G B T

W D R D

n+ n+ n+ n+

i D

n+

p+ Oblea Capa de inyección

Región de arrastredel Drenador

T r a n s i s t o r n - M O S


Transistor IGBT

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. TRANSISTOR EN TRINCHERA (TRENCHED)

S G S

n+n+

SiO2 G

n+ n+

TRANSISTOR IGBT. CURVA CARACTERISTICA Y SIMBOLOS

I D

V GS Saturación

Avalancha




n-epitaxial

n+-epitaxial

Canal

p p

p+-sustrato

p

Transistores IGBT de potencia modernos: “Transistores en Trinchera”

Microfotografía de una secciónde la puerta de un transistor

IGBT tipo Trenched


V DS Corte

Avalancha

Corte

V RRM , Muybajo si es unPT-IGBT

V DSon, Menor sies un PT-IGBT

BV DSS

Curva Característica Estática de un Transistor IGBT de Canal n

G V CE

V GE

i C

C

E

D

G

V DS

V GS

i D

S

a) b)

Representación Simbólica del Transistor IGBT . a) Como BJT ,b) Como MOSFET

FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT El comportamiento cortado es análogo al MOS cortado. En conducción será:

G

S

+ +

FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR IGBT

G

S

n+ n+

Rarrastre




n+

D

n+ n+

p+

p

n

-

Rarrastre

Rdispersión

Sección Vertical de un IGBT. Caminos de Circulación de la Corriente en Estadode Conducción


n+

D

p+

p

n-

Sección Vertical de un IGBT. Transistores MOSFET y BJT Internos a laEstructura del IGBT

G

S

D Rarrastre

V arrastre

I D Rcanal

J 1

Circuito Equivalente aproximado del IGBT .


G

D Rarrastre

V arrastre

I D Rcanal

J 1

I C ≈0.1 I D


G

S

n+ n+




S

Circuito Equivalente aproximado del IGBT .

Comparación V DS(on) MOS-IGBT para la misma BV DSS

V DS(on)=V J1+ I D Rcanal +I D Rarrastre

V j1=0.7 ÷1Volt. Rcanal =Rcanal (MOS) Rarrastre (IGBT) << Rarrastre (MOS)

Debido a la inyección de huecos desde p+

Esta resistencia es menor aún si es PT-IGBT , ya que para soportar lamisma tensión puede ser casi la mitad de ancha.(además en los PT-IGBT la tensión V J1 es menor al estar másdopadas las capas que forman la unión)

• La caída total es menor en el IGBT para tensiones a partir de 600V. (1.6Vpara 1.200 Voltios)

• En el mercado existen IGBTs de 600, 1.200, 1.700, 2.200 y 3.300 Voltios• Hay anunciados IGBTs de 6.500 Voltios


n+

D

p+

p

n-

Rdispersión

Sección Vertical de un IGBT. Transistores MOSFET y BJT Internos a laEstructura del IGBT

G

D

S

Resistencia dedispersión del

sustrato

J 1

J 2

J 3

Circuito Equivalente del IGBT que Contempla el Tiristor Parásito

EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP)

D

J 1

J

• Si V J3>V γ el transistor npn entra enconducción y activa el SCR.

⇒Pérdida de control desde puerta=latch-up estático (I D>I Dmax ).

EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP). Métodos para

Evitar el Efecto del Latch up

S

G

S




G

S

J 2

J 3

V J3<V γ

• Si se corta muy rápido, el MOS esmucho más rápido que el BJT yaumenta la fracción de la corrienteque circula por el colector del p-BJT ,esto aumenta momentáneamente V J3,haciendo conducir el SCR.

≡latch-up dinámico.

Debe evitarse porque se pierde el controldel dispositivo desde la puerta

Entrada en conducción del SCR parásito

Métodos para evitar el Latch-up en IGBT’s:

A) El usuario:A.1) Limitar I D máxima al valor recomendado por el fabricante.A.2) Limitar la variación de V GS máxima al valor recomendado por el

fabricante (ralentizando el apagado del dispositivo).B) El fabricante: En general intentará disminuir la resistencia de dispersión

de sustrato del dispositivo:B.1) Hacer L lo menor posibleB.2) Construir el sustrato como dos regiones de diferente dopadoB.3) Eliminar una de las regiones de fuente en las celdillas.


n+ n+

p+ ,1019

n-

n+

p+

D

p,1016 p,

1016

Técnica para evitar el Latchup en los Transistores IGBT's. Modificación delDopado y Profundidad del Sustrato

EFECTO DE CEBADO DEL TIRISTOR PARÁSITO INTERNO DEL IGBT (LATCH UP) . Métodos para

Evitar el Efecto del Latch up

S

G

CARACTERÍSTICAS DE CONMUTACIÓN El encendido es análogo al del MOS, en el apagado destaca la corriente de “cola”:

V GS (t)

V T

-V GG




D

p+ n+

n+

p+

n-

p

Técnicas para evitar el Latchup en los Transistores IGBT's. Estructura debypass de la Corriente de Huecos

• Es un procedimiento muy eficaz.• Disminuye la transconductancia del dispositivo.


i D(t)

V DS (t)

t d(off)

V D

t fi1 t fi2t rv

Corrientede cola

Formas de Onda Características de la Tensión y Corriente en el Apagado de unTransistor IGBT conmutando una carga inductiva (no comienza a bajar I d hasta

que no sube completamente V d )

La corriente de cola se debe a la conmutación más lenta del BJT , debido a la cargaalmacenada en su base (huecos en la región n-).

• Provoca pérdidas importantes (corriente relativamente alta y tensión muyelevada) y limita la frecuencia de funcionamiento.

• La corriente de cola, al estar compuesta por huecos que circulan por la

resistencia de dispersión, es la causa del “latch up” dinámico.• Se puede acelerar la conmutación del BJT disminuyendo la vida media de los

huecos en dicha capa (creando centros de recombinación). Tiene elinconveniente de producir más pérdidas en conducción. ⇒ Es necesario uncompromiso.

• En los PT-IGBT la capa n+ se puede construir con una vida media corta y la n-

con una vida media larga, así el exceso de huecos en n- se difunde hacia la capan+ dónde se recombinan (efecto sumidero), disminuyendo más rápido lacorriente.

ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA

i D

10-5s

10-4 s DC

10-6 s

CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT

• I Dmax Limitada por efecto Latch-up.• V GSmax Limitada por el espesor del óxido de silicio.• Se diseña para que cuando V GS = V GSmax la corriente de cortocircuito sea entre

4 a 10 veces la nominal (zona activa con V DS =V max ) y pueda soportarla duranteunos 5 a 10 µs. y pueda actuar una protección electrónica cortando desde




V DS

a)

10 s

i D

V DS

1000V/ µs

2000V/ µs

3000V/ µs

b)Área de Operación Segura SOA de un Transistor IGBT . a) SOA directamente

Polarizada ( FBSOA) b) SOA Inversamente Polarizada ( RBSOA)

• I Dmax , es la máxima corriente que no provoca latch up.• V DSmax , es la tensión de ruptura de la unión B-C del transistor bipolar.• Limitado térmicamente para corriente continua y pulsos duraderos.• La RBSOA se limita por la ∂V DS / ∂t en el momento del corte para evitar el

latch-up dinámico


puerta.• V DSmax es la tensión de ruptura del transistor pnp. Como α es muy baja, será

V DSmax =BV CB0 Existen en el mercado IGBT s con valores de 600, 1.200, 1.700,2.100 y 3.300 voltios. (anunciados de 6.5 kV).

