ESTUDIO COMPARATIVO DE UN CONVERTIDOR CC …oa.upm.es/43168/1/TFG_ALVARO_GOMEZ_MENDEZ.pdf · nuevos, y su estudio presenta un gran atractivo de cara a las futuras fuentes de alimentación,

Trabajo fin de grado

ESTUDIO COMPARATIVO DE UN CONVERTIDOR CC-CC EN PUENTE

COMPLETO CON DISPOSITIVOS SEMICONDUCTORES BASADOS EN SILICIO Y

EN NITRURO DE GALIO

Álvaro Gómez Méndez

Julio 2016

Tutor académico: Javier Uceda Antolín

Tutor profesional: Jose María Molina

Agradecimientos

2 Escuela Técnica Superior de Ingenieros Industriales (UPM)

AGRADECIMIENTOS

A mis padres, por haber estado siempre ahí, por haberme apoyado en los momentos difíciles y felicitado en los fáciles.

A Chema, por haber sido mi tutor profesional, mi mentor y un modelo a seguir. Por contestar a mis incansables bombardeos de preguntas sobre electrónica, y haberme dado la oportunidad de desarrollar este proyecto.

A Javier Uceda, por haber ejercido como tutor académico en este TFG.

Al equipo SP, por haber hecho mi estancia ahí más agradable, amena y divertida.

A Virginia, porque sin su ayuda este TFG no habría quedado tan bonito.

A Rafael Asensi, por sus maravillosos esquemas sobre cómo montar un transformador y por enseñarme a usar la máquina de medida de inductancias.

A Miroslav, por echarme un cable cada vez que necesitaba ayuda por el CEI.

A Noemí, por dejarme la pistola de aire día tras día, sin la cual no habría podido terminar este proyecto.

A Vanessa, por haberme apoyado y animado a lo largo del desarrollo de este proyecto.

A mi gato, por alegrarme la vida.

Estudio de un convertidor CC-CC en puente completo con semiconductores basados en Si y Gan

Álvaro Gómez Méndez 3

RESUMEN El objetivo de este TFG es desarrollar 2 convertidores CC-CC en puente completo controlado con la técnica de desfase entre ramas o phase-shift, utilizando dispositivos de Silicio(Si) y de Nitruro de Galio(GaN). Los dispositivos de Silicio son muy comunes en las fuentes de alimentación auxiliares, mientras que los de Nitruro de Galio, son relativamente nuevos, y su estudio presenta un gran atractivo de cara a las futuras fuentes de alimentación, por sus características, que permiten aumentar la densidad de potencia de las mismas. En este trabajo, ambos convertidores serán controlados mediante la SpCard (herramienta de prototipado rápido), con el fin de comparar estas dos tecnologías. Este TFG pretende valorar las ventajas de emplear componentes de GaN en el diseño de convertidores continua-continua de baja potencia, además de valorar las dificultades añadidas en el diseño como consecuencia del aumento de la frecuencia de conmutación, especialmente empleando un sistema de prototipado rápido como la SpCard.

Para ello, en primer lugar se ha comenzado por un análisis de la topología en cuestión para comprender su funcionamiento con detalle. El convertidor de puente completo, ampliamente conocido como Full-Bridge, es un convertidor CC-CC con aislamiento galvánico, y está formado por un condensador de entrada, un puente inversor de transistores, un transformador de alta frecuencia para proporcionar dicho aislamiento galvánico, un puente rectificador de diodos y un filtro LC de salida, tal y como se representa en la figura 1. Su funcionamiento básico es el siguiente:

La corriente continua de entrada se transforma en alterna de onda cuadrada en el puente inversor ya que, cuando conducen los transistores M1 y M4 a la vez se aplica una tensión positiva al primario del transformador; negativa cuando conducen M2 y M3; y nula en el resto de los casos. En el transformador se le aplica la relación de transformación además de desacoplar galvánicamente primario de secundario. En el rectificador, la onda cuadrada negativa se hace positiva, resultando en una corriente positiva pulsada. Por último, esta corriente pulsada se transforma en continua (preferiblemente con poco rizado) en el filtro LC.

Figura 1. Topología del puente completo y sus partes

Resumen


Las pérdidas de este circuito se deben fundamentalmente a dos tipos: conducción y conmutación. Sin embargo, las pérdidas por conmutación se pueden reducir considerablemente si la tensión y la intensidad no conviven en en el momento en el que se produce una conmutación. Este fenómeno se denomina soft-swiching. Este circuito favorece su funcionamiento bajo soft-switching en el encendido de los interruptores, lo que se denomina ZVS (Zero Voltage Switching) o "conmutación a tensión nula", de forma natural bajo ciertas condiciones, debido a los elementos parásitos de los componentes que lo forman.

Para favorecer este fenómeno, mediante la técnica de phase-shift o desplazamiento de fase entre ramas, se introduce un pequeño retardo entre los disparos de una rama y la otra del puente inversor, siendo los disparos de una misma rama complementarios.

Una vez aclarados estos conceptos, se procede al diseño de dos convertidores: uno con transistores de Si (MOSFETs) a 200 KHz, y otro con transistores de GaN (eGaN FETs) a 1 MHz. Ambos funcionan con una tensión de 12 V de entrada, 5 V de salida y una potencia máxima de 30 W.

En primer lugar, se calculan las inductancias y capacidades del filtro de salida para ambos convertidores, así como la relación de transformación del transformador. A continuación, se diseña el circuito de control (circuito de drivers) de los transistores eGaN FETs, circuito que no será necesario para los MOSFETs, pues estos se controlarán directamente desde la SpCard (se usan los drivers de la SpCard). El siguiente paso consiste en añadir un circuito de medida de la tensión de salida y la corriente entre el condensador de entrada y el puente inversor, que posibilite la realimentación a la SpCard, habilitando la posibilidad del cierre del lazo de control en un futuro.

Una vez desarrollado el esquemático, se diseña un transformador para 1MHz y otro para 200KHz mediante el software Pexprt; se adquieren los núcleos correspondientes y se montan en el CEI (UPM), haciendo dos secundarios unidos con toma media para cada transformador.

Dado que el diseño de un puente completo es muy sensible a los parámetros del transformador, se procede a realizar medidas de los mismos en un analizador de impedancias en el CEI.

El siguiente paso consiste en realizar simulaciones de ambos diseños para comprobar que todo funciona de forma correcta antes de continuar con el desarrollo de estos. En caso de no obtener resultados deseables, se daría un paso atrás hasta obtener un diseño cuya simulación sea válida.

A continuación se seleccionan los componentes para ambos circuitos y se procederá al diseño de la PCB de eGaN FETs mediante el software Altium. Es necesario conocer de antemano los componentes que se van a utilizar para diseñar las huellas de estos componentes en el circuito impreso. Se distribuyen los componentes a lo largo del espacio definido para la PCB, tal y como se indica en la ilustración 108 y se realizan las conexiones correspondientes teniendo especial cuidado en mantener el aislamiento galvánico. La PCB del convertidor de MOSFETs se deriva a partir de la de eGaN FETs, suprimiendo varias partes y cambiando otras. Tras su fabricación y montaje se obtienen los modelos mostrados en la figura 2, con sus respectivos componentes.



Figura 2. Full-Bridge MOSFETs (Izquierda) y Full-Bridge eGaN FETs (derecha)

Además se realiza un cálculo de pérdidas para ambos circuitos en el transformador, transistores y diodos, obteniéndose unos rendimientos teóricos muy similares en torno al 78% a plena carga.

La siguiente fase corresponde a las pruebas experimentales y se comienza comprobando el funcionamiento del convertidor con MOSFETs, obteniendo como resultado un convertidor bastante robusto, el cual soporta de manera adecuada las condiciones de carga nominales sin llegar a temperaturas demasiado elevadas. Así, es posible obtener las formas de onda más características del convertidor y comprobar el funcionamiento del circuito bajo ZVS, fijando el valor mínimo del tiempo muerto entre los disparos de los MOSFETs, para que se satisfagan las condiciones de ZVS hasta para un mínimo de un 10% de la carga nominal. Además se realiza la curva de rendimiento-carga obteniéndose un máximo de 84,4% para 3W de carga. Este máximo se obtiene a muy baja carga en lugar de en condiciones de carga nominal, por lo que es aconsejable la aplicación de algunas técnicas con el fin de desplazar este máximo hacia regiones de más carga, para acercarlo a condiciones nominales.

En cuanto al convertidor con eGaN FETs, tras grandes dificultades a la hora de soldar estos transistores y drivers debido a sus encapsulados, finalmente se consigue su montaje final, al que se le somete a pruebas, obteniéndose, con ayuda de un circuito snubber, formas de onda a 1 MHz a tensión nominal y comprobándose su comportamiento bajo ZVS. Sin embargo, no se han podido completar todas las pruebas a 1 MHz, ya que al aumentar la carga, los eGaN FETs terminan sufriendo daños. Hay que tener en cuenta que a esta frecuencia, las resonancias causadas por la interacción entre elementos capacitivos e inductivos son mucho más grandes, lo que producirá mayores oscilaciones.

Resumen


Figura 3. Tensión en el primario, corriente en el primario y tensión de salida, en el Full-Bridge GaN en condiciones de tensión nominal (Vi=12V y Vo=5V) y f = 1 MHz

De aquí se extraen las siguientes conclusiones:

El volumen formado por transistores, bobina y transformador es considerablemente inferior (10 veces inferior) en el convertidor de eGaN FETs que en el convertidor con MOSFETs, para la misma potencia, lo que aumenta bastante la densidad de potencia en el caso del convertidor con eGaN FETs.

El coste de desarrollo utilizando tecnología GaN es bastante superior que con la tecnología tradicional de Si. En un primer lugar, los componentes aún son más caros; y en segundo lugar, el diseño y desarrollo de convertidores con esta nueva tecnología requiere el uso de métodos más avanzados y caros de soldadura debido a su encapsulado.

Respecto al tiempo de desarrollo, el convertidor de tecnología GaN, requiere de más tiempo para que los desarrolladores se familiaricen a trabajar con dispositivos tan pequeños y a tan elevada frecuencia. Asimismo, como se ha comentado anteriormente, para la soldadura de estos encapsulados (GaN) se requieren herramientas modernas, cuya falta de disponibilidad han aumentado el tiempo de desarrollo, y hecho del montaje y reparación del convertidor una tediosa tarea.



ÍNDICE

AGRADECIMIENTOS ........................................................................................................... 2

RESUMEN ............................................................................................................................ 3

1. INTRODUCCIÓN .............................................................................................................. 9

1.1 FUENTES CONMUTADAS ............................................................................................. 9

1.2 FULL-BRIDGE ................................................................................................................11

1.3 ALCANCE DEL TFG ......................................................................................................13

2. OBJETIVOS .....................................................................................................................14

3. METODOLOGÍA ..............................................................................................................15

4. ESTADO DEL ARTE ........................................................................................................16

4.1 CONVERTIDORES CC-CC ............................................................................................16

4.1.1 SIN AISLAMIENTO GALVÁNICO ................................................................................17

4.1.1.1 BUCK .......................................................................................................................17

4.1.1.2 BOOST .....................................................................................................................19

4.1.1.3 BUCK-BOOST ..........................................................................................................20

4.1.2 CON AISLAMIENTO GALVÁNICO ..............................................................................21

4.1.2.2 FORWARD ...............................................................................................................23

4.1.2.3 PUSH-PULL .............................................................................................................24

4.1.2.4 HALF-BRIDGE .........................................................................................................26

4.1.2.5 FULL-BRIDGE ..........................................................................................................27

4.1.2.5.1 SOFT-SWITCHING ...............................................................................................29

4.1.2.5.2 TÉCNICA PHASE-SHIFT ......................................................................................32

4.2 INTERRUPTORES DE ELECTRÓNICA DE POTENCIA ................................................34

4.2.1 MOSFETS ...................................................................................................................35

4.2.2 eGaN FETS .................................................................................................................36

5. ANÁLISIS DEL FULL-BRIDGE........................................................................................40

6. DISEÑO DEL FULL-BRIDGE ..........................................................................................50

6.1 DISEÑO DEL ESQUEMÁTICO.......................................................................................51

6.1.1 CÁLCULO DE PARÁMETROS ....................................................................................51

6.1.2 DISEÑO DEL CIRCUITO DE POTENCIA ....................................................................53

6.1.2 ELECCIÓN DE TRANSISTORES ................................................................................54

6.1.3 CIRCUITO DE DRIVERS ............................................................................................55

6.1.4 CIRCUITO DE ALIMENTACIÓN DEL CONTROL ........................................................57

6.1.5 DISEÑO DEL CIRCUITO DE MEDIDA ........................................................................58

Índice


6.1.6 AISLAMIENTO GALVÁNICO .......................................................................................60

6.2 DISEÑO TRANSFORMADOR ........................................................................................60

6.2.1 TRANSFORMADOR CIRCUITO MOSFETS ...............................................................61

6.2.2 TRANSFORMADOR CIRCUITO GAN FETS ...............................................................72

6.3 SIMULACIONES ............................................................................................................82

6.3.1 SIMULACIONES CIRCUITO MOSFETs ......................................................................82

6.3.1 SIMULACIONES CIRCUITO eGaN FETs ....................................................................86

6.4 SELECCIÓN DE COMPONENTES ................................................................................90

6.5 DISEÑO PCB .................................................................................................................92

6.5.1 POSICIÓN DE COMPONENTES ................................................................................92

6.5.2 PISTAS, VÍAS Y PLANOS ...........................................................................................93

6.5.3 MODIFICACIÓN PARA CIRCUITOS CON MOSFETS ................................................98

7. CÁLCULO DE PÉRDIDAS Y BALANCE ENERGÉTICO ............................................... 101

8. RESULTADOS EXPERIMENTALES Y DISCUSIÓN DE RESULTADOS ...................... 105

8.1 CONTROLADOR ......................................................................................................... 105

8.2 RESULTADOS FULL-BRIDGE CON MOSFETS .......................................................... 107

8.2.1 SET UP ..................................................................................................................... 110

8.2.2 FORMAS DE ONDA .................................................................................................. 112

8.2.3 COMPROBACIÓN ZVS ............................................................................................. 116

8.2.4 CURVA DE RENDIMIENTO ...................................................................................... 119

8.3 RESULTADOS FULL-BRIDGE CON GANFETS .......................................................... 121

8.3.1 SET UP ..................................................................................................................... 123

8.3.2 FORMAS DE ONDA .................................................................................................. 124

8.2.3 COMPROBACIÓN ZVS ............................................................................................. 127

9. CONCLUSIONES .......................................................................................................... 130

10. LÍNEAS FUTURAS ...................................................................................................... 132

11. BIBLIOGRAFÍA ........................................................................................................... 133

12. PLANIFICACIÓN TEMPORAL Y PRESUPUESTO ...................................................... 134

12.1 EDP ............................................................................................................................ 134

12.2 DIAGRAMA GANTT ................................................................................................. 134

12.3 PRESUPUESTO ........................................................................................................ 134

13. ACRÓNIMOS Y ANGLICISMOS .................................................................................. 140

14. INDICE DE TABLAS .................................................................................................... 142

15. INDICE DE ILUSTRACIONES ..................................................................................... 143

16. ANEXOS ...................................................................................................................... 147



1. INTRODUCCIÓN

1.1 FUENTES CONMUTADAS

La electrónica de potencia es la rama de la electrónica que estudia cómo convertir niveles de tensiones y corriente, o sus formas de onda, de la forma más eficiente y con las menos pérdidas posible, a los requeridos por la carga o el usuario. De esta manera se puede regular el flujo de energía disponible a las necesidades de la carga a alimentar. Es una disciplina donde la electricidad, la electrónica y el control se encuentran.

La electrónica de potencia tiene sus inicios en el año 1900 con la introducción del rectificador de arco de mercurio. En 1948 apareció el transistor de silicio en los Bell Telephone Laboratories tras los nombres de Bardeen, Brattain y Schockley, lo que supuso una gran revolución en este campo y el inicio de la electrónica industrial. La segunda revolución electrónica vino de la mano de General Electric Company con la introducción del tiristor comercial en 1956. Ese fue el inicio de la nueva era de la electrónica de potencia y desde entonces han ido apareciendo diversos dispositivos semiconductores de potencia además de los primeros circuitos integrados. Recientemente se han ido introduciendo los transistores High Electron Mobility Transistor (HEMT), transistores de alta movilidad de electrones en español, entre los cuales destacan los transistores de Nitruro de Galio (GaN), los cuales se testearán en una topología full bridge y se compararán con transistores MOSFET a lo largo de este TFG.[3]

La electrónica de potencia hoy en día está presente en multitud de ámbitos tales como los siguientes y su campo de aplicaciones es bastante amplio.[1]

Residencial o Iluminación o Cocina o Electrodomésticos o Aparatos electrónicos o Aire acondicionado

Comercial o Fuente de alimentación o Equipo de oficina o Refrigeración y calefacción

Industrial o Bomba o Compresor o Horno o Láser o Calentamiento por inducción o Soldadura

Objetivos


Transporte o Vehículos eléctricos o Trenes o Tranvías

Telecomunicaciones o Cargadores de acumuladores

Ingeniería aeroespacial o Sistema de energía de satélites y aeronaves

Sistemas de electricidad pública.

El esquema básico de un sistema de electrónica de potencia es el siguiente:

Ilustración 1. Esquema básico de un sistema de electrónica de potencia

En el que la entrada generalmente es la energía suministrada por la compañía eléctrica con una frecuencia de línea de 50 o 60 Hz, monofásica o trifásica. La salida estará definida por los requisitos de la carga a alimentar. Y en función de esos requerimientos se determina la referencia que el controlador le mandará al procesador de potencia a través de las señales. El controlador, además, lee la salida de potencia y la compara con la referencia impuesta para que, en caso de ser menor que la especificada se eleven los valores de las señales de control hasta que la salida iguale a la referencia. En caso de ser mayor, el procedimiento a seguir sería el opuesto, es decir, disminuir el valor de las señales hasta igualar el valor de referencia.[1]

Los convertidores de electrónica de potencia se pueden clasificar en cuatro tipos distintos, que son

Rectificadores. Convierten Corriente Alterna (CA) en Corriente Continua (CC). Inversores. Convierten CC en CA. Convertidores de CA en CA. Convertidores de CC en CC.



A partir de estos convertidores aparecen las fuentes conmutadas como procesadores de potencia, que a diferencia de las fuentes lineales, se basan en interruptores conmutando a elevada frecuencia. Ambas fuentes, conmutadas y lineales pueden servir para la misma finalidad.[3]

Una fuente lineal o regulador lineal es conveniente cuando la tensión de entrada es ligeramente superior a la requerida en la salida y las potencia en juego es baja (menos de 10 W), ya que la eficiencia de este regulador está entre un 30% y un 60%, siendo este su principal inconveniente. Sin embargo, presenta las siguientes ventajas: simplicidad en el diseño y bajos niveles de ruido.[2]

Las fuentes conmutadas presentan una mayor eficiencia (en torno a 70%-95%), menor tamaño y menor peso. La razón por la cual las pérdidas son bajas es debida a que en este tipo de fuentes, los interruptores pueden funcionar o bien en corte o bien en saturación. Durante el corte, la corriente es prácticamente cero y durante la saturación la tensión es prácticamente cero por lo que las pérdidas por conducción resultarán bajas. Asimismo, la rápida velocidad de conmutación de los interruptores mantiene las pérdidas por conmutación en niveles bajos. Además, debido a las altas frecuencias de conmutación utilizadas, se puede reducir drásticamente el tamaño de transformadores, bobinas y condensadores lo que reducirá el tamaño, peso y precio del circuito final.[2]

Generalmente las fuentes conmutadas están alimentadas por corriente alterna proveniente de la red eléctrica, por lo que la primera etapa de la fuente suele ser un puente de diodos rectificador para convertir la corriente alterna en corriente continua, seguido de un condensador para filtrar el rizado. Y la siguiente etapa suele estar compuesta por un convertidor CC-CC para ajustar el nivel de tensión al deseado por medio de interruptores en conmutación.[2]

1.2 FULL-BRIDGE

Entre los convertidores CC-CC se pueden diferenciar dos tipos en función de si disponen de aislamiento galvánico o no. El aislamiento galvánico consiste en desacoplar la entrada de la salida del convertidor, aislando sus respectivas masas. Esto se suele conseguir con el uso de un transformador de alta frecuencia.

En este TFG se van a diseñar, desarrollar, implementar y testear dos puentes completos, ampliamente conocidos como Full-Bridge (uno utilizando MOSFETs y otro utlizando eGaN FETs), convertidores CC-CC con aislamiento galvánico, y el controlador a utilizar será una Sp Card. Este convertidor también se puede denominar puente completo.

Siguiendo el esquema propuesto anteriormente, el procesador de potencia será un convertidor Full-Bridge y el controlador será una Sp Card. Mediante la señal de referencia, se le indica al convertidor la tensión requerida por la carga. Esta referencia se le manda a la Sp Card desde un ordenador mediante un software informático llamado Sp Tool. A través de esta herramienta informática se permite la comunicación del usuario con la SpCard y su configuración para que esta mande las señales deseadas al convertidor. Estas señales se

Objetivos


generan desde un módulo de Pulse Width Modulation (PWM) integrado en la SpCard y estarán en función de la referencia impuesta. Las señales llegan al convertidor y hacen que los interruptores conmuten de acuerdo a la referencia seleccionada.

Ilustración 2. Esquema de control del Full-Bridge

La topología de un Full-Bridge está representada en la Ilustración 3. Este convertidor está formado por un inversor de puente completo, un transformador de aislamiento y un rectificador de salida. La primera etapa del circuito (inversor) transforma la corriente continua en corriente alterna de forma cuadrada. Además, dependiendo de las señales recibidas, los interruptores conmutarán de forma que entreguen más o menos potencia. La siguiente etapa (transformador) suministra aislamiento galvánico al circuito además de modificar los niveles de tensión y corriente en función de la relación de transformación elegida. La última etapa está compuesta por un rectificador que transforma la corriente alterna en continua y un filtro LC de salida para reducir el rizado resultante.

Ilustración 3. Topología Full-Bridg



Si no se añaden elementos auxiliares, se supone que los interruptores conmutan mediante hard-switching. Esto significa que en el momento de conmutación, es decir, o bien en el encendido o bien en el apagado, la tensión y la corriente están ambos a nivel alto, lo que provoca pérdidas por conmutación. Estas pérdidas limitan considerablemente la frecuencia aplicable y, por tanto, provoca que el tamaño de bobinas, condensadores y transformador aumente, acrecentando sus costes y disminuyendo la densidad de potencia. Para evitar estos problemas, se usarán técnicas de soft-switching. Es decir, se tratará de que en el momento de conmutación, no convivan tensión e intensidad a nivel alto, manteniendo una alta eficiencia y un precio total del convertidor aceptable.[2]

El método de control utilizado para el Full-Bridge será el phase-shift o fase desplazada. Esto significa que las señales de los 4 interruptores serán de la misma duración. Las señales de los interruptores de una misma pata serán complementarias una respecto de la otra, y una vez fija en el tiempo las señales de una de las patas (leading leg), se desplaza la otra (lagging leg) en función de la potencia que se quiera transmitir.[2]

1.3 ALCANCE DEL TFG

Este TFG trata principalmente del análisis, diseño, implementación y pruebas de dos convertidores en puente completo utilizando distintas tecnologías de semiconductores, así como su posterior comparación.

