Embed Size (px)
Citation preview
UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA
UNIDAD IZTAPALAPA
CIENCIAS BASICAS E INGENIERIA
PROYECTO TERMINAL DE INGENIERIA ELECTRONICA I Y I1
AMPLIFICADOR DE POTENCIA EN LA BANDA DE AUDIO
ASESOR: DR. FAUSTO CASCO SANCHEZ
REALIZADOR: FRANCISCO GERARD0 GASCON GARCIA
MATRICULA: 93320482
ENERO DEL 2000.
INDICE
INDICE ............................................................................................................................ 1
PROYECTO DE INGENIERIA ELECTRONICA I .................................................. 2 INTRODUCCION ......................................................................................................... 3 OBJETIVO ..................................................................................................................... 4 DESCRIPCION DEL DISENO .................................................................................... 4 ETAPA DE POTENCIA ............................................................................................... 12 DIAGRAMA DEL AMPLIFICADOR COMPLETO ................................................ 16 DISENO DE LA FUENTE ............................................................................................ 17 CONCLUSIONES ......................................................................................................... 19 BIBLIOGRAFIA ........................................................................................................... 19
.
PROYECTO DE INGENIERIA ELECTRONICA II .................................................... 20 INTRODUCCION ......................................................................................................... 21 POLARIZACIONES ..................................................................................................... 21 FUGA TERMICA .......................................................................................................... 24 RETROALIMENTACION ........................................................................................... 26 PROTECCIONES .......................................................................................................... 32
PROTECCION CONTRA CARGAS INDUCTIVAS .................................... 32 PROTECCION CONTRA SOBRECALENTAMIENTO ............................. 32 CIRCUITO QUE APAGA EL AMPLIFICADOR ......................................... 33 MONITOR DE TEMPERATURA ................................................................... 35 CIRCUITO DE HISTERESYS(MEMORL4) .................................................. 35
AMPLIFICADOR COMPLETO ................................................................................... 38 RESULTADOS ................................................................................................................ 39 DISTORSION ................................................................................................................... 40 UN AMPLlFICADOR MAS POTENTE ....................................................................... 41 ESPECIFICACIONES ..................................................................................................... 42 BIBLIOGRAFIA .............................................................................................................. 42
1
UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA
UNIDAD IZTAPALAPA
CIENCIAS BASICAS E INGENIERIA
PROYECTO TERMINAL DE INGENIERIA ELECTRONICA I
AMPLIFICADOR DE POTENCIA EN LA BANDA DE AUDIO
ASESOR: DR. FAUSTO CASCO SANCHEZ
REALIZADOR: FRANCISCO GERARD0 GASCON GARCIA
MATRICULA: 93320482
ENERO DEL 2000.
2
En la actualidad es posible diseñar y construir amplificadores de potencia en la banda de audio de varios cientos de watts de salida, gracias al desarrollo de nuevas configuraciones y, principalmente, a que los fabricantes de transistores ofrecen una amplia variedad de éstos, capaces de manejar cantidades grandes de corriente y tensión.
Por otra parte, un amplificador de audio debe cumplir con ciertas especificaciones establecidas como son: potencia de salida en watts (rms), ancho de banda para audio y distorsión armónica total(THD) principalmente. En este proyecto, el amplificador que se diseño puede suministrar 200 watts rms a una carga de 4 ohms . Los transductores(b0cinas) comerciales tienen impedancias diversas: 16,8 y 4 ohms respectivamente pudiendo disipar grandes cantidades de potencia.
La distorsión ocurre debido a que las características de los dispositivos activos empleados en este proyecto, y en cualquier otro amplificador, son no lineales: distorsión en amplitud. Además, los elementos del circuito y los dispositivos de amplificación responden a la señal de modo diferente en diversos rangos de frecuencia de operación: distorsión en frecuencia. Los dispositivos de amplificación utilizados en este caso son amplificadores operacionales(op amp) y transistores bipolares. Para alcanzar grandes ganancias en corriente y voltaje es necesario implementar varías etapas de amplificación. Se utilizaron op amps en las primeras etapas de amplificación ya que son muy fáciles de implementar y sus características son prácticamente lineales. Por otro lado, se escogieron transistores bipolares para las etapas intermedias y de potencia ya que existe una gran variedad en el mercado y la polarización de éstos es relativamente más simple que los transistores de efecto de campo, que sin embargo, presentan menos distorsión en amplitud, pero no son tan comerciales.