• La temperatura máxima de la unión suele ser de 150ºC (con SiC se esperanvalores mayores)

• Existen en el mercado IGBT s encapsulados que soportan hasta 400 o 600 Amp.• La tensión V DS apenas varía con la temperatura ⇒ Se pueden conectar en

paralelo fácilmente⇒ Se pueden conseguir grandes corrientes con facilidad,p.ej. 1.200 o 1.600 Amperios.

En la actualidad es el dispositivo mas usado para potencias entre varios kW y unpar de MW, trabajando a frecuencias desde 5 kHz a 40kHz.


I D creciente

V DS T j constante


G

DC gd

C




V GS a)

b)

I D

V DS

T j =125ºC

T j =25ºC

∂V DS / ∂ t>0

∂V DS / ∂ t<0

Análogo al transistor

MOS

Análogo al transistor BJT

∂V DS / ∂ t=0

a) Efecto de V GS y la corriente de drenador sobre la caída en conducción(Pérdidas en conducción). ⇒ Uso de V GS máximo (normalmente=15V).

b) Efecto de la corriente de drenador sobre la derivada de la caída en

conducción respecto a la temperatura.• Derivadas positivas permiten conexión en paralelo.• Para funcionamiento de dispositivos aislados es preferible una derivada

negativa, ya que al subir la corriente, sube la temperatura disminuyendo lacaída de potencial (suben menos las pérdidas).

• En los PT-IGBT , la corriente nominal suele quedar por debajo del límite(siempre derivadas negativas) en los NPT-IGBT , se suele trabajar en zona dederivada positiva.


G

S

C gs

C ds

Las capacidades que aparecen en los catálogos suelen ser:• C re o C miller : es la C gd .

• C i , Capacidad de entrada: es la capacidad suma de C gd y C gs. (Medidamanteniendo V DS a tensión constante).

• C o, Capacidad de salida: es la capacidad suma de C gd y C ds. (Medidamanteniendo V GS a tensión constante).

V DS (V)100 V 10 V 1 V 0.1 V

C re

C o

C i

102 pF

103 pF

105 pF

104 pF Efecto de la tensión V DS sobrelas capacidades medidas en untransistor IGBT.

Puede observarse que cuandoestá cortado son muchomenores que cuando estáconduciendo

CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT CARACTERÍSTICAS Y VALORES LÍMITE DEL IGBT




Módulo Semipuente 1200V, 400Amp


Módulo con 7 IGBT’s encapsulados.1200V, 75Amp105x45x18mm

TEMA 5. EL TIRISTOR5.1. INTRODUCCIÓN

5.1.1. Estructura Básica.

INTRODUCCIÓN. Estructura Básica del SCR

Puerta

Ánodo

Puerta

Cátodo

V AK V AK >0 V AK <0



Tema 5. SCR Transparencia 1 de 15

5.1.1. Estructura Básica.5.1.2. Característica Estática

5.2. FUNCIONAMIENTO DEL SCR.5.2.1. Polarización Inversa5.2.2. Polarización Directa

5.2.3. Mecanismo de Cebado5.2.4. Mecanismo de Bloqueo.

5.3. RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU CIRCUITO EXTERNO

5.4. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS 5.4.1. Encendido del SCR5.4.2. Bloqueo Dinámico del SCR

5.5. FORMAS DE PROVOCAR EL DISPARO DEL SCR5.6. TRIAC 5.6.1. Constitución y Funcionamiento5.6.2. Característica Estática


Símbolo y circuitos equivalentes del Tiristor SCR

CÁTODO (K)

n+

PUERTA (G)

n+

p

n-

p+

ÁNODO (A)

n+

BJT

1019 ,10µ

1017 imp/cm3 ,

30÷100µ

1013÷5⋅1014 ,

50÷1000µ

1017 ÷1019 ,

30÷50µ Capa Anódica

Capa de Bloqueo

Capa de Control

Capa

CatódicaUnión Catódica

Unión de Control

Unión Anódica

Sección Longitudinal de un SCR

INTRODUCCIÓN. Estructura Básica del SCR

+ + + +

Puerta Cátodo

INTRODUCCIÓN. Característica Estática del SCR

I A

I G =0 I G2 > I G1

Conducción




n+

n-

p

Ánodo

p+

n+ n+

n+ n+

Sección de un SCR para potencias muy elevadas


V AK V B0

I H

I B0 V RWM

V H V B02 V B01 < <

BloqueoDirecto

BloqueoInverso

Ruptura

Característica Estática del SCR

FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Polarización Inversa

Ánodo RC

A

p+

RC

V CC

UniónInversamente

Polarizada

n-

FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Polarización Directa

A

G

K

V AK

RC

V CC +

A

RC

p+

n-




Puerta

Cátodo

V AK V CC

+

V CC

n+

G

K

p

RG

V GG

SCR polarizado Inversamente


V CC

G

K

C

n+

p

RG

V GG e

- e

- e

-

h+

h+

V CC Unión

InversamentePolarizada

SCR polarizado Directamente

FUNCIONAMIENTO DEL SCR. Mecanismo deCebado

A

G

I A = I E1

I C1

T 1

T2

I B1

I C2

G

p1

A

p2

J 1

J 2

G

A

n1

p1

p2

n1

p2

n1

J 2

J 1

J 2

RELACIÓN DEL BLOQUEO DEL SCR CON SU CIRCUITO EXTERNO

V S

I AV AK

R




K

G

I G I B2 I K = -I E2

T 2

n2

G

K

p2

J 3

K

n2

p2

J 3

a) SCR Simplificado b) SCR como dos Transistores c) Circuito Equivalente

Para el transistor pnp: I I I C E CO1 1 1 1= − ⋅ −α (a)

Y para el transistor npn: I I I C E CO2 2 2 2= − ⋅ +α (b)

Como: I I I I K E A G= − = +2 (c)

I I A E = 1 (d)

Sustituyendo (c) y (d) en (a) y (b) respectivamente, se obtiene: 111 CO AC I I I −⋅−= α (e)

222 )( COG AC I I I I ++⋅= α (f)

Teniendo en cuenta que la suma de corrientes en T 1 es cero, se obtiene: I I I A C C + =1 2 (g)

Y, sustituyendo I C 1 e I C 2 en (g) por sus valores dados por sus respectivasexpresiones (e) y (f), se obtiene:

I I I I I I A A CO A G CO− − = + +α α 1 1 2 2( ) (h)

Finalmente, se despeja I A en (h) y se obtiene:

I I I I

A

G CO CO=+ +

− −

α

α α

1 1 2

1 21


t

t

I H

V AKon

Circuito Simple de SCR con Bloqueo Estático. Frecuencias Bajas


L1

VS

T 1





L2

V S

T 2

I L

Circuito Rectificador con Bloqueo Dinámico


Formas de Onda del Circuito con Blo ueo Dinámico

CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS

I G

t

I A1

0.9I F

0 1IF

FORMAS DE PROVOCAR EL DISPARO DEL SCR

1. Corriente de Puerta.

2. Elevada tensión Ánodo-Cátodo (V AK >V DWM ). Ruptura

3. Aplicación de tensión Ánodo-Cátodo positiva antes de que el procesode bloqueo haya terminado (t<t q)

4 Elevada derivada de la tensión Ánodo Cátodo




t rr

t r

t 0.25I rr

I rr

0.1I F

t d

t ps

maxdt

dV F <

t d >t q

V AK1

t

Curvas de Tensión y Corriente del SCR durante la Conmutación


4. Elevada derivada de la tensión Ánodo-CátodoLos fabricantes definen un valor máximo

t

V AK

V FRM

max

AK

dt dV

Uso de redes RC (Snubbers)