Se pretende realizar un análisis del circuito en profundidad, tratando de entender y explicar su comportamiento a un alto nivel de detalle.

El siguiente paso corresponde al diseño del circuito. El diseño abarca el cálculo de parámetros del circuito, la elección de componentes y hardware y el diseño del circuito impreso (PCB)., el cual se realizará con Altium Se realizan 2 diseños distintos para su posterior comparación. Uno utilizando transistores MOSFET (silicio) y otro utilizando los novedosos transistores eGaN FET (nitruro de galio), pues uno de los objetivos principales del TFG es testear los eGaN FET y compararlos con los actuales transistores MOSFET. En el diseño utilizando transistores MOSFET se utilizan los drivers de la SpCard (herramienta de prototipado rápido) para reducir la complejidad de la PCB. En el diseño de los eGaN FET se elabora el circuito de drivers propio de los eGaNFET utilizados.

También se tratará el diseño de los transformadores de potencia, los cuales se diseñarán para una frecuencia de 1 MHz en el caso de los eGaN FET y de 200 KHz en el caso de los MOSFET. Además se hará uso de simulaciones para comprobar la validez de los diseños conseguidos.

Se lleva a cabo un estudio acerca de las pérdidas de ambos circuitos para compararlos posteriormente.

Además, se pretende mandar los diseños a fabricar, soldar los circuitos y probarlos físicamente, así como comparar ambos diseños. Por último, se recogen los resultados y conclusiones obtenidas.

Objetivos


2. OBJETIVOS

El principal objetivo de este TFG es probar y testear el funcionamiento de los semiconductores de GaN y compararlos con los de SiO utilizados ampliamente en el campo de la electrónica de potencia. Para ello se integrarán en un convertidor de topología Full-Bridge y se medirán los resultados y diferencias entre unos y otros.

Se pretende recorrer el camino de diseño y de desarrollo de un convertidor real, no una simple simulación, anteponiéndose y enfrentando así todos los imprevistos y problemas que puedan surgir a lo largo del proyecto, los cuales no serán escasos. Pues en una simulación, lo que "en teoría" debería funcionar suele funcionar bien, pero no siempre sucede así en la vida real con convertidores reales pues entran en juego muchas más variables, algunas de las cuales, pueden estar fuera de nuestro control. No se trata, pues, de conseguir hacer un convertidor perfecto a la primera, lo cual sí sería deseable. Pero no es ese el objetivo final, sino superar todas las situaciones intermedias en el proceso de desarrollo, así como diseñar procesos de auto-aprendizaje de los contenidos necesarios para poder llevar a cabo el proyecto, conseguir encontrar soluciones en los momentos en los que avanzar se hacía más complicado de lo habitual, y en general, afrontar todas las dificultades que se puedan presentar a lo largo del proyecto.

El proyecto se puede considerar como uno único hasta la fase de diseño, que se divide en 2 distintos, ya que el diseño del transformador, las simulaciones, la selección de componentes y las pruebas se deben realizar individualmente para cada convertidor.



3. METODOLOGÍA

La metodología seguida para desarrollar el proyecto ha sido la siguiente:

Se ha comenzado con una fase de aprendizaje y adaptación al entorno electrónico de una start-up y de diseño de PCBs (Printed Circuit Board) o circuitos impresos, formándose con video-tutoriales y archivos que el propio alumno ha ido recopilando y descubriendo. Se ha recopilado información acerca de la topología del circuito, su funcionamiento, su análisis, su diseño y acerca del diseño de PCBs con Altium.

El siguiente paso consiste en un análisis exhaustivo del circuito para comprender su funcionamiento.

A continuación, en cuanto al diseño de los convertidores, se ha intentado simplificar el proceso intentando llegar a un método de diseño sencillo para un sistema complejo. Esto se ha realizado a través de la reunión de distintas fuentes de información, prestando atención al compromiso entre simplicidad y validez de métodos de cálculo de parámetros de diseño. Así, se han evitado iteraciones y cálculos demasiado complejos.

Una vez obtenidos los parámetros, se ha llevado a cabo la elección de componentes y el diseño del hardware. Este paso puede llevarse de forma paralela al diseño del esquemático pero debe ser un paso previo al diseño de la Printed Circuit Board (PCB), pues es necesario saber de antemano los componentes a usar para diseñar su huella correspondiente en la PCB.

Además, se ha realizado un estudio de las pérdidas previstas en ambos circuitos.

La última fase corresponde al montaje y soldadura de circuitos, además del montaje de los transformadores de alta frecuencia y ensamblaje final del circuito. Una vez está listo se procede al testeo y da comienzo la fase de pruebas.

Estado del arte


4. ESTADO DEL ARTE

La electrónica de potencia ha ido cogiendo peso en la segunda mitad de siglo XX, permitiendo gran cantidad de avances tecnológicos. Hoy en día, la gran mayoría de dispositivos tecnológicos necesitan ser alimentados por energía eléctrica y, generalmente, la energía eléctrica que se traslada desde su generación hasta estos dispositivos cambia varias veces de forma. Esto es debido a que las condiciones óptimas para el transporte no son las mismas que las condiciones óptimas para su consumo. Además, los distintos dispositivos y aparatos tecnológicos tienen unos requisitos energéticos distintos unos respecto de otros. Por ejemplo, es probable que un ordenador de sobremesa requiera más tensión e intensidad (más potencia en definitiva) que un teléfono móvil.

Todo esto es posible a la electrónica de potencia, cuya finalidad es adaptar niveles de energía eléctrica a los deseados o requeridos por la carga. De esta forma es posible alimentar tanto un ordenador como el teléfono móvil desde el mismo enchufe, ya que, lo que hoy en día se llama cargador, no es más que un convertidor de electrónica de potencia, que adaptan la tensión del enchufe a la requerida por el dispositivo eléctrico.

Además, la electrónica de potencia permite el control de motores eléctricos (su velocidad y su par) por medio del suministro controlado de potencia eléctrica.

Asimismo, la electrónica de potencia presenta un papel imprescindible en el acoplamiento a red de la mayoría de tecnologías de generación de electricidad mediante energías renovables. Esto es debido a que las energías renovables normalmente permiten generar corriente alterna pero de frecuencia variable. Por tanto, esta frecuencia ha de ser fijada a la de la red para su acoplamiento.

De entre todos los convertidores, los que transforman corriente continua en corriente continua con distintos niveles de tensión e intensidad, son de los más utilizados ya que los aparatos electrónicos, por regla general se alimentan con corriente continua. Por lo que se necesitará, al menos, un convertidor por dispositivo que funcione con energía eléctrica. Este tipo de convertidores se explicarán con más detalle en el siguiente apartado.

4.1 CONVERTIDORES CC-CC

Los convertidores CC-CC, como su propio nombre indica, transforman corriente continua en corriente continua, lo que significa que transforman los niveles de tensión y corriente a los deseados.

En este capítulo, basado en [2], se van a exponer las diferentes topologías que permiten una conversión de energía eléctrica CC-CC. Cada una de ellas presenta unas características



determinadas. Estos circuitos se pueden clasificar en dos grupos distintos en función de si disponen de un transformador de alta frecuencia, que proporcione aislamiento galvánico al circuito. En el siguiente esquema se puede apreciar mejor la clasificación de convertidores CC-CC.

Ilustración 4. Esquema convertidores CC-CC

4.1.1 SIN AISLAMIENTO GALVÁNICO

En este grupo se encuentran los convertidores básicos, los cuales no precisan de aislamiento galvánico. Generalmente utilizan un único interruptor y un diodo. A continuación se exponen las principales topologías dentro de este grupo como se refleja en la ilustración 4 y la explicación de su funcionamiento. Estos convertidores se utilizan en un rango hasta cientos de vatios.

4.1.1.1 BUCK

También se puede denominar convertidor reductor y, como su propio nombre indica, su función principal es disminuir la tensión. Es decir, la tensión de salida será menor que la de entrada.

Convertidores CC-CC

Sin aislamiento galvánico

Buck Boost Buck-Boost

Con aislamiento galvánico

Flyback Forward Push-Pull Half-Bridge Full-Bridge

Estado del arte


Esta topología dispone de un interruptor (M1) y un diodo (D1) como célula de conmutación, aunque podría sustituirse el diodo por un segundo interruptor, obteniéndose lo que se denomina un Buck síncrono. Añadiendo un segundo un segundo interruptor se pueden ajustar los tiempos muertos de conmutación permitiendo una conmutación más suave con menos pérdidas, mejorando así la eficiencia.

Además, añadiendo varias fases, es decir, varios convertidores Buck en paralelo de forma que compartan condensador de salida, se consigue disminuir el rizado de la corriente obteniendo una señal de mayor calidad.

Sin embargo, este texto se va a centrar en el funcionamiento de un Buck normal. La topología queda expuesta en la ilustración 5 y su funcionamiento es bastante sencillo. Cuando el interruptor M1 conduce, la corriente proveniente de la fuente carga la bobina y el diodo no conduce porque está polarizado inversamente. En cambio, cuando el interruptor no conduce, la bobina se descarga por el diodo D1, actuando este como diodo de libre circulación.

Ilustración 5. Convertidor Buck

La tensión de salida V0 puede ser regulada mediante el control del interruptor M1, ajustando el ciclo de trabajo o "duty cycle" (d). Se define el ciclo de trabajo del interruptor como el tiempo que permanece este conduciendo en un período de conmutación, entre el período de conmutación. El ciclo de trabajo será un número entre 0 y 1, ya que el tiempo que el interruptor conduce en un período de conmutación será igual o menor al período de conmutación y será igual a mientras que el tiempo que el interruptor no conduce será

Cuanto mayor sea el ciclo de trabajo, mayor será la potencia entregada de la entrada a la salida. La relación de tensiones entre entrada y salida se puede obtener teniendo en cuenta que la tensión media en la bobina es cero en régimen permanente. Por tanto la tensión que se le aplica cuando el interruptor conduce se debe compensar con la tensión que se le aplica cuando el interruptor no conduce. Para que esto ocurra, la tensión aplicada cuando el interruptor conduce, que es , por el tiempo que conduce en un período de conmutación, debe ser igual a la tensión que se aplica cuando el interruptor no conduce, que es , por el tiempo que el interruptor no conduce en un período de conmutación. Por tanto:

D1



Como , será siempre mayor o igual que en este convertidor.

4.1.1.2 BOOST

Utilizando los mismos componentes que un Buck es posible conseguir el efecto opuesto sin más que colocándolos de distinto modo obteniendo una topología distinta. El convertidor Boost o también llamado convertidor elevador, eleva la tensión obteniéndose una tensión mayor en la salida que en la entrada. En la siguiente figura se expone su topología y su funcionamiento se explica a continuación.

Ilustración 6. Convertidor Boost

Cuando el interruptor M1 conduce, la energía proveniente de la fuente carga la bobina quedando ésta expuesta a la tensión . En este estado la corriente no circula por el diodo D1 ya que, al estar M1 en conducción, la resistencia al paso de la corriente por M1 es mucho menor que la que hay en la carga, por lo que toda la corriente circulará toda por M1 y nada por D1 en este estado. La energía almacenada en el condensador de salida Co abastece a la carga en este estado, ya que la de la fuente de entrada no llega a la carga, pues, como se ha comentado, D1 no conduce en este estado.

Cuando M1 está en modo de no conducción, el diodo D1 está directamente polarizado, por lo que sí que conduce y permite que tanto la energía proporcionada por la fuente como la energía almacenada en la bobina L se transfiera a la carga y se almacene en el condensador de salida. En este estado la tensión existente en la bobina es .

Teniendo en cuenta que la tensión media de la bobina es nula en régimen permanente, podemos calcular la relación entre la tensión de entrada y la de salida, llegando a la siguiente conclusión:

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Observamos que, como , el cociente entre y será mayor o igual que 1, por lo que en este convertidor, será siempre mayor o igual que .

4.1.1.3 BUCK-BOOST

En esta topología es posible tanto elevar la tensión como disminuirla, utilizando los mismos elementos que en un convertidor Buck o en un convertidor Boost. También llamado convertidor elevador-reductor. La función que lleve a cabo (elevar o disminuir la tensión) dependerá del ciclo de trabajo aplicado al interruptor.

Su funcionamiento es el siguiente:

Cuando el interruptor M1 conduce, la energía procedente de la fuente carga la bobina y el diodo D1 queda polarizado de forma inversa por lo que no conducirá. Así que en este estado, la tensión aplicada a la bobina L será .

En cambio, cuando el interruptor M1 está en estado de no conducción, la intensidad circulante por la bobina forzará la conducción del diodo aunque este no esté directamente polarizado, ya que en una bobina la intensidad no puede cambiar de forma brusca. En este convertidor, la tensión de salida está polarizada de forma inversa respecto a la tensión de entrada, por lo que la tensión en la bobina será .



Para determinar la relación entre las tensiones de entrada y de salida se vuelve a recurrir al balance de tensiones en la bobina a lo largo del período de conmutación y se llega a que:

Ilustración 7. Convertidor Buck-Boost

Según se puede apreciar en la ecuación, cuando d es menor que 0,5 la tensión de salida será menor que la de entrada, y viceversa para valores de d mayores de 0,5.

4.1.2 CON AISLAMIENTO GALVÁNICO

En ciertas ocasiones, principalmente por medidas de seguridad, se precisa de aislamiento galvánico, de forma que la entrada no está eléctricamente conectada a la salida aunque sí que se permite la transferencia de energía. Esto se consigue con un transformador de alta frecuencia. De esta manera se consiguen aislar los riesgos sin que estos se transmitan por el convertidor. Estos convertidores están desarrollados a partir de los convertidores básicos vistos anteriormente y su rango de aplicación va desde unos pocos vatios hasta cientos de kilovatios.

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4.1.2.1 FLYBACK

Este convertidor, desarrollado a partir del Buck-Boost, es el más utilizado para aplicaciones de baja potencia (menos de 100 W) debido a su sencillez y bajo coste. La bobina del Buck-Boost se sustituye por un transformador con alta inductancia magnetizante (representada en el dibujo mediante Lm ), de forma que su funcionamiento es similar al de la bobina del Buck-Boost además de proporcionar aislamiento galvánico. Otra pequeña diferencia respecto al Buck-Boost es que el secundario del transformador está bobinado de forma inversa al primario, por lo que las tensiones en primario y secundario llevarán polaridad opuesta. Además el diodo está orientado de forma opuesta, al igual que la tensión de salida respecto al Buck-Boost. En la siguiente figura se puede apreciar la topología del convertidor.

Ilustración 8. Convertidor Flyback

Su funcionamiento es el siguiente:

Cuando el interruptor M1 conduce, el circuito del primario se cierra y la inductancia de magnetización Lm se carga. En este estado, el secundario está en circuito abierto ya que el diodo D1 está polarizado inversamente y no conduce. Por tanto, es el condensador el que abastece a la carga con la energía que tiene almacenada, de forma que mantiene la tensión en la carga fija.

Cuando M1 no conduce el primario está en circuito abierto, por lo que no hay transferencia de energía de la fuente al resto del circuito. En cambio, la inductancia de magnetización, cargada de la fase anterior, se descarga por el diodo, transmitiendo potencia a la carga y cargando el condensador de salida Co.

La tensión aplicada al primario del transformador de este convertidor siempre tiene la misma polaridad por lo que sólo se utiliza el primer cuadrante de la curva B-H del núcleo del transformador. Esta es la principal razón por la cual este convertidor sólo se utiliza hasta unos 100 vatios.



Para calcular la relación entre las tensiones de entrada y salida se vuelve a recurrir al balance de tensiones en la inductancia del transformador y se tiene que:

4.1.2.2 FORWARD

Este convertidor está basado en un convertidor Buck. Dispone de un transformador con 3 devanados: un primario (Np), un secundario (Ns) y un tercer devanado de desmagnetización (Nd) para evitar que el transformador se sature. Su topología se expone en la ilustración 9 y su funcionamiento es el siguiente:

Ilustración 9. Convertidor Forward

Cuando el interruptor M1 conduce, se transmite potencia de la fuente a la bobina y esta se carga a la vez que suministra corriente a la carga.

Cuando M1 no conduce, el primario se encuentra en circuito abierto y no existe transferencia de energía de primario a secundario. La bobina y el condensador utilizan su energía almacenada durante el estado anterior para alimentar a la carga en el este estado.

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La tensión aplicada al primario siempre es en el mismo sentido por lo que es necesario otro devanado (Nd) con un diodo (D3) para compensar el flujo inducido por este y que el núcleo del transformador no se sature. Su función es desmagnetizar el núcleo descargando la corriente de magnetización por ahí.

Aplicando el balance de tensiones a lo largo de un período de conmutación en la bobina se obtiene la relación entre las tensiones de primario y secundario:

Existe otra versión de este convertidor con dos interruptores y dos diodos en primario colocados diagonalmente, de forma que no es necesario un tercer devanado de desmagnetización. Aunque esa topología solo es adecuada para aplicaciones de baja potencia ya que solo se utiliza el primer cuadrante de la gráfica B-H del núcleo del transformador.

4.1.2.3 PUSH-PULL

En los convertidores vistos hasta el momento se procesa corriente continua. En los que se van a mostrar a partir de ahora ( tanto el Push-Pull, como el Half-Bridge, como el Full-Bridge) la corriente continua de la fuente se transforma en alterna de onda cuadrada mediante un inversor de alta frecuencia. Esta corriente alterna se transforma en flujo magnético al recorrer el devanado primario del transformador, que a su vez induce una corriente alterna en el secundario, cuya tensión es proporcional a la del primario y a la relación de transformación. Por último, la corriente pasa por un rectificador y un filtro de salida, obteniéndose corriente continua. Al aplicar tensión en ambas polaridades en el transformador, se aprovecha mejor su núcleo en estas topologías.



El convertidor Push-Pull, también basado en el convertidor Buck, dispone de dos interruptores: M1 y M2, por lo que ahora va a ser el ciclo de trabajo de cada uno de ellos, el cual no puede ser mayor de 0.5 ya que no es deseable hacer conducir ambos interruptores al mismo tiempo. Por tanto los posibles estados de funcionamiento que habrá serán las 3 siguientes:

Cuando M1 conduce, Dout-1 queda polarizado directamente, de modo que se transmite energía de la fuente a la bobina Lo.

Cuando M2 conduce, Dout-2 queda polarizado directamente, de modo que, al igual que en el estado anterior, también se transmite energía de la fuente a la bobina Lo.

Cuando ni M1 ni M2 conducen, la energía almacenada en la bobina abastece a la carga.

Ilustración 10. Convertidor Push-Pull

Aplicando el balance de tensiones en la bobina Lo a lo largo de un período de conmutación, se llega a la siguiente ecuación, donde se recuerda que, en este caso, d es el ciclo de trabajo de un único interruptor:

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Considerando el ciclo de trabajo total, se puede definir ya que los ciclos de trabajo individuales nunca se solapan, por lo que la ecuación tendría la misma forma que la del convertidor Forward. En este caso, D puede variar entre 0 y 1.

4.1.2.4 HALF-BRIDGE

Este convertidor también está basado en el convertidor Buck. De hecho, funciona de forma muy similar al Push-Pull. Como vuelve a haber 2 interruptores, aquí será el ciclo de trabajo de cada interruptor individual. Los ciclos de trabajo de ambos interruptores serán iguales y no se solaparán. De este modo:

Cuando M1 conduce, la tensión aplicada al transformador es -

, produciéndose

transferencia de energía de la fuente a la bobina Lo. Cuando M1 conduce, la tensión aplicada al transformador es +

, produciéndose

transferencia de energía de la fuente a la bobina Lo. Cuando no conduce ninguno de los dos, la tensión aplicada al primario del

transformador es nula y la energía almacenada en la bobina alimenta la carga.

Para averiguar la relación entre la tensión de entrada y la de salida se recurre al mismo procedimiento que se ha realizado en los apartados anteriores y se llega a que:

En la que si se considera , se tiene:



Ilustración 11. Convertidor Half-Bridge

4.1.2.5 FULL-BRIDGE

Convertidor muy similar al anterior como se puede apreciar en la siguiente figura. Se obtiene cambiando los 2 condensadores de entrada por dos interruptores más. El secundario del circuito es exactamente igual al del Half-Bridge y al del Push-Pull aunque, además de la ya vista, existe otra topología para el secundario, las cuales se van a mostrar a continuación.

Ilustración 12. Convertidor Full-Bridge con rectificador de dos diodos

El funcionamiento del circuito es el siguiente:

Cuando conducen M1 y M4 simultáneamente, la tensión aplicada al primario del transformador es y se produce transferencia de energía de la fuente a la bobina.

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Cuando conducen M2 y M3 simultáneamente, la tensión aplicada al primario del transformador es - y se produce transferencia de energía de la fuente a la bobina, ya que en el secundario esta tensión negativa es rectificada y se convierte en positiva, por lo que contribuirá a la carga de la bobina.

En el resto de los casos no existe transferencia de energía de la fuente a la bobina ya que la tensión aplicada en el transformador sería nula. En este estado, la energía almacenada en la bobina se transmite a la carga.

El modo básico de operación de este convertidor es disparar alternativamente las parejas de interruptores (M1 con M4; y M2 con M3) durante un tiempo , donde es el ciclo de trabajo de cada pareja de interruptores. Como estos ciclos de trabajo no se van a solapar se puede definir el ciclo de trabajo total como .

La bobina que aparece en la topología no es más que un elemento parásito del transformador y se denomina inductancia de dispersión. Esta representa las líneas de flujo que no pasan por los bobinados del transformador y tiene una función fundamental en el funcionamiento del circuito, la cual, se muestra más adelante. Además, aunque no esté representada, en paralelo con el transformador habría una inductancia de magnetización que representa la energía magnetizante.

Para calcular la relación entre tensiones de entrada y salida, se hace balance de tensiones en la bobina y se obtiene:

Que también puede expresarse como:

Como se puede observar, es la misma expresión que la del convertidor Push-Pull, con la diferencia de que el convertidor Push-Pull está limitado a menos de un kilovatio mientras que el Full-Bridge se puede utilizar en aplicaciones de hasta cientos de kilovatios.

El secundario del circuito está compuesto por un rectificador y un filtro LC. El rectificador tiene dos variantes. Puede estar formado por dos diodos y una toma media en el transformador (medio puente) como aparece en la ilustración 12, o sin toma media y utilizando 4 diodos (puente completo) como se puede apreciar en la ilustración 13. En aplicaciones en las que se requiera alta intensidad es preferible el uso de medio puente ya que la corriente solo tiene que pasar por un único diodo en vez de dos, como sería en el caso de puente completo. En cambio, en aplicaciones donde se requiere alta tensión de



salida es preferible el uso de un puente completo ya que, de este modo, la tensión se divide entre los dos diodos, teniendo que aguantar cada uno únicamente la mitad.