Para medir la distorsión de un amplificador se hace uso del análisis de Fourier, el cual brinda un medio para describir una señal periódica en términos de su componente de frecuencia fbndamental y de componentes de frecuencia en múltiplos enteros de la hndamental, denominados harmonicos. Un analizador de espectro en la banda de audio fácilmente permite medir la THD de un amplificador: se aplica un tono puro(seiía1 senoidal) de 1 khz(por costumbre) al amplificador con carga y su salida es observada en el analizador de espectro. Se suman los armónicos y se comparan en amplitud con la hndamental en porcentaje obteniendo así la THD de un amplificador.
Por otra parte, la eficiencia de un amplificador de potencia es muy importante, ya que nos dice que tanta potencia que suministra su fbente de poder es aplicada a la carga y, por lo tanto, que potencia deben de disipar los transistores de salida. La configuración de la etapa de salida que se usó en este amplificador es l a denominada push-pull que tiene la máxima eficiencia: 78.5%. Sin embargo, tiene la desventaja de utilizar dos fuentes. Esto es debido a que en ésta configuración se utilizan dos transistores, uno amplifica excursiones positivas y el otro negativas, y cada transistor está en la configuración de emisor seguidor, es decir, el voltaje del emisor en donde se encuentra la carga, sigue al voltaje de la base del transistor.
3
El amplificador está hecho en cuatro etapas: en las dos primeras se obtiene la ganancia total en voltaje, utilizando en la primera dos op-amps y en la segunda transistores, en la configuración base-comkn; en la tercer etapa se implementó la configuración Darlington de mucha ganancia en corriente, necesaria para excitar la etapa de potencia.
Un concepto muy importante en los amplificadores es la retroalimentacidn. La retroalimentación negativa trae grandes beneficios en un amplificador: sirve para mejorar la respuesta en frecuencia; disminuye los efectos de la temperatura en las características de los transistores; reduce la distorsión del amplificador por efectos de las no linealidades de los transistores y ruido introducido por el mismo circuito; entre otros beneficios. Sin embargo, el precio que se paga es una reducción en la ganancia, cosa que se puede solucionar posteriormente.
Por otro lado, todos los transistores empleados deben estar polarizados adecuadamente, es decir, deben permanecer “encendidos” todo el tiempo, además de que las corrientes y voltajes a que están sometidos se encuentren en las regiones más lineales y en regiones seguras de operación para evitar que sean destruidos por excesos, principalmente en los transistores de la etapa de salida.
OBJETIVO
El propósito de este proyecto es el diseño y construcción de un amplificador de potencia en la banda de audio. Capaz de suministrar una potencia de 2OOwatts con no más de 1% de THD. Que utilice transistores bipolares comerciales así como sus demás componentes. Que sea sencillo su diseño, para fácil construcción y servicio, y por lo tanto, bajo costo.
DESCRIPCION DEL DISEÑO
En la siguiente figura se muestra un circuito en la configuración base -común utilizado para la segunda etapa de ganancia en voltaje. “La configuración base común se caracteriza por tener una baja impedancia de entrada y de salida y una ganancia de corriente menor que 1. Sin embargo, la ganancia de voltaje puede ser bastante respetable.”(ELECTRONICA TEORIA DE CIRCUITOS Robert Boylestad pp. 362-363).
4
Se escogió esta configuración para la segunda etapa de ganancia en voltaje debido a que la polarización del transistor Q1 depende sólo de la fuente Vee y la resistencia Re. A diferencia de otras configuraciones en donde la polarización depende de una fuente que podría ser Vcc; sin embargo, la fuente Vcc en nuestro amplificador, es la que polariza los transistores de las siguientes etapas. La etapa de potencia al necesitar mucha corriente, le produce un rizo considerable a la fbente Vcc y que, si ésta &ente polarizara a la segunda etapa de ganancia de voltaje, afectaría su polarización, introduciendo un ruido permanente en el amplificador de 120 h z . No obstante, ésta configuración necesita dos fuentes, Vee y Vcc; siendo menor Vee en valor absoluto que Vcc pero de polaridad opuesta, se escogió de 15v. Este valor se escogió ya que nos sirve para polarizar a los op-amps de la etapa anterior. Además, como sólo Vee sirve para polarizar las primeras etapas, en donde el consumo de corriente es mínimo, se pueden utilizar reguladores de voltaje en IC como el 7815 y el 7915 con valores de +15v y -15v respectivamente. Una alternativa bastante práctica es la utilización de diodos zener para implementar &entes de voltaje constante. En el desarrollo de este proyecto se utilizó hentes de laboratorio para obtener Vee, no asi para las fbentes Vcc.
