GTO - IGBT - Inversor-3d

R. Moreno Dispositivos FACTS para la regulación y control de las redes eléctricas

80

Capítulo 2 2.1 Dispositivos auto-conmutados Tiristor apagado por puerta (GTO) (Gate Turn-off thyristor) Dispositivo de potencia cuya conexión y desconexión es controlada por el electrodo de puerta o gate. La estructura del GTO retiene la estructura básica de 4 capas pnpn (figura 2.1.2a) así como el grado de dopaje del tiristor sin embargo existen diferencias significativas entre el GTO y el tiristor convencional como por ejemplo, en el espesor de la capa p2 que en el GTO es generalmente más pequeño que en el tiristor convencional.

La característica v-i en polarización directa es idéntica a la característica de un tiristor convencional y la polarización inversa virtualmente no tiene capacidad de bloqueo debido a la estructura cortocircuitada del ánodo y la única capa que bloquea la tensión reversa es la J3 que tiene baja tensión de ruptura, producida (típicamente entre 20 y 30V) por el gran dopaje existente a ambos lados de la juntura.

G

K A

Figura 2.1.1- Símbolo del GTO


81

Principio de operación del GTO EL GTO tiene la estructura básica del tiristor convencional y su funcionamiento es el mismo en el encendido del dispositivo a excepción del apagado que se logra a través de una corriente de gate inversa. Cuando el GTO está conduciendo, las regiones centrales de las bases son inundadas de huecos provenientes del ánodo y de electrones provenientes del cátodo. Si se polariza inversamente haciendo el gate negativo respecto al cátodo, parte de los huecos de la base p son extraídos por el gate, suprimiendo la inyección de electrones desde el cátodo. En respuesta a esta supresión, más corriente de huecos es extraído a través del gate, que incrementará la supresión de la inyección de electrones. En el curso de este proceso, la juntura J3 es puesta en polarización inversa, y el GTO es desconectado. En la figura 2.1.2b se muestra el proceso de desconexión, usando el modelo de dos transistores.

Figura 2.1.2- Estructura básica de capas y modelo de transistores.

En la figura 2.1.2 (b) el factor de amplificación de corriente del transistor Tr1 es 1α y

del transistor Tr2 es 2α Si la corriente reversa IGQ fluye a través del gate, la corriente de base IB del transistor Tr1 se reduce cuando IGQ se incrementa. Esta relación queda expresada por la relación:

GQAB III −= 2α

Por otro lado, se sabe que la corriente IRB, la cual desaparece debido a la recombinación en la base de Tr1, puede ser expresada como:

KRB II )1( 1α−=

y la relación entre las corrientes de ánodo (IA) y de cátodo (IK) del GTO se expresa por la siguiente relación:


82

GQKA III +=

Para desconectar el GTO, IB tiene que ser menor que IRB. La magnitud de la corriente inversa IGQ que satisface esta condición puede ser calculada por la siguiente relación obtenida de las tres ecuaciones anteriores:

( )AGQ II ⋅

−+=

1

21 1

ααα

El parámetro offβ es la ganancia para el apagado y está dada por:

121

1

−+=

αααβoff

El primer paso en convertir un tiristor convencional en un GTO es hacer que la ganancia del apagado sea tan grande como sea posible de manera evitar valores grandes de corriente de puerta negativa. Esto significa que 1α debe estar cerca del valor uno y 2α de ser pequeño. Para hacer pequeño el factor 2α la capa n1 del tiristor debe ser tan ancha como sea posible y el tiempo de vida de los portadores debe ser corto. Para obtener la acción de desconexión, alguna reducción en el tiempo de vida de los portadores debe ser aceptada y en consecuencia, el GTO tendría una mayor caída de tensión para una corriente dada que la observada en un tiristor convencional Es posible, en teoría, que el GTO puede desconectar la corriente principal si una corriente de gate inversa con la suficiente magnitud puede ser establecida. En los tiristores la resistencia existente en la región de la base del transistor Tr1 dificulta el apagado de la corriente principal que fluye en la juntura del emisor y que está lejos del terminal de gate. Para minimizar la resistencia, en los GTO (tiristores) para aplicaciones de gran potencia se modificada su estructura, optando por colocar la estructura mostrada en la figura 2.1.2a en paralelo con otras como se muestra en la figura 2.1.3


83

Figura 2.1.3.- Estructura interna del GTO.

GTO Tipos y Estructuras Estructura de ánodo corto Anode short GTO thyristor En la juntura J1 de esta estructura, los ánodos están parcialmente reducidos debido a las capas n+ como muestra la figura 2.1.4 de manera que la capacidad de bloque de la tensión inversa del GTO es tan pequeña como la de la juntura J3 (entorno de 15V normalmente). Portadores en exceso son extraídos del gate y de la capa n+ durante el apagado posibilitando la conmutación a alta velocidad. Este tipo de GTO es apropiado para ser utilizado en aplicaciones que requieran de alta velocidad de conmutación pero no de alto voltaje inverso como en el caso de los inversores fuente de tensión.

Figura 2.1.4.- Estructura de GTO de ánodo cortocircuitado.

GTO con capacidad de conducción inversa Reverse conduction GTO thyristor En este tipo de GTO la estructura interna está dividida en dos partes. Una parte corresponde a un diodo de rápida recuperación (fast recovery) y la otra parte corresponde a un GTO short Anode, los que están conectados en paralelo como se


84

muestra en la figura 2.1.5. Este dispositivo es apropiado para aplicaciones en inversores tipo fuente de tensión donde el GTO requiere de un diodo de libre circulación (diodo Flywheel) reduciendo de esta forma el tamaño y peso del inversor.

Figura 2.1.5.- Estructura de GTO para conducción inversa.

Formas de onda de ánodo y puerta en la operación del GTO

Las formas de onda de la tensión y corriente de ánodo y las formas de onda de la tensión y corriente del circuito de gate del GTO son las mismas que la del tiristor convencional durante la operación de encendido. En la figura 2.1.6 la corriente de gate se incrementa hasta IGM y luego es reducido hasta un nivel, el cual deberá ser retenido durante el tiempo que el GTO tenga que conducir la corriente principal. Esta es una importante diferencia con el tiristor convencional.

Para llevar a la desconexión del GTO, el circuito conectado al gate deberá ser capaz de suplir una corriente de gate con una tasa de crecimiento (diGQ/dt) que sea mayor que el especificado y el circuito deberá tener la capacidad suficiente para alcanzar la corriente IGQM. Por otro lado, conforme el GTO se va desconectando, la corriente de ánodo comienza a circular por el circuito snubber, generando un pulso de voltaje VDSP. La magnitud de este voltaje depende del incremento de corriente (di/dt) y de la inductancia del circuito snubber. Si este voltaje es alto podría fallar la desconexión del GTO. Cuando el GTO está desconectando el voltaje de ánodo se incrementa a razón constante dv/dt. Cuando este voltaje alcanza el pico VDM luego se reduce al valor de la tensión de alimentación o fuente. Como se observa la corriente cae abruptamente luego del periodo de almacenamiento ts.


85

Figura 2.1.6.- Formas de onda de tensión y corriente del ánodo y del circuito de gate

Sin embargo después del periodo de apagado (tgq) una corriente continua fluyendo (tail current) hasta que los portadores en exceso son disminuidos al interior del dispositivo. El voltaje de gate cae y eventualmente se hace igual a la tensión de alimentación del circuito de gate, pasando a través del periodo de avalancha (tAV), el cual se produce debido a la inductancia del circuito de gate. El tiempo de polarización inversa del gate (tgw) es requerido por el GTO para bloquear la corriente de ánodo. Durante este periodo la impedancia del circuito de gate debe mantenerse en un nivel bajo y la polarización inversa debe ser aplicada entre gate y cátodo, para extraer los portadores en exceso del dispositivo. Si la impedancia no es suficientemente baja, la corriente generada por los portadores en exceso reduce la tensión la tensión de polarización inversa de gate. Como resultado de esto si se polariza directamente el gate-cátodo esto causará una falla en la desconexión y la destrucción del dispositivo. On –gate current IGM: Máximo valor de la corriente de gate en el encendido. dig/dt: Razón de crecimiento de la corriente de gate de desconexión. tw: Duración del mayor pulso de corriente de gate. Se recomienda que este valor sea de dos veces el tiempo de encendido.

IG: Corriente de gate en el estado de conducción.


86

OFF gate current tav: Periodo de avalancha de gate. VGR: Voltaje de desconexión de gate. VRB: Voltaje de polarización en estado estable.

Voltaje aplicado entre gate-cátodo de polarización inversa necesario para mantener al GTO bloqueado. Este voltaje no puede ser menor de 2V ni mayor que VGRM.

tGW: Tiempo de polarización inversa de gate. Parámetros del dispositivo VDRM: Pico de voltage de bloqueo directo repetitivo (Peak repetitive off state voltage) VRRM: Pico de voltage de bloqueo inverso repetitivo (Peak repetitive reverse voltage)

En el caso del short anode GTO este valor está entre 17-19V. ITQRM: Corriente de conducción repetitiva (Repetitive controllable on state current)

El GTO no puede conducir una corriente mayor que la especificada incluyendo la del circuito snubber y de gate.

IT (AV): Máxima corriente promedio ITSM: Pico de corriente de conexión que puede fluir un número limitado de veces Circuito de ayuda a la conmutación (Snubber) Al igual que el circuito de ayuda a la conmutación de un tiristor convencional, el circuito de ayuda a la conmutación para el GTO mostrado en la figura 2.1.7 debe tener la capacidad de absorber la fluctuación de tensión que ocurre cuando el GTO pasa al estado de bloqueo interrumpiendo la corriente principal.

Figura 2.1.7.- Circuito de ayuda a la conmutación (Snubber).


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Amplificador de la señal de gate (GTO thyrisitor gate drive)

Figura 2.1.8.- Ejemplo de un circuito de amplificación de señal de puerta o gate. En la figura 2.1.8 se muestra un circuito típico de amplificación conectado al gate del GTO. Potencia de pérdidas en el GTO

Figura 2.1.9.- Localización de las pérdidas en el GTO (Zonas achuradas).

Cuando el GTO operar en altas frecuencias de conmutación, las pérdidas durante el encendido y durante el transitorio de desconexión debe ser tomado en consideración junto con las pérdidas en conducción que son determinados de los valores de tensión y corriente de conducción. La relación entre las perdidas en conmutación y la magnitud de la corriente a desconectar es indicada en la hoja de datos para cada tipo de GTO. La figura 2.1.10 muestra datos típicos para el GTO FG3000DV (Mitsubishi)


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Figura 2.1.10.- Pérdidas en conmutación (Datos representativos).