Ilustración 13. Convertidor Full-Bridge con rectificador de 4 diodos

4.1.2.5.1 SOFT-SWITCHING

El término soft-switching, traducido como conmutación suave, está relacionado con la conmutación eficiente de los interruptores. Se trata, por tanto, de disminuir las pérdidas por conmutación en los interruptores y, por tanto, del convertidor. Esto se consigue, haciendo que, en el momento en el que se produce la conmutación, no convivan tensión y corriente en el interruptor, ya que, las pérdidas son directamente proporcionales al producto de la tensión por la intensidad existentes de forma simultánea. Si no existe soft-switching se dice que el interruptor funciona bajo hard-switching, añadiendo pérdidas adicionales por conmutación. Para conseguir que el circuito funcione en condiciones de soft-switching se pueden añadir elementos resonantes auxiliares o utilizar los elementos parásitos del circuito. Cuando se utilizan los elementos parásitos del circuito o no se añaden elementos auxiliares se dice que se produce soft-switching de forma natural. Si se añaden elementos adicionales, por el contrario, para conseguir soft-switching, se dice que se consigue de forma forzada. El objetivo de añadir elementos adicionales es que ayuden a descargar las capacidades parásitas de los interruptores.

Disminuir las pérdidas por conmutación del circuito mediante alguna de estas técnicas permite aumentar la frecuencia de conmutación, posibilitando reducir el tamaño de bobinas y transformadores.

Actualmente las técnicas de soft-switching se aplican a circuitos implementados con semiconductores cuyo circuito equivalente se muestra en la ilustración 14, en su mayoría de tecnología MOSFET.

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Ilustración 14. Circuito equivalente MOSFET [2]

Se puede conseguir soft-switching mediante dos fenómenos distintos:

ZCS (Zero Current Switching) o conmutación con intensidad a cero amperios. Consiste en que en el momento de cierre del interruptor, no pase corriente por él, de forma que al cargarse el condensador paralelo y empiece a presentar tensión entre el drain y el source, no haya pérdidas por conmutación al no haber corriente.

ZVS (Zero Voltage Switching) o conmutación con tensión a cero voltios. Se produce cuando el interruptor se activa y la tensión que presenta en ese momento es nula. Esto es debido a que antes de encenderse, el condensador parásito se ha descargado. Generalmente, esto se produce por una operación de resonancia entre el condensador parásito y una inductancia externa.



En la siguiente imagen se pueden apreciar ambos fenómenos.

Ilustración 15. Soft switching y hard switching [4]

El convertidor Full-Bridge, el cual se va a desarrollar a lo largo de este TFG, es una topología que favorece el sof-switching. A través del control de fase desplazada, se puede conseguir de forma natural, ZVS. Este efecto, se produce porque las capacidades parásitas de los interruptores se descargan inducidas por la energía almacenada en la inductancia de dispersión del transformador, durante los tiempos muertos.

Sin embargo, se tienen que cumplir algunos requisitos para alcanzar ZVS en esta topología que se enuncian a continuación:

La inductancia de dispersión Llk almacena la energía que provoca la carga y descarga de condensadores parásitos, que da a lugar a la conmutación en ZVS. Por tanto, la energía almacenada en la bobina debe ser igual o mayor a la energía almacenada en los condensadores parásitos de los interruptores más la energía almacenada en el condensador parásito del transformador:

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Donde hace referencia a la intensidad en el primario en el momento de conmutación; es la capacidad parásita del interruptor; y es la capacidad parásita del transformador. [5]

El tiempo que tardan en cargarse y descargarse los condensadores mediante la operación de resonancia es un cuarto del período de resonancia, por lo que si se conmuta antes de que el condensador en paralelo se haya descargado no se podrá alcanzar ZVS. Por tanto se dejará un pequeño tiempo muerto desde que comienza la operación de resonancia hasta que se envía el disparo al interruptor. Este tiempo muerto o ha de ser mayor a un cuarto del período de resonancia. [5]

4.1.2.5.2 TÉCNICA PHASE-SHIFT

El método convencional de disparo de los interruptores en un convertidor Full-Bridge consiste en el disparo alterno de los pares de interruptores M1 con M4 y M2 con M3, dejando un tiempo muerto entre el disparo de una pareja y otra resultando una tensión en el transformador de onda cuadrada como se puede observar en la figura siguiente:

Ilustración 16. Tensión en el primario generada por el método de ancho de pulso (PWM) [2]

Sin embargo, existe otro método de disparo para los interruptores, más favorable para esta topología, ya que ayuda a la consecución de soft-switching mediante ZVS. Este se denomina phase-shift o técnica de fase desplazada y su funcionamiento es el siguiente:

Denominando pata a cada rama vertical del primario compuesta por dos interruptores, se dispara de forma complementaria un interruptor de una rama respecto del otro de la misma rama manteniendo ambos el mismo ciclo de trabajo. Asimismo, se introduce un tiempo muerto o dead time entre el disparo de uno y su complementario de la misma rama para facilitar la consecución de ZVS. [2]



Ambas ramas funcionan del mismo modo, pero se introduce un desfase entre una y otra, que será el que determine la cantidad de energía transferida. Este desfase se representa por en la siguiente figura. La pata que se deja fija se denomina leading-leg y la que se desfasa, lagging-leg.[2]

El ciclo de trabajo de cada interruptor ha de ser menor de 0.5 ya que en caso contrario, se solaparía con su interruptor complementario de la misma rama y se cortocircuitaría la tensión de entrada con tierra.[2]

Ilustración 17. Pulsos en la técnica de phase-shift [2]

Este método de control de los interruptores es el que se va a utilizar en este TFG con el objetivo de alcanzar soft-switching mediante ZVS.

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4.2 INTERRUPTORES DE ELECTRÓNICA DE POTENCIA

Lo que se ha ido denominando hasta el momento como interruptores hace referencia a interruptores de electrónica de potencia. Son interruptores que conmutan a altas o muy altas frecuencias y que pueden llegar a aguantar altos niveles de tensión y/o intensidad. En la siguiente imagen se pueden apreciar los principales interruptores consolidados en el mercado y sus posibles aplicaciones.

Ilustración 18. Interruptores de potencia en función de potencia y frecuencia [6]

Hoy en día, los más utilizados en fuentes de alimentación a alta frecuencia son los denominados MOSFETs, los cuales se van a utilizar en este TFG y se van a explicar a continuación. Para menos frecuencia y más potencia, los transistores bipolares adquieren más protagonismo, aunque para aplicaciones de mayor potencia, los IGBT son sin duda los más utilizados. Para usos de mayor potencia aún, entran en juego los GTO.

Sin embargo, la nueva generación de semiconductores está comenzando a aparecer aunque todavía no se haya asentado en el mercado. Estos nuevos componentes están formados por materiales como el GaN (Nitruro de Galio), como los GaNFETs, o el SiC (Carburo de Silicio) tal como aparece en la siguiente gráfica, y ya están empezando a hacer frente a los MOSFETs e IGBTs respectivamente.

En este TFG se van a integrar en un Full-bridge MOSFETs y GaNFETs por separado y se van a comparar los resultados tanto del funcionamiento como del desarrollo de uno y otro.



Ilustración 19. Nueva generación de interruptores en función de potencia y frecuencia [7]

4.2.1 MOSFETS

El nombre de este semiconductor hace mención a su estructura interna: MOSFET (Metal

Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) o transistor de efecto de campo por semiconductor de óxido metálico. Disponen de una notable capacidad de conducción de corriente en estado activo y buena capacidad de soportar altas tensiones en estado de bloqueo.[8]

Estos semiconductores disponen de tres terminales: drain (drenador), source (fuente) y gate (puerta). El terminal gate está aislado eléctricamente del principal flujo de corriente, que pasa por el drain y el source. El terminal gate está compuesto por un óxido metálico y está aislado por una fina capa de dióxido de silicio (SiO2). Esta capa aislante proporciona al MOSFET una resistencia en el gate muy elevada haciendo que la corriente que circula por ese terminal sea mínima o más bien nula. Es la tensión entre gate y source la que hace que el dispositivo conduzca y empiece a haber corriente entre el drain y el source. Cuando esta tensión desaparece, el MOSFET deja de conducir y se dice que entra en estado de bloqueo.[8]

La tensión entre el gate y el source produce un campo magnético que atrae a los electrones a la capa aislante, depositándose en el canal entre el source y el drain, permitiendo la conducción. Esta tensión tiene que ser superior a una tensión llamada de threshold, que es la mínima tensión necesaria entre gate y source para que el dispositivo empiece a conducir. Además, el canal ha de estar poco dopado para que normalmente no conduzca y solo lo haga cuando la tensión entre el gate y el source sea mayor a la tensión de threshold.[8]

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Ilustración 20. Estructura de un MOSFET [8]

Existen dos tipos de MOSFET: de enhancement-mode y de depletion-mode. Hasta ahora se ha hablado de los basados en enhancement-mode. Los MOSFETs depletion-mode funcionan de forma opuesta. Disponen de un cana altamente dopado que conduce de forma general y deja de conducir cuando la tensión entre gate y source es superior a la threshold.[8]

Durante los últimos 30 años se han producido importantes avances y mejoras en la eficiencia de la conversión energética, principalmente debidas a las innovaciones introducidas en la estructura de los MOSFETs. Sin embargo, estos avances se han visto reducidos a la vez que el MOSFET de silicio se ha ido acercando asintóticamente a sus límites teóricos.[9]

4.2.2 eGaN FETS

En 2004 apareció el primer transistor basado en nitruro de galio (GaN) sobre sustrato de carburo de silicio (SiC) en depletion-mode. Tras varios avances en el campo, finalmente apareció en 2009 el primer transistor de efecto de campo basado en tecnología de GaN y enhancement-mode.[9]



La pregunta que el lector puede estar haciéndose ahora mismo es: ¿por qué nitruro de galio? o ¿qué tiene de malo el silicio? Bien, pues el silicio no tiene nada de malo. De hecho, ha sido el semiconductor por excelencia más utilizado en electrónica desde finales de los años 50, principalmente por las siguientes características:

Permitía nuevas aplicaciones que no eran posibles en los materiales usados anteriores al Si.

Es un semiconductor de confianza probada. Es fácil de utilizar. Tiene bajo coste.

Sin embargo, se ha descubierto que el nitruro de galio dispone incluso de mejores propiedades eléctricas que el silicio y que puede llegar a fabricarse a gran escala y a bajo coste, lo que le convierte en un futuro potencial sustituto del MOSFET. A continuación se muestran algunas comparativas en el rendimiento entre GaNFETs y MOSFETs.[9]

En la siguiente gráfica se muestra la resistencia en conducción para dispositivos con distinta tensión de rotura en tres diferentes tecnologías. Como se puede observar, los GaN son los que tienen menor resistencia en conducción de los 3. Además, esta resistencia en conducción varía muy poco con respecto a la temperatura, no como ocurre en los MOSFETs, en los que varía de forma más drástica.[9]

Ilustración 21. Relación entre tensión de ruptura (Breakdown Voltage) y resistencia en conducción (Ron) para Si, SiC y GaN [9]

En la ilustración 21 se hace una comparativa entre las pérdidas de un MOSFET y un eGaN FET (enhancement-mode GaN FET), donde se puede apreciar, que las pérdidas de un eGaN FET se pueden reducir hasta casi la mitad respecto al MOSFET.[9]

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Los eGaN FET son semiconductores mucho más rápidos, como se puede observar en la ilustración 18, pudiendo llegar a funcionar incluso hasta 100GHz. Esto es debido a que las capacidades parásitas son mucho menores que en los MOSFETs, permitiendo una conmutación más rápida.[9]

Además, el tamaño de los eGaN FETs se puede reducir mucho más que en los MOSFET, permitiendo una densidad de potencia mayor.

Ilustración 22 Comparación de pérdidas entre MOSFET y eGaN FETs con similar Ron en un convertidor CC-CC Buck [9]

La estructura de estos nuevos dispositivos se muestra en la Ilustración 22. Sobre una oblea de Si, se deposita una capa de nitruro de aluminio (AlN) que actúa como aislante. Esta capa hace que aparezca encima una estructura heterogénea de nitruro aluminio y galio (AlGaN) y nitruro de galio (GaN). Y sobre esta capa, se desarrolla otra capa de de AlGaN. Esta última capa actúa como interfaz entre el GaN y el AlGaN, y, combinada con la naturaleza piezoeléctrica del GaN, se crea una nube de electrones con alta movilidad. El gate del dispositivo se procesa de forma que no haya electrones debajo de él y necesite la aplicación de una tensión entre el gate y el source para cerrar la nube electrónica y se produzca la conducción. [9]



Ilustración 23 Estructura de un eGaN FET [9]

Estos dispositivos funcionan de manera muy similar a los MOSFETs. Sin embargo, presenta algunas excepciones, como por ejemplo, la tensión de threshold, la cual es mucho menor. Estos dispositivos comienzan a conducir a partir de 1.6 V.

En la siguiente gráfica se puede apreciar, la diferencia del incremento de la resistencia en conducción con la temperatura en distintos MOSFETs y un modelo de eGaN FET (EPC2010).

Ilustración 24. Variación de la resistencia interna con la temperatura [9]

Análisis del Full-Bridge


5. ANÁLISIS DEL FULL-BRIDGE

Antes de comenzar con el diseño del convertidor, es deseable una comprensión amplia del funcionamiento del circuito, profundizando más de lo ya visto en el capítulo anterior. Por ello, en este capítulo, el cual está basado en [2], plantea un análisis completo y exhaustivo del convertidor en puente completo.

En la siguiente imagen se recuerda la topología del Full-Bridge, la cual está formada por un puente inversor que transforma la corriente continua en alterna de onda cuadrada. A continuación, ésta pasa por el transformador, aplicándole la correspondiente relación de transformación. El siguiente bloque por donde circula la corriente corresponde al rectificador, donde se transforma de alterna de onda cuadrada a continua pulsada. Finalmente, el filtro L-C suaviza la onda convirtiéndola en continua.

Ilustración 25. Partes del convertidor Full-Bridge [2]

El puente inversor está formado por 4 interruptores, tales como MOSFETs ó eGaN FETs. Se ha representado los elementos parásitos de estos interruptores ya que son importantes en el funcionamiento del circuito y en la consecución de ZVS.

El transformador de alta frecuencia separa el primario y el secundario eléctricamente. Su tamaño dependerá de la frecuencia de conmutación, pues a menor frecuencia, más grande deberá ser el núcleo del mismo; y viceversa. Se ha representado la inductancia de dispersión, la cual es un elemento parásito, para hacer referencia en la importancia que esta tiene en el funcionamiento del circuito y en la consecución de ZVS. Este puede ser de toma media en caso de utilizar un rectificador de 2 diodos, sin que se produzcan cambios en el resultado.

Como ya se ha comentado anteriormente, el rectificador del secundario del circuito puede estar formado, bien por 4 diodos, o 2 diodos y toma media en el transformador. Ambos circuitos son totalmente equivalentes, ya que los dos rectificadores realizan exactamente la misma función, que no es otra que rectificar la corriente tras su paso por el transformador. Es decir, el efecto de ambos rectificadores sobre la bobina y el condensador de salida son



prácticamente el mismo. Por tanto, el análisis de cualquiera de los dos es totalmente equivalente para el otro.

Por último, el filtro L-C, acondiciona la onda y aumenta su calidad para conectarla a la carga.

El método a utilizar para generar las señales para los transistores va a ser el de phase-shift, anteriormente expuesto. En la siguiente imagen se muestran las señales enviadas a los transistores, junto con la tensión originada en el primario del transformador. Aquí se muestra la corriente alterna de onda cuadrada. Cuando M1 y M4 conducen simultáneamente, la tensión en el primario del transformador es +VDC. Cuando M2 y M3 conducen de forma simultánea, la corriente en el primario del transformador es -VDC. En los demás casos, la corriente en el primario del transformador será nula.

Ilustración 26. Generación de pulsos mediante la técnica phase-shift [2]

Como el funcionamiento del circuito se repite por cada medio período de conmutación, se explica únicamente medio período y, además, se va a dividir en 6 modos distintos de funcionamiento.

En la siguiente gráfica se muestran la tensión en el primario del transformador junto con la intensidad en el primario del transformador superpuesta. La intensidad en el secundario no se muestra ya que es igual que la del primario, aplicando la relación de transformación. Sin



embargo, la tensión en secundario sí que se muestra ya que, además de aplicársele la relación de transformación, ocurre otro fenómeno, debido a los elementos parásitos del transformador. Este es la reducción del ciclo de trabajo, lo que lleva a definir el ciclo de trabajo efectivo, que es el ciclo de trabajo que resulta en el secundario, representado en la gráfica como dOeff.

Ilustración 27. Tensión y corriente en primario, y tensión en secundario de un Full-Bridge [2]

Se observa también que la pendiente de la corriente toma varios valores a lo largo del tiempo, en función de la tensión aplicada al primario del transformador.



A continuación se exponen los modos de funcionamiento, que corresponden con los puntos marcados en la gráfica anterior:

MODO 0

En este modo, conducen M1 y M4, por lo que la tensión aplicada en el primario del transformador es VDC. Existe transferencia de energía de energía de la fuente a la bobina, y la tensión aplicada sobre esta es:

Y, como bien es sabido, según la ecuación diferencial de la bobina,

, llegamos a la

conclusión de que la derivada de la intensidad en la bobina (que es igual a la pendiente de la intensidad), es : Particularizando para este caso particular, se obtiene la pendiente de la intensidad en la bobina de salida durante este modo de operación:

Durante este modo la pendiente es positiva por lo que la corriente, tanto en primario como en secundario, alcanza su máximo, representado en la gráfica de la intensidad del primario por IP-PK.



Ilustración 28. Modo 0 [2]

MODO 1

En el momento t1, el interruptor M1 deja de conducir y la corriente descarga el condensador parásito de M2 para cargar el condensador parásito de M1 hasta fijar su tensión en VDC,




En este modo, la energía necesaria para descargar M2 y cargar M1 proviene no sólo de la inductancia de dispersión LLK, sino que proviene también de la inductancia de salida Lo, la cual alberga una energía mucho mayor de la necesaria para realizar esta operación de carga y descarga de condensadores. Por lo que por regla general no hay ningún problema para que M2 se active bajo ZVS siempre y cuando se aplique el tiempo muerto necesario para realizarse esta operación. Recordando la ecuación diferencial del condensador:

, se obtiene que el tiempo necesario para la carga y descarga de estos

condensadores es:

, donde es el máximo de intensidad en el primario

para la mínima carga que se desee que exista ZVS. Por lo tanto, el dead time o tiempo muerto ha de ser mayor o igual a .

MODO 2

Una vez se ha descargado el condensador parásito de M2, su diodo parásito puede empezar a conducir, y a partir de este momento, M2 puede activarse cumpliendo ZVS.




En este caso, la tensión aplicada sobre la bobina de salida Lo es únicamente la tensión de salida, por lo que la intensidad disminuirá con la siguiente pendiente:

MODO 3

El cierre de M4, junto a la corriente del primario provocan la carga del condensador parásito de M4 y la descarga del condensador de M3. De este modo M3 puede activarse en condición de ZVS. Cuando el condensador de M4 se termina de cargar, la tensión aplicada en el primario del transformador es igual a -VDC.

En esta operación es crucial que se cumplan las dos condiciones correspondientes expuestas en el capítulo de soft-switching, para conseguir ZVS, ya que aquí la energía necesaria para cargar y descargar los condensadores de una rama proviene únicamente de la inductancia de dispersión, por tanto, esta ha de ser mayor que la que almacenan estos condensadores. Además, el tiempo muerto necesario para conseguir este efecto ha de ser mayor o igual a un cuarto del período de resonancia, ya que este es el tiempo que tarda en producirse esta operación.



A continuación se expone el esquema del circuito en este modo:


Este modo consiste, por tanto, únicamente en la carga y descarga de los dos condensadores además de preparar M3 para su encendido bajo ZVS.



MODO 4

En este estado M2 está conduciendo y, como M3 se ha terminado de descargar por completo, el diodo en anti-paralelo de M3 puede conducir de forma que se aplique una tensión -VDC en el primario del transformador. Así conducen los diodos parásitos de M2 y M3 hasta que en el instante t3 la corriente se hace negativa y comienzan a conducir los transistores de forma directa.


En este modo se aplica sobre el primario del transformador una tensión de -VDC. Sin embargo, esta tensión no llega al secundario, como se aprecia en la gráfica. Esto es debido a que en este estado, se carga la inductancia de dispersión, de forma que toda la tensión proveniente de la fuente cae en esta inductancia, sin llegar a transmitirse al secundario. La pendiente con la que cae la intensidad será, por tanto:



Por tanto, deducimos que la pérdida de ciclo de trabajo en el secundario está directamente relacionado con la inductancia de dispersión. El ciclo de trabajo resultante en el secundario se denominará ciclo de trabajo efectivo y se representará mediante: .

Como no hay transferencia de energía del primario al secundario en este estado, es la bobina la que alimenta la carga momentáneamente.

MODO 5

En este modo ya se ha cargado la inductancia de dispersión del transformador y la tensión aplicada en primario se comunica al secundario. Existe transferencia de energía y se almacena energía en la bobina Lo. La tensión existente en secundario es:

.

Y la pendiente con la que disminuye la intensidad es:


Diseño del Full-Bridge


6. DISEÑO DEL FULL-BRIDGE

Se pretende diseñar un circuito Full-Bridge controlador por phase-shift para conseguir ZVS en su funcionamiento. Este diseño circuito comprende varias fases. Entre ellas, se pueden destacar las siguientes:

Fase de diseño del esquemático, en la que se calcularán los parámetros fundamentales del circuito y se utilizará un procedimiento de diseño manteniendo cierta simplicidad, a pesar de tratarse de un circuito complejo. Pues uno de los objetivos de este apartado es encontrar un método de diseño sencillo para un Full-Bridge con GaN FETs sin necesidad de tener que realizar gran cantidad de cálculos o iteraciones.

La fase de diseño del esquemático va seguida de la fase de diseño del transformador. En este TFG será necesario el diseño de dos transformadores: uno para el convertidor con MOSFETs y otro para el de GaN FETs, pues necesariamente han de ser distintos el uno del otro. Para el diseño se utilizará el sofware de diseño Pexprt y se acudirá al CEI (Centro de Electrónica Industrial) situado en la Escuela Técnica Superior de Ingenieros Industriales (ETSII) de la Universidad Politécnica de Madrid (UPM) para su construcción.

Justo a continuación, se seguirá1 una fase de simulaciones donde se modelará el convertidor y se aplicarán los datos y resultados obtenidos del cálculo del esquemático y del transformador. De esta manera se comprueba si el diseño obtenido tiene sentido y funciona como se esperaba. Ya que, en caso contrario, siempre es más sencillo cambiar una simulación y/o revisar cálculos que un circuito entero ya fabricado, las piezas, etc.

Una vez simulado y comprobado que el diseño es válido y funciona correctamente, se procede a la búsqueda y selección de los componentes más óptimos para el diseño obtenido. Se tendrán en cuenta gran cantidad de parámetros para elegir los componentes más apropiados. Para ello se utilizarán distribuidores electrónicos como Farnell o Digikey.

Tras la selección de componentes, sigue el diseño del circuito impreso (PCB). Para ello lo primero es necesario obtener las huellas de todos los componentes del circuito posibilitando el diseño posterior del layout del circuito impreso, posición relativa entre componentes y su rutado. Cuando esté listo el diseño del layout, se generarán los archivos necesarios para su fabricación y se buscará un fabricante.