5. Temperatura elevadaNormalmente no ocurre, aunque si se produce una combinación devarias causas, podría provocarse la entrada en conducción

6. Radiación luminosaSólo se ocurre en los dispositivos especialmente construidos parafuncionar de esta forma (LASCR)

TRIAC. Constitución y Funcionamiento

Puerta

Ánodo

Ánodo / T1

Puerta

Cátodo / T2

V AK

TRIAC. Característica Estática i T

V BD




Cátodo

Combinación de dos SCR para formar un TRIAC. Símbolo del TRIAC

N 4

N 3 N 2

P 1

N 1

T 1

T 2

G

P 2

J 1

J 2

Estructura Interna del TRIAC


V T 1T 2 V BD

Característica Estática del TRIAC

G

T 2

i G

vG

Característica de Puerta de un TRIAC

Características generales del TRIAC:• Estructura compleja (6 capas).• Baja velocidad y poca potencia.• Uso como interruptor estático.

RESUMEN DE LAS CARACTERISTICAS DEL SCR

Características mas destacadas del SCR:

• Estructura de cuatro capas p-n alternadas.

• Directamente polarizado tiene dos estados: cebado y bloqueado.Inversamente polarizado estará bloqueado.




• Dispositivo capaz de soportar las potencias más elevadas. Únicodispositivo capaz de soportar I>4000Amp. (Von≈2÷4Volt.) yV>7000Volt.

• Control del encendido por corriente de puerta (pulso). No es posibleapagarlo desde la puerta (sí GTO tema 7). El circuito de potencia debebajar la corriente anódica por debajo de la de mantenimiento.

• Frecuencia máxima de funcionamiento baja, ya que se sacrifica lavelocidad (vida media de los portadores larga) para conseguir una caídaen conducción lo menor posible. Su funcionamiento se centra enaplicaciones a frecuencia de red.

• La derivada de la corriente anódica respecto al tiempo en el momentodel cebado debe limitarse para dar tiempo a la expansión del plasma entodo el cristal evitando la focalización de la corriente.

• La derivada de la tensión ánodo cátodo al reaplicar tensión positiva debelimitarse para evitar que vuelva cebarse. También se debe esperar untiempo mínimo para reaplicar tensión positiva.

TEMA 4. TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE POTENCIA

INTRODUCCIÓN. Transistor de Efecto de Campo de Señal

Fuente(S)

Puerta(G)

Drenador (D)

Contactometálico



Tema 4. MOS. Transparencia 1 de 18

4.1. INTRODUCCIÓN 4.1.1. Transistor de Efecto de Campo de Señal

4.2. TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN 4.2.1. Transistor VMOS 4.2.2. Transistor D-MOS 4.2.3. Transistor Trenched-MOS 4.2.4. Evolución del Transistor MOS

4.3. FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR DE EFECTO DE CAMPO DE POTENCIA

4.4. DIODO EN ANTIPARALELO

4.4.1. Conmutación en una Rama de un Puente4.5. CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS, DINÁMICAS

Y TÉRMICAS 4.6. ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA


SiO2

Sustrato p

Sustrato B

SiO2 SiO2

Canal inducido nn+ n+

Transistor de Señal MOSFET de Enriquecimiento, Canal n

INTRODUCCIÓN. Transistor de Efecto de Campo de Señal

G V DS

i D

D

i D

RupturaOhmica

Saturación

V GS

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor VMOS (Siliconix-1976)

G

n+ n+

e-e-

S S




V GS S

b) Curva Característica

V BV

V BD

V DS Corte

a) Símbolo

Transistor MOS Canal N de Enriquecimiento

Zonas de funcionamiento del transistor MOS:

Zona de corte, V GS <V T , i D≅0 ; el transistor se considera un interruptor abierto. Zona de saturación, V GS - V T <V DS , i D≅constante (independiente de V DS ):

( )2

2 T GS D V V L

W k

i −⋅

⋅= , el límite de esta zona con la siguiente, se obtiene al

sustituir V GS - V T =V DS , en la fórmula anterior, es decir: ( )2

2 DS D V

L

W k i ⋅

⋅= ,

(=parábola) Zona óhmica, V GS - V T >V DS , ( )

−⋅−⋅

⋅=

2

2

DS DS T GS D

V V V V

L

W k i , en esta

zona el transistor se considera un interruptor cerrado, con una resistencia (para

valores muy pequeños de V DS ):

( )T GS

ON DS

V V L

W k

R

−

⋅

=1

)( .

Zona de ruptura, V DS > V BD.


D

p p

Canal

n

n+

Primeros transistores MOS de potencia: Transistor en V. Derivó

rápidamente a U-MOS.

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor DMOS

óxido de puerta

Fuente Puerta

SiO2


TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Transistor Trenched-MOS

S S G

p p

n+n+

SiO2 G

n+n+

p




Drenador

óxido de puerta

(sustrato)

(oblea)

L

canal

n+ n+ n+ n+

n+

n-

p p

i D i D

1019 cm-3

1016 cm-3

1014 …

1015 cm-3

1019 cm-3

Sección de un Transistor DMOS de Enriquecimiento Canal n


D

n-epitaxial

n+-oblea

Canal

Transistores MOS de potencia modernos: “Transistores con

Trinchera”

TECNOLOGÍAS DE FABRICACIÓN. Evolución del Transistor MOS

FUNCIONAMIENTO DEL TRANSISTOR D-MOS

V GS1

n+

límite de la zonade deplexión

átomos aceptoresionizados

electrones libres




Evolución en el tiempo de las generaciones de transistores MOS a partir

de DMOS hasta los transistores con trinchera.


n-

p

a) Para valores bajos de V GS y V DS

b) Para valores bajos de V DS (V GS2 > V GS1 , V GS2 < V T )

n-

V GS2

n+ límite de la zonade deplexión

p


límite de la zona

de inversión

V GS3

n+


V GS 3

n+

límite de la zonade inversión




c) Para valores bajos de V DS (V GS3 > V GS2, V GS3 > V T )

n-

límite de la zonade deplexión p

d) Para valores mayores de V DS (V GS4 > V T )

límite de la zona

de inversión

n-

V GS4

n+

límite de la zonade deplexión p


n−

límite de la zonade deplexión

p

e) Para valores mayores de V DS (V GS3 > V GS2, V GS3 > V T )

DIODO EN ANTIPARALELO

n+

p

S G

B

E

DIODO EN ANTIPARALELO. Conmutación en una Rama de un Puente

I L

I Diodo

Carga inductiva

D1

T 1

V DD




n- C

S

D

C

B E

G

Transistor Bipolar asociado al Transistor MOS


I Drenador

Carga inductiva

D2 T 2

V DD

El transistor MOS con el Diodo en Antiparalelo Conmutando una Carga

Inductiva en una rama de un Puente.



D A

D B




La velocidad de subida o bajada de la tensión V GS se controla fácilmente

con el valor de la resistencia de la fuente de excitación de puerta.