Las pérdidas pueden ser calculadas multiplicando estos valores por la frecuencia de conmutación. IGBT: Transistor bipolar de puerta aislada (Insulated Gate Bipolar Transistor) El “IGBT” es un dispositivo resultado de la combinación de las propiedades del transistor bipolar BJT y del transistor MOSFET. El BJT y el MOSFET tienen características complementarias, por un lado las pérdidas en conducción del BJT son bajas especialmente en dispositivos con capacidad de bloqueo para grandes tensiones, pero con tiempos de conmutación relativamente altos, especialmente en la desconexión, de otro lado, los MOSFET conmutan muy rápidamente pero presentan pérdidas en conducción altas, especialmente en dispositivos con capacidad de bloqueo para grandes tensiones. Estructura Básica. Su estructura vertical es similar al del MOSFET siendo la principal diferencia la presencia de una capa p+ que forma el dreno del IGBT. Esta capa forma conjuntamente con capa n+ la juntura pn que inyecta portadores minoritarios a lo que seria la región de dreno del MOSFET. Los dopados usados en las capas del IGBT son similares a los usados en el MOSFET excepto en la región del cuerpo (body). En la estructura se observa la presencia de un tiristor parásito cuya operación es indeseable y la que se minimiza a través de la geometría de la estructura. El corto circuito de la región de body con el source ayuda a minimizar la posibilidad del funcionamiento de tiristor parásito. La capa n+ llamada buffer entre las capas p+ y n- no es esencial para la operación.


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Source

Gate

n-

p

Dreno

n+

n+ n+

p+

J3

J2

J1

Body region

Drain drift region

Inyecting layer

SiO2

Buffer layer

Figura 2.1.11- Sección de la estructura vertical del IGBT

Característica tensión corriente. Las características del IGBT tipo n se muestra en la figura 2.1.12 y en la polarización directa es similar a la presentada por un BJT excepto por la señal de control, que en este caso es por tensión aplicada entre la puerta y el source.

iC

VCE BVCE

VGS1

VGS2

VGS3

VGS4

Increasing VGS4

Figura 2.1.12- Característica estática corriente vs voltaje

La juntura J2 se encarga de bloquear la tensión de polarización directa cuando el IGBT esta apagado. La Juntura J1 se encarga de bloquear la tensión inversa, sin embargo si la capa n+ es usada, la capacidad de bloque de la tensión inversa será de apenas algunas decenas de voltios. La función de transferencia iD – VGS es idéntica a la presentada por el MOSFET con linealidad en un amplio rango de corriente y característica no lineal a bajas corrientes donde la tensión se aproxima a la VGS th. Si VGS es menor que VGS th el IGBT esta apagado.


90

iC

VGS

VGS(th) 0

Colector

Emisor

Gate

Figura 2.1.13.- Característica de transferencia y símbolo del IGBT canal n

Circuito Equivalente

Source

n-

p

Dreno

n+

n+ n+

Gate

p+

Figura 2.1.14.- Disposición del MOSFET y BJT en la estructura transversal


91

Drain

Source

Gate

Body region spreading resistance

Drift region resistance

Drift region resistance

Gate

Source

Drain

(a) (b) Figura 2.1.15.- (a) Circuito equivalente completo, (b) Circuito equivalente aproximado. Característica en conmutación.

Transitorio en la conexión

Figura 2.1.16.- Formas de onda de tensión y corriente en la entrada en conducción del

IGBT colocado en un convertidor dc-dc reductor (sep-down)


92

Transitorio en la desconexión

Figura 2.1.17.- Formas de onda de tensión y corriente en el transitorio de desconexión del IGBT colocado en un convertidor dc-dc reductor (sep-down)

Tipos de estructuras Estructura Punch-through (IGBT) Estructura NPT para el IGBT Área de operación segura (SOA) La máxima corriente de dreno IDM es determinada por el valor que no produce el disparo del tiristor parásito (latchup). El IGBT es diseñado de manera que cuando una tensión gate-source máxima es aplicada, la máxima corriente que puede fluir bajo la condición de falla (cortocircuito) es aproximadamente de 4 a 10 veces la corriente nominal. Bajo estas condiciones el IGBT actuaría en la región activa con la tensión dreno-source igual a la tensión de bloqueo en el corte. Recientes medidas indican que el dispositivo puede soportar estas corrientes durante 5-10us dependiendo del valor del VDS y pueda ser desconectado por la tensión de control VGS. La tensión máxima dreno-source está determinada por la tensión de ruptura del transistor pnp. El beta del transistor es pequeño, tal que el voltaje de brakdown es esencialmente BVCBO, el voltaje de breakdorwn de la juntura drift-body (J2). Dispositivos con capacidad e bloqueo de 1700 V están comercialmente disponibles.


93

Figura 2.1.18.- Áreas seguras de operación (a) FBSOA (b) RBSOA

Los IGBTs son fácilmente puestos en paralelo debido al buen control sobre la variación de los parámetros del IGBT de un dispositivo a otro y debido a la pequeña variación en el voltaje de conducción con la temperatura. Los IGBT pueden ser proyectados para caídas de tensión en conducción que cambien muy poco con la temperatura ambiente y con la máxima temperatura de la juntura esto es posible, por la combinación del coeficiente positivo de temperatura de la sección del MOSFET y el coeficiente negativo de temperatura de la región de drift. El IGBT tiene áreas de operación seguras estables durante la entrada en conducción FBSOA y el corte RBSOA. En el caso de la RBSOA es afectada por el aumento en la razón de cambio dVDS/dt de manera de evitar el disparo del tiristor parásito.

Figura 2.1.19 Circuito de control del IGBT


94

2.2 Convertidor CC – CA (Inversor)

Los inversores son sistemas electrónicos de potencia que convierten la tensión o corriente continua en tensión o corriente alterna de amplitud y frecuencia variable. Los inversores se clasifican en inversores fuente de tensión y fuente de corriente en el sentido de la fuente que está conectada a la entrada, de estos es, si la fuente es de tensión o de corriente constante como se muestra en la figura 2.2.1. Los inversores fuente de tensión son implementados generalmente usando tecnologías de dispositivos como IGBT o GTO mientras que para implementar los inversores fuente de corriente, se emplean tecnologías como tiristores o GTO para aplicaciones de gran potencia (MW). Los inversores pueden ser monofásicos o polifásicos, generando ondas de tensión o corriente bipolar o alterna simétricas y balanceadas, permitiendo además el flujo bi-direccional de potencia.

Inversor Inversor E

E

I

I

vab

ia

∧V

∧i

a

b

c

a

b

c

vdc idc

t t vab

t

ia

t

EkV ⋅=∧

Iki ⋅=∧

Tf /1=

T T

Tf /1=

vdc

idc

Figura 2.2.1.- Esquemas de principio de inversores fuente de tensión y fuente de corriente


95

Inversor de tensión monofásico semipuente

E

E/2

E/2

+

+

+ S1

S2

D1

D2

(1)

E/2

+ OFF

ON

E

E/2

E/2

+

+

+

(2)

E/2

+

S1

S2

D1

D2

E

E/2

E/2

+

+

+

(3)

S1

S2

D1

D2

E

E/2

E/2

+

+

+

(4)

S1

S2

D1

D2

E

E/2

E/2

+

+

+

(5)

S1

S2

D1

D2

E

E/2

E/2

+

+

+

(6)

S1

S2

D1

D2

E

E/2

E/2

+

+

+

(7)

S1

S2

D1

D2

OFF

OFF

ON

OFF

ON

OFF

OFF

OFF OFF

ON

ON

OFF

E/2 E/2

E/2 E/2

E/2

+ +

+

Figura 2.2.2 – Operación del inversor monofásico semi-puente


96

Inversor de tensión semipuente En la figura 2.2.2 se muestra la topología del inversor semipuente en la que se requiere de dos condensadores de gran capacidad para la obtener del neutro circuito inversor y para que cada condensador mantenga la tensión E/2. Es evidente que las dos llaves de potencia S1 y S2 no pueden conducir al mismo tiempo porque se produciría una cortocircuito entre los terminales de la fuente. En las figuras se muestran las formas de onda de tensión y corriente en la carga y en las llaves de potencia, diodos y de entrada al inversor

Figura 2.2.3.- Tensión en la carga

Figura 2.2.4.- Corriente en la carga

Figura 2.2.5.- Corriente de entrada al inversor


97

Estado Estado # Vo Dispositivo que

conduce S1 en ON y S2 en OFF 1 E/2 S1, si io > 0

D1 si io < 0 S2 en ON y S1 en OFF 2 -E/2 D2, si io > 0

S2, si io < 0 S1 y S2 ambos en OFF 3 -E/2

E/2 D2 si io > 0 D1 si io < 0

En la operación del inversor se establece dos estados definidos (Estado 1 y 2) y uno indefinido (estado 3) Valor eficaz de la tensión de salida

2/12/

0

2)(0 ])2/(

12[ dtET

VT

rms ⋅= ∫

2)(0

EV rms =

La serie de Fourier de la tensión de salida

hwtSenh

Etv

n

∑∞

=

=,...3,1

0

2)(

π

Donde:

fw π2= , Tf /1= y h: impar La amplitud de la componente fundamental y armónica

2

4

1

EV ao

π=

∧

h

V

V

ao

h

ao1

=

∧

∧

Para la componente fundamental

EE

V rms ⋅== 45.02

2)1(0 π

(5)

Si se considera la resistencia del reactor de carga despreciable, se tendrá para la corriente de carga:


98

dt

diLE =2/

dtE

Ldi ⋅⋅=∫ ∫ 2

1

tL

Eti ⋅=

2)(

El valor pico alcanzado por la corriente es calculado por: Para t = T/2

Lf

E

L

TEi ⋅⋅

=⋅⋅=

∧

440

Para una carga R-L, la corriente instantánea se puede determinar por:

( )( )nnwtSen

nwLRn

Eti θ

π−⋅

+=∑

220

2)(

= −

R

nwLn

1tgθ

El valor eficaz de la componente fundamental de la corriente de salida es:

22)1(0)(2

2

wLR

EI rms

+⋅⋅=

π

Siendo la potencia obtenida a partir de las componentes fundamentales de salida

11,01,01,0 cosθ⋅⋅= IVP


99

Tipos de inversor

S 1

D 1

D 2

i

S 2

C

E +

+

+ C

E/2

E/2 L, R

a

Vo

n

Figura 2.2.6a Inversor monofásico semipuente

S 1

D 1

D 2

i

S 2

C E +

+ L, R

a

Vo

S 3

S 4

b

D 3

D 4

Figura 2.2.6b Inversor monofásico puente completo

S 3

D 3

D 4

i

S 4

C E +

+

L, R a

Vo

S 1

S 6

c

D 1

D 6 D 2

D 5

S 5

S 2

b

Figura 2.2.6c Inversor trifásico

Inversor de tensión de seis pulsos El inversor de seis pulsos, es un inversor trifásico en el cual las amplitudes de las tensiones de salida son controladas regulando la tensión DC de entrada al inversor a


100

través de un rectificador controlado cuya tensión es alisada por un filtro pasa bajos de tipo L, C como se muestra en la figura 2.2.7.