Se va a partir de las especificaciones impuestas, las cuales van a hacer la función de condiciones de contorno. Estas son las siguientes:

Tensión de entrada (VI) = 12 V Tensión de salida (Vo) = 5 V Potencia (Po) = 30 W Rizado de la tensión en el condensador de salida = 5% Rizado de la intensidad en la bobina de salida = 20% Frecuencia de conmutación para MOSFETs = 200 KHz Frecuencia de conmutación para eGaN FETs = 1 MHz



NOTA: 30 W es un valor muy bajo para un convertidor tan complejo. Estos convertidores empiezan a tener aplicación a partir de varios cientos de vatios. Para una aplicación de tan poca potencia bastaría con un flyback o un forward. Sin embargo, se ha elegido esta topología por su extensa aplicación y una potencia tan baja porque en el laboratorio de pruebas no se dispone de fuentes de alimentación de alta potencia.

6.1 DISEÑO DEL ESQUEMÁTICO

En este apartado se va a ver todo lo relacionado con el cálculo de parámetros básicos del sistema, partiendo de los requisitos establecidos como condiciones de contorno del sistema; el diseño del circuito de potencia y el cálculo de los componentes principales del convertidor; el diseño del circuito de los drivers que mandarán la señal a los interruptores, el cual se diseñará a partir de los modelos facilitados por el fabricante de los GaN FETs. Se verá también cómo se van a alimentar estos drivers y demás circuitería de control. Además, se enfatizará en la importancia del aislamiento galvánico y se expondrá el circuito que se va a utilizar para hacer las medidas necesarias para cerrar el lazo de control.

6.1.1 CÁLCULO DE PARÁMETROS

El primer paso consiste en obtener los parámetros del circuito a partir de las especificaciones. Para ello se va a proceder a su cálculo en orden, mostrando primero las ecuaciones utilizadas y, posteriormente aplicándolas.

1. Relación de transformación (

Lo ideal es realizar el cálculo de este término para el máximo ciclo de trabajo de forma que se cumplan los requisitos. Sin embargo, existe un problema al hacer esto. Este es la pérdida de ciclo de trabajo del primario a secundario, explicada en el capítulo anterior. Esta pérdida es debida a la inductancia de dispersión del transformador, que, al no estar construido aún, no se puede conocer. Por lo tanto, se estimará una pérdida de ciclo de trabajo del 30%.Teniendo en cuenta la reducción de ciclo de trabajo, y según [5], se llega a la siguiente ecuación:

Donde hace referencia al ciclo de trabajo efectivo, que es igual al ciclo de trabajo menos la pérdida de ciclo de trabajo, es decir . Como se quiere calcular para el máximo ciclo de trabajo, se asume que , y sustituyendo estos datos se obtiene:



2. Condensador de entrada (CI)

Este no aparece representado en los esquemas mostrados anteriormente ya que se supone una fuente ideal. Sin embargo, como se desconoce la calidad de la potencia de entrada, se introduce un condensador para filtrar la tensión que va a ser transformada. Por diseño se va a escoger:

3. Condensador de salida

Se representa mediante Co en los esquemas. Forma parte del filtro LC y se calcula mediante la siguiente ecuación, según [10]:

donde se obtiene directamente como

y, mediante la cual se obtienen los

siguientes valores: 15

3

4. Bobina La bobina se representa mediante en los esquemas y es el otro elemento del filtro LC. Esta se calcula mediante la ecuación diferencial de la bobina:

obteniéndose los siguientes valores:

Existen 2 parámetros que no hace falta calcular en primera instancia, ya que se podrán modificar mediante el software de control. Estos son los siguientes:

1. Ciclo de trabajo (D) Este ciclo de trabajo no hace referencia al de un único interruptor, sino al ciclo de trabajo total, es decir, es un valor entre 0 y 1. Desde el software de control que se utilizará se puede regular cuánto se desplaza una fase respecto de la otra, lo que determinará el ciclo de trabajo.

2. Tiempo muerto (DT) También llamado dead time, es el tiempo que pasa entre que se apaga un interruptor y se enciende el otro de la misma rama. Este se ajustará posteriormente para conseguir soft-switching.



6.1.2 DISEÑO DEL CIRCUITO DE POTENCIA

Una vez obtenidos los parámetros básicos del circuito hay que elegir una de las dos posibles topologías para el secundario. Estas se muestran de nuevo en la ilustración 33.

Ilustración 34. Posibles topologías para el secundario

El rectificador con dos diodos es conveniente en circuitos con alta intensidad, ya que esta solo tiene que pasar por un diodo en vez de dos, al contrario que en el caso del rectificador de 4 diodos, por lo que esto reduciría las pérdidas. Esto es debido a que los diodos tienen una pequeña resistencia interna. [2]

El rectificador de 4 diodos, en cambio, es conveniente para circuitos donde las tensiones manejadas son considerablemente altas. De esta forma, la tensión se puede dividir entre dos diodos y no la tiene que aguantar uno solo como ocurriría en el caso del rectificador de 2 diodos. [2]

En este TFG, por tanto, se decide utilizar una topología con un rectificador de 2 diodos y toma media, ya que se tiene que la intensidad de salida es

, frente a

Esta topología presenta la dificultad añadida de fabricar un transformador con toma media, aunque por otro lado disminuye costes al necesitar dos diodos menos.

Una vez se ha elegido la topología se procede a crear el circuito mediante el software Altium llevando a cabo la realización del esquemático mostrado en la ilustración 34:

En esta imagen, los elementos trafomed1 y Cable tienen fines de medición. Además se ha añadido diodos en paralelo en el rectificador en caso de que se calienten mucho únicamente con dos, o se quiera mejorar el rendimiento del convertidor, haciendo que la corriente que pasa por cada uno de ellos se más pequeña, pues las pérdidas son cuadráticas respecto a la corriente.



Ilustración 35. Esquemático del circuito de potencia

6.1.2 ELECCIÓN DE TRANSISTORES

Como se ha comentado anteriormente, se pretende crear dos convertidores Full-Bridge, uno utilizando tecnología MOSFET, y otro utilizando tecnología GaN FET. Por tanto se ha de elegir un modelo de transistores MOSFET y otro de transistores eGaN FET.

Teniendo en cuenta las especificaciones y requisitos de tensión, intensidad, resistencia en conducción, etc. se han elegido los siguientes dispositivos:

MOSFET: IRLB8721PBF

Cuyas características son las siguientes:

Polaridad: Canal N Intensidad drain Continua (Id): 31 A Tensión drain-source (Vds): 30 V Resistencia en estado ON (Rds): 8.7 mOhm Tensión Vgs de Medición Rds(on): 10 V Tensión Umbral Vgs: 1.8 V Diseño de Transistor: TO-220AB Núm. de contactos macho: 3 Pines Temperatura de trabajo máx: 175 °C Capacitancia de salida ( ): 400 pF

eGaN FET: EPC2014

Cuyas características son las siguientes:

Polaridad: Canal N Intensidad drain Continua (Id): 10A Tensión drain-source (Vds): 40V



Resistencia en estado ON (Rds): 16 mOhm Tensión Vgs de Medición Rds(on): 5V Tensión Umbral Vgs: 1.4V Temperatura de trabajo máx: 150°C Capacitancia de salida ( ): 175 pF

6.1.3 CIRCUITO DE DRIVERS

Las señales que les llegan a los interruptores por el gate, necesitan cierta potencia para activar el transistor, por lo que la señal proveniente del controlador no es suficiente. Esta señal le llega a un dispositivo semiconductor denominado driver, el cual está alimentado con una cierta tensión. El driver es el que genera la tensión entre el gate y el source del interruptor para que este se active. Se trata, por tanto, del circuito de control de los transistores.

Se ha diseñado el circuito de drivers solamente para los eGaN FETs, pues no va a ser necesario diseñarlo para los MOSFETs, ya que se utilizarán los propios drivers del controlador. En cambio, los eGaN FETs, al tener un funcionamiento distinto, sí que ha sido necesario su diseño.

El primer paso a seguir es elegir un driver compatible con el transistor elegido. En este caso, que se trabaja con la tecnología GaN, se ha decidido utilizar el driver LM5113SD. El circuito de control se muestra en la ilustración 35. Cada driver puede controlar dos dispositivos eGaN FETs, por tanto, se necesita un driver por cada rama del puente inversor. [12]

Sobre el transistor inferior se aplica una tensión respecto de tierra, pero sobre el transistor superior, se aplica una tensión flotante. Para que sea esto posible, el driver lleva implementado un circuito de bootstrap interno, que junto al condensador de bootstrap "Cboost1", fija una tensión entre los terminales HB y HS, la cual se utilizará para crear la tensión entre el gate y el source del eGaN FET superior.

El funcionamiento es el siguiente: Cuando conduce el transistor inferior, se carga el condensador Cboost1 para fijar la tensión flotante sobre el transistor superior. El driver lleva implementado un diodo que evita que el condensador se descargue por el camino erróneo cuando el transistor superior conduce, de forma que la tensión flotante se quede fija.

En el esquema que se muestra, las señales HID1 y LID1 hacen referencia a las señales que se pretenden mandar a los transistores desde el controlador, pero estas carecen de potencia suficiente. El driver se alimenta por el pin 1 con la tensión que se quiere aplicar sobre los transistores, que en este caso, por tratarse de eGaN FETs, se tratará de 5 V. Entre GaN1 y HS1 se aplica la tensión entre el gate y el source del transistor superior; y entre GaN2 y GNDp se aplica la tensión entre el gate y el source del transistor inferior.

El condensador C1 fija la tensión de entrada para evitar fluctuaciones.

Las resistencias R1 y R2 se utilizan para regular la velocidad de encendido de los transistores eGaN FET.



Ilustración 36. Circuito del driver [12]

Ilustración 37. Conector señales de entrada

Básicamente, el driver hace la función de amplificador de las señales de control que se mandan a los transistores desde el controlador. Estas señales llegan al circuito a través del conector J1, representado en la ilustración 36, con su referencia propia de tierra, la cual se representa por GNDseñales.



6.1.4 CIRCUITO DE ALIMENTACIÓN DEL CONTROL

Además de los conectores de entrada y salida de potencia propios del convertidor, mostrados en la siguiente imagen, los cuales están aislados eléctricamente (por ello están referenciados respecto a distintas masas), se requiere una alimentación adicional para el circuito de control anteriormente expuesto.

Ilustración 38. Conectores de entrada y salida de potencia

En este caso, se alimenta con 5 voltios y hay que tener especialmente cuidado con no alimentar partes de primario y de secundario desde la misma fuente, pues se estaría eliminando el aislamiento galvánico. En caso de necesitar alimentación de control para algún dispositivo del secundario, este debería ser alimentado desde una fuente aislada a la que se utiliza para alimentar el control del primario.

Está referenciado respecto a dos masas: GNDc y GNDp, que se unen entre sí, ya que aunque se denominen de forma distinta, a efectos prácticos es la misma. GNDc hace referencia a la masa de control y GNDp hace referencia a la masa de potencia. Además se añade un condensador a la entrada para evitar posibles fluctuaciones.

Los dos pines cada conector Header 2 están cortocircuitados ya que se usa un conector distinto para el positivo y otro para el negativo. Por tanto, cada uno de los dos pines está conectado al mismo conector.

Ilustración 39. Conectores y condensador de entrada de alimentación del control



6.1.5 DISEÑO DEL CIRCUITO DE MEDIDA

El objetivo de recoger medidas con el controlador no es otro que el de cerrar el lazo, ya que se pueden hacer medidas de forma más sencilla con otros instrumentos sin la necesidad de añadir un circuito adicional.

Para cerrar el lazo son necesarias dos medidas, y estas son:

La tensión de salida. La corriente en el primario, entre el condensador de entrada y el puente inversor.

Estas medidas se recogen mediante el ADC (convertidor analógico-digital), el cual sólo mide tensiones entre 0 y 1 voltio. Por tanto en el caso de la corriente, hay que transformarla en una tensión equivalente y escalarla entre 0 y 1. En el caso de la tensión de salida, con escalarla sería suficiente. A continuación, se exponen los circuitos necesarios para poder realizar las medidas:

Para medir la tensión de salida, cuyo valor variará entre 0 y 5, se diseña un divisor resistivo, formador por RdivH y RdivL cuyos valores resistivos son altos para que no circule mucha corriente, el cual divide la tensión entre 5:

Ilustración 40. Circuito de medida de tensión de salida

El condensador C3 se utiliza para filtrar la tensión. A continuación se conecta a un buffer operacional para que la medida no altere el funcionamiento del circuito demandando demasiada corriente. Además, en caso de superar la tensión de entrada el valor de 1 voltio,



el amplificador operacional se satura de forma que Vout_measure_1V no pueda superar el valor de 1 V para no dañar el ADC, el cual no soporta valores mayores.

Respecto al circuito utilizado para medir la corriente, se va a utilizar un transformador de medida y un circuito para convertir el valor de la intensidad en tensión y asegurarse que esta no sobrepasa 1 V. El diodo zener tiene un valor de ruptura de 2 voltios, para que no se pueda superar este valor y el diodo Ddesmag tiene la función de desmagnetizar el núcleo del transformador de medida para que este no se sature. Este circuito muestra en la siguiente imagen:

Ilustración 41. Circuirto de medida de corriente antes del puente inversor

En la siguiente imagen se muestra el esquema de conexiones para el conector de medidas, las cuales se mandarán al ADC del controlador.

Ilustración 42. Conector de medidas



Como se puede observar estas señales se referencian a la masa del secundario, ya que es esta masa respecto a la cual se referencia la salida.

6.1.6 AISLAMIENTO GALVÁNICO

El convertidor Full-Bridge presenta aislamiento galvánico, el cual viene suministrado por el transformador. Esto significa que el primario está eléctricamente desacoplado del secundario. Para ello hay que ser coherente con las conexiones entre masas.

En el primario hay una masa para la alimentación del control (GNDc), otra para referenciar la potencia (GNDp) y otra para referenciar las señales que llegan del controlador (GNDseñales). Todas estas tierras están conectadas entre sí por lo que termina siendo solo una.

En el secundario solo existe una tierra (GNDs) y esta no se puede conectar a la del primario para mantener el aislamiento.

Sin embargo, el controlador puede llegar a conectar ambas masas en su interior ya que se conecta con el primario al mandar las señales y con el secundario para leerlas. Para solucionar esto se añadirían unos octoacopladores a las señales mandadas al convertidor desde el controlador. Se podría tener este problema en el convertidor con GaN FETs, pero no con el MOSFETs, ya que estos son controlados desde el driver del controlador, el cual está aislado de la masa del propio controlador. En el caso del convertidor con GaN FETs, se podría solucionar el problema añadiendo octoacopladores, como se ha comentado anteriormente. No se ha realizado en este TFG, ya que se trata de un primer prototipo, pero sí que se podría añadir en una fase de optimización del convertidor.

6.2 DISEÑO TRANSFORMADOR

Hará falta diseñar dos transformadores. Uno que vaya a funcionar a 200KHz y otro apto para 1 MHz. Para el diseño de ambos se va a utilizar el software PExprt. Además se ha de conseguir un diseño real, que se pueda fabricar y que los materiales estén disponibles en el mercado a un precio aceptable. En caso de no cumplirse algunos de estos requisitos puede que el diseño final varíe un poco del mostrado por el software.

Al aumentar la frecuencia, se puede disminuir el tamaño de los magnéticos por lo que se prevee que el transformador que va a funcionar a 1 MHz sea de menor tamaño que el de 200 KHz.



6.2.1 TRANSFORMADOR CIRCUITO MOSFETS

Primero se añade la biblioteca ferroxcube, se sabe de entrada que, los componentes de esta biblioteca se pueden encontrar en el distribuidor que se va a utilizar.

Se seleccionan los siguientes datos de entrada en el programa:

Ilustración 43. Datos de entrada para el diseño del transformador del convertidor Full-Bridge de MOSFETs a 200 KHz

y este nos muestra la tensión e intensidad estimadas para el primario del transformador:

Ilustración 44. Tensión en el primario del transformador aproximada

Además, se le introduce los siguientes parámetros de diseño mostrados en la ilustración 45, situando la mínima inductancia magnetizante en 1 mH, ya que interesa que sea lo mayor posible:



Ilustración 45. Corriente en el primario del transformador aproximada

Además, le introducimos los siguientes parámetros de diseño, situando la mínima inductancia magnetizante en 1 mH, ya que interesa que sea lo mayor posible:

Ilustración 46. Datos de entrada adicionales

Y por último se selecciona el método de cálculo para las pérdidas en el núcleo y en los bobinados:

Ilustración 47. Selección del método de cálculo de pérdidas



De esta forma se obtienen los siguientes resultados:

Ilustración 48. Lista de resultados

De entre los cuales se selecciona el primero, pues es el que tiene menos pérdidas. Este presenta las siguientes características:

Bobinados

Ilustración 49. Información obtenida sobre los bobinados de primario y secundario

Donde se muestra el valor de la densidad de corriente en ambos bobinados, además de la inductancia de magnetización, la cual está por encima de un mH, como se fijó en las especificaciones.

Losses (selected model) hace referencia al cálculo de las pérdidas en el bobinado mediante el método de cálculo elegido anteriormente, que es mediante armónicos y resistencia equivalente en corriente alterna. Esta resistencia crece con la frecuencia según las 2 gráficas siguientes por lo que, cuanto mayor sea la frecuencia, mayor serán las pérdidas en los bobinados.



Ilustración 50. Resistencia del bobinado primario en relación con la frecuencia de conmutación

Ilustración 51. Resistencia del bobinado secundario en relación con la frecuencia de conmutación

Losses (with Rdc) hace referencia al cálculo de pérdidas en el bobinado calculando una resistencia equivalente para corriente continua. Esta se calcula del siguiente modo:



Ilustración 52. Cálculo de pérdidas en los devanados mediante Rdc

Irms hace referencia al valor eficaz de la corriente por los bobinados.

Son dos métodos distintos del cálculo de pérdidas por los bobinados pero en este caso, se va a seguir el método de los armónicos.

Núcleo

Las pérdidas en el núcleo se calculan por el método de Steinmetz:

Ilustración 53. Cálculo de pérdidas en el núcleo mediante la ecuación de Steinmetz



Y las pérdidas totales obtenidas son:

Ilustración 54. Pérdidas totales

Ilustración 55. Relación entre pérdidas en el cobre y el núcleo

Como se puede apreciar en el gráfico, las pérdidas en el núcleo son prácticamente despreciables comparadas con las pérdidas en los bobinados.

Ocupación de ventana

En cuanto a la ocupación de ventana para el bobinado se obtienen los siguientes datos:

Ilustración 56. Porcentajes de ocupación de ventana



Ilustración 57. Representación gráfica de la ocupación de ventana

Densidad de flujo

Así como la variación de la densidad de flujo y su valor máximo.

Ilustración 58. Características de densidad de flujo

Distribución de temperaturas

Aquí se muestra tanto la temperatura del núcleo como la máxima temperatura del transformador

Ilustración 59. Temperatura máxima y temperatura en el núcleo

así como la distribución de temperaturas desde el eje central al extremo, como se muestra en la siguiente imagen:



Ilustración 60. Distribución de temperaturas

Resultados constructivos

En cuanto a los resultados constructivos se obtienen las siguientes soluciones.

Ilustración 61. Resultados constructivos en relación al núcleo y al devanado primario

Ilustración 62. Resultados constructivos en relación al devanado secundario



Se necesita, por tanto, un núcleo ETD34 de material 3F3. Es importante que el tamaño del núcleo y el material sean aptos para la frecuencia a la cual va a trabajar. A continuación se muestra un esquema constructivo del transformador.

Ilustración 63. Esquema constructivo

A continuación se muestran tanto las propiedades y dimensiones del núcleo a utilizar como, como las propiedades de la bobina y las propiedades eléctricas del metal.

Ilustración 64. Propiedades ETD34



Ilustración 65. Dimensiones ETD34

Ilustración 66. Propiedades bobina



Ilustración 67. Propiedades eléctricas del 3F3

La construcción física del transformador se realiza en el CEI (Centro de Electrónica Industrial) de la UPM. Se aplica la técnica de intercalado (interleaving) para minimizar la inductancia de dispersión todo lo posible. Los tres bobinados se enrollan en el mismo sentido y el extremo final del segundo devanado 2', se une al inicio del tercer devanado 3, para crear la toma media, la cual se conectará a tierra.

El resultado final obtenido es el siguiente:

Ilustración 68. Modelo fabricado



Y midiéndolo se obtiene:

Inductancia magnetizante (Lm) = 1.5 mH Inductancia de dispersión (LLk) = 1.2 uH Capacitancia de entrada (CTR) = 186 pF

Con ese valor obtenido de LLk, se ha de comprobar si se cumple que la energía almacenada en esta inductancia es mayor a la de las capacidades parásitas de los MOSFET. Es decir, se tiene que cumplir que:

Teniendo en cuenta que si se le aplica una tensión VDS de 12V, y sustituyendo valores se obtiene:

Por lo que se concluye que ajustando el tiempo muerto al requerido, obtendremos una conmutación en ZVS.

6.2.2 TRANSFORMADOR CIRCUITO GAN FETS

Para el diseño del transformador del circuito de eGaN FETs, el procedimiento a seguir va a ser exactamente el mismo que el anterior. Se introducen los datos de entrada correspondientes y se selecciona la biblioteca ferroxcube.

Ilustración 69.. Datos de entrada para el diseño del transformador del convertidor Full-Bridge de eGaN FETs a 1MHz

Se muestran las siguientes formas de onda aproximadas que cabría esperar para el primario del transformador:



Ilustración 70. Tensión aproximada en el primario del transformador

Ilustración 71. Corriente aproximada en el primario del transformador

A continuación, se introducen el resto de parámetros de diseño:

Ilustración 72. Datos de entrada adicionales



En este caso, al trabajar a tan alta frecuencia (1 MHz), no se utiliza una restricción tan grande en cuanto a la inductancia magnetizante.

Además, elegimos el método de cálculo, el cual, es el mismo que el que se utiliza para el otro transformador, por lo que en este caso, se omitirá la imagen.

Al tratarse de 1 MHz, el diseño se hace más complejo, porque encontrar un material que aguante tal frecuencia en el catálogo de los distribuidores, se convierte en una ardua tarea. Por tanto, en este caso, el primer paso a realizar, es buscar qué materiales satisfacen esta condición y buscar algún núcleo real fabricado con este material, el cual se modelará posteriormente en el programa para obtener el cálculo de pérdidas y resultados constructivos.

Ilustración 73. Aspectos constructivos del núcleo E14 modelado



Ilustración 74. Dimensiones del núcleo E14 modelado

Obteniendo el handbook de Ferroxcube, que es el fabricante de núcleos que están disponible en el distribuidor a utilizar, se observa que los materiales aptos para esta frecuencia son el 3F4, el 3F45, el 3F5 y el 4F1.