Diodos Rápidos Añadidos al Transistor

Efecto de las Capacidades Parásitas en la Tensión de Puerta

Transistor MOS

Carga

C GS

RG

V G =0V

C GD

C DS Cambio de

tensión debido a

la conmutación de

otro dispositivo

G

DV com

Efecto de las Capacidades Parásitas en la Tensión de Puerta

R G = 2 0Ω




GS

⇓

Transistor cortado

S

Efecto de la conmutación de otros dispositivos sobre la tensión de puerta

con distintos valores de RG .

El efecto de la conmutación de otros dispositivos puede provocar

variaciones importantes en la tensión de puerta debido al acoplamiento

capacitivo C GD –C GS . Esto tiene como consecuencias no deseadas:

a) Se supere la tensión máxima que el óxido puede soportar.

b) Haciendo que el transistor (que estaba cortado) conduzca.

Si se produce un flanco de subida, ese flanco se transmitirá a la puerta, con

lo que si se supera la tensión umbral, el MOS entra en conducción.

Esto tiene el efecto de que baje la tensión V DS con lo que el efecto se

compensa, cortándose de nuevo el transistor a costa de sufrir grandes

pérdidas por la corriente que circula durante el transitorio.

Si se produce un flanco de bajada, ese flanco se transmitirá igualmente a la

puerta, permaneciendo el transistor cortado, pero con peligro de superar la

tensión máxima del óxido.

En ambos casos es determinante el valor de la resistencia equivalente de la

fuente que excita a la puerta ( RG ) cuanto menor sea esta resistencia menosse notará este efecto.

Se debe tener especial cuidado con las conexiones en el circuito de puerta,

porque cualquier inductancia parásita presente dará una impedancia

equivalente muy alta ante cambios bruscos.


ο V G S

◊ I D

ο V D S

◊ V c o m

R G = 2 0 0 0Ω

R G = 2 0 0Ω

Efecto de la conmutación de otros dispositivos sobre la tensión de puerta

con distintos valores de RG .

CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS, DINÁMICAS Y TÉRMICAS

V i =10V

V DD =100V

C GS V GS V 1

Ro =50Ω

R D =10Ω

i D

S

D

G

) Ci it E l d

ÁREA DE OPERACIÓN SEGURA

ID=5A

IDM=10A

100ms

10ms

1ms

0.1ms

10µs

SOA

(DC)a r a o n d a s c u a d r a d a s c o n D = 1 % Límite

debido

a R DS




a) Circuito Empleado

0t

V 1 10V

0t

V GS

Umbral deconducción

Umbral decorte

10V

0t

i D

9.85 A 90%

10%

t

V DS

100V

1.5V

t

0

0

P=i DV DS

t r t f

Velocidades de subida ybajada reguladas por RG

b) Formas de Onda Resultantes

Características Dinámicas del Transistor MOSFET


BVDSS=500V V DS 10V

0.1A

DCLímite de

potencia a

Tc=25ºC

T , p a

Zona de Operación Segura (SOA) en un MOSFET de Potencia

(i D y V DS en escala logarítmica)

SOA

(DC)

Límite de

potencia a

Tc=25ºC

Avalancha

secundaria

del BJT

BVDSS o BVCE V DS

ID

IC

ID es función delárea del transistor

IC depende de βmin

Comparación entre las

Zonas de OperaciónSegura de dos transistores

MOSFET y BJT de

Potencia construidos para

las mismas tensiones

máximas y de secciones

análogas.

Nótese que los límites de corrientes y

tensiones de dispositivos de mayores

potencias que pueden encontrarse en el

mercado son aproximadamente:

1000V 1500V

100A

1000A

SOA

MOS

SOA

BJT

TEMA 3. TRANSISTOR BIPOLAR DE POTENCIA

3.1. INTRODUCCIÓN

3.2. CONSTITUCIÓN DEL BJT

INTRODUCCIÓN. Características Generales del BJT

El interés actual del Transistor Bipolar de Potencia ( BJT ) es muy limitado, ya

que existen dispositivos de potencia con características muy superiores.

Le dedicamos un tema porque es necesario conocer sus limitaciones para poder

comprender el funcionamiento y limitaciones de otros dispositivos de gran

importancia en la actualidad.

1/R d

IC(A)Ruptura Secundaria

Cuasi-SaturaciónSaturación

C



Tema 3. Transistor Bipolar de Potencia. Transparencia 1 de 17

3.2. CONSTITUCIÓN DEL BJT

3.3. FUNCIONAMIENTO DEL BJT

3.3.1. Zona Activa

3.3.2. Zona de Cuasi-Saturación

3.3.3. Zona de Saturación

3.3.4. Ganancia

3.4. TRANSISTOR DARLINGTON

3.5. EL TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN

3.6. EXCITACIÓN DEL BJT

3.7. CONSIDERACIONES TÉRMICAS

3.8. AVALANCHA SECUNDARIA

3.9. ZONA DE OPERACIÓN SEGURA (SOA)


V CE (V)

I C (A)Ruptura Primaria

0 BV SUS BV CE0 BV C B0

I C

I E

B

E

I B

Corte

Activa

Característica de salida ( I C frente a V CE ) del transistor NPN de potencia, para

distintas corrientes de base, I B5>I B4 >...I B1 y Esquema del BJT de tipo NPN .

Valores máximos de V CE :

BV CB0>BV CE0>BV SUS

BV SUS : Continua.

BV CE0 : Para I B=0 BV CB0 : Para I E =0

Definición de Corte:

de I C = -α I E +I C0 ; -I E =I C +I B ;

se deduce:0

1

1

1C BC

I I I ⋅−

+⋅−

=α α

α

Posibles definiciones de corte:

a) 00

101

10C C C B

I I I I ⋅≈⋅−

=⇒=α

b) 00

C C E I I I =⇒=

Por tanto se considera el transistor cortado

cuando se aplica una tensión V BE

ligeramente negativa ⇒ I B = -I C = -I C0

CONSTITUCIÓN DEL BJT

B

E

B

C

n+

n+

p


1019 cm-3 n+

p 1016 -3

W E =10µm

B B E

W =5 20 m




C

Transistor Tipo Meseta (en desuso)

• La anchura de la base y su dopado serán lo menores posibles para conseguir

una ganancia lo mayor posible (baja recombinación de los electrones queatraviesan la base).

• Para conseguir BV elevada, se necesita una anchura de base grande y un

dopado pequeño.

El problema surge cuando el dopado es pequeño, pues para alojar la zona

de deplexión la base debe ser muy ancha, bajando la ganancia. Es por

tanto necesario encontrar unos valores intermedios de compromiso.

Este compromiso implica que los BJT de potencia tienen una ganancia

típica de corriente entre 5 y 10. (muy baja).


p

n-

n+

1014

cm-3

1019 cm-3

1016 cm 3

C

W B=5÷20µm

Zona de

expansión50÷200µm

W C =250µm

Sección Vertical de un Transistor Bipolar de Potencia Típico

Ventajas de la estructura vertical:

• Maximiza el área atravesada por la

corriente:

• Minimiza resistividad de las capas

• Minimiza pérdidas en conducción

• Minimiza la resistencia térmica.

En la práctica, los transistores

bipolares de potencia no se

construyen como se ve en esta

figura, sino que se construyen en

forma de pequeñas celdillas como

la representada, conectadas en

paralelo.