Por otra parte, el análisis en pequeña señal de ésta configuración se hizo utilizando el modelo "pi" como lo describe la siguiente figura:
En donde re es la resistencia que existe entra la base y el emisor del transistor y depende
Se tiene que la ganancia en voltaje Av está dada por: de la polarización a que se encuentre el transistor: re=26Mv/Ie.
Av = R c / re
Suponiendo que Re>>re se tiene que Ie=Ii y Io=Ie=Ii.
De esta manera la ganancia en corriente Ai queda de la siguiente manera: Ai = Io / Ii = 1.
5
Como se había mencionado en la introducción, la etapa de potencia utiliza dos configuraciones de emisor seguidor, uno para excursiones positivas y el otro para negativas, por lo tanto, es necesario que la etapa amplifique para ambas excursiones. La configuración de base- común para ciclos positivos queda de la siguiente manera:
El transistor Q1 se polarizó a una corriente de emisor Ie de 1mA. Como el valor de la fuente Vee escogido es de 15V, tenemos que:
Re = (15V-O.6V)/ Ima = 14400 ohms
Aproximando a un valor comercial escogemos una Re de 15k ohms. Nota: el valor 0.6V en la relación anterior es debido a que cuando el transistor Q1 está encendido existeun voltaje entre la base y el emisor de aproximadamente de 0.6V.
Por otro lado, escogemos que tenga una ganancia esta etapa en voltaje de 40. Sabiendo que Av=Rc/re calculamos re fácilmente:
0.026V/0.001 A = re = 26ohms; despejando Rc tenemos:
Rc = Av*re = 1040 ohms
aproximamos a lk ohm.
6
u 2.42520ec01
TIME B b S E T R I G G E R CHANNEL A CHANNEL B E D G E LEVEL : '4, POS I0.m a -# X" 'r500 r n v ~ o ~
A 6 EX.T 0 ' DC 0 DC,
R E D U C E
B(A A/8 ' - "'
. . S A-v E
Como se puede ver en la anterior descripción, en esta configuración la ganancia en voltaje no depende de hfe(re1ación entre la corriente del colector y la de base del transistor) sino de la polarización que se escoja.
de excursiones positivas, sólo se invierten los valores de las hentes y el transistor por unpnp: La configuración de esta etapa para las excursiones negativas es prácticamente igual a la
Los transistores escogidos en esta etapa son el MPS A42 y MPS A92, siendo el primero del tipo npn y el segundo pnp, pudiendo soportar grandes voltajes entre el colector y emisor de ambos(véase hojas de del manual del fabricante), además de que se encuentran en el mercado fácilmente.
Se hizo la simulación para estas configuraciones con la ayuda de un emulador(WorkI3ench versión 4.0) teniendo para el circuito que utiliza transistor npn los siguientes resultados que muestra la pantalla del osciloscopio del simulador:
Observando en la pantalla del simulador, la señal de menor amplitud representa la del generador del simulador y la de mayor amplitud la salida del circuito. La señal de excitación tiene una frecuencia de lkhz. La ganancia en voltaje se puede obtener dividiendo la señal de salida
7
entre la de entrada; cada división correspondiente en amplitud para el canal A donde se encuentra la entrada vale 0.5V. La correspondiente para la salida que esta en el canal B es de 1OV. Entonces la ganancia en voltaje es de aproximadamente de 38, siendo casi igual a la prevista en los cálculos. Además, se puede observar que están en fase, como era de esperarse.
En el laboratorio se observó una ganancia de 45 con la observación de la presencia de un pequeño ruido, que se pudo eliminar conectando un capacitor de poliester de 0.0 lmicrofarads entre +Vcc y tierra del circuito.
Para el circuito que utiliza transistor pnp, la simulación es idénticapo siendo el caso para el circuito en el laboratorio, observando una ganancia de voltaje de 37.
1 -i
SIMULACION DE CIRCUITO DE BASE COMUN CON PNP
La tercer etapa del amplificador tiene la característica de tener una alta ganancia en corriente, necesaria para excitar la etapa de salida. Se diseño de tal manera que le cambiara la fase en 180 grados con el propósito de implementarle retroalimentacion negativa al amplificador desde la segunda etapa. Su implementaron consiste en tres transistores, los dos primeros fkncionan como amplificador de transconductancia, es decir, convierten el voltaje de la señal de excitación a corriente. El transistor Q1 sirve para polarizar el transistor Q2; asumiendo que se encuentra encendido Ql, entre su base y emisor existe un voltaje de 0.6V permaneciendo constante. Sabiendo que la resistencia Re se encuentra a un voltaje de polarización de 0.6V, se
8
escogió una corriente de polarización de Smiliamperes; por ley de Ohm tenemos que l a resistencia se calcula: Re = 0.6V/.005 A = 120 ohms, se utilizó una resistencia de 100 ohms.