Buscando en el catálogo del distribuidor núcleos de los anteriores materiales se encuentra un E14 de material 3F4. Sin embargo, este núcleo no está disponible en el software PExprt, por tanto, se modelará acorde a las dimensiones proporcionadas por el fabricante en el datasheet del propio núcleo, obteniendo el modelo mostrado en las ilustraciones 73 y 74:

Así, se generan los siguientes resultados:

Ilustración 75. Resultados obtenidos



De entre los cuales se escoge el primero por ser el que tiene menos pérdidas y del cual se obtienen las siguientes características:

Bobinados

Ilustración 76. Información obtenida sobre los bobinados de primario y secundario

Cuyos parámetros ya han sido comentados anteriormente. Se observa que se tiene una inductancia de magnetización de 67.29 H, que es un valor bastante inferior al que se obtuvo en el diseño anterior. Hay que tener también en cuenta que el tamaño de este transformador es bastante más pequeño que el que se diseñó para los MOSFETs, pues al aumentar la frecuencia, se permite disminuir el tamaño, para una misma potencia dada.

Ilustración 77. Resistencia del bobinado primario en relación con la frecuencia de conmutación



Ilustración 78. Resistencia del bobinado secundario en relación con la frecuencia de conmutación

Donde se vuelve a mostrar cómo varía la resistencia equivalente de estos bobinados con la frecuencia.

Núcleo

En cuanto al núcleo, se muestra a continuación, sus pérdidas mediante el método de Steinmetz.

Ilustración 79. Cálculo de pérdidas en el núcleo mediante la ecuación de Steinmetz



Con lo que finalmente se obtienen las pérdidas globales mostradas en la ilustración 79:

Ilustración 80. Pérdidas totales


Se puede observar que las pérdidas son mayoritariamente en los bobinados.

Ocupación de ventana

En este caso la ventana se muestra más llena que en el caso anterior, pues este núcleo es bastante más reducido que el usado con MOSFETs.




Ilustración 83. Representación gráfica de la ocupación de ventana

Densidad de flujo

En cuanto a la densidad de flujo se obtienen los siguientes valores de variación y valor máximo:

Ilustración 84. Características de densidad de flujo

Distribución de temperaturas

En este caso la temperatura alcanzada por el núcleo es demasiado alta, por lo que quizá habría que replantearse cambiar el diseño, al menos, a un núcleo más grande. Sin embargo, en el catálogo del distribuidor no hay ningún núcleo que contribuya a mejorar este aspecto, por lo que no quedará más remedio que seguir con este diseño y añadir un ventilador para extraer calor del transformador.

Ilustración 85. Temperatura máxima y temperatura en el núcleo



Ilustración 86. Distribución de temperaturas

Resultados constructivos

En cuanto a los resultados constructivos, el núcleo es el que se eligió en un principio, y los bobinados tienen 10 vueltas y 4 paralelos en primario y 7 vueltas y 4 paralelos en cada uno de los secundarios.

Ilustración 87. constructivos en relación al núcleo y al devanado primario

Ilustración 88. Resultados constructivos en relación al devanado secundario



El esquema constructivo se muestra en la siguiente ilustración donde se aprecia que el llenado de la ventana es bastante elevado, lo que puede causar dificultades en su montaje.

Ilustración 89. Esquema constructivo

Una vez se obtiene el núcleo, para fabricarlo se sigue el mismo procedimiento seguido en el caso anterior. Sin embargo, para este transformador no se dispone de ningún carrete, lo que eleva la dificultad de su montaje físico. Se barajó la posibilidad de fabricar un carrete mediante impresión 3D pero al final se rechazó esa posibilidad debido al largo tiempo de desarrollo que conlleva y al gran volumen de ventana que podría ocupar, por lo que finalmente se decide hacerla con un plástico, en torno al cual se bobinarán los devanados y luego se extraerá para que no ocupe espacio de la ventana , el cual es bastante escaso.

De nuevo el bobinado se realiza igual que en el anterior caso. Los 3 devanados en la misma dirección y uniendo el extremo final del segundo bobinado (2') con el inicio del tercer devanado (3) para formar la toma media, la cual irá conectada a tierra.

Finalmente se obtiene el siguiente modelo:

Ilustración 90. Modelo fabricado



Y midiendo se obtienen los siguientes valores:

Inductancia magnetizante (Lm) = 1.1 uH Inductancia de dispersión (LLk) = 374 nH Capacitancia de entrada (CTR) = 33 pF

Con ese valor obtenido de LLk, se ha de comprobar de nuevo si se cumple que la energía almacenada en esta inductancia es mayor a la de las capacidades parásitas de los MOSFET. Es decir, se tiene que cumplir que:

Teniendo en cuenta que y sustituyendo en la ecuación se llega a:

Por lo que concluimos que sí que se cumple la condición. Por lo tanto, ajustando el tiempo muerto al necesario, se conseguirá la conmutación en ZVS.

6.3 SIMULACIONES

Una vez obtenido el diseño tanto del circuito como del transformador, se simula para ver si realmente es válido o se ha cometido algún error. Por tanto, haremos una simulación por cada circuito y hallaremos las formas de onda correspondientes. Estas simulaciones se van a llevar a cabo mediante el software Psim.

6.3.1 SIMULACIONES CIRCUITO MOSFETs

Dibujando la topología Full-Bridge con el rectificador de dos diodos, según se ha elegido, mediante el software Psim se obtiene:



Ilustración 91. Modelo de Full-Bridge a 200 KHz en Psim con los parámetros obtenidos para el circuito de MOSFETs

Donde se han incluido todos los elementos calculados y diseñados.

A continuación disparamos los pulsos mediante phase-shift. Esto lo hacemos mediante bloques en lenguaje C.

Ilustración 92. Genaradores del pulsos para los transistores

En el interior de cada bloque, hay un código C, el cual genera los pulsos de los disparos de los MOSFETs. Estos códigos se muestran en el Anexo 1.

Para fijar la frecuencia de conmutación en 200 KHz, se fija el Time step en , pues se emplean 100 steps en cada período (ver código C).



Ilustración 93. Parámetros de simulación

Y las formas de onda generadas son las siguientes:

Ilustración 94. Tensión en el primario y tensión en el secundario rectificada

Si además se añade la señal de la tensión final, se puede apreciar cómo varía esta con el ciclo de trabajo, es decir, con cuánto se desplaza la fase, de forma que cuando el ciclo de trabajo se acerca al máximo, la tensión de salida se aproxima a 5 V.



Ilustración 95. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 35/50





Además, se muestra la corriente en el primario del transformador:

Ilustración 98. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y corriente por el primario

Y también la tensión y la corriente sobre la bobina

Ilustración 99. Tensión y corriente en la bobina

Se puede afirmar por tanto que la simulación es correcta por lo que se procede a realizar la selección de componentes y el diseño de la PCB.

6.3.1 SIMULACIONES CIRCUITO eGaN FETs

Se dibuja el circuito con los parámetros calculados para este diseño y se fija el Time step en para tener una frecuencia de 1 MHz. En este caso no se modifican los bloques C. Tampoco se muestran pues son los mismos.



Ilustración 100. Modelo de Full-Bridge a 1MHz en Psim con los parámetros obtenidos para el circuito de eGaN FETs

Ilustración 101. Parámetros de simulación

Y las formas de onda generadas son las siguientes:

Ilustración 102. Tensión en el primario y tensión en el secundario rectificada



Añadimos la tensión de salida y desplazamos la fase para variar el ciclo de trabajo como se hizo anteriormente:



Ilustración 105. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un

ciclo de trabajo de 45/50



Se observa que no se llega a alcanzar totalmente los 5 V pero está cerca, por lo que se da por válido, pues no merece la pena rehacer el transformador por un error tan leve. Esto es debido a que la inductancia de dispersión tiene un valor demasiado elevado.

Se muestra la corriente por el primario del transformador:

Ilustración 106. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y corriente por el primario

Y, por último, tensión y corriente por la bobina:

Ilustración 107. Tensión y corriente en la bobina



6.4 SELECCIÓN DE COMPONENTES

El siguiente paso corresponde a la selección de componentes. Este paso es previo al diseño de la PCB, ya que las huellas de los componentes se harán de acuerdo a los componentes elegidos. Los interruptores y drivers para los dos circuitos ya se han elegido anteriormente por lo que solamente se va a hablar en este apartado del resto de componentes.

Algunas consideraciones que se han tenido en cuenta son las siguientes:

Los condensadores de la parte del circuito de potencia van a ser de película, ya que tienen que aguantar más potencia, mientras que los de los circuitos de control o de medida pueden ser de montaje superficial, pues no necesitan disipar tanto calor.7

Los diodos de la parte de potencia también serán más grandes que los de la parte de medida para poder disipar más calor

Por regla general, los valores límites de tensión e intensidad de los componentes deberán ser mayores a los alcanzados en el circuito.

Así, teniendo esto en cuenta, se muestra las listas de componentes:

Tabla 1. Componentes Full-Bridge con MOSFETs

COMPONENTES FULLBRIDGE MOSFET Identificador Referencia Descripción Cantidad

necesaria

AO TEXAS INSTRUMENTS TLV3501AIDBVT Amplificador operacional 1

c3 WALSIN 0805N100J500CT

C cerámica smd-10pF 0805 50V 1

Cin EPCOS B32529C0105K000

C película-1uF separación 5mm 63 v 1

Cout EPCOS B32521C0335J000

C película-3.3uF separacion 10mm 63V 1

D1,D2 MULTICOMP SF61 Diodo rápido 50 V 150 A 2

Lo WURTH ELEKTRONIK 7443551370 Bobina 3.7 uH 1

Q1,Q2,Q3,Q4 IRLB8721PBF MOSFET canal N, 31 A, 30 V, 0.0065 ohm 4

T FERROXCUBE ETD34 3F3 Núcleo transformador 2

Header 2 DELTRON 571-0500-01 Conector banana rojo 10 A 2

Header 2 DELTRON 571-0100-01 conectores banana negros 10 A 2

RdivH MULTICOMP SMD R - 4KOhm smd 1206 1 RdivL MULTICOMP SMD R - 1KOhm smd 1206 1



La mayoría de los componentes han sido pedidos del distribuidor Farnell. Sin embargo, los eGaN FETs se han adquirido de otro distribuidor: digikey. Y el transformador de medida aún no se ha adquirido ya que no es objetivo de este TFG cerrar el lazo de control, por lo que en un primer momento no es imprescindible para el funcionamiento en circuito abierto.

Tabla 2. Componentes Full-Bridge con eGaN FETs

COMPONENTES FULLBRIDGE eGaN FET Identificador Referencia Descripción Cantidad

necesaria

AO TEXAS INSTRUMENTS TLV3501AIDBVT Amplificador operacional 1

c1,c2,c4 WALSIN 0805F105Z160CT C cerámica-1uF 0805 16V 3

c3 WALSIN 0805N100J500CT C cerámica-10pF 0805 50V 1

cboost1,cboost2,c5

WALSIN 0805B104K500CT C cerámica-0.1uF 0805 50V 2

Cin EPCOS B32529C0105K000

C película-1uF separación 5mm 63 v 1

Cout EPCOS B32521C0335J000

C película-3.3uF separacion 10mm 63V 1

cf WALSIN 0805N271J500CT

C cerámica-270 pF 0805 50V 1

D1,D2 MULTICOMP SF61 Diodo rápido 50 V 150 A 4

DZ ROHM UDZVFHTE-172.0B Zener 2V 1

J1 WURTH ELEKTRONIK 61202421621 Conector 24 pines 1

Lo BOURNS SRP1238A-R60M Inductor 1

Q1,Q2,Q3,Q4 EPC2014 GaNFETs 40 V, 10 A, 16 mOhm 4

T FERROXCUBE E14 3F4 Núcleo transformador 2 Trafomed1,Tr

afomed2 Por determinar Transformador de medida 1

U1,U2 TEXAS INSTRUMENTS LM5113SD Driver 2

Header 2 DELTRON 571-0500-01 Conectores banana rojos 10 A 3

Header 2 DELTRON 571-0100-01 conectores banana negros 10 A 3

Ddesmag FAIRCHILD S1M diodo medida 1 Rs1 MULTICOMP SMD R-9.1 Kohm smd 1206 1 Rs MULTICOMP SMD R-1 Ohm smd 1206 1

RdivH MULTICOMP SMD R - 4KOhm smd 1206 1 RdivL MULTICOMP SMD R - 1KOhm smd 1206 1

Rf MULTICOMP SMD R - 210 Ohm smd 1206 1 R1,R2,R3,R4 MULTICOMP SMD R - 10 Ohm smd 1206 4



6.5 DISEÑO PCB

Una vez seleccionados los componentes, se procede a diseñar la huella de estos. Las huellas no son más que el dibujo que tendrá el componente sobre la placa, así como sus pads o vías.

Se comentará la distribución de la PCB de GaN FETs, ya que la de MOSFETs, no es más que una pequeña simplificación de esta quitando y cambiando varias partes del circuito.

6.5.1 POSICIÓN DE COMPONENTES

Respecto a la posición relativa de los componentes, en la siguiente ilustración se muestra cómo queda la distribución final. Esta distribución se ha tratado de hacer pensando en la forma más eficiente para la circulación de la potencia.

Empezando por la izquierda, se tienen los 4 conectores: 2 para el circuito de potencia y 2 para la alimentación del control, en ese orden, de arriba a abajo. A continuación, se sitúan las los pads de conexión del transformador de medida y el condensador de entrada Cin. El condensador de entrada debe estar lo más cerca posible del puente rectificador. Q1, Q2, Q3 y Q4 son los 4 eGaN FETs, los cuales están acompañados por arriba y por abajo por el circuito de control de los drivers. Debajo se halla el conector J1, el cual envía las señales a los drivers. A continuación, avanzando a la derecha por la parte central, se llega al transformador, el cual tiene justo al lado una huella con el nombre de cable. Esta huella no hace referencia a ningún elemento particular. Simplemente se ha colocado con la finalidad de posibilitar la soldadura de un cable, el cual permita la medida de la corriente por el primario del transformador. Arriba y abajo del transformador están los diodos rectificadores, de los cuales, solamente dos son indispensables, siendo los otros dos en paralelo para mejorar rendimiento y funcionamiento. Justo a la derecha del transformador se encuentra el flitro LC, formado por la bobina Lo y el Cout. Debajo de estos están los conectores de la potencia de salida, y encima se juntan tanto el circuito de medida de la corriente en primario como el de la tensión de salida, junto a los conectores para las medidas. Se trata de seguir en la medida de lo posible las indicaciones proporcionadas por [13].

Además se define el tamaño de la PCB, minimizándolo todo lo posible para disminuir costes. También se añaden agujeros en las 4 esquinas para que sea posible montar unas patas y los componentes de la parte inferior de la PCB no tengan que rozar sobre la superficie de apoyo.



Ilustración 108. Distribución y posición de componentes en la PCB

6.5.2 PISTAS, VÍAS Y PLANOS

Una vez colocados los componentes, el siguiente paso es conectarlos. Para ello se utilizan pistas, que son el equivalente de un cable en el circuito impreso. Se puede elegir el grosor de las pistas, el cual vendrá influenciado por la corriente que tendrá que aguantar. Si la corriente es muy alta, se pueden utilizar planos. Los planos son, como su propio nombre indica, planos de cobre donde la corriente se puede extender por más espacio.

Sin embargo, es imposible realizar todas las conexiones en una misma capa, por lo que se van a utilizar 4 capas para hacer posible todas las conexiones. Para pasar de una capa a otra se van a utilizar vías, que no son más que agujeros pasantes conductores, los cuales conectan varias capas.



Con esto en mente, se van a mostrar las conexiones hechas en cada capa:

Ilustración 109. Capa inferior (bottom layer)

Se observa que en la capa de abajo, se realizan conexiones que no se pueden realizar en la de arriba porque el espacio ya está ocupado. Además, en esta capa se incluye todas las conexiones de la alimentación de los drivers, es decir, el circuito de control. Se observa que las pistas asociadas al circuito de potencia son, como norma general, bastante más anchas que las demás.



Ilustración 110. Capa uno (layer 1)

La capa 1 sólo se utiliza para que la masa de las señales vaya cerca de las señales, para que no haya ruido en estas. Por esa razón se utiliza otra capa de forma que las solape.

Ilustración 111. Capa dos (layer 2)



La capa 2 se utiliza para enviar las señales desde el conector a los drivers y para hacer un plano de masa para el secundario. Es recomendable hacer las masas con planos para mantener bien la referencia.

Ilustración 112. Capa superior (top layer)

La capa de arriba se utiliza para el circuito de potencia y para parte del circuito de control de los drivers. Como se muestra, la mayor parte del circuito de potencia está hecha con planos, ya que se va a manejar corriente de hasta 6 amperios., y esta circula mejor por planos extensos que por pistas estrechas.



Como resultado final, se obtiene el siguiente diseño:

Ilustración 113. PCB Full-Bridge eGaN FETs

Donde se han superpuesto las capas una sobre otra en el orden en el que irán en la PCB real fabricada.

Como se ha comentado, existen 3 masas para el primario: la de las señales, la de la entrada de potencia y la de la alimentación del control. Sin embargo, estas tres masas se han juntado en un punto, para que la referencia sea la misma para todos. Se juntan únicamente en un punto para evitar recirculaciones extrañas de corriente. Este punto es:

Ilustración 114. Unión de masas



6.5.3 MODIFICACIÓN PARA CIRCUITOS CON MOSFETS

Para la PCB de MOSFETs se han hecho algunas modificaciones y simplificaciones. Básicamente, estas se pueden resumir en los siguientes puntos:

Las huellas de los eGaN FETs han sido sustituidas por las de un encapsulado TO-220AB.

El circuito de los drivers ha sido eliminado, ya que no son necesarios, pues se utilizarán los del controlador.

Al no haber circuito de control, tampoco es necesario el circuito de alimentación del control, por lo que también ha sido descartado.

Se ha quitado también el circuito de medida de la corriente antes de entrar al rectificador.

Al haber menos componentes y, por tanto, menos conexiones, se ha podido reducir el tamaño de la PCB, así como reducir el número de capas a dos.

Además se ha añadido un condensador entre los MOSFETs Q3 y Q4, ya que puede ayudar a mejorar el funcionamiento del circuito.

El diseño resultante se muestra en las siguientes imágenes:

En la capa de abajo (azul) se realiza un plano de masa para el primario, además de algunas conexiones más por medio de pistas.

Ilustración 115. Capa inferior (bottom layer)



En la capa de arriba de la placa se intenta hacer más planos que vías para la circulación de la corriente. Así, se ha diseñado de forma que casi cada conexión este hecha por medio de un plano, además de añadir un plano de masa al secundario, la cual, es independiente de la del primario pues existe aislamiento galvánico.

Ilustración 116. Capa superior (top layer)



Por último, el aspecto final del circuito es el siguiente:

Ilustración 117. PCB Full-Bridge MOSFETs



7. CÁLCULO DE PÉRDIDAS Y RENDIMIENTO

En este capítulo se van a mostrar las pérdidas en los elementos más significativos, es decir, en el transformador, en los interruptores y en los diodos. Las pérdidas en los transformadores ya fueron calculadas por el programa PExprt, por lo que solo se van a calcular las pérdidas en los interruptores

Los interruptores tienen pérdidas, bien por conmutación o bien por conducción.

Las pérdidas por conducción vienen definidas por las pérdidas generadas en la resistencia interna del interruptor cuando este conduce. Se calculan del siguiente modo:

Donde es la intensidad eficaz que circula por el interruptor; , su resistencia interna; y , su ciclo de trabajo (del interruptor, no del convertidor).

Las pérdidas por conmutación se reducen considerablemente al conseguir ZVS, pero no se puede asegurar que haya ZCS por lo que no se puede afirmar que estas pérdidas sean nulas. Sin embargo, su cálculo es bastante complejo, ya que en el apagado del interruptor es muy complicado conocer con exactitud durante cuánto tiempo conviven tensión e intensidad, ni cuál son sus valor. Por lo que para simplificar se va a omitir su cálculo.

Sin embargo sí que se pueden calcular las pérdidas debidas al condensador parásito del interruptor [14], las cuales son proporcionales a la frecuencia a la que este conmuta :

Donde es la energía del condensador parásito. Por lo que sustituyendo en la ecuación anterior que

, se obtiene:

Las pérdidas en los diodos vienen definidas por la suma de la potencia perdida en la caída de tensión del diodo más la potencia perdida en la resistencia interna en conducción. Con esto, se tiene:

Con estas fórmulas se procede al cálculo de pérdidas en ambos circuitos obteniéndose los siguientes resultados:

Cálculo de pérdidas y rendimiento


Convertidor MOSFETs o Pérdidas en el transformador

Según los cálculos realizados mediante PExprt se obtiene que: Pérdidas en el núcleo = 800.440 uW Pérdidas en los bobinados = 986.377 mW Pérdidas totales ( = 987.178 mW

Ilustración 118. Pérdidas del transformador a 200 KHz

o Pérdidas en los MOSFETs

Aplicando las fórmula anteriormente expuestas, teniendo en cuenta que en el MOSFET, , que tal y como se muestra en la simulación de la ilustración 118, y que , se obtiene:

Por lo que las pérdidas totales en cada MOSFET serán:

o Pérdidas en los diodos Se obtienen directamente aplicando la fórmula mostrada y teniendo en cuenta que la caída de tensión interna , que y que la resistencia interna :

Ilustración 119. Corriente por el MOSFET 1 y su valor medio



Por tanto, sumando todas las pérdidas parciales, se obtienen las pérdidas totales:

Únicamente se han contabilizado 2 diodos, aunque el circuito impreso permita la implantación de 4. Al poder colocar 2 diodos más en paralelo, las pérdidas en los diodos disminuirán, al dividirse la corriente que pasa por ellos, pues, aunque haya más diodos, las pérdidas disminuyen de forma cuadrática con la intensidad, según se aprecia en la ecuación correspondiente de pérdidas en el diodo. De tal manera, se obtiene el siguiente rendimiento teórico:

Convertidor eGaN FETs

o Pérdidas en el transformador Según los cálculos realizados mediante PExprt se obtiene que:

Pérdidas en el núcleo = 5.077 muW Pérdidas en los bobinados = 767.137 mW Pérdidas totales ( = 772.214 mW

Ilustración 120. Pérdidas del transformador a 1 MHz

o Pérdidas en los eGaN FETs

Aplicando la misma fórmula que se ha aplicado con los MOSFETs y teniendo en cuenta que para el eGaN FET seleccionado,

, que , y consultando la intensidad en valor eficaz que circula por un GaN FET, según la ilustración 119, se obtiene:

Por lo que las pérdidas totales en cada eGaN FET serán:

Cálculo de pérdidas y rendimiento


o Pérdidas en los diodos Son prácticamente las mismas que las calculadas para los MOSFETs, pero no son exactamente las mismas, ya que, como se mostró en los resultados de PExprt, la , siendo un poco menor que en el caso anterior. Así, se obtiene:

Por tanto, sumando todas las pérdidas parciales, se obtienen las pérdidas totales:

De esta manera, se obtiene el siguiente rendimiento:

Se observa que se obtienen rendimientos prácticamente iguales a pesar de que las pérdidas en los MOSFETs sean menores que en los eGaN FETs. Sin embargo, al ser la frecuencia en el circuito de eGaN FETs cinco veces más rápida, se puede disminuir el volumen de margnéticos y transistores de forma considerable.