Los dispositivos de potencia que estudiaremos en este curso se construyen

empleando una estructura vertical y en forma de pequeñas celdillas en paralelo.


p

Base Emisor

n+ n+ n+ n+

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Zona Activa

c t i v a

Carga(Exceso de

l t

n+ B

E C p n- n+

V cc

R V bb




n+

n-

Colector

Sección Vertical de un Transistor Bipolar de Potencia Multiemisor de Tipo

NPN

Ventajas de la estructura multiemisor:

• Reduce la focalización de la corriente debida al potencial de la base causante

de la avalancha secundaria.

• Reduce el valor de R B (disminuye pérdidas y aumenta la frecuencia f T ).


A c electrones

en la Base)

UniónColector-Base(inversamente polarizada)

Zona Activa:

V CE Elevada

Distribución de la carga almacenada en la base de un transistor bipolar de

potencia típico en activa.

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Zona de Cuasi-Saturación

ó n

n+

B

E C p n- n+

V cc

R V bb

Carga(Exceso de

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Zona de Saturación

ó n

V cc

R V bb

n+

B

E C p n- n+

Carga en

exceso




Base Virtual

C u a s i -

S a

t u r a c i ó

(electronesen la Base)


potencia típico, en Cuasi-Saturación.

Cuasi-Saturación:

En activa al subir I B, I C ↑ ⇒ V CE ↓ (=V CC - I C R ).Simultáneamente: V jCB↓ (=V CE - I C Rd ). Donde Rd es la resistencia de la capa

de expansión.

El límite de la zona activa se alcanza cuando: V jCB=0 (V CE = I C Rd ).Si V jCB>0 (Unión directamente polarizada):

Habrá inyección de huecos desde p a n-(Recombinación con electrones

procedentes del emisor en n-) ⇒ Desplaz. a la derecha de la unión efectiva:

• Rd Disminuye

• Aumento del ancho efectivo de la base.

• β Disminuye


S a

t u r a c i ó

Q2

Q1

Base Virtual


potencia típico, en saturación.

FUNCIONAMIENTO DEL BJT. Ganancia

log(β)

βmin garantizada

por el fabricante

βmax

V CE-Saturación

TRANSISTOR DARLINGTON

p SiO2

Base Emisor

I bT B I b

T A

I eT A

n+ n+

T - T




log( I C )≈ I Cmax /10 I Cmax

Variación de β en Función de I C


Colector

I cT A n

I cT B

n+

Base

Colector

Emisor

D1

T A

D2

T B

β=β Bβ A+β B+β A

Estructura de un Par Darlington Monolítico

Montaje Darlington para Grandes Corrientes.

EL TRANSISTOR EN CONMUTACIÓN

Base

Colector

Z L

I B

I C

V cc

V CE

Interruptor BJT conmutando una

Carga Inductiva


Base

Colector

Z L

I B

I C

V cc

V CE

Interruptor BJT conmutando una

Carga Inductiva




V BE

t

t

I B −dI

dt

B

I Boff

I C

I Bon

t=0

V BE

V CE

t s t rv1 t rv2 t fi

I L

Proceso de conmutación: Corte


V BE

t

t

I B

I Boff

I C

I Bon

t=0

V BE

V CE

t don

t fv1 t fv2 t ri

Proceso de conmutación: Saturación


5

6

4

1

2

3

I C

Potencia disipadamuy baja

Potencia

disipada

muy alta

EXCITACIÓN DEL BJT

BJT de potencia

Amplificador

Fotoacoplador

Señal digital

de control

V CC

Acoplamiento

C bλ

Aislamiento galvánico

entre circuitos de

control y potencia




V CE

1, 2, 3, 4, 5 y 6: instantes de tiempoTrayectorias en el plano I C -V CE durante la conmutación

t

t

I B −dI

dt B

I Boff

I C

I Bon

t=0

V BE

V CE

t s t rv1 t rv2 t fi

I L

1 2 3 4

5 6

t

t

I B

I Boff

I C

I Bon

t=0

V BE

V CE

t don t fv1 t fv2 t ri

1 4 5 6


-V CC

Tierra de

potenciaTierra digital

Circuito Típico de Excitación de Base para BJT s de Potencia

CONSIDERACIONES TÉRMICAS

t f t r

t

t

V cc

90%

10%

V BE

V control

t d t s

V cc

V CE

VBE

I B I C

RC

V CE

I C

V BE

Las pérdidas en corte

suelen despreciarse al ser

la corriente muy baja.

Las pérdidas en

conducción pueden ser

aproximadas por:

T VIP ON

CE ⋅⋅=

AVALANCHA SECUNDARIA

n+

p p

B B E B B E

- -

Caída de tensión Caída de tensiónConcentración

de corriente

+ +

n+

e-

+ + - -

e- e- e- e- e-




T=1/f

t

t

BE

P d T V I P CEsat con

Las pérdidas en conmutación pueden estimarse suponiendo que la corriente y la

tensión siguen una línea recta durante la conmutación:

dW V I dt V I dt V I dt V R I t

t I

t

t dt r CE c BE B CE c cc c cmax

r

cmax

r

= ⋅ ⋅ + ⋅ ⋅ ≅ ⋅ ⋅ = − ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅( )

R I V V c cmax cc CEsat ⋅ = − ≅V cc ( )0 Saturacion ≅CE V ⇒dW V I t

t

t

t dt r cc cmax

r r

= ⋅ ⋅ − ⋅ ⋅( )1

W V I t

t

t

t dt V I t r cc cmax

r r

cc cmax r

t r

= ⋅ ⋅ − ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ ⋅∫ ( )11

60 ;

análogamente se hace para W f : W W W V I t t com r f cc cmax r f = + = ⋅ ⋅ ⋅ +1

6( ) ;

La potencia media disipada en el período T será por tanto:

)(6

1max f r ccc

comcom

t t f I V T

W P +⋅⋅⋅⋅==


n n

C C a) b)

Concentración o Focalización de Corriente en un BJT . a) En la Conmutación a

Saturación ( I B >0) y b) en la Conmutación a Corte ( I B <0)

ZONA DE OPERACIÓN SEGURA

I C

I CM

dc f 1

f 2

Límite

térmico

Avalancha

Secundaria

f 3




V CE βV CE0

a) FBSOA ( f 1 <f 2 <f 3 )

V BEoff =0

V BEoff <0

I C

I CM

V CE V CE0 βV CB0

b) RBSOA (Trancisiones de menos de 1 µs)

Zonas de Operación Segura del Transistor Bipolar

TEMA 2. DIODO DE POTENCIA.

2.1. INTRODUCCIÓN.

2.1.1. Física de semiconductores.

2.1.2. Unión p-n.

2.2. ESTRUCTURA BÁSICA. CARACTERÍSTICA ESTÁTICA.

2 3 POLARIZACIÓN INVERSA

INTRODUCCIÓN. Física de Semiconductores

Concentración Intrínseca:

kT

qE

i

GeT An

03

0

2 −⋅⋅=

Para T=300ºK, ni =1.5 1010 elect./cm3

ni



Tema 2. Diodo de Potencia. Transparencia 1 de 14

2.3. POLARIZACIÓN INVERSA.

2.3.1.

Técnicas para elevar la tensión V RRM

2.3.1.1. Biselado

2.3.1.2. Anillos de guarda

2.3.2. Características de Catalogo

2.4. POLARIZACIÓN DIRECTA.2.5. CARACTERÍSTICAS DINÁMICAS.

2.6. PÉRDIDAS EN LOS DISPOSITIVOS.

2.7. DIODO SCHOTTKY DE POTENCIA.


Concentración de Portadores Minoritarios:

2

00 inn p = ; ad N n N p +=+ 00 Minoritarios Mayoritarios

En un cristal tipo p: Material nd

i

N

n p

2

0 ≈ d N n ≈0

a

i

N

nn

2

0≈ y a N p ≈0

Material pa

i

N

nn

2

0≈ a N p ≈0

Recombinación de Portadores Minoritarios:

τ

δ δ n

dt

nd =

)(

El valor de τ es muy importante paraconocer la velocidad de conmutación de undispositivo bipolar y sus pérdidas enconducción.