C

+

+

L, R

L

Inversor Trifasico deTensión

E

Figura 2.2.7- Inversor trifásico de tensión de seis pulsos

La frecuencia de la tensión de salida es controlada por el periodo de conducción de las llaves de potencia. Es así que para la fase "a" por ejemplo, la llave S1 conduce 50% del periodo y S2 el otro 50% (figura 2.2.3). Las otras fases son accionadas de la misma forma pero considerando que entre fases debe existir un desfasaje de 120 grados. Para el análisis de las formas de onda de tensión generadas, se considera un punto ficticio de referencia “0” en la tensión de entrada E del inversor como se muestra en la figura 2.2.8 considerado como el punto neutro del inversor.

S 1

D 1

D 2

ia

S 2

C E/2 +

L, R a

S 3

S 4

c

D 3

D 6 D 4

D 5

S 5

S 6

b

C E/2 +

o

fase R fase S fase T

n

io

Figura 2.2.8 Tensiones y corrientes en el inversor de tensión.


101

Figura 2.2.9 - Tensiones generadas por el inversor de seis pulsos. (a) Tensiones de fase

del inversor. (b) Tensión de línea. (c) Tensión por fase de la carga.

La figura 2.2.9 muestra las tensiones por fase Va0, Vb0 y Vc0 así como las tensiones de línea Vab y la tensión por fase de la carga Van. Las formas de onda de las tensiones pueden ser expresadas por la serie de Fourier como se indica Tensión por fase del inversor

( ) ( )nwtSenE

nwtV

n

ao 2

4

...5,3,1

⋅= ∑∞

= π

)()( 32π−= wtVwtV aobo , )()( 3

2π+= wtVwtV aoco

Siendo el valor máximo de la componente fundamental calculada como:

2

4ˆ1

EVao ⋅=

π

(a)

(b)

(c)

E/2

- E/2

E

-E

E/3

2E/3

Vao

Vbo

Vco

Vab

Van


102

Tensión de línea del inversor o carga esta expresada por la ecuación

( )

+⋅

⋅⋅= ∑∞

= 66

4

...7,5,1

πππ

wtnSenn

CosEn

wtVn

ab

)()( 3

2π−= wtVwtV abbc , )()( 32π+= wtVwtV abca

El valor eficaz de la componente fundamental de tensión por fase que puede entregar el inversor en relación a la tensión de entrada es:

EE

Vao ⋅=⋅= 45.02

21 π

Como se puede observar, la tensión de salida por fase del inversor presenta términos armónicos de baja frecuencia impares, mientras que la tensión de línea y fase de la carga presentan términos impares excluyendo los impares múltiplos de tres debido a que el neutro de la carga está aislado imposibilitando la circulación de estos ya que forma un sistema de secuencia cero. En la figura 2.2.10 se muestran las formas de onda de corriente por fase, sus componentes y la corriente de entrada

Figura 2.2.10 (a) Corriente y tensión por fase en la carga. (b) Corriente por S5 y D5 de la fase R del inversor. (c) Corriente por S2 y D2 de la fase R del inversor. (d) Corriente

io de entrada al inversor

(a)

(b)

(c)

(d)


103

Control de la tensión de salida del inversor Modulación de largura de pulso PWM (Pulse width modulation) Esta técnica permite el accionamiento de los semiconductores de potencia para controlar la magnitud y frecuencia de la tensión de salida. Además permite controlar el contenido harmónico mejorando la calidad de la onda de tensión. Los métodos de modulación de largura de pulso se pueden dividir en realimentados y no realimentados. Entre los métodos no realimentados se puede mencionar: • La modulación sinusoidal natural SPWM (analógico). • La modulación sinusoidal por muestreo regular simétrico y asimétrico (digital). • La modulación por eliminación selectiva de armónicos. SHEPWM. • La modulación por vector espacial SVPWM. • La modulación por técnicas de Optimización. Control del inversor de tensión como fuente de corriente Si la fuente de tensión E tiene suficiente nivel, se puede implementar un lazo de control (realimentación) de corriente muy rápido, que mantendrá la corriente de carga cerca del valor de la corriente de referencia. Para este fin se puede emplear un método de modulación de largura de pulso de frecuencia de conmutación constante o el método de control de corriente por Histéresis o control ON – OFF de corriente. Este método tiene la ventaja de presentar una rápida respuesta ante rápidas solicitaciones de corriente pero con frecuencia de conmutación variable.

S 1

D 1

D 2

S 2

C

E +

+

+ C

E/2

E/2 L, R

a

Vo

n

iS1

iS1 Ref +

-

Figura 2.2.11- Inversor monofásico con control on-off de corriente


104

0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03-30

-20

-10

0

10

20

30

iS1

iS1 Ref

∆2

T0

Figura 2.2.12 - Forma de onda de corriente obtenida en un inversor monofásico semipuente alimentando a una carga inductiva y control de corriente on-off

0 0 .0 0 5 0 .0 1 0 .0 1 5 0 .0 2 0 .0 2 5 0 .0 3

-1 0 0

-5 0

0

5 0

1 0 0

V o

E /2

-E /2

Figura 2.2.13 - Forma de onda de tensión aplicada a la carga inductiva producida por el control on-off corriente

Modulación Sinusoidal (SPWM) Cuando es necesario que la corriente presente muy baja distorsión como es el caso de las máquinas herramientas el uso del modulador PWM en combinación con controladores de corriente lineales es preferible que el control on-off de corriente.

S1

D 1

D 2

S2

C

E +

+

+ C

E/2

E/2 L, R

a

Vao

o

-

+

io

Vg1

Vg2

Figura 2.2.14.- Inversor de tensión monofásico Semipuente


105

E/2

- E/2

(a)

(b)

(c)

(d)

Figura 2.2.15- Modulación senoidal SPWM para IM = 0.8 (a) Señales de control del modulador (b) y (c) Señales de control de los semiconductores S1 y S2 respectivamente

(d) Tensión de salida resultante PWM

Figura 2.2.16.- Señales de control (Vcon) y portadora (Vtri).

Figura 2.2.17.- Tensión Vao de salida del inversor.

Vg1

Vg2

E/2

-E/2

Vt Vc


106

Figura 2.2.18.- Corriente io de carga.

Modulador sinusoidal trifásico En este caso cuatro son las señales de control empleadas para generar los pulsos como se muestra en la figura. Una de las señales es de tipo triangular de amplitud y frecuencia constante, múltiplo de la onda de tensión fundamental que se desea sinterizar. Las otras tres señales de control, corresponden a tres sinusoides de amplitud y frecuencia variable que representan a la tensión trifásica que se desea tener en la carga. Cada onda sinusoidal de control es comparada con la onda triangular a través de un circuito de comparación electrónico de manera que cada onda sinusoidal genere en el cruce con la onda triangular las conmutaciones con que las llaves correspondientes en cada fase serán accionadas como muestra la figura

Figura 2.2.19- Señales de control de SPWM Vc: Señales de control para cada fase y

señal triangular

Tensión Vao

E/2

-E/2

Vt, Vc

Vt, Vc

1/f1

1/fsw


107

Tensión Vbo

Tensión Vco

Figura 2.2.20 - Tensiones por fase del inversor

Se define como índice de modulación a la relación entre el valor máximo de la tensión de control sinusoidal y el valor máximo de la onda triangular. De la misma forma se define una relación entre las frecuencias de la onda triangular y la frecuencia de la sinusoide.

t

c

a

V

Vm ∧

∧

= , 1f

fm sw

f =

10 ≤≤ am , swsw Tf /1= , 11 /1 Tf =

Cuando la relación fm es grande ( 9≥fm ) se puede establecer una relación entre las

señales de control y la tensión de salida por fase del inversor

twSenVtV aoao 111 )(∧

= , donde c

t

ao V

V

EV

∧

∧

∧⋅

⋅= )2(1

El índice de modulación define como la relación:

2/1

E

VIM

ao

∧

= , 10 ≤≤ IM

a

t

caom

V

V

E

VIM === ∧

∧∧

2/1

IME

V ao ⋅=∧

)2(1

La máxima tensión que se puede obtener a la salida con este tipo de modulación se da para ma = 1 es decir

2(máx)1

EV ao =∧

Que corresponde a 78% de la tensión máxima que se obtiene con una onda cuadrada.

E/2

-E/2

E/2

-E/2


108

78.0/)( )(11 =∧∧

SPWMaoao VpulsosseisV El orden de los armónicos presentes en la tensión de salida es determinado por la siguiente relación:

( ) jmin f ±⋅=

Donde: Si "i" es impar "j" será par Si "i" es par "j" será impar

Ejemplo Si se emplea una onda triangular de 1050 Hz y una onda de control sinusoidal de 50Hz se tendrá una relación para las frecuencias de mf = 21 y que generará los siguientes ordenes de armónicos

Los términos harmónicos pares no existieran en la tensión debido a la simetría de la onda. Los términos impares múltiplos de tres aparecen solo en la tensión de fase del inversor pero no aparecerán en la tensión de línea ni en la tensión por fase de la carga.

Figura 2.2.21- Espectro harmónico de la tensión por fase del inversor Vao

i = 1, j : par

.

. n = mf - 4 = 17 n = mf - 2 = 19 n = mf = 21 n = mf + 2 = 23 n = mf + 4 = 25

.

.

i =2 , j : impar

.

. n = 2mf - 3 = 39 n = 2mf - 1 = 41 n = 2mf = 42 n = 2mf + 1 = 43 n = 2mf + 3 = 45

.

.

i =3, j : par

.

. n = 3mf - 4 = 59 n = 3mf - 2 = 61 n = 3mf = 63 n = 3mf + 2 = 65 n = 3mf + 4 = 67

.