Ilustración 121. Corriente por el eGaN FET 1



8. RESULTADOS EXPERIMENTALES Y DISCUSIÓN DE RESULTADOS

Una vez recibidos tanto los componentes como la PCB, se procede a montar y soldar el circuito, para, a continuación, someterle a unas pruebas básicas para obtener los datos experimentales, y comprobar si el circuito funciona de forma correcta, así como obtener la curva de rendimiento del convertidor.

Se han realizado experimentos individuales para cada convertidor, obteniéndose en ambos la curva de rendimiento, que permitirá comparar su eficiencia, a pesar de que uno trabaje a 200 KHz y otro a 1 MHz. Y además se han obtenido las formas de onda de los puntos más significativos del circuito.

Los experimentos se han realizado en la mesa de pruebas. Esta mesa dispone de los siguientes dispositivos que se han utilizado y servido de ayuda en las pruebas:

Fuente de alimentación del control Fuente de alimentación de potencia Osciloscopio Sp Card Banco de resistencias ajustable Multímetro Ordenador

8.1 CONTROLADOR

El controlador a utilizar es la Sp Card. La Sp Card es una herramienta de prototipado rápido. Utiliza un chip Zinq, el cual está compuesto de 2 microprocesadores y una FPGA, y mediante los microprocesadores se selecciona el circuito a implementar por la FPGA.

Ilustración 122. Esquema SpCard [15]

Resultados experimentales y discusión de resultados


En la ilustración 121 se muestra un esquema de este controlador, donde se puede apreciar que dispone de un ADC (convertidor analógico-digital) y un DAC (convertidor digital-analógico), además de los drivers que se van a utilizar para enviar las señales en el circuito de MOSFETs. En la misma imagen, el ARM hace referencia al microprocesador, y el hardware hace referencia a la FPGA.

En la siguiente imagen se representa la SpCard y sus elementos más significativos:

Ilustración 123. SpCard [15]

Tabla 3. Componentes SpCard [15]

Identificador Descripción Identificador Descripción 1 Interruptor 9 Buffers de salida 2 Conector de alimentación 10 Conector CN20 3 Conector de alimentación 11 Conector CN7 4 Puerto UART USB 12 Chip Zynq 7020 5 Memoria RAM DDR3 13 Modo de corriente de pico 6 Conectores CN1 14 DAC 7 Driver 15 Conector CN2 (ADC) 8 Optoacoplador 16 JTAG



El software que se utiliza para comunicarse y configurar la Sp Card se llama Sp Tool. Este software se conecta a la Sp Card desde el ordenador mediante un cable USB. La Sp Tool permite elegir el circuito que se quiere controlar y escoger un control en lazo abierto o cerrado. Además, se permite la selección de los parámetros de control, así como el ancho de pulso o el desplazamiento de una fase con respecto a la otra, dependiendo del control que se quiera implementar. Otros parámetros como tiempos muertos o retardos también es posible introducirlos. La interfaz de esta aplicación informática aparece representada en la ilustración 123.

Ilustración 124. Interfaz de la Sp Tool

La Sp Tool se comunica con los microprocesadores de la SpCard, y estos, a su vez, se comunican con la FPGA para que ésta implemente el circuito necesario para el control seleccionado desde la Sp Tool.

8.2 RESULTADOS FULL-BRIDGE CON MOSFETS

El circuito impreso recibido se muestra en la ilustración 124. Una vez recibidos también los componentes y fabricado el transformador, se procede a su montaje y a la soldadura de sus componentes, obteniéndose como resultado el convertidor Full-Bridge mostrado en la ilustración 125, en la que se muestran sus distintos componentes. El transformador va situado por debajo de la placa ya que la huella diseñada es la del transformador para el circuito de eGaN FETs, el cual es significativamente más pequeño. Para cada MOSFET, hay dos pines para mandarle los pulsos directamente desde el driver de la SpCard. Estos pines van conectados al gate y al source del propio MOSFET.



Ilustración 125. PCB del Full-Bridge MOSFETs

Y tras montar y soldar todos los componentes, incluido el transformador, queda terminado el convertidor, tal y como podemos apreciar en las siguientes imágenes:

Ilustración 126. Full-Bridge MOSFETs montado



Tabla 4. Partes del Full-Bridge MOSFETs

Identificador Descripción Identificador Descripción 1 Conectores de entrada 6 Bobina 2 Condensador de entrada 7 Circuito medida 3 Puente de MOSFETs 8 Condensador de salida 4 Diodos 9 Conectores de salida 5 Transformador (debajo)

Ilustración 127. Full-Bridge MOSFETs (lateral)

Ilustración 128. Full-Bridge MOSFETs (desde arriba)



Para proceder a la fase de pruebas sólo se ha soldado la parte de potencia del circuito, dejando pendiente la parte de medición, pues no está previsto cerrar el lazo en las pruebas iniciales ya que, el objetivo principal de esta primera prueba es comprobar el funcionamiento de la parte de potencia. En caso de que esta parte no funcionase la circuitería de medición carecería de sentido

8.2.1 SET UP

Se ha utilizado la siguiente configuración para llevar a cabo las pruebas:

Ilustración 129. Set-up para pruebas MOSFETs

Donde se han utilizado flechas de trazo gordo para representar el flujo de potencia y flechas de trazo fino para representar las señales. Más concretamente, las fuentes de alimentación actúan como fuentes de tensión, lo que significa que fijan la tensión al valor especificado por el usuario y la corriente será la demandada por la carga.

La fuente de alimentación de potencia se fijará en 12 V para alimentar el convertidor, pues ese es su valor nominal, y la fuente de alimentación del control se fijará en 5 V ya que ese es el valor demandado por la SpCard.

La carga es puramente resistiva pues se trata de un banco de resistencias ajustable. Este consiste en varias resistencias en paralelo, las cuales se pueden conectar o desconectar ajustando la carga a la que el usuario desee. Se utiliza para simular una carga real y emular condiciones de funcionamiento del convertidor similares a las que se podrían dar en cualquier aplicación del convertidor al alimentar un dispositivo con requerimientos de



potencia compatibles con los que dicho convertidor ofrece, es decir, 5 V de tensión y una potencia igual o menor a 30 W.

Por tanto, el flujo de potencia tiene la dirección representada en el esquema, es decir, la potencia sale de la fuente de alimentación de potencia, es transformada en el convertidor, disminuyendo la tensión de 12 a 5V (y por tanto, elevando la intensidad), y se disipa en las resistencias en forma de calor.

En cuanto a las líneas de trazo fino, como se ha comentado anteriormente, corresponden a señales. Desde el ordenador se usa el software Sp Tool para definir el período de conmutación, el phase-shift o desplazamiento de fase y el dead time o tiempo muerto. Desde este programa se envía un código C al microprocesador de la Sp Card, y ésta configura su FPGA de forma que envía al convertidor las señales de control que el usuario había definido desde la Sp Tool.

Ilustración 130. Set-up para pruebas MOSFETs (foto)



Tabla 5. Elementos del set-up para las pruebas

Identificador Descripción Identificador Descripción 1 Fuente alimentación SpCard 5 Carga 2 Fuente alimentación Full-Bridge 6 Osciloscopio 3 Full-Bridge 7 Ordenador 4 SpCard

8.2.2 FORMAS DE ONDA

Fijando 12 V de entrada y 5 V de salida, y fijando la frecuencia de conmutación a 200KHz, se obtienen las siguientes formas de onda.

En la ilustración 121 se muestran los 4 pulsos, siendo el amarillo y el verde complementarios entre sí, al igual que el azul y el morado. Esto es debido a que en cada rama, los disparos son complementarios. De hecho la señal amarilla corresponde a las señales que van al MOSFET 1 y las verdes al MOSFET 2, los cuales están en la misma rama. Lo mismo ocurre con los otros dos disparos.

Ilustración 131. Pulsos de los 4 MOSFETs mediante phase-shift



Ilustración 132. Tensión en bornes del condensador de entrada

Ilustración 133. Tensión en el primario del transformador

La tensión en el primario del transformador presentará más parte nula cuanto mayor sea el deplazo de la fase o menor el ciclo de trabajo. Además, se puede apreciar cómo cuando la corriente es positiva, la corriente aumenta, y disminuye cuando la tensión es negativa.



Ilustración 134. Intensidad en el primario del transformador

Ilustración 135. Tensión en el secundario rectificada

En la tensión del secundario del transformador se producen fuertes oscilaciones por lo que podría plantearse la opción de añadir un circuito snubber para eliminar los picos de oscilación, como trabajo posterior a este TFG, o incluso mejorar el circuito con el fin de que estos desaparezcan.



Ilustración 136. Tensión de salida nominal

Ilustración 137. Intensidad por una bobina de 2 2 uH

Se ha realizado la prueba de ver el rizado por dos bobinas distintas: una de 22 uH, y otra con la inductancia calculada de 3.7 uH. Según se observa en las imágenes, el rizado en la bobina de 3.7 uH es hasta 5 veces mayor, teniendo en cuenta la división de cuadrícula.



Ilustración 138. Intensidad por la bobina correspondiente de 3.7 uH y tensión en el secundario para una Vo = 5V

8.2.3 COMPROBACIÓN ZVS

Como se expuso anteriormente, para la consecución de ZVS, se deben cumplir 2 condiciones que son:

La primera condición, como ya se vió anteriormente, es debida a que la energía almacenada en la inductancia de fugas del transformador ( ) se usa para descargar la capacitancia parásita de los interruptores antes de su conmutación a conducción. Por esta razón, es más complicado conseguir ZVS con bajos niveles de carga, pues cuanto menor sea la carga, menor será la intensidad, y cuanto menor sea la intensidad, la energía almacenada en la inductancia de dispersión se verá reducida cuadráticamente. Por tanto, aunque, ya se haya demostrado anteriormente que la energía en la inductancia de dispersión es mayor que la de los MOSFETs, este cálculo es válido para condiciones de plena carga. Sin embargo, si se disminuye la carga es posible que se pierda ZVS debido a los bajos niveles de tensión.

La segunda condición, sirve para fijar el dead time o tiempo muerto al valor necesario para conseguir ZVS. El dead time se puede regular desde la Sp Tool, por lo que en primera instancia, se va a calcular su valor teórico y, posteriormente se comprobará, observando las



señales de la tensión entre el gate y el source, y entre el drain y el source de un mismo MOSFET.

Realizando el cálculo teórico y sustituyendo datos se obtiene que:

En la práctica, tener ZVS o no, va a depender fundamentalmente de la carga y del tiempo muerto que se fije en los MOSFETs. Se va a establecer un mínimo de carga para que exista ZVS. Este se va a fijar en un 10% de la carga nominal, por lo que se va a fijar la potencia de salida a 3 W y se va a buscar el mínimo dead time para que haya ZVS. En las siguientes imágenes se muestra el proceso que se ha ido siguiendo, empezando con un tiempo muerto de 100 ns y aumentándolo hasta que las tensiones (azul) y (morado) no convivan en el mismo tiempo.

En la ilustración 129 se muestra la conmutación de uno de los MOSFETs de la segunda rama, ya que es más complicado que haya ZVS en la segunda rama (Q3 y Q4) que en la primera (Q1 y Q2), con un dead time de 100 ns. Se observa que hay hard-switching a pesar de que el dead time es mayor al mínimo calculado teóricamente. Esto es debido a que el teórico calculado supone carga nominal y no tiene en cuenta casos de baja carga.

Ilustración 139. Conmutación de encendido del MOSFET 4 con un dead time = 100 ns








En la ilustración 130 se observa que sigue habiendo hard-switching con un dead time = 120 ns, por lo que habrá que seguir aumentándolo. En la figura 131, aunque la intersección no se produce exactamente en el cero, se puede afirmar que hay soft-switching. Y, por último en la ilustración 132, hay claramente soft-switching, no siendo la diferencia a la ilustración 131 muy grande, por lo que se puede afirmar que a partir de 140 ns el convertidor trabaja bajo condición de soft-switching para cargas mayores o iguales del 10% de la carga nominal, esto es, 3 W.

8.2.4 CURVA DE RENDIMIENTO

En este apartado se ha medido el rendimiento que se obtiene para distintas cargas, manteniendo en todo momento la salida a 5 V. Se ha comenzado con muy baja carga y se ha ido aumentando dicha carga progresivamente, obteniéndose los valores de tensión e intensidad tanto en la entrada como en la salida, para así, calcular el rendimiento.



Tabla 6. Medidas de rendimiento a lo largo del rango de potencia para el Full-Bridge MOSFETs

MEDIDA VI (V) II (A) PI (W) Vo (V) Io (A) Po (W) Phase-shift (us) REND

1 12 0,04 0,48 4,94 0,08 0,39 0,88 80,28

2 12 0,04 0,48 5,07 0,08 0,39 0,85 80,28

3 12 0,27 3,24 4,99 0,55 2,73 0,46 84,40

4 12 0,50 6,00 4,97 1,00 4,96 0,40 82,67

5 12 0,73 8,76 4,98 1,41 7,00 0,35 79,93

6 12 0,77 9,24 5,05 1,45 7,32 0,30 79,25

7 12 1,12 13,44 5,00 2,09 10,47 0,25 77,86

8 12 1,33 15,96 5,00 2,47 12,37 0,20 77,47

9 12 1,45 17,40 5,03 2,62 13,19 0,15 75,83

10 12 1,67 20,04 5,00 2,92 14,62 0,10 72,93

11 12 1,85 22,20 5,05 3,25 16,40 0,05 73,88

12 13 2,22 28,86 5,05 4,10 20,72 0,10 71,80

13 13 2,48 32,24 5,03 4,55 22,89 0,05 70,99

14 14 3,15 44,10 5,00 6,01 30,07 0,10 68,17

Se puede apreciar que se obtiene un máximo de 84,4% para casi 3 W. Este máximo se alcanza demasiado pronto, pues lo ideal sería que se alcanzase a los 30 W. Sin embargo, existen algunas técnicas para desplazar este máximo a la derecha, de forma que es posible optimizar el funcionamiento del convertidor. Estas técnicas no se van a ver en este TFG, pero se dejan como una posible línea futura de trabajo y continuación del mismo.

Ilustración 143. Gráfica de rendimiento del Full-Bridge MOSFETs

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

Potencia

Rendimiento



8.3 RESULTADOS FULL-BRIDGE CON GANFETS

El circuito impreso recibido presenta el siguiente aspecto:

Ilustración 144. PCB de eGaN FETs

Y una vez se ha montado, se ha fabricado el transformador y se ha soldado, queda como se muestra en las siguientes ilustraciones, donde, además se enumeran sus distintas partes y componentes más significativos.

Ilustración 145. Convertidor eGaN FETs montado



Ilustración 146. Partes del convertidor eGaN FETs

Tabla 7. Componentes del Full-Bridge eGaN FETs

Identificador Descripción Identificador Descripción 1 Conectores de entrada de

potencia 8 Transformador

2 Conectores de alimentación del circuito de control

9 Circuito de medidas

3 Huella transformador de medida

10 Bobina

4 Condensador de entrada 11 Condensador de salida 5 Circuito de control (drivers) 12 Conectores de salida de

potencia 6 Puente inversor de eGaN

FETs 13 Conector de señales de

entrada 7 Diodos rectificadores



8.3.1 SET UP

La configuración que precisa este circuito es similar a la anterior. Simplemente hace falta añadir la fuente de alimentación del circuito de control compuesto fundamentalmente por los drivers, lo demás es exactamente igual, por lo que en este caso se prescinde de fotografía.

Ilustración 147. Set-up para pruebas eGaN FETs

Sin embargo, se ha incluido este esquema, donde se incluye la fuente de control que alimenta los drivers. Esta va unida al Full-Bridge por una línea de trazo fino, lo que indica que estos drivers realmente no consumen prácticamente potencia.



8.3.2 FORMAS DE ONDA

Con una frecuencia de conmutación de 1 MHz, se obtienen los siguientes resultados:

Ilustración 148. Tensión en el primario del transformador sin carga a Vi = 3V y Vo = 1,16V

Ilustración 149. Tensión del primario del transformador a 5 V de entrada y 1,8 de salida



Ilustración 150. Tensión más intensidad en primario con

Ilustración 151. Tensión e intensidad en primario más tensión de salida con una tensión de entrada

Variando los tiempos muertos (fijando el de la primera rama a 0 ns y dejando la segunda rama en 20 ns) y añadiendo el circuito snubber, mostrado en la ilustración 151, cuyo



condensador CS = 1nF, se consigue disminuir las oscilaciones y llegar a valores nominales de tensión, obteniéndose las formas de onda de la ilustración 152, con señales de mayor calidad y menores oscilaciones.

Ilustración 152. Circuito snubber [16]

Ilustración 153.Tensión en el primario, corriente en el primario y tensión de salida, en condiciones de tensión nominal ( y )



Sin embargo, al aumentar la carga, uno de los eGaN FETs se terminó rompiendo, dando por finalizado el período de pruebas.

Los resultados obtenidos para las ondas de tensión son bastantes satisfactorios teniendo en cuenta que las pruebas se han hecho a 1 MHz. El problema aparece cuando se trata de aumentar la potencia, ya que los eGaN FETs comienzan a fallar y a estropearse. Se trató de intercambiar los eGaN FETs que fallaron, pero al tratar de elevar de nuevo la potencia se estropearon otros. Por falta de tiempo no se continuaron las pruebas, las cuales se pueden dejar para trabajos futuros.

Sin embargo, hay algo extraño en estas dos últimas ilustraciones y, es que, cuando la tensión es positiva, la corriente decrece y viceversa. Esto es debido

8.2.3 COMPROBACIÓN ZVS

Al igual que en el caso anterior, se ha de cumplir que el tiempo muerto sea mayor que un cuarto del período de resonancia. Para ello, ha de cumplirse que:

Y sustituyendo datos y operando se obtiene que:

Por tanto, fijando un tiempo muerto mayor a 14 ns, se asegura que el convertidor trabaja bajo ZVS a plena carga. Pero no sabemos en qué condiciones trabajará a baja carga. Realizando pruebas a baja carga a 1 MHz se obtienen los siguientes resultados, comenzando con un tiempo muerto de 60 ns, y bajando hasta que se produzca hard switching. La señal verde corresponde a , y la señal azul hace referencia a .

Como se puede apreciar en las ilustraciones, con un dead time de 20 ns se pierde el ZVS y hay hard-switching, ya que, la tensión se dispara antes de que la tensión llegue a cero. Por lo tanto se fijará un valor de dead time =40 ns para asegurar ZVS a baja carga.



Ilustración 154. Conmutación a encendido con dead time = 60 ns

Ilustración 155. Conmutación a encendido con dead time = 40 ns



Ilustración 156. a encendido con dead time = 20 ns

Como se puede apreciar en las ilustraciones, con un dead time de 20 ns se pierde el ZVS y hay hard-switching, ya que, la tensión se dispara antes de que la tensión llegue a cero. Por lo tanto se fijará un valor de dead time =40 ns para asegurar ZVS a baja carga.

Líneas futuras


9. CONCLUSIONES

Tras terminar la fase de pruebas se han podido reunir las siguientes conclusiones que han ido apareciendo a lo largo del TFG. En este apartado, además, se pretende realizar una comparación entre la tecnología tradicional de Si (MOSFET) y la moderna basada en GaN (eGaN FET). Los distintos aspectos a comparar van a ser: volumen de magnéticos e interruptores, coste de desarrollo y rendimiento.

Respecto al volumen de los magnéticos e interruptores, como se puede apreciar en las imágenes mostradas de los circuitos, el tamaño de estos componentes se ve drásticamente reducido en el convertidor con eGaN FETs. Esto es debido a que este convertidor conmuta a 1 MHz, 5 veces más rápido que el convertidor con MOSFETs, lo que permite disminuir las inductancias y, en consecuencia, disminuir los dispositivos magnéticos, que son, bobinas y transformadores. Además los interruptores de GaN, en teoría, disponen de una densidad de potencia mucho mayor que los de Si, permitiendo reducir su tamaño considerablemente. De este modo si se suma el volumen de los magnéticos y transistores de un convertidor y otro, se puede hacer una comparación cuantitativa de los tamaños de ambos:

Tabla 8. Comparación tamaño de magnéticos y transistores

FULL-BRIDGE MOSFETS FULL-BRIDGE EGAN FETS

Transformador Bobina

Transistores (1 ud) Total

El total se ha calculado teniendo en cuenta los 4 transistores, es decir la cantidad total de estos elementos presentes en cada convertidor, para así, poder deducir la variación total de volumen de un convertidor a otro. De este modo se muestra la diferencia de volumen, siendo el del convertidor de tecnología de Si casi 12 veces mayor que el de tecnología de GaN, lo que supone una gran diferencia. Se recuerda que esta diferencia de volumen hace referencia exclusivamente a magnéticos y transistores.

En cuanto al coste de desarrollo con una tecnología u otra, los eGaN FETs tienen aún un precio superior a los MOSFETs, además que el coste de desarrollo del convertidor es también mayor utilizando transistores de GaN, requiriéndose métodos más modernos para su soldadura, e inversión de tiempo por parte de los desarrolladores para familiarizarse con con esta nueva tecnología.

Tabla 9. Comparación de precios entre transistores

MOSFET 30 V, 31 A, 6.5 mOhm GaNFET 40 V, 10 A, 16 mOhm

Precio 0,95 € 1,98 €

Respecto a la experiencia personal, desrrollando este TFG, se ha notado una gran diferencia en cuanto a la dificultad de desarrollo con una tecnología y otra, principalmente



debido a las diferencias de encapsulado y su dificultad para su soldadura. El MOSFET se ha elegido con un encapsulado TO-220, lo que su montaje y soldadura es bastante simple y sencillo. No es más que crear una huella con 3 compatibles con las 3 patas del encapsulado, introducirlas y soldarlas. El eGaN FET seleccionado, en cambio, presenta únicamente el encapsulado mostrado en la ilustración 155, cuya huella para el desarrollo de la PCB no es un problema pues se puede descargar libremente de la página del fabricante. Sí, que es un problema, sin embargo, su soldadura, pues requiere de herramientas fuera del alcance del alumno, lo que ocasionó numerosos problemas y bastante tiempo invertido en la búsqueda de una solución. Se barajó la posibilidad de mandarlo a montar y soldar a una empresa externa, pero se rechazaron todas las ofertas nada más conocer los precios. Por tanto, no quedó más remedio que realizarlo a mano con una pistola de aire caliente en el CEI (UPM). Llevó más de una semana de intentos fallidos y de desconocimiento de la causa del mal funcionamiento del circuito, que no era más que una soldadura errónea.

Ilustración 157. Encapsulado EPC 2014

En cuanto a los drivers para los MOSFETs, existen encapsulados con patas cuya soldadura no presenta dificultades, aunque no se haya utilizado ninguno en este TFG. Pero para los transistores de GaN, los encapsulados de los drivers, presentan una forma similar a la de los propios transistores, haciendo de su soldadura a mano una ardua tarea también.

Se concluye, por tanto, que la dificultad de desarrollo, si no se dispone de la tecnología correcta para ello, es bastante superior en el convertidor con eGaN FETs.