τ sube con la Temperatura y con lasconcentraciones de portadores muy altas(δn>nb≈1017, Recombinación de Auger).Control de centros de recombinación:

a) Impurezas de orob) Radiación con electrones (varios MeV)

Tiempo (s)

INTRODUCCIÓN. Unión p-n

La anchura de la capa de deplexión es:( )

D A

D Ac

N qN

N N W

+Φ=

ε 20

Donde cΦ es el potencial de contacto de la

unión p-n:

=Φ

2ln

i

D Ac n

N N q

kT

Gráficamente:

p n

N A N D

Ron D

W A h d l

ESTRUCTURA BÁSICA. CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL DIODO DE TRES CAPAS

Diámetro=60÷150mm

E s p e s o r =

0 . 3

1 m m

Tamaños aproximados de un diodo típico de alta tensión y alta corriente

Ánodo




W 0

El campo eléctrico máximo quesoporta el Silicio es teóricamente300.000 V/cm, pero debido aimpurezas e imperfecciones de laestructura cristalina, en la prácticaes de 200.000 V/cm.

W 0 : Anchura de la zona de deplexión

V BD

1/Ron

i D

V γ v D

1/Ron

V γ

V BD

Fuertemente DopadoLigeramente dopadoDiodo Ideal

Efecto de la concentración de impurezas en la tensión inversa y en la caída enconducción


p+

n-

n+

10µm N A=1019imp/cm3

d RD

N D=1014 imp/cm3

250µm

N D=1019imp/cm3

Ánodo

Cátodo

d RD : Es función de la tensión inversa a soportar

A : Área de la sección perpendicular al plano del dibujo, esfunción de la corriente máxima

Sección de un diodo de potencia típico mostrando su estructura de tres capas.

ESTRUCTURA BÁSICA. CARACTERÍSTICA ESTÁTICA DEL DIODO DE TRES CAPAS

La estructura de tres capas permite:

a) En polarización inversa: la unión formada por las capas p+n- al estar pocodopada soporta una tensión muy elevada.

b) En polarización directa: la circulación de electrones desde la capa n+

inunda de electrones la capa n- con lo que desde el punto de vista de lacaída en conducción es equivalente a un diodo muy dopado.

i D

POLARIZACIÓN INVERSA.

Area = Potencial Externo Aplicado =-∫Edx

Area = Extensión de la zona de deplexión

Area = Conexión metálica (ánodo y cátodo)

p+

-

E

p+

E




V BD

1/Ron

V γ ≅ 1V v D

Curva característica estática del diodo de potencia.

Tipo de DiodoMáxima

tensión deruptura

Máximacorriente Caída enconducción

Velocidadde

conmutaciónAplicaciones

Rectificadoresde alta tensión

30kV ~500mA ~10V ~100nSCircuitos dealta tensión

Propósitogeneral

~5kV ~10kA 0.7 - 2.5 V ~25µSRectificadores

50 HzRápidos

(fast recovery)~3kV ~2kA 0.7 - 1.5 V <5µS

Circuitosconmutados

Diodos

Schottky ~100V ~300A 0.2 - 0.9 V ~30nS

Rectificadores

de BT y AF

Diodos Zenerde potencia

~300 V(funciona

enruptura)

~75 W - -Referencias y

fijación detensiones

Principales características de los diodos de potencia


x

n

E max

x

n-

n+

E max

a) Diodo sin perforar b) Diodo perforadoLímites de la zona de deplexión y distribución del campo eléctrico en diodos.

El valor E max es la máxima intensidad de campo eléctrico que puede soportar elsilicio y que ya se vio era unos 200.000 V/cm.

Si suponemos espesores de las capas de los dos diodos iguales, en el caso b(perforado), el área bajo la curva de la distribución del campo eléctrico es casi eldoble que en el caso a. Por tanto, la tensión inversa que se puede aplicar esprácticamente el doble. Esto es una ventaja muy importante, no solo en diodos,sino en casi todos los dispositivos de potencia que estudiaremos en este curso.

POLARIZACIÓN INVERSA. Técnicas para Mejorar V BD . Biselado

Región de deplexión

ÁNODO

SiO2 SiO2

p+

n−

n+

POLARIZACIÓN INVERSA. Técnicas para Mejorar V BD . Anillos de Guarda

SiO2

Difusión de Impurezas

Wdiff

R p+

n-

Wdep : Anchura de la

zona de deplexión

Experimentalmente se compruebaque no se produce acumulación delíneas de campo para R ≥6*Wdep

Para un diodo de 1000V, es aprox.Wdep=100µ, luego R=600µ.

Como Wdiff ≈R, el tiempo defabricación es excesivamente alto ypor tanto no resulta rentable.




CÁTODO

d a d b

V 1

V 2

( ) ( )

ba d V V

d V V 2121 −

>−

biselado de los bordes de un diodo de tres capas.

Ventajas del biselado:• Eliminación por ataque químico de zonas con posibles defectos en la

estructura cristalina (zona del corte mecánico).• Disminución de la intensidad del campo eléctrico en las zonas más

frágiles (superficie), al hacer d 2 >d 1 .


Unión pn. Proceso de difusión

n-

p+ p+

Anillo de

guarda a

potencial

flotante p+

n+

SiO2 SiO2

Unión p-n empleando anillos de guarda.

POLARIZACIÓN INVERSA. Características de Catalogo

Primer subíndiceSegundosubíndice

Tercer subíndice

T=Dir. Polarizado y conduce W=De trabajo M=Valor Máximo

D=Dir. Polarizado y no conduce R =Repetitivo (AV)=Valor Medio

R =Inversamente Polarizado S=No Repetitivo (RMS)=Valor Eficaz

F=Directamente Polarizado

POLARIZACIÓN DIRECTA

Características de catálogo en Polarización Directa:

• Corriente media nominal, I FW(AV) : Valor medio de la máxima corrientede pulsos senoidales que es capaz de soportar el dispositivo en formacontinuada con la cápsula mantenida a una determinada temperatura(típicamente 100º C).

• Corriente de pico repetitivo, I FRM : Corriente máxima que puede sersoportada cada 20ms con duración de pico 1ms.

• Corriente de pico único, IFSM : Corriente máxima que puede ser




Subíndices empleados por los fabricantes de semiconductores.

Características de Catálogo en Polarización Inversa:

• Tensión inversa de trabajo, V RWM : Máxima tensión inversa que puedesoportar de forma continuada sin peligro de avalancha.

• Tensión inversa de pico repetitivo, V RRM : Máxima tensión inversa quepuede soportar por tiempo indefinido si la duración del pico es inferior a1ms y su frecuencia de repetición inferior a 100 Hz.

• Tensión inversa de pico único, V RSM : Máxima tensión inversa que puede

soportar por una sola vez cada 10 ó más minutos si la duración del picoes inferior a 10 ms.• Tensión de ruptura, V BD : Valor de la tensión capaz de provocar la

avalancha aunque solo se aplique una vez por un tiempo superior a 10ms.