.

n = 1 n = 21

n = 23 n = 19 n = 43 n = 41

n = 39 n = 45


109

Figura 2.2.22- Espectro harmónico de la tensión de línea del inversor Vab

Figura 2.2.23 - Espectro harmónico de la tensión por fase de la carga Van

Figura 2.2.19- Tensión de Línea Vab

Figura 2.2.24 Tensión por fase (Van) en la carga

-E

n = 43 n = 41 n = 23 n = 19

n = 1

n = 1

n = 19 n = 23 n = 41 n = 43

E


110

Figura 2.2.25- Corriente por fase de la carga (ia)

Figura 2.2.26- Corriente por S5 y D5 de la fase R del inversor

Figura 2.2.27- Corriente por S2 y D2 de la fase R del inversor

Figura 2.2.28- Corriente por S5 fase R del inversor

Figura 2.2.29 Corriente por D5 fase R del inversor


111

Figura 2.2.30 Corriente "ia" y tensión "Van" por fase en la carga

Figura 2.2.31 Corriente de entrada (io) al inversor

La componente fundamental de la corriente de entrada io se relaciona con la corriente de salida en la carga por la igualdad de las potencias:

φCosE

IVi aano ⋅⋅⋅= 3

Se observa que la corriente de entrada al inversor presenta además de la componente fundamental (DC) , componentes de alta frecuencia los que podrían tener efecto negativo sobre la tensión de condensador E.

ma

Vab(rms)/E

Lineal Sobremodulación

Onda caudrada

78.06 =

π

612.022

3 =

1 3.24

Figura 2.2.32 Inversor trifásico de tensión; Vab1 (rms) /E como función del índice de modulación ma con mf = 15


112

Tabla generalizada de armónicos de Vao para mf grande

(Modulación senoidal) ma h

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

mf mf ± 2 mf ± 4

0.242 0.016

1.15 0.061

1.006 0.131

0.818 0.220

0.601 0.318 0.018

2mf ± 1 2mf ± 3 2mf ± 5

0.190 0.326 0.024

0.370 0.071

0.314 0.139 0.013

0.181 0.212 0.033

3mf 3mf ± 2 3mf ± 4 3mf ± 6

0.335 0.044

0.123 0.139 0.012

0.083 0.203 0.047

0.171 0.176 0.104 0.016

0.113 0.062 0.157 0.044

4mf ± 1 4mf ± 3 4mf ± 5 4mf ± 7

0.163 0.012

0.157 0.070

0.008 0.132 0.034

0.105 0.115 0.084 0.017

0.068 0.009 0.119 0.050

(Vao)h /(E/2) son tabulados como función de ma donde (Vao)h son valores máximos.

2/

)(

22

1)(

E

VEV hao

hao

∧

= (rms)

2/

)(07.106)(

E

VV hao

hao

∧

= (rms)

Ejemplo: Si E=300V, ma = 0.8, mf = 39 y la frecuencia fundamental es 47Hz. Calcule el valor rms de la componente fundamental y de alguno de los armónicos dominantes de Vao Solución: Fundamental HzaVVao 4786.848.007.106)( 1 =×=

HzaVVao 173933.2322.007.106)( 37 =×=

HzaVVao 183376.86818.007.106)( 39 =×=

HzaVVao 192733.2322.007.106)( 41 =×=

Variando el índice ma cambia la amplitud de la componente fundamental de tensión, variando la frecuencia de la tensión de control cambia la frecuencia de la tensión de salida mientras que la relación de frecuencias cambia el contenido armónico de la tensión de salida. Para eliminar los armónicos de baja frecuencia, mf debe ser un número grande limitado por la capacidad de conmutación de las llaves de potencia y por las pérdidas en la conmutación de las mismas que afectan la eficiencia del inversor.


113

La onda triangular o portadora y la onda de control deben ser sincronizadas para evitar la presencia de términos sub harmónicos de la componente fundamental que son indeseables y si fsw es un valor grande la sincronización no es crítica. Escogiendo para mf valores impares y múltiplo de tres, los armónicos dominantes presentes en la tensión por fase del inversor podrán ser eliminados de la tensión de línea del inversor trifásico.


114

Operación generando ondas cuadradas de tensión (Operación de 6 pulsos)

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)

Figura 2.2.33- Inversor de tensión de 6 pulsos con f1 = 60Hz, (a) Vao: tensión por fase del inversor, (b) Vab: tensión de línea (c) Van: tensión por fase de la carga, (d) ias: corriente de línea, (e) io: corriente de entrada al inversor


115

Figura 2.2.34.- Inversor de tensión de 6 pulsos con f1 = 60 Hz, (a) ias: corriente de línea, (b) ibr1+: corriente de la rama superior de la fase, (c) ibr1-: corriente de la rama inferior de la fase, (d) is1: corriente por la llave de potencia, (e) idf1: corriente por el diodo de libre circulación

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)


116

Operación con modulación sinusoidal SPWM

(a) (b)

(c) (d)

(e) (f)

(g) (h)

(i) (j) Figura 2.2.35- Resultados de la modulación de ancho de pulso sinusoidal natural (SPWM) (a) y (b) Tensión por fase del inversor y espectro armónico, (c) y (d) Tensión de línea y espectro harmónico, (e) y (f) Tensión por fase de la carga y espectro harmónico, (g) y (h) Corriente de línea y espectro harmónico, (i) y (j) Corriente de entrada DC del inversor y espectro harmónico


117

Estructuras multinivel Con este tipo de estructuras multinivel se busca mantener baja la frecuencia de conmutación de las llaves de potencia y al mismo tiempo lograr formas de onda de tensión de buena calidad cuya distorsión se encuentre dentro de los limites establecido por la norma IEEE 519.

Inversor de 12 pulsos

De la figura 2.2.9 se puede observar que la tensione de línea Vab adelanta a la tensión de fase Van en 30 grados en el inversor de 6 pulsos. Si este desfasaje se corrige, los harmónicos de orden 5, 7, 17, 19,.. presentes en la tensión por fase Van estarán en oposición de fases con los harmónicos 5, 7, 17, 19,.. presentes en la tensión de línea Vab

y 3/1 de la amplitud. Para corregir el desfasaje y eliminar los harmónicos se utiliza la estructura mostrada en la figura 2.2.36a. Las tensiones de línea del segundo inversor de seis pulsos son aplicadas a la conexión en delta de un segundo transformador como

muestra y con relación de vueltas entre primario y secundario de 3 la relación de vueltas entre primario y secundario del primer transformador.

Figura 2.2.36 – Convertidor de 12 pulsos (a) Estructura del convertidor con transformadores en

delta y estrella (b) formas de onda de inversor de 6 pulsos (c) Forma de onda de tensión resultante

(b)

(c)


118

La tensión resultante en los primarios de los transformadores son sumadas para obtener una tensión resultante que presenta un mayor escalonamiento como muestra la figura 2.2.36c con contenido harmónico correspondiente a 112 ±⋅ n (11, 13, 23, 25,…). En esta estructura, la amplitud de la tensión resultante solo puede ser regula variando la tensión de entrada Vd. Inversor de tres niveles (Neutral Point Clamped) La estructura de este inversor mostrado en la figura 2.2.37a corresponde a una familia de inversores multinivel que se caracteriza porque se puede genera una onda de tensión de mejor calidad sin el empleo de transformadores y porque con esta estructura se pueden cubrir rangos de potencia mayores. Otra caracterisitca de esta estructura es la posibilidad de variar la tensión de salida de sin tener que variar la tensión Vdc de entrada al inversor en este caso la tension E.

Figura 2.2.37 – Inversor de tres niveles (a) Estructura por fase (b) Forma de onda de la tensión

por fase (c) Forma de onda de la tensión de línea

La estructura básica mostrada en la figura 2.2.37a está compuesta por 4 llaves siendo th11 y th14 las llaves principales y th12 y th13 son las llaves auxiliares. Los diodos df11, df12, df13 y df14 permiten el fuljo de corriente reversa que caracteriza a los inversores fuente de tensión. Los diodos dc11 y dc12 permiten garantizar el nivel de tensión cero sobre la carga independientemente de la dirección que tenga la corriente sobre esta.

Vao

θ 0

Th11 Th12

Th12 Th13

Th13

Th14

Th12 Th13

E/2

-E/2

wt

σ

Vab

E

E/2

θ 1

θ 2

E

+

E/2

E/2

O

+

+

C

C

df11Th11

Th12df12dc11

Th13

Th14

df13

df14

dc12

a

(a)

(b)

(c)


119

La tensión sobre cada una de las llaves del inversor es la mitad de la tensión de la fuente E de entrada por lo tanto, se duplica la capacidad de tensión de entrada permitiendo alcanzar niveles altos de potencia. La tensión de salida Vao del inversor (figura 2.2.37b) presenta tres niveles de tensión (+E/2, 0, -E/2) que reduce la distorsión harmónica de la forma de onda de la tensión y corriente. Una consecuencia de la presencia de un mayor número de niveles en la onda de tensión, posibilita la reducción de las pérdidas por conmutación, mejorando así la eficiencia del convertidor. La tensión por fase Van puede ser expresada por la ecuación

+

+⋅⋅−

+⋅⋅

= ....5

1

23)

2

3(

3

1

2)2(

2

4 σσσσπ

wtsensenwtsensenE

van

Y en general, la amplitud de cualquier componente de tensión estará expresada por la ecuación:

+⋅⋅⋅

=2

)2

(1

2

4ˆ_

σσπ

wtnsenn

senn

EV nan

Y el valor eficaz correspondiente será:

2

1

2

22_

σπ

nsen

n

EV nan ⋅⋅

=

Siendo la expresión para el cálculo del valor eficaz de la componente fundamental de tensión:

22

221_

σπ

senE

Van ⋅

=

Que inicia con el máximo valor de ( ) E⋅π/2 cuando σ = 180º y alcanzara el valor de cero cuando σ = 0º


120

Figura 2.2.38.- Componente fundamental y harmónicos de la tensión del inversor de tres

niveles. En la figura 2.2.38 se muestra la variación de la amplitud de la componente fundamental de la tensión V1/V1max y de sus componentes harmónicas Vn/V1 en función del ángulo de control σ Operacion del inversor conectado en la red electrica