La siguiente figura ilustra la etapa de ganancia en corriente:
El análisis en pequeña señal de Q2 se puede ver en la siguiente figura:
Se utilizó el modelo "hie". En este modelo hie es la resistencia equivalente entre la base y el emisor del transistor y se tiene que su valor depende de la corriente de polarización: hie =
O.O26V/ Ie = 0.026V/5ma = 5.2 ohms.
Reflejando impedancias, tenemos:
9
Por otro lado, tenemos que la Hfe del transistor a una polarización de 5ma (véase hojas del manual del fabricante al final) es de aproximadamente de 50. Por lo tanto para calcular la impedancia de entrada de este circuito se tiene: Zi = hie + Re(Hfe+l) = 5.2+100(51) = 5105.2 ohms.
La contribución de Q1 a la impedancia de entrada es despreciable por estar el colector de Q1 conectado de esa forma.
Regresando a la etapa anterior, configuración base común, su ganancia se ve reducida al acoplarle la etapa de ganancia en corriente; Rc queda en paralelo con la impedancia Zi de la etapa de ganancia en corriente. Así, la nueva ganancia en voltaje en la configuración base-comhn queda de la siguiente manera: Av = ((Rc*Zi)/(Rc+Zi))/re = 32.15 que representa el 84% de la ganancia original(Av = 40).
Posteriormente, se hizo una simulación con la segunda etapa y la tercera teniendo el siguiente circuito:
SIMULACI~N DE LA SEGUNDA ETAPA ACOPLADA A LA TERCERA
El simulador describe una ganancia en voltaje de 37.5, pero en el laboratorio se obtuvo de 18. Como se puede apreciar en la pantalla del osciloscopio, sólo se ven excursiones positivas.
10
Posteriormente se implementó el circuito para excursiones negativas acoplado al de excursiones positivas, sin embargo, no se obtuvo éxito en su simulación. La siguiente figura muestra el circuito con la segunda etapa acoplada a la tercera. Se utilizaron dos diodos, Dl y D2, para la polarización de los transistores Q3 que estarán conectados en configuración Darlington a ala etapa de potencia.
CIRCUITO DE LA SEGUNDA ETAPA ACOPLADA A LA TERCERA
Los transistores Q3 escogidos son los MJ15028 y MJ15029 para npn y pnp respectivamente. Estos transistores excitan la etapa de potencia que tiene transistores de baja ganancia en corriente; por esta razón, se escogieron de tal manera que puedan soportar corriente
11
en sus colectores, del orden de amperes. Además, están diseñados como excitadores de etapas de potencia(1lamados drivers) en el diseño de amplificadores de potencia para audio(véase hojas del manual del fabricante). Estos transistores son más grandes que los MPSA42 y 92. Su empaque es del tipo TO-220 para montarse sobre disipadores de calor.
ETAPA DE POTENCIA
La selección de los transistores de la etapa de potencia se hizo con base en los siguientes criterios: -la máxima corriente en el colector sucede cuando se tiene la máxima excursión -el voltaje a queestán sometidos el colector y emisor de ambos transistores es dos veces Vcc
La disipación Pc(en ambos transistores) es la diferencia entre la potencia suministrada al transistor a través del colector y la potencia enviada a la carga.
La correspondiente corriente directa de colector para ambos transistores bajo carga es el valor promedio de medio ciclo de onda senoidal(cada transistor en la configuración push-pull trabaja medio ciclo) siendo Idc = Idpi .
La potencia máxima disipada por los colectores de los transistores es:
PC = 2(Vcc*Vcc)/(pi*pi*RL)
El valor de Vcc es de 45V. La carga es de 4 ohms. Por lo tanto la máxima potencia a disipar los transistores es: 102.5 watts.
La corriente máxima que suministran ambos colectores es cuando la amplitud de onda senoidal es máxima. En este caso deseamos 200 watts rms a una carga de 4 ohms ,por lo tanto se necesita una excursión de 40Vp;entonces:
lmáx = 40V/4ohms = 1 O A.
Se escogieron los transistores MJ15001 y MJ15002 con las siguientes características:
-máxima corriente en el colector = 15 A -máxima voltaje entre colector y emisor = 140 V -máxima potencia a disipar = 200 watts.