En cuanto al rendimiento, no se llegó a obtener el rendimiento del convertidor de GaN, ya que no se llegó a potencia nominal antes de que se dañara. Por tanto, se puede concluir de aquí que estos nuevos transistores no son muy robustos, ya que más de uno falló en varias ocasiones. Se sospecha que estas roturas vengan causadas por las altas oscilaciones y las altas pendientes que alcanza la tensión en ellas. El convertidor con MOSFETs sin embargo, presenta un comportamiento mucho más robusto y estable, del cual sí que llegó a obtenerse la curva de rendimiento, la cual, aún se puede optimizar, desplazando su máximo hacia la derecha, acercándolo a la tensión nominal.

Como conclusión final, se puede afirmar que estos nuevos transistores basados en GaN, permiten disminuir el tamaño del circuito, aumentando la frecuencia y la densidad de energía. Sin embargo, requieren de más trabajo de desarrollo y de investigación, para obtener un buen diseño que rinda con alta eficiencia a alta frecuencia.

Líneas futuras


10. LÍNEAS FUTURAS

Como trabajos futuros se puede incluir optimizar el convertidor de MOSFETs, bien utilizando los diodos en paralelos, para los cuales está preparada la PCB, o bien tratando de disminuir las oscilaciones añadiendo una red snubber, así como tratando de desplazar el máximo en la curva de rendimiento hacia la derecha.

También se deja para el futuro el montaje del circuito de medida, el cual posibilitará el cierre del lazo y, por tanto, el control del circuito en lazo cerrado. Este control se podrá realizar también desde la SpCard mediante un control PID.

Otro área interesante de mejora es el de tratar de disminuir las oscilaciones disminuyendo longitud de bucles cerrados, como el que se forma entra el driver y el gate y el source de los transistores, el cual crea una inductancia parásita que puede ser causante de oscilaciones no deseadas.

En cuanto al circuito de los eGaN FET, es un campo extenso sobre el cual investigar. Como trabajo futuro, se puede tratar de conseguir que el circuito funcione a plena carga garantizando su estabilidad. Objetivo que si se consigue, dará paso a otros objetivos, así como su optimización y mejora contínua.

En definitivas cuentas, el convertidor de tecnología GaN aún tiene mucho trabajo por delante para hacer que funcione de forma óptima a plena carga, y, una vez conseguido, se daría paso a otro trabajo de optimización de ambos circuitos hasta obtener prototipos competitivos.



11. BIBLIOGRAFÍA

[1] Ned Mohan, Tore M. Undeland, Willian P. Robbins (2009), Electrónica de potencia.

[2] Mutsu Uslu (2006), Analysis, Design, and Implementation of a 5 KW Zero Voltage Switching Phase-Shifted Full-Bridge DC/DC Converter Based Power Supply for Arc Welding Machines

[3] Muhammad H. Rashid, Electrónica de potencia, PhD, Fellow IEE

[4] A new ZCZVT commutation cell for PWM DC-AC converters C. M. de O. Stein H.

L. Hey

[5] J.A. Sabaté, V. Vlatkovic, R.B. Ridley, F.C. Lee and Cho. Design considerations for high-voltage high-power Full-Bridge zero-voltage-switched PWM converter

[6]http://www.appliedmaterials.com/nanochip/nanochip-fab-solutions/december-

2013/power-struggle

[7] http://www.semicon.sanken-ele.co.jp/en/guide/GaNSiC.html/

[8] http://www.electronics-tutorials.ws/transistor/tran_6.html

[9] EPC. Gallium Nitride Technology Overview. Alex Lidow and Johan Strydom, (White paper: WP001)

[10] Majid Pahlevaninezhad, Pritam Das, Josef Drobnik, Praveen K. Jain, Alireza

Bakhshai. A Novel ZVZCS Full-Bridge DC/DC Converter Used for Electric Vehicles.

[11] Altium Designer Video Tutorials. College of Engineering. University of Florida.

[12] Design Considerations for LM5113 Advanced GaN FET Driver During High-Frequency Operation. Application Report. Texas Instruments.

[13] EPC. Optimizing PCB layout. David Reusch (White paper: WP010)

[14] Zero-Voltage Switching Full-Bridge Converter: Operation, FOM, and Guidelines

for MOSFET Selection. System Application Note AN847. Vishay Siliconix.

[15] SpCard Hardware Guide

[16] Milan Ilic, Dragan Maksimovic, Phase-Shifted Full Bridge DC-DC Converter with Energy Recovery Clamp and Reduced Circulating Current

Planificación temporal y presupuesto


12. PLANIFICACIÓN TEMPORAL Y PRESUPUESTO

12.1 EDP

En las dos siguientes páginas se muestra la estructura de descomposición del proyecto (EDP). La estructura principal se muestra en la primera página. En la segunda se muestra el paquete de trabajo referente a DISEÑO Y FABRICACIÓN, por falta de espacio. Además, para simplificar, cuando se hace referencia, bien al convertidor con MOSFETs, o bien al convertidor con eGaN FETs, se ha escrito únicamente MOSFET o EGAN FET, respectivamente.

12.2 DIAGRAMA GANTT

Se ha decidido simplificar en la elaboración del diagrama Gantt por razones de diseño, ya que, al desplegar todas las pequeñas tareas en el espacio temporal, llevaría al resultado de un diagrama difícil de mostrar en una única página, ofreciendo una información demasiado detallada pudiendo, así, confundir al lector.

Se ha preferido, en cambio, optar por la simplicidad, ordenando en el tiempo tareas más generales. Así, se observa que el diagrama es básicamente lineal, salvo por algunas tareas que se pueden solapar. Estas son la fabricación de las PCBs, pues esta tarea no corre a cuenta del autor; y la redacción de este TFG, ya que se puede realizar mientras se va avanzando en otros aspectos del TFG.

12.3 PRESUPUESTO

Se adjunta el presupuesto en el correspondiente anexo, en el que, para su realización se ha tenido en cuenta la licencia de Altium, el coste de las PCBs, los componentes y el sueldo del ingeniero.

En ocasiones se piden más componentes de los necesarios para montar un único convertidor. Esto es debido a que, es probable que en la fase de pruebas más de uno se pueda romper o quemar, principalmente los transistores. Este problema se intensifica más en el Full-Bridge con eGaN FETs, ya que éste conmuta a 1 MHz, por lo que las oscilaciones presentes serán muy elevadas.

El alquiler de la SpCard sólamente se realiza mediante un mes debido a que las prácticas experimentales solo se realizan mediante el último mes.



Ilustración 158. EDP 1



Ilustración 159. EDP 2



Ilustración 160. Diagrama de Gantt



Tabla 10. Presupuesto

PRESUPUESTO

CONCEPTO SUBCONCEPTO PRECIO UNITARIO CANTIDAD SUBTOTAL TOTAL ($) TOTAL (€)

Licencia Altium $3.995,00 1 $3.995,00 3.995,00 € 3.607,24 €

PCB MOSFET

Fabricación $4,80 5 $24,00 $52,00 46,95 € Envío $25,00 1 $25,00

Cuota bancaria $3,00 1 $3,00

PCB eGaN FET

Fabricación $19,60 5 $98,00 $129,00 116,48 € Envío $25,00 1 $25,00

Cuota bancaria $6,00 1 $6,00

Componentes Full-Bridge MOSFETs

Amplificador operacional 2,81 € 1 2,81 €

26,05 €

C cerámica smd-10pF 0805 50V 0,02 € 1 0,02 €

C película-1uF separación 5mm 63 v

0,78 € 1

0,78 €

C película-3.3uF separacion 10mm 63V

0,67 € 1

0,67 €

Diodo rápido 50 V 150 A 0,32 € 4 1,28 €

Bobina 3.7 uH 2,52 € 1 2,52 € MOSFET canal N, 31 A, 30 V, 0.0065 ohm

0,95 € 8

7,57 €

Núcleo transformador 2,00 € 2 4,00 €

Conector banana rojo 10 A 1,59 € 2 3,18 €

conectores banana negros 10 A

1,59 € 2

3,18 €

R - 4KOhm smd 1206 0,02 € 1 0,02 €

R - 1KOhm smd 1206 0,02 € 1 0,02 €



Tabla 11. Presupuesto (continuación)

Componentes Full-Bridge eGaN FETs

Amplificador operacional 2,81 € 1 2,81 €

52,36 €

C cerámica-1uF 0805 16V 0,03 € 3 0,09 € C cerámica-10pF 0805 50V 0,02 € 1 0,02 €

C cerámica-0.1uF 0805 50V 0,01 € 2 0,03 €

C película-1uF separación 5mm 63 v 0,78 € 1 0,78 €

C película-3.3uF separacion 10mm 63V 0,67 € 1 0,67 €

C cerámica-270 pF 0805 50V 0,03 € 1 0,03 €

Diodo rápido 50 V 150 A 0,32 € 4 1,28 €

Zener 2V 0,05 € 1 0,05 € Conector 24 pines 1,14 € 1 1,14 € Inductor 1,62 € 1 1,62 € GaNFETs 40 V, 10 A, 16 mOhm 1,98 € 8 15,84 €

Núcleo transformador 1,38 € 2 2,76 € Driver 3,86 € 4 15,44 € Conectores banana rojos 10 A 1,59 € 3 4,77 €

conectores banana negros 10 A 1,59 € 3 4,77 €

diodo medida 0,08 € 1 0,08 € R-9.1 Kohm smd 1206 0,02 € 1 0,02 € R-1 Ohm smd 1206 0,02 € 1 0,02 € R - 4KOhm smd 1206 0,02 € 1 0,02 € R - 1KOhm smd 1206 0,02 € 1 0,02 € R - 210 Ohm smd 1206 0,02 € 1 0,02 €

R - 10 Ohm smd 1206 0,02 € 4 0,08 €

Alquiler SpCard Coste de 300€ mensuales según web 300 € 1 300,00 € 300,00 €

Sueldo Ingeniero becario

Beca mensual 250,00 € 4 1.000,00 € 1.000,00 €

SUMA TOTAL 5.149,09 €

Acrónimos y anglicismos


13. ACRÓNIMOS Y ANGLICISMOS LISTA DE ACRONIMOS:

A. Amperio

AlGaN: Nitruro de Aluminio y Galio

AlN: Nitruro de Aluminio

CA. Corriente Alterna

CC. Corriente Continua

CEI. Centro de Electrónica Industrial

eGaN FET. enhancement mode Gallium Nitride Field Effect Transistor (

ETSII. Escuela Técnica Superior de Ingenieros Industriales

F: Faradio

GaN. Nitruro de Galio

H: Henrio

HEMT. High Electron Mobility Transistor (Transistor con alta movilidad electrónica)

Hz. Hercio

IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor

MOSFET. Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor (Transistor de efecto de campo de semiconductor de óxido metálico)

PCB. Printed Circuit Board (Placa de circuito impreso)

PWM. Pulse Width Modulation (Modulación por ancho de pulso)

Si. Silicio

SiC: Carburo de Silicio

TFG. Trabajo de Fin de Grado

UPM. Universidad Politécnica de Madrid

V. Voltio

W: Vatio

ZCS: Zero Current Switching (Conmutación a intensidad = 0 A)

ZVS. Zero Voltage Switching (Conmutación a tensión = 0 V)



LISTA DE ANGLICISMOS:

Dead time: Tiempo muerto

Drain: Drenador

Duty cicle: Ciclo de trabajo

Full-Bridge: Puente completo

Gate: Puerta

Half-Bridge: Medio puente

Hard-switching: Conmutación dura

Lagging leg: Rama desplazada

Layout: Distribución de componentes

Leading leg: Rama principal

Phase shift: Desplazamiento de fase

Soft-switching: Conmutación suave

Source: Fuente

Startup: Compañía emergente

Threshold voltage: Tensión umbral

Índice de tablas


14. INDICE DE TABLAS Tabla 1. Componentes Full-Bridge con MOSFETs ...............................................................90 Tabla 2. Componentes Full-Bridge con eGaN FETs .............................................................91 Tabla 3. Componentes SpCard [15] ................................................................................... 106 Tabla 4. Partes del Full-Bridge MOSFETs .......................................................................... 109 Tabla 5. Elementos del set-up para las pruebas ................................................................. 112 Tabla 6. Medidas de rendimiento a lo largo del rango de potencia para el Full-Bridge MOSFETs .......................................................................................................................... 120 Tabla 7. Componentes del Full-Bridge eGaN FETs ............................................................ 122 Tabla 8. Comparación tamaño de magnéticos y transistores ............................................. 130 Tabla 9. Comparación de precios entre transistores ........................................................... 130 Tabla 10. Presupuesto ....................................................................................................... 138 Tabla 11. Presupuesto (continuación) ................................................................................ 139



15. INDICE DE ILUSTRACIONES

Ilustración 1. Esquema básico de un sistema de electrónica de potencia .............................10 Ilustración 2. Esquema de control del Full-Bridge .................................................................12 Ilustración 3. Topología Full-Bridg ........................................................................................12 Ilustración 4. Esquema convertidores CC-CC ......................................................................17 Ilustración 5. Convertidor Buck .............................................................................................18 Ilustración 6. Convertidor Boost ............................................................................................19 Ilustración 7. Convertidor Buck-Boost ...................................................................................21 Ilustración 8. Convertidor Flyback ........................................................................................22 Ilustración 9. Convertidor Forward ........................................................................................23 Ilustración 10. Convertidor Push-Pull ....................................................................................25 Ilustración 11. Convertidor Half-Bridge .................................................................................27 Ilustración 12. Convertidor Full-Bridge con rectificador de dos diodos ..................................27 Ilustración 13. Convertidor Full-Bridge con rectificador de 4 diodos .....................................29 Ilustración 14. Circuito equivalente MOSFET [2] ..................................................................30 Ilustración 15. Soft switching y hard switching [4] .................................................................31 Ilustración 16. Tensión en el primario generada por el método de ancho de pulso (PWM) [2] .............................................................................................................................................32 Ilustración 17. Pulsos en la técnica de phase-shift [2] ..........................................................33 Ilustración 18. Interruptores de potencia en función de potencia y frecuencia [6] .................34 Ilustración 19. Nueva generación de interruptores en función de potencia y frecuencia [7] ..35 Ilustración 20. Estructura de un MOSFET [8] .......................................................................36 Ilustración 21. Relación entre tensión de ruptura (Breakdown Voltage) y resistencia en conducción (Ron) para Si, SiC y GaN [9] .............................................................................37 Ilustración 22 Comparación de pérdidas entre MOSFET y eGaN FETs con similar Ron en un convertidor CC-CC Buck [9] .................................................................................................38 Ilustración 23 Estructura de un eGaN FET [9] ......................................................................39 Ilustración 24. Variación de la resistencia interna con la temperatura [9] ..............................39 Ilustración 25. Partes del convertidor Full-Bridge [2] .............................................................40 Ilustración 26. Generación de pulsos mediante la técnica phase-shift [2] .............................41 Ilustración 27. Tensión y corriente en primario, y tensión en secundario de un Full-Bridge [2] .............................................................................................................................................42 Ilustración 28. Modo 0 [2] .....................................................................................................44 Ilustración 29. Modo 1 [2] .....................................................................................................45 Ilustración 30. Modo 2 [2] .....................................................................................................46 Ilustración 31. Modo 3 [2] .....................................................................................................47 Ilustración 32. Modo 4 [2] .....................................................................................................48 Ilustración 33. Modo 5 [2] .....................................................................................................49 Ilustración 34. Posibles topologías para el secundario .........................................................53 Ilustración 35. Esquemático del circuito de potencia ............................................................54 Ilustración 36. Circuito del driver [12] ....................................................................................56 Ilustración 37. Conector señales de entrada .........................................................................56 Ilustración 38. Conectores de entrada y salida de potencia ..................................................57

Índice de ilustraciones


Ilustración 39. Conectores y condensador de entrada de alimentación del control ...............57 Ilustración 40. Circuito de medida de tensión de salida ........................................................58 Ilustración 41. Circuirto de medida de corriente antes del puente inversor ...........................59 Ilustración 42. Conector de medidas ....................................................................................59 Ilustración 43. Datos de entrada para el diseño del transformador del convertidor Full-Bridge de MOSFETs a 200 KHz ......................................................................................................61 Ilustración 44. Tensión en el primario del transformador aproximada ...................................61 Ilustración 45. Corriente en el primario del transformador aproximada .................................62 Ilustración 46. Datos de entrada adicionales ........................................................................62 Ilustración 47. Selección del método de cálculo de pérdidas ................................................62 Ilustración 48. Lista de resultados ........................................................................................63 Ilustración 49. Información obtenida sobre los bobinados de primario y secundario .............63 Ilustración 50. Resistencia del bobinado primario en relación con la frecuencia de conmutación .........................................................................................................................64 Ilustración 51. Resistencia del bobinado secundario en relación con la frecuencia de conmutación .........................................................................................................................64 Ilustración 52. Cálculo de pérdidas en los devanados mediante Rdc ...................................65 Ilustración 53. Cálculo de pérdidas en el núcleo mediante la ecuación de Steinmetz ...........65 Ilustración 54. Pérdidas totales .............................................................................................66 Ilustración 55. Relación entre pérdidas en el cobre y el núcleo ............................................66 Ilustración 56. Porcentajes de ocupación de ventana ...........................................................66 Ilustración 57. Representación gráfica de la ocupación de ventana......................................67 Ilustración 58. Características de densidad de flujo ..............................................................67 Ilustración 59. Temperatura máxima y temperatura en el núcleo ..........................................67 Ilustración 60. Distribución de temperaturas .........................................................................68 Ilustración 61. Resultados constructivos en relación al núcleo y al devanado primario .........68 Ilustración 62. Resultados constructivos en relación al devanado secundario ......................68 Ilustración 63. Esquema constructivo ...................................................................................69 Ilustración 64. Propiedades ETD34 ......................................................................................69 Ilustración 65. Dimensiones ETD34......................................................................................70 Ilustración 66. Propiedades bobina ......................................................................................70 Ilustración 67. Propiedades eléctricas del 3F3 .....................................................................71 Ilustración 68. Modelo fabricado ...........................................................................................71 Ilustración 69.. Datos de entrada para el diseño del transformador del convertidor Full-Bridge de eGaN FETs a 1MHz ........................................................................................................72 Ilustración 70. Tensión aproximada en el primario del transformador ...................................73 Ilustración 71. Corriente aproximada en el primario del transformador .................................73 Ilustración 72. Datos de entrada adicionales ........................................................................73 Ilustración 73. Aspectos constructivos del núcleo E14 modelado ........................................74 Ilustración 74. Dimensiones del núcleo E14 modelado .........................................................75 Ilustración 75. Resultados obtenidos ....................................................................................75 Ilustración 76. Información obtenida sobre los bobinados de primario y secundario .............76 Ilustración 77. Resistencia del bobinado primario en relación con la frecuencia de conmutación .........................................................................................................................76 Ilustración 78. Resistencia del bobinado secundario en relación con la frecuencia de conmutación .........................................................................................................................77 Ilustración 79. Cálculo de pérdidas en el núcleo mediante la ecuación de Steinmetz ...........77 Ilustración 80. Pérdidas totales .............................................................................................78



Ilustración 81. Relación entre pérdidas en el cobre y el núcleo ............................................78 Ilustración 82. Relación entre pérdidas en el cobre y el núcleo ............................................78 Ilustración 83. Representación gráfica de la ocupación de ventana......................................79 Ilustración 84. Características de densidad de flujo ..............................................................79 Ilustración 85. Temperatura máxima y temperatura en el núcleo ..........................................79 Ilustración 86. Distribución de temperaturas .........................................................................80 Ilustración 87. constructivos en relación al núcleo y al devanado primario ...........................80 Ilustración 88. Resultados constructivos en relación al devanado secundario ......................80 Ilustración 89. Esquema constructivo ...................................................................................81 Ilustración 90. Modelo fabricado ...........................................................................................81 Ilustración 91. Modelo de Full-Bridge a 200 KHz en Psim con los parámetros obtenidos para el circuito de MOSFETs ........................................................................................................83 Ilustración 92. Genaradores del pulsos para los transistores ................................................83 Ilustración 93. Parámetros de simulación .............................................................................84 Ilustración 94. Tensión en el primario y tensión en el secundario rectificada ........................84 Ilustración 95. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 35/50 ........................................................................................85 Ilustración 96. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 40/50 ........................................................................................85 Ilustración 97. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 45/50 ........................................................................................85 Ilustración 98. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y corriente por el primario ................................................................................................................................86 Ilustración 99. Tensión y corriente en la bobina ....................................................................86 Ilustración 100. Modelo de Full-Bridge a 1MHz en Psim con los parámetros obtenidos para el circuito de eGaN FETs .........................................................................................................87 Ilustración 101. Parámetros de simulación ...........................................................................87 Ilustración 102. Tensión en el primario y tensión en el secundario rectificada ......................87 Ilustración 103. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 35/50 ..............................................................................88 Ilustración 104. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 40/50 ..............................................................................88 Ilustración 105. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y tensión de salida a con un ciclo de trabajo de 45/50 ..............................................................................88 Ilustración 106. Tensión en el primario, tensión en el secundario rectificada y corriente por el primario ................................................................................................................................89 Ilustración 107. Tensión y corriente en la bobina ..................................................................89 Ilustración 108. Distribución y posición de componentes en la PCB .....................................93 Ilustración 109. Capa inferior (bottom layer) .........................................................................94 Ilustración 110. Capa uno (layer 1) .......................................................................................95 Ilustración 111. Capa dos (layer 2) .......................................................................................95 Ilustración 112. Capa superior (top layer) .............................................................................96 Ilustración 113. PCB Full-Bridge eGaN FETs .......................................................................97 Ilustración 114. Unión de masas ..........................................................................................97 Ilustración 115. Capa inferior (bottom layer) .........................................................................98 Ilustración 116. Capa superior (top layer) .............................................................................99 Ilustración 117. PCB Full-Bridge MOSFETs ....................................................................... 100 Ilustración 118. Pérdidas del transformador a 200 KHz ...................................................... 102