S1 D1

i0

Vca,n C E

Xs isa Vsa,n

n

ib1+

Figura 2.2.39.- Inversor trifásico de tensión (VSC) conectado a la red trifasica de

potencia Con el inversor de tensión se puede generar tensión trifásica controlada en amplitud, fase y frecuencia pudiendo por tanto ser considerado como un máquina síncrona pero sin momento de inercia. Bajo este concepto el convertidor fuente de tension (Voltage Source Converter) puede ser conectado a la red trifásica de potencia a través de tres


121

reactancias como muestra la figura 2.2.39 o en forma aislada o través de un transformador trifásico en el que XS representa la reactancia de dispersión como se muestra en la figura. En cualquiera de los casos la generación de la tensión Vca,n estará sincronizada con la tensión de la red a través de un circuito sincronismo (PLL). En este caso, el inversor será controlado de manera que el flujo de potencia activa entre los lados DC y AC puede ser regulado en magnitud y dirección así como también, se podrá regular la potencia reactiva en sus terminales AC. Operación injectado o absorviendo potencia activa En las figura 2.2.40 se muestran los digramas fasoriales correspondientes al control dl flujo de potencia activa en la que se indica como la tensión del convertidor Vca,n debe ser regulada en magnitud y fase respecto de la tensión de la red Vsa,n (obtenida a través de un circuito de síncronización) para atender los requerimientos de corriente Isa. En el primer caso cuando la corriente de lado AC del inversor (isa) está en fase con la tensión de la red (Vsa,n) como se muestra en la figura 2.2.40a Es la fuente de corriente alterna que entregar potencia activa al convertidor y que será consumida por la fuente E (operación como rectificador). En el segundo caso cuando la corriente de lado AC del inversor (isa) está en contrafase con la tensión de la red (Vsa,n) como en la figura 2.2.40b le corresponde a la fuente alterna absorber potencia activa la que es entregada por la fuente E (operación como inversor).

Vsa,n

Vca,n

jIsa Xs

Isa

γ

γ

Vsa,n Isa

Vca,n

jIsa Xs

Rectificador Inversor

180=φ

0=φ

(a) (b)

Figura 2.2.40.- Digrama fasoriales de la operación del convertidor como rectificador e inversor.

En la figura 2.2.41 se muestra los resulatdos de simulación del inversor conectado a un sistema de potencia, donde el periodo de conducción de los semiconductores de potencia corresponde a 1/60 s (seis pulsos) mientras que la amplitud Vca,n y la fase γ son modificados para cada caso.


122

Operación como Rectificador Operación como Inversor

Figura 2.2.41.-Operación del VSC como rectificador o inversor

Operación injectando o absorviendo potencia reactiva

En esta forma de operación el ángulo γ de fase entre la tensión del convertidor Vca,n y la tensión de la red Vsa,n se mantiene en cero grados es decir en fase. Si con esta condición, la magnitud de la tensión del convertidor se incrementa a valores mayores que la tensión de la red la corriente se adelantará 90 grados respecto de las tensiones y el convertidor entregará potencia reactiva (Fig. 2.4.42a). Si por el contrario, la tensión del convertidor se hace menor que la de la red la corriente se atrasará 90 grados y el convertidor absorberá potencia reactiva (Fig. 2.2.42b).

Vsa,n Vca,n

jIsa Xs

Isa

Vsa,n

Isa

Vca,n

jIsa Xs

(a) Condensador (b) Reactor

90=φ

90−=φ

0=γ

0=γ

(a) (b)

Figura 2.4.42.- Diagrama fasorial de la operación del VSC como condensador y reactor.


123

Operación Inductiva Operación Capacitiva

Figura 2.2.43.- Operación como inductor o condensador

En la figura 2.2.43 muestra los resultados de simulación para este caso en la que se puede verificar que la corriente promedio que pasa por el condensador es cero que confirma el concepto que para esta forma de operación de convertidor no es necesario de una fuente de tensión DC colocada en paralelo con el condensador STATCOM (Static Synchronous Compensator) El compensador síncrono estático como se muestra en la figura 2.2.45a consiste en un inversor tipo fuente de tensión conectado al sistema de potencia a través de un transformador o conectado directamente a través de tres reactores. Con este convertidor es posible entregar o absorber potencia reactiva de manera que puede ser utilizado para compensar cargas de tipo inductivas o de regular la tensión en el punto donde está conectado. Para estas aplicaciones será necesario solo de la presencia del condensador C ya que como se mostró anteriormente el valor medio de la corriente en el lado DC es cero.


124

C

(a)

Inversor de Tensión

Transformador de

Acoplamiento

si

E

oi Terminales DC

Terminales AC

C

(b)

VS

Vc

sX

1,ncaV sI

nsaV ,

(c)

Figura 2.2.45.- Sistema de compensación reactiva (a) STATCOM conectado a la red mediante transformador, (b) Esquema unifilar (c) Circuito equivalente en sus

terminales AC Inicialmente con el condensador descargado y sin el accionamiento de las llaves de potencia, el condensador es cargado a través de los diodos hasta un valor máximo determinado por la rectificación trifásica. Para la inyección de potencia reactiva, el ángulo γ de la tensión generada por STATCOM debe incremente (negativamente como el caso de rectificador) a partir de cero y en magnitud reducida, produciendo con esto un flujo de corriente id con valor medio positivo que cargará al condensador e incrementa su tensión E, la que al mismo tiempo incrementará la tensión Vca,n que deberá superar a la tensión Vsa,n de la red de manera que una corriente en adelanto en 90 grados a la tensión de la red (capacitiva) sea inyectada en el punto de conexión.

Considerando solo a la componente fundamental de la tensión de convertidor Vca,n1, el sistema se puede representar por un circuito equivalente como el mostrado en la figura 2.2.45c en el que el control del flujo de potencia activa y reactiva, responde a la ecuación conocida:


125

−⋅

−⋅

=s

X

nsaV

sX

ncaV

nsaV

j

sX

ncaV

nsaV

S

2,

)(cos1,,

)(sen1,,

1 γγφ

Cuando el ángulo “γ ” en la ecuación se modifica dentro de un pequeño intervalo (0-5 grados), se incrementará o reducirá la tensión E en el condensador, la tensión Vsa,n y la potencia reactiva Q entregada o absorbida por el STATCOM ya que esta depende de la amplitud de la tensión del convertidor Vca,n1 respecto de la tensión de la red Vsa,n .

Esquema de control. Un diagrama de bloques simplificado del control interno para el control de la potencia reactiva basado en el control de la tensión del condensador es mostrado en la figura 2.4.46 Las señales de entrada al control son: la tensión de la red v, la corriente del inversor is y el valor de la referencia de corriente reactiva isq,ref. El voltaje v se comporta como un PLL suministrando la señal de sincronismo o ángulo ϕ . La corriente is es descompuesta en sus componentes real y reactiva isq la que es comparada con el valor de referencia isq,ref. El error generara el ángulo γ∆ , el cual introducirá el desfasaje necesario entre el voltaje de salida del convertidor y el sistema para así cargar (o descargar) el condensador al nivel dc requerido. De esta forma, el ángulo γ∆ es

sumado a ϕ para obtener el ánguloϕ + γ∆ el cual representa la señal de sincronización deseada para lograr que la corriente reactiva del convertidor sea igual al valor de corriente reactiva de referencia.

is Vs

Circuito de sincronización

PLL

Calculo de la componente reactiva

isq

isq,ref Regulador PI

Lógica de disparo

+ +

+ - γ∆ γϕ ∆+

ϕ


C

Vs

is

Vc

io

E

Figura 2.2.46.- Esquema básico de control del inversor de tensión para el control de la potencia reactiva por variación del la tensión del condensador

La magnitud y ángulo de la tensión Vc de salida son los parámetros que determinaran la componente de corriente real y reactiva que el convertidor producirá y por lo tanto la potencia activa y reactiva que intercambiará con el sistema de potencia. Si el convertidor está restringido a intercambiar solo potencia reactiva, la señal de referencia del control será la corriente reactiva requerida y el control establecerá el ángulo y la magnitud de la tensión de salida del convertidor así como la tensión E


126

necesaria en el condensador ya que la amplitud de la tensión Vc es directamente proporcional a la tensión del condensador. Esta proporcionalidad es utilizada como una forma para controlar indirectamente la corriente reactiva a través de la tensión del condensador. Otra posibilidad para el control es el de mantener constante la tensión E a través del control del ángulo γ para variar la tensión de salida por intermedio de la regulación del índice modulación del método de modulación de ancho de pulso (PWM). Un diagrama de bloques simplificado del control interno del convertidor con capacidad de control de la tensión en el condensador E es mostrado en la figura 2.2.47 Las señales de entrada son la tensión V del sistema, la corriente de salida del convertidor, la referencia o señal de consigan son la corriente reactiva y la tensión Vdc. Esta referencia determina la potencia activa que el convertidor debe absorber del sistema AC para compensar las pérdidas internas.

is Vs

Circuito de Sincronización

PLL

Calculo de la Componente

Activa y Reactiva

isq

isq,ref Regulador

PI

PWM

+ +

+ - α αθ +

θ


C

Vs is

Vc

io

E Regulador PI

-

+

isd

Edc,ref

Edc

+

-

Vc

isd,ref

Figura 2.2.47.- Esquema básico para el control de la potencia reactiva

La dinámica de este tipo de compensadores debido a su casi despreciable tiempo de respuesta es generalmente más rápida que la respuesta obtenida con los sistemas que emplean la técnica de impedancia variable. Esto se debe a que el control sobre los semiconductores de potencia como GTO es tanto en el encendido como en el apagado a diferencia de los tiristores que solo tienen control en el encendido. Característica V-I del STATCOM. La característica tensión vs corriente del compensador o generador reactivo está limitada solo por los rangos máximos de tensión y corriente del convertidor independiente del nivel de tensión del sistema de potencia. La habilidad del STATCOM de producir corriente capacitiva aun a voltajes AC reducidos lo hace altamente efectivo en mejorar la estabilidad transitoria (first swing)


127

ILmax ICmax 0 IC IL

V

Vmax

Rango Transitorio

Rango Transitorio

1.0

0.1

Figura 2.2.48.- Característica V vs I del STATCOM

El STATCOM puede llavar conectado en sus terminales en DC una fuente activa voltaje como un banco de baterias o algun otro elemento almacenador de energía como bobina superconductora. En este caso el convertidor tendrá la capacidad de controlar no solo la potencia reactiva sino también la potencia activa.