Se implementó el circuito con la etapa de potencia con resultados decepcionantes, se quemaron ambos transistores y los drivers cuando la señal de salida alcanzó 1OV con una carga de 16 ohms.
Resulta que en el diseño de las etapas de potencia para audio existe un concepto llamado área segura de operación de los transistores, que de alguna manera, contradice las anteriores relaciones de los cálculos para la elección de los transistores. Nos dice la potencia máxima que se puede entregar a la carga dado el voltaje de polarización(2Vcc). Además, el manual
12
consultado(BIP0LAR POWER de MOTOROLA ), en su parte final, tiene una guía rápida para la selección de los transistores.
Así, se escogieron los transistores MJ15024 y 25 para implementar dos de cada tipo en paralelo, para poder suministrar 200 watts. Sin embargo, no se encontraron en el mercado ni los otros que sugiere el manual. Se encontraron los MJ15022 y 23 con la única diferencia de tener un poco menor el voltaje entre colector y emisor. Este tipo de transistores tienen un encapsulado(T0-204) de acero, siendo éste el colector, con dos ranuras para sujetarse en un disipador. Se debe tener cuidado con lo anterior dicho ya que si no existe aislante eléctrico(mica) entre el transistor y el disipador se tendrá un corto entre ambas &entes(-Vcc y +Vcc) cuando ambos transistores(pnp y npn) compartan el mismo disipador de calor.
Se implementó el circuito con estos transistores montandolos en un disipador de calor grande(25cm*5cm*5cm), teniendo el siguiente circuito:
Los cuatro diodos en serie polarizan a los “drivers” y a los transistores de potencia. Sin embargo, éstos se calentaron demasiado aún con un ventilador. Fue necesario implementar un circuito adicional que disminuyera la corriente de reposo. Se tomó una idea en un diseño de un amplificador propuesto en una revista de electrónica para controlar la polarización de la etapa de potencia. Su implementación, con algunas variantes, esta compuesta por el transistor mpsa05 y unas resistencias. Este transistor debe ir acoplado térmicamente al disipador de potencia para mantener en un lugar seguro la polarización de los transistores de potencia. Las resistencias de
13
0.47 ohms sirven para darle un poco de estabilidad a la ganancia de corriente de los transistores de salida debido a cambios de temperatura.
Se observó una ganancia en voltaje de 10 con una carga de 8 ohms. El offset h e reducido variando +Vee en unas décimas de volt. El ancho de banda que se obtuvo h e de 17Khz.
Sin embargo, la distorsión h e mínima: con una onda de lKhz, la primer armónica se presentó con 30db por debajo de la fundamental.
Habiendo observado lo anterior, se implementó la retroalimentación para mejorar el ancho de banda. Como el circuito así tiene un defasamiento de 180 grados, se colocó una resistencia de lOOk desde la salida hasta la entrada, a través de dos resistencias para acoplarla de 2.7k. Se observó una mejora del ancho de banda y una disminución de la ganancia. De esta forma se continuó aumentando la retroalimentacion, disminuyendo la resistencia del lazo, hasta obtener un ancho de banda de 35Khz(la resistencia fue de 15k); con una ganancia en voltaje de 2. El offset se controlaba con el generador. El primer armónico se presentó a 33db por debajo del fundamental.
La ganancia en voltaje tuvo que incrementarse sustituyendo las resistencias Rc de las configuraciones base común por unas de12k(anteriormente eran de 1 k) obteniendo una ganancia de 5.
Con las observaciones anteriores h e diseñada la primer etapa, que tiene ganancia en voltaje. Al observar que el generador podía excitar el amplificador(con corrientes de miliamperes), sin atenuación en su señal y, sabiendo que sus excursiones son de IOVp, se escogieron op-amps para la primera etapa de amplificación, para alcanzar una ganancia total de 40. Los dispositivos utilizados en audio como CD’s, equalizadores etc, tienen excursiones de salida de por lo menos 1Vp; además es necesario alcanzar por lo menos 40Vp en la salida del amplificador para tener 200 watts de salida.
Por otra parte los op-amps tienen ancho de banda mayores a los de audio. Su implementación es inmediata, además de su amplia variedad en el mercado.
La siguiente figura muestra la primer etapa con un circuito adicional que sirve para ajustar el offset en el amplificador:
14
El amplificador rest :ador es u m amplificador diferencial básico, amplifica la diferencia entre la entrada +Vi y la -Vi. La ventaja que se obtiene al ponerlo al principio del amplificador es que si la señal lleva consigo ruido, inducido en el cable, el amplificador lo resta a ambas entradas. Tiene una ganancia de 3.3(33k/lOk = 3.3 "AMPLIFICADORES OPERACIONALES Y CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES Robert Coughlin, Frederic Driscoll p.210).