Índice de ilustraciones


Ilustración 119. Corriente por el MOSFET 1 y su valor medio ............................................ 102 Ilustración 120. Pérdidas del transformador a 1 MHz ......................................................... 103 Ilustración 121. Corriente por el eGaN FET 1 ..................................................................... 104 Ilustración 122. Esquema SpCard [15] ............................................................................... 105 Ilustración 123. SpCard [15] ............................................................................................... 106 Ilustración 124. Interfaz de la Sp Tool ................................................................................ 107 Ilustración 125. PCB del Full-Bridge MOSFETs ................................................................. 108 Ilustración 126. Full-Bridge MOSFETs montado ................................................................. 108 Ilustración 127. Full-Bridge MOSFETs (lateral)................................................................... 109 Ilustración 128. Full-Bridge MOSFETs (desde arriba)......................................................... 109 Ilustración 129. Set-up para pruebas MOSFETs ................................................................ 110 Ilustración 130. Set-up para pruebas MOSFETs (foto) ....................................................... 111 Ilustración 131. Pulsos de los 4 MOSFETs mediante phase-shift ....................................... 112 Ilustración 132. Tensión en bornes del condensador de entrada ........................................ 113 Ilustración 133. Tensión en el primario del transformador .................................................. 113 Ilustración 134. Intensidad en el primario del transformador ............................................... 114 Ilustración 135. Tensión en el secundario rectificada ........................................................ 114 Ilustración 136. Tensión de salida nominal ......................................................................... 115 Ilustración 137. Intensidad por una bobina de 2 2 uH ......................................................... 115 Ilustración 138. Intensidad por la bobina correspondiente de 3.7 uH y tensión en el secundario para una Vo = 5V ............................................................................................. 116 Ilustración 139. Conmutación de encendido del MOSFET 4 con un dead time = 100 ns .... 117 Ilustración 140. Conmutación de encendido del MOSFET 4 con un dead time = 120 ns .... 118 Ilustración 141. Conmutación de encendido del MOSFET 4 con un dead time = 140 ns .... 118 Ilustración 142. Conmutación de encendido del MOSFET 4 con un dead time = 150 ns .... 119 Ilustración 143. Gráfica de rendimiento del Full-Bridge MOSFETs ..................................... 120 Ilustración 144. PCB de eGaN FETs .................................................................................. 121 Ilustración 145. Convertidor eGaN FETs montado ............................................................. 122 Ilustración 146. Set-up para pruebas eGaN FETs .............................................................. 123 Ilustración 147. Tensión en el primario del transformador sin carga a Vi = 3V y Vo = 1,16V ........................................................................................................................................... 124 Ilustración 148. Tensión del primario del transformador a 5 V de entrada y 1,8 de salida ... 124 Ilustración 149. Tensión más intensidad en primario con ...................................... 125 Ilustración 150. Tensión e intensidad en primario más tensión de salida con una tensión de entrada ................................................................................................................. 125 Ilustración 151. Circuito snubber ........................................................................................ 126 Ilustración 152.Tensión en el primario, corriente en el primario y tensión de salida, en condiciones de tensión nominal ( y ) ...................................................... 126 Ilustración 153. Conmutación a encendido con dead time = 60 ns ..................................... 128 Ilustración 154. Conmutación a encendido con dead time = 40 ns ..................................... 128 Ilustración 155. a encendido con dead time = 20 ns ........................................................... 129 Ilustración 156. Encapsulado EPC 2014 ............................................................................ 131 Ilustración 157. EDP 1 ........................................................................................................ 135 Ilustración 158. EDP 2 ........................................................................................................ 136 Ilustración 159. Diagrama de Gantt .................................................................................... 137



16. ANEXOS

Anexo 1: Códigos C de los bloques generadores de pulsos en el simulador Psim........Pg 148

Anexo 2: Plano del esquemático del circuito del control.................................................Pg 149

Anexo 3: Plano del esquemático del circuito de potencia...............................................Pg 150

Anexo 4: Plano de la PCB de eGaN FETs 1...................................................................Pg 151

Anexo 5: Plano de la PCB de eGaN FETs 1...................................................................Pg 152

Anexo 6: Plano de la PCB de MOSFETs........................................................................Pg 153

Anexos


ANEXO 1

1 1

2 2

3 3

4 4

DD

CC

BB

AA

Title

Num

berR

evisionSize

A4

Date:

14/07/2016Sheet of

File:C

:\Users\..\C

ontrolFullbridge.SchDoc

Draw

n By:

GN

Dp

LID1

HID

1

1uF

C1

Cap

10 Ohm

R1

10 Ohm

R2

0.1uF

Cboots1

Cap

HS1G

aN2

GaN

1

0 0

Control 5V

Header 2

VC

C

VD

D1

HB

2

HO

H3

HO

L4

67

VSS

8

LOL

9

GND11

HS

5

LOH

10

U1

LM5113SD

GN

Dp

LID2

HID

2

1uF

C2

Cap

10 Ohm

R3

10 Ohm

R4

0.1uF

Cboots2

Cap

HS2

GaN

4

GaN

3

VC

C

VD

D1

HB

2

HO

H3

HO

L4

67

VSS

8

LOL

9

GND11

5

LOH

10

U2

LM5113SD

GN

Dseñales

GN

Dseñales

1011

1213

1415

1617

1819

2021

2223

24

12

34

56

78

9

J1Digital Input

LID1

HID

1LID

2H

ID2

VC

C

0 0

Control G

ND

Header 2

GN

Dp

1uFC

4

VC

C

GN

Dc

GN

Dseñales

GN

Dseñales

GN

Dc

PIC101 PIC102COC1

PIC201 PIC202COC2

PIC401PIC402COC4

PICboots101 PICboots102COCboots1

PICboots201 PICboots202COCboots2

PIControl 5V00

COControl 5V

PIControl GND00

COControl GND

PIJ101

PIJ102

PIJ103

PIJ104

PIJ105

PIJ106

PIJ107

PIJ108

PIJ109

PIJ1010

PIJ1011

PIJ1012

PIJ1013

PIJ1014

PIJ1015

PIJ1016

PIJ1017

PIJ1018

PIJ1019

PIJ1020

PIJ1021

PIJ1022

PIJ1023

PIJ1024

COJ1

PIR101PIR102

COR1

PIR201PIR202

COR2

PIR301PIR302

COR3

PIR401PIR402

COR4PIU101

PIU102

PIU103

PIU104

PIU105

PIU106

PIU107

PIU108

PIU109

PIU1010

PIU1011

COU1

PIU201

PIU202

PIU203

PIU204

PIU205

PIU206

PIU207

PIU208

PIU209

PIU2010

PIU2011

COU2

PIC101PIC201

PIC402PIControl GND00

PIJ101

PIJ102

PIU108

PIU1011PIU208

PIU2011

PIJ106

PIU207

POLID2

PIJ105

PIU206

POHID2

PIR402

PIU209

POGaN4

PIR401PIU2010

PIR302

PIU204

POGaN3

PIR301PIU203

PIR202

PIU109

POGaN2

PIR201PIU1010

PIR102

PIU104

POGaN1

PIR101PIU103

PIJ1024

PIJ1023

PIJ1022

PIJ1021

PIJ1020

PIJ1019

PIJ1018

PIJ1017

PIJ1016

PIJ1015

PIJ1014

PIJ1013

PIJ1012

PIJ1011

PIJ1010

PIJ109

PIJ108

PIJ107

PIJ104

PIU107

POLID1

PIJ103

PIU106

POHID1

PICboots202PIU202

PICboots201PIU205

POHS2

PICboots102PIU102

PICboots101PIU105

POHS1

PIC102PIC202

PIC401

PIControl 5V00

PIU101

PIU201

POGAN1

POGAN2

POGAN3

POGAN4

POHID1

POHID2

POHS1

POHS2

POLID1POLID2

Álvaro

Texto escrito a máquina

Esquemático del circuito de control (drivers)

Álvaro


Anexo 2

Álvaro


Álvaro Gómez

1 1

2 2

3 3

4 4

DD

CC

BB

AA

Title

Num

berR

evisionSize

A4

Date:

14/07/2016Sheet of

File:C

:\Users\..\Esquem

atico1Fullbridge.SchDocDraw

n By:

00

00

PotenciaVin

Header 2

TN2/N

1=0.66

3uFC

out

00

SALID

AVout

Header 2

1uFC

in0.3uH

LoInductor

D1

Diode

A1

K2

D2

Diode

Vout Vout

GN

Ds

Vin

Vin

GaN

1

GaN

2

GaN

3

GaN

4

HS1

HS2

Vout

RdivH

4 kOhm

RdivL

1 kOhm

GN

Ds

C3

10pF

1011

1213

1415

1617

1819

2021

2223

24

12

34

56

78

9

J2Analog O

utput

GN

Ds

GN

Ds

Vout_measure_1V

A1 K 2

DZ

D Zener

Ddesm

ag

Diode

250 pFC

fR

s19.1 kO

hmR

s1 O

hm Rf

210 Ohm

i_adc

i_adc

Vout_measure_1V

40V 10A

16mE

Q4

EPC2014

40V 10A

16mE

Q2

EPC2014

40V 10A

16mE

Q3

EPC2014

40V 10A

16mE

Q1

EPC2014

-IN1

V-2

+IN3

SHD

N4

OU

T5

V+

6

Am

pOp TLV

3501AID

BV

T

21

12

D1jic

Diode

D2jic

Diode

Vin

0 0

PotenciaGN

D

Header 2

00

SALID

AG

ND

Header 2

Vout

GN

Ds

GN

Ds

11

22

Cable

0.1uF

C5

Cap

11

22

trafomed1

11

22

trafomed2

GN

Dp

GN

Dp

12

P AO

Header 2

GN

Ds

PI001

PI002

PI003

PI004

PI005

PI006

CO0

PIC301PIC302COC3

PIC501 PIC502COC5

PICable01PICable02

COCable PICf01PICf02COCf

PICin01PICin02COCin

PICout01PICout02COCout

PID101

PID102

COD1

PID1jic01PID1jic02

COD1jic

PID201

PID202

COD2

PID2jic01PID2jic02

COD2jic

PIDdesmag01PIDdesmag02

CODdesmag

PIDZ01 PIDZ02CODZ

PIJ201

PIJ202

PIJ203

PIJ204

PIJ205

PIJ206

PIJ207

PIJ208

PIJ209

PIJ2010

PIJ2011

PIJ2012

PIJ2013

PIJ2014

PIJ2015

PIJ2016

PIJ2017

PIJ2018

PIJ2019

PIJ2020

PIJ2021

PIJ2022

PIJ2023

PIJ2024

COJ2

PILo01PILo02

COLo

PIP AO01

PIP AO02 COP AO

PIPotenciaGND00

COPotenciaGND

PIPotenciaVin00

COPotenciaVin

PIQ101

PIQ102 PIQ103PIQ104 PIQ105COQ1

PIQ201


PIQ301


PIQ401


PIRdivH01PIRdivH02 CORdivH

PIRdivL01PIRdivL02 CORdivL

PIRf01PIRf02

CORf

PIRs01PIRs02 CORsPIRs101PIRs102 CORs1

PISALIDAGND00 COSALIDAGND

PISALIDAVout00 COSALIDAVout

PIT01

PIT02

PIT03

PIT04

PIT05

COT

PItrafomed101PItrafomed102

COtrafomed1

PItrafomed201PItrafomed202

COtrafomed2

PICin02

PIPotenciaGND00

PIQ202PIQ204PIQ402PIQ404

PI002

PI004

PIC302

PIC501

PICout02

PIJ201

PIJ203

PIJ2011

PIJ2012

PIJ2013

PIJ2014

PIP AO02

PIRdivL02

PISALIDAGND00

PIT04

PICf01

PIJ204

PIRf02

NLi0adc

PIQ401

POGaN4

PIQ302PIQ304PIQ403PIQ405PIT02

POHS2

PIQ301

POGaN3

PIQ201POGaN2


PItrafomed102

PIQ101POGaN1

PIJ2024

PIJ2023

PIJ2022

PIJ2021

PIJ2020

PIJ2019

PIJ2018

PIJ2017

PIJ2016

PIJ2015

PIJ2010

PIJ209

PIJ208

PIJ207

PIJ206

PIJ205

PIDdesmag02PIRf01

PIRs01PIDdesmag01

PIDZ02PIRs101

PItrafomed201

PID201

PID2jic01

PIT05

PID102

PID1jic02

PID202

PID2jic02

PILo01PID101

PID1jic01

PIT03

PICf02PIDZ01

PIRs102PIRs02

PItrafomed202

PICable02PIT01

PICable01


POHS1

PI006

PIC502PIP AO01

PI003

PIC301

PIRdivH02PIRdivL01

PICin01

PIPotenciaVin00

PItrafomed101

NLVin

PICout01PILo02

PIRdivH01

PISALIDAVout00

NLVout

PI001

PI005

PIJ202 NLVout0measure01V

POGAN1

POGAN2

POGAN3

POGAN4

POHS1

POHS2

Álvaro


Esquemático del circuito de potencia

Álvaro


Anexo 3

Álvaro


Álvaro Gómez

PA006PA005PA004

PA003PA002PA001

CO0

PAC101PAC102

COC1

PAC201PAC202

COC2

PAC301PAC302COC3

PAC401PAC402

COC4

PAC502PAC501

COC5

PACable01PACable02

COCable

PACboots101PACboots102COCboots1

PACboots201PACboots202COCboots2

PACf01PACf02COCf

PACin01

PACin02

COCin

PAControl 5V00

COControl 5V

PAControl GND00

COControl GND

PACout02

PACout01COCout

PAD101PAD102

COD1

PAD1jic01PAD1jic02

COD1jic

PAD201PAD202

COD2

PAD2jic01PAD2jic02

COD2jic

PADdesmag02PADdesmag01CODdesmag

PADZ01

PADZ02CODZ

PAJ1013

PAJ1024PAJ1023

PAJ1022PAJ1021

PAJ1020PAJ1019

PAJ1018PAJ1017

PAJ1016PAJ1015

PAJ1014PAJ1012PAJ1011

PAJ1010PAJ109

PAJ108PAJ107

PAJ106PAJ105

PAJ104PAJ103

PAJ102PAJ101

COJ1

PAJ2013PAJ2024

PAJ2023

PAJ2022

PAJ2021

PAJ2020

PAJ2019

PAJ2018

PAJ2017

PAJ2016

PAJ2015

PAJ2014PAJ2012PAJ2011

PAJ2010

PAJ209

PAJ208

PAJ207

PAJ206

PAJ205

PAJ204

PAJ203PAJ202

PAJ201

COJ2

PALo01

PALo02

COLoPAPotenciaGND00

COPotenciaGND

PAPotenciaVin00

COPotenciaVin

PAQ101PAQ102 PAQ103PAQ105

PAQ104PAQ10

COQ1


PAQ204PAQ20

COQ2

PAQ301

PAQ302 PAQ303PAQ305PAQ304

PAQ30COQ3


PAQ404PAQ40

COQ4

PAR101

PAR102COR1

PAR201

PAR202

COR2

PAR301

PAR302COR3

PAR401

PAR402

COR4

PARdivH01PARdivH02CORdivH

PARdivL01PARdivL02

CORdivL

PARf01

PARf02

CORf

PARs01PARs02CORs

PARs101

PARs102

CORs1

PASALIDAGND00

COSALIDAGND

PASALIDAVout00

COSALIDAVout

PAT05PAT04PAT03

PAT02PAT01

COT

PATrafo medida03PATrafo medida04

PATrafo medida02PATrafo medida01COTrafo medida

PAU1011 PAU102PAU101

PAU103PAU104

PAU108PAU107

PAU106 PAU105

PAU109PAU1010

COU1

PAU2011 PAU202PAU201

PAU203PAU204

PAU208PAU207

PAU206 PAU205

PAU209PAU2010

COU2

PA002PA004

PAC101

PAC201

PAC302

PAC402

PAC501

PAControl GND00

PACout02

PAJ101PAJ102

PAJ201PAJ203PAJ2011PAJ2012PAJ2013

PAJ2014

PARdivL02

PASALIDAGND00

PAT04PAU108

PAU1011PAU208

PAU2011

PACf01

PAJ204

PARf02

PA006

PAC301

PARdivH02

PARdivL01

PACable01PACboots101PAQ102

PAQ104

PAQ203PAQ205

PAU105

PACable02

PAT01PACboots102PAU102

PACboots201PAQ302 PAQ304

PAQ403PAQ405

PAT02

PAU205

PACboots202PAU202

PACf02

PADZ01PARs102

PARs02PATrafo medida04

PACin02

PAPotenciaGND00

PAQ202PAQ204

PAQ402PAQ404

PAD101

PAD1jic01

PAT03

PAD102

PAD1jic02

PAD202

PAD2jic02

PALo01

PAD201

PAD2jic01

PAT05

PADdesmag01PADZ02

PARs101

PATrafo medida03

PADdesmag02PARf01

PARs01

PAJ103

PAU106

PAJ104

PAU107

PAJ105

PAU206

PAJ106

PAU207

PAQ101

PAR102

PAU104PAQ103

PAQ105

PAQ303PAQ305

PATrafo medida02

PAQ201

PAR202PAU109

PAQ301

PAR302

PAU204

PAQ401

PAR402PAU209

PAR101PAU103

PAR201

PAU1010

PAR301PAU203

PAR401PAU2010

PA003

PAC102

PAC202

PAC401

PAC502

PAControl 5V00

PAU101PAU201

PACin01PAPotenciaVin00

PATrafo medida01

PACout01

PALo02

PARdivH01PASALIDAVout00

PA001PA005

PAJ202

Álvaro


PCB eGaN FETs 1 Anexo 4

PAAO06PAAO05PAAO04

PAAO03PAAO02PAAO01

COAO

PAC101PAC102COC1PAC201PAC202

COC2

PAC301PAC302COC3

PAC401PAC402

COC4

PAC502PAC501COC5

PACable01PACable02

COCable

PACboots101PACboots102

COCboots1

PACboots201PACboots202

COCboots2

PACf01PACf02COCf

PACin01PACin02

COCin

PAControl 5V00

COControl 5V

PAControl GND00

COControl GND

PACout02PACout01

COCout

PAD101PAD102

COD1

PAD1jic01PAD1jic02

COD1jic

PAD201PAD202

COD2PAD2jic01PAD2jic02

COD2jic

PADdesmag02PADdesmag01CODdesmag

PADZ01

PADZ02

CODZ

PAJ1013

PAJ1024

PAJ1023

PAJ1022

PAJ1021

PAJ1020

PAJ1019

PAJ1018

PAJ1017

PAJ1016

PAJ1015

PAJ1014PAJ1012

PAJ1011

PAJ1010

PAJ109

PAJ108

PAJ107

PAJ106

PAJ105

PAJ104

PAJ103

PAJ102

PAJ101

COJ1

PAJ2013

PAJ2014PAJ2012

PAJ2011

PAJ204

PAJ203

PAJ202

PAJ201COJ2

PALo01PALo02

COLo

PAP AO02

PAP AO01

COP AO

PAPotenciaGND00

COPotenciaGND

PAPotenciaVin00

COPotenciaVin

PAQ101PAQ102

PAQ103

PAQ105

PAQ104PAQ10

COQ1PAQ201

PAQ202

PAQ203

PAQ205

PAQ204PAQ20COQ2

PAQ301PAQ302

PAQ303

PAQ305

PAQ304PAQ30

COQ3PAQ401PAQ402

PAQ403

PAQ405

PAQ404PAQ40

COQ4

PAR101PAR102

COR1PAR201

PAR202COR2

PAR301PAR302COR3

PAR401PAR402

COR4

PARdivH01PARdivH02CORdivH

PARdivL01PARdivL02

CORdivL

PARf01

PARf02

CORf

PARs01PARs02CORs

PARs101

PARs102

CORs1

PASALIDAGND00

COSALIDAGND

PASALIDAVout00

COSALIDAVout

PAT05PAT04PAT03

PAT02PAT01

COT

PAtrafomed101

PAtrafomed102

COtrafomed1

PAtrafomed201

PAtrafomed202

COtrafomed2

PAU1011PAU102

PAU101

PAU103

PAU104

PAU108

PAU107

PAU106PAU105

PAU109

PAU1010COU1

PAU2011PAU202

PAU201

PAU203

PAU204

PAU208

PAU207

PAU206PAU205

PAU209

PAU2010

COU2

PAC101PAC201

PAC402

PACin02

PAControl GND00

PAJ101

PAJ102

PAPotenciaGND00

PAQ202

PAQ204

PAQ402

PAQ404

PAU108PAU1011

PAU208PAU2011

PAC302

PACout02

PAJ201PAJ203

PAJ2011

PAJ2012

PAJ2013

PAJ2014

PARdivL02

PASALIDAGND00

PAT04

PACf01

PAJ204

PARf02PAAO02PAAO04

PAC501PAP AO02

PAAO03

PAC301

PARdivH02

PARdivL01

PAAO06

PAC502PAP AO01

PACable01

PACboots101

PAQ102

PAQ104PAQ203

PAQ205

PAU105

PACable02

PAT01

PACboots102PAU102

PACboots201

PAQ302

PAQ304PAQ403

PAQ405

PAT02

PAU205

PACboots202PAU202

PACf02

PADZ01PARs102

PARs02

PAtrafomed202PAD101

PAD1jic01

PAT03

PAD102

PAD1jic02

PAD202

PAD2jic02

PALo01

PAD201

PAD2jic01

PAT05

PADdesmag01PADZ02

PARs101

PAtrafomed201

PADdesmag02PARf01

PARs01

PAJ103

PAU106

PAJ104

PAU107

PAJ105

PAU206

PAJ106

PAU207

PAQ101

PAR102 PAU104

PAQ103

PAQ105

PAQ303

PAQ305

PAtrafomed102PAQ201

PAR202 PAU109

PAQ301

PAR302PAU204

PAQ401

PAR402PAU209

PAR101

PAU103

PAR201

PAU1010

PAR301

PAU203

PAR401

PAU2010

PAC102PAC202

PAC401PAControl 5V00

PAU101

PAU201

PACin01

PAPotenciaVin00PAtrafomed101

PACout01PALo02

PARdivH01

PASALIDAVout00

PAAO01PAAO05

PAJ202

Álvaro


PCB eGaN FETs 2 Anexo 5

PAAO01PAAO02PAAO03

PAAO04

PAAO05PAAO06

COAO

PAC302PAC301COC3

PAC501PAC502

COC5

PACable02PACable01COCable

PACin02PACin01

COCin

PACin102PACin101

COCin1

PACout01PACout02

COCout

PAD102PAD101COD1

PAD1jic02PAD1jic01COD1jic

PAD202PAD201

COD2

PAD2jic02PAD2jic01

COD2jic

PAJ201

PAJ202

PAJ203

PAJ204

PAJ2011

PAJ2012PAJ2014

PAJ2013

COJ2

PALo02PALo01

COLo

PAP AO01

PAP AO02

COP AO

PAPotenciaGND00

COPotenciaGND

PAPotenciaVin00

COPotenciaVin

PARdivH02PARdivH01

CORdivH PARdivL02PARdivL01CORdivL

PASALIDAGND00

COSALIDAGND

PASALIDAVout00

COSALIDAVout

PAT01PAT02

PAT03PAT04PAT05

COT

PACin102

PACin02

PAPotenciaGND00

PAC302

PACout02

PAJ201PAJ203

PAJ2011

PAJ2012

PAJ2013

PAJ2014

PARdivL02

PASALIDAGND00

PAT04

PAJ204

PAAO02PAAO04

PAC501PAP AO02

PAAO03

PAC301

PARdivH02

PARdivL01

PAAO06

PAC502PAP AO01

PACable01PACable02

PAT01PAT02

PAD101

PAD1jic01

PAT03

PAD102

PAD1jic02

PAD202

PAD2jic02

PALo01

PAD201

PAD2jic01

PAT05

PACin101

PACin01

PAPotenciaVin00

PACout01PALo02

PARdivH01

PASALIDAVout00

PAAO01PAAO05

PAJ202

Álvaro


PCB MOSFETs. Anexo 6

Documents

ESTUDIO COMPARATIVO DE UN CONVERTIDOR CC …oa.upm.es/43168/1/TFG_ALVARO_GOMEZ_MENDEZ.pdf · nuevos, y su estudio presenta un gran atractivo de cara a las futuras fuentes de alimentación,