Inversor Inversor E

E

Vs

t t idc

E

E idc

t is

vs

is

Vs

is

idc idc

is

vs

t AC Supplies P

DC Absorbs P

AC Absorbs P

DC Supplies P

0 0

0 0

+ +

Fig. 2.2.49 Control del intercambio de potencia activa del inversor fuente de tensión (a) absorbiendo potencia activa (b) entregando potencia activa

La capacidad de intercambio de potencia activa del inversor fuente de tensión, esto es, la habilidad de absorber energía del sistema AC y de entregarlo al sistema de almacenamiento en los terminales DC como se muestra en la figura 2.2.49a y de


128

invertir este proceso, entregando potencia activa al sistema AC desde el dispositivo de almacenamiento como en la figura 2.2.49b, esto hace posible el soporte de tensión temporalmente. Esta caracterisitca de esta tecnologia puede ser utilizada para mejorar la eficiencia del sistema y prevenir la perdida de generación. En combinación con el control de potencia reactiva, el intercambio dinámico de potencia activa suministra un herramienta extremamente eficiente para mejorar la estabilidad transitoria y dinámica del sistema. Esta caracteristica puede ser utilizada tambien para un efectivo amortiguamiento de la oscilación de potencia, capacidad exclusiva del inversor autoconmutado, característica, que lo distingue fundamentalmente de su contraparte convencional conocido como SVC cuyo control esta basado en acionamiento de tiristores. Convertidores multi-pulso Es la combinación de unidades simples que generan tensiones de forma casi cuadradas y que están combinadas por un transformador de desfasamiento aislado. Cada unidad suministra una fracción de la potencia en VA de todo el compensador.

VSI 1 VSI 2 VSI n

Vdc

Transformadorde

Acoplamiento

Inversor Multinivel

Estructura de Acoplamiento de los Inversores

Figura 2.2.50 Principio del sistema multi pulsos


129

Figura 2.2.51- STATCOM de 12 pulsos usando dos STATCOM de 6 pulsos conectados por un transformador de delta abierto y estrella abierto.

En la figura 2.2.52 se muestra el esquema de un sistema de compensación que se basa en el inversor de tres niveles que es conectado a la red a través de un transformador trifásico con fines de adaptación de tensiones y aislamiento.

a

bc

+

+

Qc

Sistemade

Potencia

Fase a Fase b Fase c

Transformador

C

C

Vdc/2

Vdc/2

Vdc

th11

th12

th13

th14

df11

df12

df13

df14

dc11

dc12

ica 0

Figura 2.2.52.- STATCOM conectado a un sistema de potencia.


130

En la figura 2.2.53 se presentan los resultados de simulación. Inicialemente, la corriente generada por el compensador es cero, esto corresponde a una componente fundamental de la tensión de línea de compensador igual en amplitud y fase con la tensión de la red. La referencia de potencia reactiva luego es colocada en –10kvar, que obliga a aumantar la tensión de los condensadores de manerá que se inyecte la corriente correspondiente.

Figura 2.2.54.- Resultados de simulación de la operación del STATCOM

Time

ica

Figura 2.2.55.- Corriente capacitiva generada por el STATCOM


131

Time

ica

Figura 2.2.56.- Corriente induciva generada por el STATCOM

Luego en 160ms la referencia de potencia reactiva es modificada a +10kvar, que obliga a descargar a los condensadores lo suficiente para que la corriente cambie a inductiva. Este proceso transitorio dura aproximadamente 3 ciclos. En las figuras 2.5.8 y 2.5.9 se muestran las formas de onda de tensión de red y corriente inyectada por el STATCOM en regimen permanente en el caso capacitivo e inductivo. En la figura 2.2.57 se nuestra un sistema de compensacion que utiliza un inversor de dos niveles PWM. Resultados son obtenidos manteniendo constante la tención E en el condensador en Vdc,ref = 1000 V estando el sistema de compensación conectado a una red de Vred = 300 V línea, 60 Hz , (mf = 21),

Vs,an

ia

Inversor

PWM

L

C

vdc

+

Vc,an

Figura 2.2.57 Sistema de compensacion STATCOM

IM = 0.8 (Cap)

Figura 2.2.58 Corriente del STATCOM (Cap)


132

Figura 2.2.59 Tensiones por fase del inversor y del sistema de potencia.

Figura 2.2.60 -Corriente por el condensador

Figura 2.2.61 - Voltaje en el condensador Vdc = 960 V

IM = 0.2 (Ind)

Figura 2.2.62 -Corriente del STATCOM (ind)

Figura 2.2.63 -Tensiones por fase del inversor y del sistema de potencia.


133

Figura 2.2.64 -Corriente por el condensador


134

La efectividad del STATCOM para incrementar la potencia transmitida es mostrada en la figura 2.14 que corresponde a la potencia transmitida P vs el ángulo de potencia δ para un modelo de dos máquinas y para diferentes corrientes capacitivas.

X/2 X/2

STATCOM

V r = V -δ /2 Vs = V δ /2

0 180 90

0P

P

22

2 δSen

X

VP =

1

2

0.5

1.5

I0 max1

I0 max2

X

VP

2

0 =

δSenX

VP

2

=

I0 max3

220

2 δδ SenIV

SenX

VP

max⋅+=

Figura 2.2.65-Incremento de la potencia transmitida lograda con el STATCOM

conectado en el punto medio de la línea.

Como se puede observar, el STATCOM como el SVC se comporta como un compensador ideal en el punto medio de la línea con la característica P vsδ definido por la relación:

22

2 δSen

X

VP =

Hasta que la máxima capacidad de corriente ICmax de salida es alcanzada. A partir de este punto, el STATCOM mantiene su capacidad de máxima corriente (en lugar de la admitancia capacitiva fija como el SVC) independiente del incremento adicional del ánguloδ y de la consecuente variación de tensión del punto medio.


135

Proyecto Sullivan (USA) El primer STATCOM en USA fue encargo a fines de 1995 para la subestación de Sullivan de la empresa de energía TVA para la regulación diaria del voltaje y soporte de tensión en las contingencias. El proyecto fue desarrollado por el EPRI y TVA y construido por la Westing House Electric Corporation. Los principales parámetros de diseño del STATCOM son los siguientes (fugra 2.2.67): Capacidad Nominal : ± 100 Mvar Sobrecarga temporal : ± 120 Mvar Voltaje de la línea de transmisión : 161 kV Voltaje nominal de salida del inversor : 5.1 kV Numero de pulsos del convertidor : 48 Numero de convertidores 3φ de 6 pulsos : 8 Tipo de polo del convertidor : dos niveles (Dos Válvulas) Número total de polos del convertidor : 24 Numero de GTO en serie por válvula : 5(1 redundante) GTO : 4.5kV, 4kA (pico) Número Total de GTOs : 240 Método de generación multi-pulso : magnético Transformador de acoplamiento : 161 kV delta a 5.1kV delta-estrella Condensador DC : 65 kJ Voltaje DC nominal : 6.6 kV

Figura 2.2.66.- Forma de onda de tensión y corriente del STATCOM


136

161 kV

500 kV

1200 Mva

5.1 kV 5.1 kV

6.6 kV +

Interfase Magnética

Transformador Principal

Polo del Inversor

Inversor de 12.5 Mvar

84 Mvar

Figura 2.2.67- STATCOM de +/-100 Mvar en la subestación Sullivan en U.S.A.

Compensador Síncrono Estático Serie (SSSC) Static Synchronous Series Compensator Éste tipo de compensador emplea al inversor fuente de tensión como elemento de control del flujo de potencia. Con esta tecnología se inyecta una tensión controlada (amplitud y fase) en serie con la línea e independiente de la corriente que pasa por ella con el objetivo de regular el flujo de potencia o de mejorar algunos aspectos de calidad de energía entre otras posibilidades de aplicación.

Vg

Vab

C

Vbc

Vac

. . . . . .

Vse

(a)


137


E

oi

C

i Vse

Vs Vr2 Vr

Vl

Xl

(a)

Figura 2.2.67- Compensación serie: (a) Compensador Síncrono Estático Serie (SSSC) (b) Esquema unifilar del sistema conectado en serie con la línea

La figura 2.2.67a muestra un esquema del sistema de compensación en donde la tensión generada por el inversor es inyectada en serie con la línea a través de tres transformadores. La figura 2.267b muestra un esquema unifilar del sistema en donde la tensión inyectada podrá, en principio tener cualquier fase y amplitud pero será la posición en cuadratura con la corriente la que será empleada para la compensación serie de la línea.

Vse

Vs Vr2

Vr

Vl

Vr Vs

Vl Vse Vl

Vr2 I

I

I

δ δ

δ Vr Vs

(a) (b) (c)

Figura 2.2.68- Compensación serie a) Línea sin compensar, b) Línea compensada inductivamente c) Línea compensada capacitivamente

Las tensiones generadas por el inversor son injertadas a las líneas a través de tres transformadores como muestra la figura. Con la tensión inyectada a la frecuencia fundamental del sistema se busca cancelar parcialmente la caída de tensión en la reactancia de la línea producida por la componente fundamental de la corriente de manera que la caída de tensión de la línea compensada sea equivalente eléctricamente al de una línea corta. De esto se desprende que si se tiene una fuente de tensión AC que genere un voltaje sincronizado y atrasado 90 de la corriente de línea en serie y con


138

amplitud proporcional a la corriente el efecto será equivalente al producido por un condensador conectado en serie (figura 2.2.68b).

IjkXV LC ⋅−=

IjkXV Lse −=

Donde Vc es el fasor de tensión de compensación, I es el fasor de corriente en la línea, XL es la impedancia reactiva de la línea, k es el grado de la compensación serie

)(wXX LL = Reactancia de la línea

L

C

L

C

XI

V

X

Xk

⋅== Grado de compensación

CX : Impedancia capacitiva virtual

El SSSC puede reducir así como incrementar el flujo de potencia en el mismo grado, simplemente invirtiendo la polaridad de la tensión inyectada. Si la tensión inyectada está en adelanto en 90 grados de la corriente, el efecto es como si se estuviese incrementado la reactancia de la línea (figura 2.2.69a). Adicionalmente, si la amplitud de esta tensión inyectada (de polaridad invertida) se hiciera más grande que la tensión aplicada a la línea sin compensar, esto es:

rsse VVV −>

Entonces el flujo de potencia se invertirá generando una corriente de línea como se muestra en la figura 2.2.69c:

XVVVI rsse /)( −−=

2.2.69.- Inversión del flujo de poptencia a través de la compensación reactiva serie

Vse

Vs

Vr2

Vr

Vl

Vr Vs

Vl

Vse Vl = 0

Vr2

I I=0

I

δ

δ

Vr Vs

(a) (b) (c)

δ

Vr2

Vse


139

POTENCIA TRANSMITIDA EN FUNCIÓN DE ÁNGULO CARACTERÍSTICO DE TRANSMISIÓN El SSSC inyecta un voltaje en serie con la línea, independiente de la corriente de la línea, por lo tanto, la relación de la potencia transmitida vs el ángulo de transmisión se convertirá en una función paramétrica del voltaje inyectado ( )ζseV y puede ser expresado

para un sistema de dos máquinas como:

2

2 δδ CosVX

VSen

X

VP se

LL

q ⋅⋅+⋅=

( )|| I

IjVV sese ζ±=

La característica normalizada de la potencia vs el ángulo como una función paramétrica de Vse son mostradas en la figura 2.2.70, para Vse = ± 0.353 y ± 0.707. Así, el SSSC puede incrementar la característica en una fracción fija de la máxima potencia que puede ser transmitida por la línea sin compensación e independiente del ángulo δ y en el rango importante de operación de 2/0 πδ ≤≤

180o

0

0.5

1.5

1.0

- 0.5

90o

Vse = 0.707

Vse = 0.353

Vse = 0

Vse = - 0.707

Vse = - 0.353

Pq (p.u.)