La resistencia variable enseguida del restador define la ganancia total del amplificador. El capcitor desacopla cualquier componente de DC de la señal de entrada.
El amplificador siguiente es un sumador inversor, suma las señales de entrada cambiandoles su fase en 180 grados. Su ganancia la determina su resistencia de retroalimentacion que es de 33k; dando una ganancia de 7(33M4.7k) para la señal proveniente del restador.
El circuito que tiene el ajuste de offset utiliza un seguidor de voltaje, cuya salida es DC. Ésta es sumada a través del sumador inversor a la señal que será enviada a la segunda etapa del amplificador, teniendo una ganancia de 3.3 en el sumador. Un offset grande en un amplificador de potencia es indeseable, ya que las excursiones de polaridad del offset alcanzaran más rápidamente el valor de la fuente, distorsionando la señal, además de desperdiciar potencia.
El último operacional es un seguidor, con baja impedancia de salida necesaria para la excitación de la siguiente etapa.
15
Los op-amps empleados son una versión del TL-8 1; con mejores características que el 74 l. Están los cuatro en un solo IC y es el TL-84.
El ancho de banda que se obtuvo con el amplificador completo fbe de 3 lkhz.
En el analizador de espectro se observó la segunda armónica por debajo de 30 db de la hndamenta(1kl-u) a una carga de 20 ohms con una potencia de salida de 40 watts. Con una carga de 8 ohms y una potencia de salida de 100 watts la segunda armónica se presentó a 30 db por debajo de la misma hndamental. Para una potencia de salida de 200 watts con carga de 4ohms la segunda armónica se obtuvo a 22db por debajo de la fbndamental.
La siguiente figura muestra el amplificador completo.
DIAGRAMA COMPLETO DEL AMPLIFICADOR (La resistencia en color rojo es la de retroalimentacion)
16
DISEÑO DE LA FUENTE
Para alcanzar 200 watts rms a una carga de 4 ohms, es necesario que las excursiones de salida sean de 40Vp:
P =V2/ R Despejando V tenemos:
V = .( (P*R) = .((200*4) = 28.28V rms.
Entonces Vp = 28.28V* 42 = 40V
Se tomó como voltaje de la fbente 45V, debido a que en el circuito existen unas caidas de voltaje entre la base y el emisor de 0.6V en los transistores de la tercer etapa y la de salida. Su diagrama es el siguiente:
DIAGRAMA DE LA FUENTE
Al haber una caída de 0.6V en los diodos de rectificación, se calculó el voltaje del
El voltaje en la salida del transformador en cada secundario es entonces: transformador para 46V.
Vo = 46V/2 = 32.52 Vrms aproximando a 33V.
17
Sabiendo que la línea doméstica es de 1 l5Vrms tenemos que la relación del voltaje de entrada al de salida del transformador es :
Vi I Vo = 115 I 33 = 3.48 aproximando a 3.5.
Entonces, 3.5 es la relación del numero de vueltas que tiene el primario con respecto sus secundarios.
Al primario se le dieron 250 vueltas. A cada secundario entonces le corresponden 25013.5 = 71.42 aproximando a 72 vueltas. El primario fue hecho con alambre magneto del número 19 y cada secundario con alambre del numero1 5.
Las dimensiones del núcleo del transformador son las siguientes:
Largo = 14.5 cm Altura = 10 cm Ancho = 3 cm(de laminación)
NOTA: ESTAS DIMENCIONES ESTAN SOBRADAS Y PUEDEN SER MENOlWS
PRUEBAS
En un principio, se diseño la segunda etapa utilizando la configuración de emisor-común, teniendo malos resultados. Su polarización es muy vulnerable a las variaciones de Vcc(su polarización depende de ésta hente)y de su Hfe.
El ajuste de la ganancia en voltaje desde la segunda etapa se hizo a prueba y error teniendo una idea de cómo elevarla(en la segunda etapa solo se incrementaba Rc).
Aunque la utilización de los cuatro diodos en el circuito garantiza una polarización segura de los drivers y los transistores de potencia, h e necesario implementar un circuito adicional para reducir la corriente de polarización en estos transistores, ya que sin señal se calentaban demasiado los transistores de potencia.