Corriente de pico único, I FSM : Corriente máxima que puede sersoportada por una sola vez cada 10 ó más minutos siempre que laduración del pico sea inferior a 10ms.


V ON

v D

V fr

1.1V ON

t r

t rr

i D

t 0.25I rr

I rr

I F

0.9I F

0.1I F

Qrr Carga Almacenada


El tiempo de recuperación inversa es el mayor de los dos tiempos deconmutación y el responsable de la mayor parte de las pérdidas de conmutación.

t

t rr

0.25I rr

I rr v D

i D

I F Qrr (Carga Almacenada)

t a t b

di D /dt La carga almacenada que seelimina por arrastre es:

∫ =rr t

f rr dt iQ 0

Aproximando el área bajo lacorriente a un triángulo será:

rr

rr rr rr

rr rr

I

Qt Q

t I 2

2≅⇒≅

La derivada de la corriente




t

t ON

V R

Encendido del diodo Apagado del diodo

Curvas de tensión y corriente del diodo durante la conmutación.

• Tensión directa, V ON . Caída de tensión del diodo en régimen permanente parala corriente nominal.

• Tensión de recuperación directa, V fr . Tensión máxima durante el encendido.

• Tiempo de recuperación directa, t ON . Tiempo para alcanzar el 110% de V ON .

• Tiempo de subida, t r . Tiempo en el que la corriente pasa del 10% al 90% de suvalor directo nominal. Suele estar controlado por el circuito externo(inductivo).

• Tiempo de recuperación inversa, t rr . Tiempo que durante el apagado del

diodo, tarda la intensidad en alcanzar su valor máximo (negativo) y retornarhasta un 25% de dicho valor máximo. (Tip. 10µs para los diodos normales y1µs para los diodos rápidos (corrientes muy altas).


t

V ON

V R

Pico de tensión

debido a Ldi D /dt L=bobina en serie

con D. (t b<<t a )

Pérdidas muyelevadas al ser la corriente yla tensión muy

altas

La derivada de la corrientedurante t a depende del circuitoexterno, y normalmente será:t a>> t b es decir: t a≅ t rr . Si seresuelve el circuito y se conoceel valor de la derivada de i D:

rr

rr

a

rr D

t I

t I

dt di

≅= se obtiene:

dt di

Q I Drr rr 2≅

El valor de Qrr puede obtenersedel catálogo del fabricante.

Curvas de tensión y corriente del diodo durantela conmutación a corte.

Los factores que influyen en el tiempo de recuperación inversa son:

• I F ; cuanto mayor sea, mayor será t rr . Esto se debe a que la carga almacenadaserá mayor.

• V R

; cuanto mayor sea, menor serát rr

. En este caso si la tensión inversa esmayor se necesita menos tiempo para evacuar los portadores almacenados.

• di F /dt ; cuanto mayor sea, menor será t rr . No obstante, el aumento de estapendiente aumentará el valor de la carga almacenada Q. Esto producirámayores pérdidas.

• T ; cuanto mayor sea la temperatura, aumentarán tanto Q como t rr .

PÉRDIDAS EN LOS DISPOSITIVOS

• Bloqueo: Se suelen despreciar.• En Conmutación. Son función de la frecuencia de trabajo. (Además de

las corrientes, tensiones y la forma como evolucionan).• En Conducción: Uso de catálogos:

P D P D θ

180º

θ=60º θ=120º θ=180º

DIODO SCHOTTKY DE POTENCIA

n-

p+ p+

n+

SiO2 SiO2

Zona de deplexión

ÁNODO

UniónRectificadora:Zona deplexiónmuy estrechasituada en lasoldadura: V BD muy baja




I AV T c 25ºC 125ºC

Curvas típicas suministradas por un fabricante para el cálculo de las pérdidas enconducción de un diodo

Las pérdidas aumentan con:

• La intensidad directa.• La pendiente de la intensidad.• La frecuencia de conmutación.• La tensión inversa aplicada.• La temperatura de la unión.


n

CÁTODO

Unión Óhmica:Efecto Túnel.

Diodo Schottky de potencia

V BD

1/RON

i D

V γ v D

1/RON

V γ

V BD

Diodo SchottkyDiodo Normal

Característica I-V de un diodo SchottkyUso en circuitos donde se precise:

• Alta velocidad• Bajas tensiones• Potencias bajas

Por ej. Fuentes de alimentación conmutadas.


Si t>t 1 en el circuito anterior resulta i(t 1 )<0 y el diodo debería conducir

una corriente negativa. A partir de ese instante, el circuito anterior no es

válido ya que el diodo se corta. El nuevo circuito equivalente es:

LCarga LR Diodo no

Conduce

i(t)


V E t = ⋅ ⋅senω = R i Ldi

dt ⋅ +

cuya solución para i(0) = 0 es:

( )

−⋅+⋅

+=

−

ϕ ω ϕ ω

t sene sen L R

E t i L

Rt

222)(




Rt E V ω sen=i(t)

Circuito equivalente en el segundo intervalo

Este circuito es válido hasta que la tensión de la fuente se hace positiva en t=2π / ω .A partir de este instante, vuelve a ser válido el circuito del intervalo 1.

⇒ El funcionamiento en régimen permanente es una sucesión de

intervalos en régimen transitorio.


Gráficamente:



DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de Armónicos

Es usual que en la resolución de un circuito de potencia se obtengan

expresiones muy complejas para las variables de interés, con términos

exponenciales y términos senoidales de distinta fase y frecuencia.

En la mayor parte de los casos nuestro interés se centrará exclusivamente enuna determinada componente de frecuencia de la señal (típicamente su valor

medio y su primer armónico) o en su valor eficaz (a efectos térmicos). En

muchos casos, incluso, el resto de las componentes serán indeseables,

debiéndose estimar su magnitud a efectos de diseño de filtros que eliminen su

presencia.

En general, dada una señal periódica, de periodo T, se definen los siguientes


Dado que es conveniente en muchos casos conocer las componentes armónicas

de una forma de onda, vamos a recordar en que consiste el desarrollo enserie de Fourier . Toda función periódica que cumple ciertas propiedades

puede ser descompuesta en una suma de senos y cosenos denominada

desarrollo en serie de Fourier de la función:

( ) ( )( )i t A

A k t B k t k k k

( ) cos sen= + ⋅ + ⋅=

∑0

0 012

ω ω

donde:

ω π

0

2=

T




g , p , p , g

parámetros que caracterizan la señal:

- Valor de pico )(t imax I p = , 0 ≤ ≤t T Pueden distinguirse dos valores de pico (positivo y negativo) para

considerar los casos de polarización directa e inversa.

- Valor Medio ∫ ⋅=T

m dt t iT

I 0

)(1

, También se le representa como I AV

Para el cálculo de la corriente media empleada para dimensionar un

dispositivo, se calcula el valor medio del valor absoluto de la señal.

- Valor eficaz ∫ =T

dt t iT

I 0

2)(

1, También se le representa como I RMS

- Factor de forma AV

RMS

m I

I

I

I f ==

- Factor de pico RMS

p

I

I

I

I f max==


0 T

( ) AT

i t k t dt k t

t T

= ⋅ ⋅+

∫ 20

0

0( ) cos ω , k = 0 1 2, , K

( ) BT

i t k t dt k t

t T

= ⋅ ⋅+

∫ 2

0

0

0( ) sen ω , k = 1 2 3, , K

El término

A0

2 es el valor medio de la función. Al término

( ) ( ) A k t B k t k k ⋅ + ⋅cos senω ω 0 0 se le denomina armónico de orden k . Al

armónico de orden 1 se le denomina también componente fundamental.