δ

Fig. 2.2.70.-Característica de la potencia activa transmitida vs el ángulo δ obtenido con el SSSC

como una función del parámetro del voltaje de compensación serie “Vse”. Mientras que la compensación serie capacitiva solo puede aumentar la potencia transmitida, el SSSC puede además reducirla, invirtiendo la polaridad de la tensión AC inyectada. El SSSC además de compensar la reactancia de la línea también puede intercambiar potencia activa, controlando el ángulo de la tensión inyectada con respecto


140

a la corriente de línea, siempre y cuando el SSSC tenga una fuente de energía conectada en sus terminales DC. Esta propiedad tiene una importante aplicación en la compensación simultánea de las componentes resistiva y reactiva de la impedancia de una línea de transmisión de forma tal de mantener la relación XL/R alta El compensador SSSC tiene un tiempo de respuesta muy rápido de manera que es muy efectivo en amortiguar las oscilaciones, las que se podrían presentar debido a la presencia de condensadores conectados en serie con la línea. La compensación reactiva de la línea combinada con el simultáneo intercambio de potencia activa resulta ser extremadamente efectiva para amortiguar las oscilaciones de potencia. Durante los periodos de aceleración angular, el SSSC puede aplicar la máxima compensación capacitiva a la línea para incrementar la potencia activa transmitida y concurrentemente absorber potencia activa para lograr el efecto de una resistencia de amortiguamiento en serie con la línea. Durante los periodos de desaceleración angular, el SSSC podrá ejecutar la acción opuesta a la compensación, esto es, la aplicación de una compensación inductiva para disminuir la potencia activa transmitida y concurrentemente proveer el efecto de una resistencia negativa para suministra potencia activa adicional a la línea (amortiguamiento negativo). Se debe indicar que para obtener amortiguamiento por la inyección o absorción de potencia activa es necesario que el SSSC tenga conectado en sus terminales DC una fuente apropiada en CC.

A parte de la capacidad de compensación bi-direccional, la característica más importante del SSSC comparado con el TSCS es su inmunidad a la resonancia que se presenta en la compensación serie clásica. Esquema de control (indirecto) del SSSC. En la figura 2.2.71 se muestra un esquema de bloques del control indirecto. En este esquema el control esta sincronizado con la corriente de línea a través de PLL el cual después de desfasar +90 o –90 grados suministra la señal de sincronización θ . El desfasador es controlado por el detector de polaridad que determina si la referencia es positiva (capacitiva) o negativa (inductiva). La tensión Vse es controlada en lazo cerrado por el regulador donde el valor absoluto de Vse,ref es comparado con el valor medido de manera que el error genera una señal de corrección a través del regulador; señal que es añadida al ángulo de sincronización θ . Dependiendo de la polaridad de

α∆ y θ se adelantará o retrasará la tensión de compensación Vse de su ángulo original de +90 o –90 grados. El desfasamiento causará que el convertidor absorba o entregue potencia activa del sistema AC cargando o descargando el condensador, que incrementara o disminuirá la magnitud de la tensión Vse. Cuando la magnitud deseada es alcanzada, el ángulo entre Vse y la corriente se restablece en +90 o –90 grados con una pequeña diferencia angular adicional para absorber una pequeña potencia del sistema AC la que compensará las pérdidas en operación del SSSC.


141

Vse

Amplitud de Voltaje

Vse,ref Regulador

PI

Lógica de disparo

+ +

+ - α∆ αθ ∆+

θInversor de Tensión

C

i

io

E

Circuito de sincronización

PLL

Desfasador (+/-) 2/π

ABS

Detección de

Polaridad

i

/Vse,ref /

Vse

Figura 2.2.71 Sistema de control indirecto del SSSC

En la figura 2.2.72 se muestra un diagrama general de los posibles modos de operación de SSSC intercambiando potencia activa y reactiva con la red.

I

Terminales CA

V se , p q

Vd

Absorbe P Inyecta P

id

Terminales CC

-id

Absorbe P Absorbe Q

Inyecta P Absorbe Q

Inyecta P Inyecta Q

Absorbe P Inyecta Q

V se, q

V se, p

Figura 2.2.72-Posibles modos de operación para el intercambio de potencia activa y

reactiva. La compensación serie obtenida con el SSSC es superior que la obtenida con la compensación serie capacitiva, ya que con una apropiada implementación, es imposible se producir una resonancia eléctrica con la red de transmisión, y por esta razón no causa oscilaciones sub-síncronas por la inyección de un componente de voltaje con la apropiada amplitud, frecuencia y fase adicionalmente a la componente fundamental, en serie con la línea.

• El SSSC suministra una tensión de control capacitivo o inductivo, independiente

de la magnitud de la corriente de la línea. • El SSSC es inmune a la resonancia. • Adicionalmente a la compensación reactiva serie, el SSSC con una fuente

externa puede compensar la componente resistiva de la impedancia de la línea • La compensación de la resistencia de la línea permite mantener la relación X/R

alta, aun con compensación reactiva alta. • La modulación coordinada de la compensación activa y reactiva de la línea

incrementa el amortiguamiento de las oscilaciones de potencia.


142

En el modo de operación de tipo tensión de compensación (figura 2.2.73a), el SSSC puede suministrar tensión capacitiva e inductiva independiente de la corriente de línea hasta el valor máximo especificado. Los VA de capacidad del dispositivo viene a ser el producto de la corriente máxima de línea por la máxima tensión de compensación que puede introducirse, esto es:

max_max seVIVA ⋅=

En el modo de operación de tipo impedancia (figura 2.2.73b), el SSSC es controlado de manera de mantener una reactancia capacitiva o inductiva máxima constante para cualquier corriente hasta alcanzar la máxima corriente

Figura 2.2.73 – Características V-I del SSSC (a) Operando en el modo de tensión

controlada (b) Operando en el modo de reactancia controlada De la figura se observa el rango de control continuo logrado desde -1.0 p.u. (capacitivo) vars hasta +1.0 p.u. vars (inductivo). En muchas aplicaciones prácticas, solo se requiere de la compensación serie capacitiva y es en este tipo de aplicaciones donde se emplean o está previsto el empleo de condensadores conectados en serie con la línea como parte del esquema general de compensación. En este caso el SSSC puede ser combinado con el condensador fijo (SSSC + FC) como se muestra en la figura 2.2.74 donde el SSSC es dimensionado con 0.5 p.u. (VA) de potencia y combinado con un condensador fijo de 0.5 p.u. (VA) de potencia para formar un sistema de compensación continuo serie híbrido con rango de compensación de cero hasta 1.0 p.u. capacitivo.

Vse = VL max

Vse = VC max

I max I max

Vse = VC max

XL max

XC max

Vse = VL max

I I

(a) (b)


143

Figura 2.2.74 – Esquema de compensación hibrida serie

La característica tensión corriente del arreglo SSSC + FC en el modo de tensión de compensación son mostradas en las figura 2.2.75 (a) y (b)

Figura 2.2.75- Característica V-I de la compensación serie hibrida (a) Modo de tensión

constante (b) Modo de reactancia constante.

Control externo de la compensación reactiva serie El control externo define la función de operación del compensador. La principal función del compensador serie reactivo es la del control del flujo de potencia. Este control se puede lograr por medio del control directo de la corriente de la línea o de la potencia transmitida P o alternativamente por el control indirecto o de la impedancia de compensación o de la tensión de compensación como se muestra en la figura 2.2.76.

VComp =-j I XC+Vse


Vl

Xl XC [0.5 p.u.]

i

[0.5 p.u.]

SSSC

Vse = VC max

Vse = VL max

I max I max

Vse = VC max

Vse = VL max

I I

(a) (b)

VC - Vse

VC + Vse XC + Xse

XC - Xse

XC


144

Figura 2.2.76 – Esquema funcional del control externo del SSSC La respuesta del lazo control externo (de potencia), es proyectada para que presente una respuesta más lenta que el lazo de interno de control (algunos segundos) para así evitar cambios rápidos de potencia que puedan producir algún efecto en la estabilidad del sistema. Funciones adicionales para mejorar la estabilidad transitoria y la estabilidad dinámica y en algunos casos, para amortiguar las oscilaciones sub síncronas pueden ser incluidas en el lazo de control externo del compensador serie como se muestra en la figura 2.2.76. Oscilaciones de potencia típicamente en el rango de frecuencias de 0.2 a 2 Hz pueden ser amortiguadas a través del control externo que producirá una señal de referencia variable que modulara la salida del compensador serie de manera que la potencia transmitida en la línea cuando los generadores asociados son acelerados y reduce la potencia transmitida cuando los generadores son decelerados. El amortiguamiento de resonancia sub síncrona podrá ser obtenida en líneas que presentan una significativa cantidad de compensación serie capacitiva no controlada. Para amortiguar las resonancias sub síncronas será necesario que el control externo produzca una señal de referencia variable correspondientes con la variación de la velocidad de torsión que afecta al generador, modulando la salida del compensador serie de manera de oponerse a estas variaciones de torsión. Para atenuar las oscilaciones en forma efectiva, será necesario que el compensador serie presente un relativo amplio ancho de banda dependiente del sistema “turbina – generador”.