En las primeras pruebas, al excitar el amplificador desde un nivel pequeño hasta uno mayor, se saturaba, introduciendo offset de -Vcc y en otras ocasiones de +Vcc; cosa que se pudo eliminar añadiendo capacitores de 0.01 microfarads entre, +Vcc y tierra y entre -Vcc y tierra.
La retroalimentacion que se uso h e negativa, incrementándola poco a poco(se disminuía la resistencia) hasta alcanzar un ancho de banda aceptable.
Las pruebas descritas se hicieron utilizando como carga, resistencias de potencia, en arreglos serie y paralelo para poder soportar suficiente disipación.
El amplificador se probó con altoparlantes con muy buenos resultados, se observó nitidez y potencia. Sin embargo, sin señal presentó un pequeño ruido apenas perceptible al oido; se observó en el osciloscopio con una frecuencia de 60Hz(ruido de la linea) y amplitud de 40 milivolts.
CONCLUSIONES
En el diseño y construcción de amplificadores de potencia se debe tener mucho cuidado en varios aspectos:
1- La elección de las configuraciones de las etapas intermedias de amplificación. 2- La adecuada polarización de los transistores de la ganancia en voltaje y los de potencia. 3- Usar el concepto de retroalimentación por sus grandes beneficios. 4- Usar disipadores de calor lo suficientemente adecuados para evitar que se destruyan. 5- Elegir los transistores de potencia adecuadamente para que trabajen en una área segura.
BIBLIOGRAFIA
ELECTRONICA TEORIA DE CIRCUITOS Robert Boylestad Louis Nashelsky
MICROELECTRONICS Jacob Millman Arvin Grabel
AMPLIFICADORES OPERACIONALES Y CIRCUITOS INTEGRADOS LINEALES Robert Coughlin Frederic Driscoll
BIPOLAR POWER Transistor Data MOTOROLA
SMALL-SIGNAL Transistors, FETs and Diodes Device Data MOTOROLA
ELEKTOR No. 149 año 1992(Revista de electrónica) 19
UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA
UNIDAD IZTAPALAPA
CIENCIAS BASICAS E INGENIERIA
PROYECTO TERMINAL DE INGENIERIA ELECTRONICA I1
AMPLIFICADOR DE POTENCIA EN LA BANDA DE AUDIO
ASESOR: DR. FAUSTO CASCO SANCHEZ
REALIZADOR: FRANCISCO GERARD0 GASCON GARCIA
MATRICULA: 93320482
ENERO DEL 2000.
20
En el proyecto 1 se diseñó y construyó un amplificador de potencia capaz de suministrar 200 watts rms a una carga de 4 ohms, con un ancho de banda que contiene el del audio(20 Khz.), y una calidad de sonido aceptable(menor al 1 % de Distorsión Harmónica Total THD). Sin embargo, se tuvieron algunos detalles técnicos que son indeseables: ajuste del offset(componente de D.C. en la salida del amplificador), ajuste de la ganancia en voltaje cuando se tenia una carga mayor en la salida del amplificador(a1 hacer mediciones a 8 ohms se tenia la ganancia calculada, no así para 4 ohms), peligro de autodestrucción del amplificador debido a inadecuado sistema de enfriamiento y cargas muy grandes(cargas menores a 4 ohms o cortos circuitos).
En el presente proyecto se hicieron los cambios necesarios para superar los problemas que tenia el anterior amplificador y se mencionan algunas sugerencias para el lector si se desea diseñar y construir un amplificador de más potencia(300 o más watts en la salida).
POLARIZACIONES
Se hicieron algunas modificaciones en los mecanismos de polarización ya que se observaron ciertos fenómenos durante la operación del amplificador: al encender el amplificador se observaba una componente de corriente continua en la salida del amplificador, cosa que se corregía con la suma de una componente de corriente continua de mucho menor valor y de polaridad opuesta a la observada con un amplificador sumador hecho con un operacional(suma la señal de excitación con una señal de corriente continua ponderada con un resistor variable).
DespuCs de ajustar a cero volts la salida del amplificador, se observó que, aún sin señal, aparecía una componente de corriente continua que se iba incrementando poco a poco con el tiempo; más aún, con cambios de temperatura o corrientes de aire que incidían sobre los transistores(drivers) provenientes de un ventilador, variaban la rapidez de este fenómeno.
Habiendo observado esto, se procedió a “montar” los drivers en un lugar donde los cambios de temperatura fberan más graduales. El lugar que se escogió fbe el disipador de calor de los transistores de potencia(1os de salida).
Con este cambio de la posición de los drivers se solucionó el problema de corrimiento de offset en la salida.