El módulo del armónico de orden k viene dado por: I A Bkp k k = +2 2

y su valor eficaz: I I

k

kp=

2Empleando esta nomenclatura, el desarrollo en serie de Fourier se puede

reescribir como:

( )i t I I k t m k k k

( ) sen= + ⋅ ⋅ −=

∑ 2 01

ω Φ


En determinados casos el desarrollo en serie de la función se puede simplificar:

para el caso en que la función sea par, f t f t ( ) ( )= − los términos en seno

desaparecen, por tanto Bk = 0 .

para el caso en que la función sea impar, f t f t ( ) ( )= − − los términos en

coseno desaparecen, por tanto Ak = 0 .

para el caso de función alternada, f t f t T ( ) ( )= − + 2 los armónicos de

orden par desaparecen, por tanto, A Bk k 2 2 0= = .

DESARROLLO EN SERIE. Potencia

La potencia media se define como:

P T

v t i t dt T

= ⋅ ⋅∫ 1

0( ) ( )

Si se sustituye i(t) por su desarrollo en serie de Fourier y la tensión por

( )2 0⋅ ⋅V t sen ω , (tensión rígida) y teniendo en cuenta que las integrales en

un período de un seno, o de los productos cruzados de senos y cosenos o

productos de razones trigonométricas de diferente frecuencia son nulas,

quedará:

( ) ( )P V I d V IT

∫1

2 2 Φ Φ




El valor eficaz de la señal vendrá dado por:

( ) ( ) I I

A B A B I I I m m= +

++

++ = + + +2 1

2

1

2

2

2

2

2

2

1

2

2

2

2 2L L (A)

Se define la distorsión del armónico k como la relación D I

I k

k =1

donde I k es el

valor eficaz del k -ésimo armónico.

Se define la distorsión total como: D I I I

D Dt = + + = + +2

2

3

2

1

2

2

3

2L L

Al parámetro Dt se le llama también THD (Distorsión Armónica Total).

De la definición anterior y de (A), se deduce: ( ) I I I Dm t = + ⋅ +2

1

2 21

De la misma forma, pueden definirse magnitudes análogas para las tensiones,con la salvedad de que en el caso de la red eléctrica los armónicos en tensión no

suelen ser significativos.


( ) ( ) P T

V t I t dt V I = ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅ − = ⋅ ⋅∫ 2 20 1 0 10 1 1

sen sen cosω ω Φ Φ

donde Φ1 es el ángulo de desfase entre v t ( ) y el primer armónico de )(t i .

⇒ los armónicos no contribuyen a la potencia media (real o activa).

La potencia aparente, se define como el producto de los valores eficaces de la

tensión y la corriente (cuyo valor como se ha visto depende de los armónicos

presentes).

S V I = ⋅

El factor de potencia ( PF ) se define como:

PF P

S

V I

V I

I

I

I

I DPF = =

⋅ ⋅

⋅= ⋅ = ⋅1 1 1

1

1coscos

ΦΦ

donde DPF es el factor de potencia debido al desfase, la ecuación anterior puede

reescribirse (para ondas cuyo valor medio sea cero, como es habitual en

sistemas de alimentación alterna):

PF D

DPF

t

=+

⋅1

1 2 ⇒la existencia de armónicos hace que

disminuya el factor de potencia

DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de valores eficaces

La expresión que permite calcular el valor eficaz de una

señal puede obligar a realizar complejos cálculos, por

lo que en algunos casos conviene simplificarla, de forma

que en un período, la señal se descompone en N intervalos de tiempo consecutivos, con tal de que nocoincidan en un instante dos o más con valor no nulo.

∫ =T

dt t i

T

I 0

2 )(1

En general, si se conocen los valores eficaces de

cada intervalo, puede aplicarse la fórmula:

Se puede hacer por ejemplo:

22

3

2

2

2

1 N I I I I I L+++=

DESARROLLO EN SERIE. Cálculo de valores eficaces

Algunas formas de onda usuales y sus valores eficaces son:

t

I p

T=τ

Onda completa senoidal:

2

p I I =

t

I p

τ

Onda senoidal recortada por nivel:

2

D I I

p= , conT

Dτ

=




i(t)

t

δ t

t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 t 8 t 9 t 10

Pulso a aproximar

Aproximación

I 1

I 2

I 4 I 5

I 6 I 7

I 8 I 3

I 10

I 9 t i =δ t

N=10

Si se aproxima por N intervalos

cuadrados de igual duración, elvalor eficaz es:

N

I I I I I N

22

3

2

2

2

1 ++++=

L

En general se podría hacer una aproximación como la siguiente:

t

i(t)

T=t 1+t 2+t 3+t 4

t 1 t 2 t 3 t 4

⇒

t

i 4 (t)

t 1 t 2 t 3 t 4

i 1(t)

i 3(t)

i 2(t)

En este caso son de utilidad las fórmulas siguientes:


T

2 T

t

I p

α

θ

Onda senoidal recortada por ángulo de fase:

( )( ) ( )( )π

π α

2

1cos1

2

D D sen D I I

p

−−+=

α

θ −= 1 D ; (α,θ en radianes)

t

I p

τ

T

Onda rectangular: D I I

p= conT

D τ =

I b

t

I a

τ

T

Onda trapezoidal:

( )322

abab I I I I D I ++= con

T D τ =

I p

t

T

Onda triangular:

3

D I I

p= conT

D τ =

FORMULACIÓN SISTEMÁTICA UTILIZANDOVARIABLES DE ESTADO

El comportamiento de cualquier sistema dinámico puede representarse por un

conjunto de ecuaciones diferenciales de la forma:

( ) ( ) ( ) ( )( )dxdt

f x t x t u t u t n m1

1 1 1= , , ,L L

( ) ( ) ( ) ( )( )dx

dt f x t x t u t u t n m

2

2 1 1= , , ,L L

M

( )dx




( ) ( ) ( ) ( )( )dx

dt

f x t x t u t u t n

n n m= 1 1, , ,L L

donde xi son las variables de estado del sistema y ui las entradas.

Cuando las funciones f i no dependen del tiempo, el sistema se denomina

invariante en el tiempo. Si f i son lineales, entonces el sistema se dice lineal. Un

sistema lineal e invariante en el tiempo, se denomina LTI. Para estos últimos:

x A x B u•

= ⋅ + ⋅ ; y C x D u= ⋅ + ⋅ ; donde A, B, C y D son matrices constantes

e y es el vector de salidas del sistema.

Los circuitos de potencia no son circuitos LTI , pero ya hemos visto que,

asumiendo sus componentes como dispositivos de conmutación ideales, su

análisis se reduce a una secuencia de circuitos LTI .

Para cada intervalo resulta un sistema de ecuaciones x A x B u•

= ⋅ + ⋅ ; y C x D u= ⋅ + ⋅ ; con un vector de entradas u(t) conocido y un valor inicial de

las variables de estado x(0) (estas últimas pueden no ser conocidas). La solución

del sistema es de la forma:

( ) x t e x e B u d

At A t t

( ) ( ) ( ))= ⋅ + ⋅ ⋅ ⋅−∫ 00

τ τ τ siendo e At una integral matricial.

Al no conocer los valores iniciales de los intervalos, normalmente será

necesario iterar.

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Curso Completo de Electronica de Potencia