Modo de Operación Xse, Vse, I, P

Vse

SSSC Regulador

PI

i V Vse

Procesador de Voltaje Corriente

- Xse,ref -Vse,ref - I,ref - P,ref

Vse

(Xse)

)(tf∆)(tP

i

)(tf∆)(tMϕ∆

Oscilación De Potencia

Resonancia Sub síncrona

+

+ +

-

+

+


145

2.6 Controlador Unificado de Flujo de Potencia (UPFC) Unified Power Flow Controller

El UPFC fue propuesto en 1991 (Gyugyi), con el objetivo de compensar dinámicamente a los sistemas de transmisión en corriente alterna, suministrando flexibilidad multifuncional para resolver muchos de los problemas que son enfrentados por la industria de la transmisión de energía eléctrica. El UPFC es capaz de controlar simultáneamente o selectivamente todos los parámetros eléctricos que tienen que ver con la transmisión de energía eléctrica y es debido a esta característica que se le denomina como controlador unificado. Alternativamente el UPFC puede realizar un control independiente del flujo de potencia activo y reactivo en la línea de transmisión. Principio de operación. El UPFC es básicamente una fuente de tensión síncrona (Synchronous Voltage Source) SVS que inyecta una tensión en serie con la línea con amplitud Vse ( máxsese VV ,0 ≤≤ ) y

ángulo de fase ρ ( πρ 20 ≤≤ ) regulables como se muestra en la figura 2.2.77 En esta forma irrestricta de operación, el SVS intercambia potencia activa y reactiva con el sistema de transmisión y como se mostro anteriormente el SVS es capaz de generar potencia reactiva, pero la potencia activa Pse solo podrá ser suministrada o absorbida por el SVS se tenga una fuente de tensión activa en sus terminales dc. En el arreglo del UPFC el intercambio de potencia activa es suministrado por una de las barras de envío o recepción.

Vs Vr

Xl

Vse Vs1

Is

Pse

Vl

Vs1

Vr Vs

Vse

IS

0δ

Vl ρ

δ

Figura 2.2.77 Principio del UPFC

La implementación práctica del UPFC consiste en dos inversores de tensión como se muestra en la figura 2.2.78 conectados por sus terminales en dc. (back to back converters) denominados inversor 1 y 2 que operan a partir de la tensión dc mantenida constante en los terminales del condensador y operados a partir de esta tensión.


146

C

Vs Vr Xl Vse + -

Inversor 2

Inversor 1

Tse

Tsh

Qsh Qse Psh Pse

Rl

is

Vc E

Vs1

Figura 2.2.78 - Compensador Unificado de Flujo de Potencia (UPFC)

Este arreglo presenta un funcionamiento similar al de un convertidor ideal AC-AC en el que la potencia activa puede fluir libremente entre los terminales ac de los convertidores y en ambas direcciones, y donde cada convertidor puede independiente generar o absorber potencia reactiva. El inversor 1 provee de la función principal del UPFC que es de inyectar una tensión Vse de amplitud y fase controlables en serie con la línea a través de un transformador de inserción. La corriente de la línea fluyendo por los terminales de esta fuente produce un intercambio de potencia activa y reactiva entre esta fuente y el sistema AC. La potencia reactiva intercambiada en los terminales AC es generada internamente por el inversor. La potencia activa en los terminales AC se transforma en potencia absorbida o inyectado en los terminales dc. La función básica del inversor 2 es la de suministrar o absorber la potencia real demandada por el inversor 1 en los terminales dc y así satisfacer el intercambio de potencia activa resultado de la inyección de una tensión en serie con la línea. Adicionalmente el convertidor 2 puede generar o absorber potencia reactiva si se desea y por lo tanto suministrando compensación reactiva shunt independiente para la línea. El inversor 2 puede operar a factor de potencia uno o ser controlado para tener un intercambio de potencia reactiva con la línea independiente del intercambio de potencia activa con el inversor 1. Formas de Operación del UPFC. El UPFC puede realizar las funciones de compensación shunt, compensación serie y regulación del ángulo de fase y por lo tanto satisfacer múltiples objetivos de control, por

la suma de una tensión Vse con amplitud y fase apropiadas con la tensión en terminales Vs (tensión en la barra de envío) como se muestra en la figura 2.2.78. a) Regulador de tensión b) Compensación reactiva serie. c) Regulador del ángulo de fase. d) Control del flujo de potencia multi-función.


147

V

VV ∆±

I

V

V+Vc V-Vc

+Vc

-Vc

σVV +σVV − V

σV+σV−

σ

V

V∆ VcσV

Vse

V+Vse

(a) (b) (c) (d)

Figura 2.2.79 Formas de Operación del UPFC

Simulación

El UPFC es usado para hacer un control desacoplado de P y Q en una línea de transmisión. El sistema de transmisión utilizado consiste en el modelo de dos máquinas o dos fuentes generadoras Vs y Vr de 115kV, 60Hz con un ángulo de potencia entre las fuentes de 15o e interconectadas por una línea de transmisión trifásica con reactancia y resistencia por fase de Xl = 10.8Ωy Rl = 11.0Ω respectivamente. En las figuras 2.2.80 se muestra el esquema de las señales de control del inversor 2 y 1

ControlC. Shunt

C

Vi

Inversor

2

Tsh

Vdc

ic

Vc

Vdc,ref Vi,ref

C

Vr Xl

Vse + -

ControlC. Serie

Inversor1

Vi

Tse

Rl

is

Pr,ref

Qr,ref

Pr

Qr Vs

Vdc

(a) (b)

Figura 2.2.80 (a) Esquema de señales para el control del inversor 2 (b) Esquema de señales para el control del inversor 1

En esta simulación, el UPFC es colocado en el lado de envío y conectado a la línea por dos transformadores Tr,sh y Tr,se para realizar el control desacoplado de los flujo de potencia Pr y Qr que llegan a la barra de recepción. La tensión DC en los terminales del condensador se mantiene en 45kV. El inversor 2 se conectado en paralelo con la barra Vs donde controlará la tensión en este punto y absorberá o entregará la potencia activa que el inversor 1 necesite para su operación. Los resultados son mostrados en la figura 2.2.81


148

(a)

(b)

(c)

Tiempo: s Figura 2.2.81.- (a) Potencias en la barra de recepción (b) Corrientes isa, isb y isc en las

líneas (c) Tensión y corriente en la barra de recepción

A partir de 0.0 s hasta 0.05 s el UPFC está deshabilitado es decir Vse = 0 y se tiene como resultado un flujo de carga con Pr = 133 Mw y Qr = -176.05 Mvar en la barra de recepción y una corriente en las líneas de 1.1 KA-r.m.s. Desde t = 0.05s hasta 0.1s el UPFC controla el flujo de potencia haciendo que Pr = 0 y Qr = 0 como se observa y en consecuencia no hay corriente en las líneas. En t = 0.1s hasta 0.17s el UPFC controla el flujo de potencia para que Pr = 165.25 Mw y Qr = 0, en la figura 2.2.81(c) se observa que la tensión y corriente en el lado de la recepción están en fase (factor de potencia uno) En la figura 2.2.82 a partir de t = 0.05 s hasta 0.10 s el UPFC controla solo el flujo de potencia activa y en t = 1.10 s el UPFC controla además el flujo de potencia reactiva para que en la recepción sea Qr = +176 Mvar


149

(a)

(b)

(c)

Tiempo: s Figura 2.2.82.- (a) Potencias en la barra de recepción (b) Corrientes isa, isb y isc en las

líneas (c) Tensión y corriente en la barra de recepción. De las figuras 2.2.81(a) y 2.2.82(a) se verifica un control independiente de la potencia activa P y reactiva Q en la barra de recepción sin ninguna interferencia entre ellos.

Proyecto Inez (USA) A mediados de 1998 fue encargada la fabricación del primer Controlador Unificado de Flujo de Potencia (UPFC) en el mundo con una capacidad total de ± 320 MVA para ser instalado en la subestación de Inez perteneciente a la empresa de electricidad AEP en Kentucky (USSA), con el objetivo de dar soporte de tensión y control del flujo de potencia al sistema. El proyecto fue desarrollado por el EPRI (Electric Power Research Institute) conjuntamente con el AEP, diseñado y construido por Westinghouse Electric Corporation. Descripción de UPFC En la figura 2.2.83 se muestra el diagrama unifilar simplificado del controlador. El UPFC fue diseñado para cumplir con una serie de requerimientos y en particular, suministrar rápida compensación shun con un rango de control total de 320 Mvar (- 160 Mvar a + 160 Mvar) y controlar el flujo de potencia sobre una línea de transmisión de alta capacidad en 138 kV, forzando la transmisión de una potencia bajo condiciones de contingencia de hasta 950 Mva.


150

Para incrementar confiabilidad y flexibilidad del sistema para los futuros cambios, la instalación del UPFC requirió de la posibilidad de operar el convertidor shunt como un STATCOM independiente y de operar el convertidor serie como un compensador SSSC independiente. Es posible también acoplar ambos convertidores para suministrar solo compensación paralela o solo compensación serie sobre todo el rango de 320 Mvar.

LOGAN

BIG SANDY

DEWEY

TR4 TR3 TR2

MARTIKI SPRIGG

JOHN'S CREEK

INVERTER NO. 2 (SERIE)

INVERTER NO. 1

(SHUNT)

138 kV 138 kV

69 kV

Figura 2.2.83-Diagrama unifilar de la instalación del UPFC en Inez

CARACTERÍSTICAS DE LA INSTALACIÓN El UPFC consta de dos inversores de ± 160MVA los que suministran la compensación shunt y serie respectivamente. Cada inversor es del tipo Tres Niveles (NPC) de estructura multi-polo cada polo compuesto por 4 válvulas y cada válvula a su vez compuesta por ocho o nueve GTO de 4000 A. y 4500 V. conectados en serie. Cada inversor cuenta con transformador intermediario para componer las tensiones en una resultante y de un transformador principal empleado para acoplarse a la línea de transmisión. El inversor No.2 que se conecta en serie, tiene una capacidad de inyección de tensión que puede llegar hasta un máximo de 0.16 p.u. del voltaje de la línea de transmisión, con una corriente nominal de 4000 A. Note en particular que adicionalmente a los transformadores principales de acoplamiento shunt (TR2) y serie (TR4), se cuenta con un transformador shunt adicional


151

(TR3). Este transformador adicional puede ser utilizado también por el inversor No. 1 como un transformador de reserva. Alternativamente puede ser usado por el inversor No. 2 como un segundo inversor conectado en forma shunt suministrando un total de ± 320MVA de potencia reactiva.


29

Documents

GTO - IGBT - Inversor-3d