21
Por otra parte, se revisó la polarización de la etapa de salida que consiste en una etapa push-pull excitada en Darlington por los drivers, polarizados conjuntamente por cuatro diodos. Este mecanismo de protección garantiza una polarización de los drivers y los transistores de potencia adecuando los cambios de temperatura siempre y cuando se encuentren montados en el mismo disipador de calor; los cambios de temperatura en los transistores los deben “sentir” los diodos, ya que las uniones base-emisor de los transistores son iguales a las de un diodo(véase CJRCUITOS ELECTRONICOS de Donall Schilling p.192, p.347). Se deben escoger diodos con características muy semejantes a las de las uniones base- emisor, sin embargo es dificil encontrar características iguales, no obstante, con diodos rectificadores de corriente(lN4001) se obtienen buenos resultados.
Por otro lado, se agregaron dos resistencias en el mecanismo de polarización para garantizar linealidad en los drivers, es decir, que estén polarizados en una región lo más lineal posible. Esto se hace con una aproximación a fbente de corriente obtenida de los transistores de potencia. La siguiente figura muestra el fbncionamiento de esta polarización:
I +vcc
HAC’A 2 CARGA m
FIG. 1 Configuración Darlington
Supongamos que colocamos una resistencia Rb entre la base y el emisor del transistor T1, y que el transistor T4 se encuentra encendido y su corriente de emisor de reposo excita la base de T1 lo suficiente como para encenderlo. Ahora con TI encendido el voltaje entre su base y su emisor será de 0.7 volts. Así, la resistencia Rb tendrá una tensión de 0.7 volts y la corriente de emisor(de reposo) del transistor T4 se reparte entre la resistencia Rb y la base de T l . Suponiendo que la corriente de la base de T1 es muy pequeña comparada con la que circula por Rb(1a corriente de la base de un transistor es mucho menor comparada con la de su emisor), entonces la corriente de emisor de T4 es prácticamente dependiente de la corriente que circula por la de la resistencia Rb. Mas explícitamente:
I E Q ~ = IBQI f o. 7/Rb. (CICUITOS ELECTRONICOS Donall Schilling p. 325)
22
Escogiendo una corriente de 25 mA tenemos que la resistencia Rb debe ser de 28 ohms. Se utilizó una resistencia de 33ohms. El valor de .7 se debe a que el voltaje de base-emisor de T1 es de encendido.
NOTA: El transistor T4 representa al driver que excita a los transistores de salida y T1 a uno de ellos. El mismo proceso se repite para los transistores de excursiones negativas. La siguiente figura muestra la etapa de salida con las resistencias Rb para ambas excursiones:
T
f lN40011U12 II L
lN40DlIDlO
TllQ8
Fig.2 Etapa de potencia
Con las anteriores realizaciones se observó estabilidad del o f f e t de salida del amplificador, sin embargo, se tenia que calibrar a cero en cada cambio del circuito con el mecanismo anteriormente descrito.
23
FUGA TÉRMICA~THERMAL RUNAWAY)
Existe un fenómeno que se observa en el emisor de cualquier transistor debido a la temperatura; el emisor se “degenera” y es indeseable en transistores que manejan potencia. Para evitar esto se tiene que compensar con una resistencia en serie con el emisor. Este fenómeno debe disminuirse principalmente en los transistores de potencia por sufrir temperaturas de operación altas(hasta unos 90 grados centigrados). También afecta la corriente de polarización de estos transistores(véase National Application Specific Analog Products Databook capitulo 1 p.47 de National Semiconductors). La siguiente figura muestra la resistencia en serie con el emisor:
Fig. 3
Donde Re debe ser mayor o igual que:
(Resistencia Térmica * Vcc * K)
BETA mín + 1
Donde:
La resistencia térmica de los transistores de potencia(MJ15022 y MJ15023) son de 0.70 grados centígrados por watt(véase Bipolar Power Transistor Data de Motorola). Y a 25 grados es: 17.5.
K es el coeficiente de temperatura del voltaje de base-emisor de los transistores y es aproximadamente O.O02V(véase National Application Specific Analog Products Databook capítulo 1 p.47 de National Semiconductors).
BETA mín es la ganancia mínima(hm) de los transistores en D.C. (véase Bipolar Power Transistor Data de Motorola) y es de 15.
Vcc es de 50V.
Entonces, la Re mínima es: O. 1 ohms. Se escogió un valor comercial de 0.22 ohms.
24
La siguiente figura muestra las resistencias conectadas a los transistores de potencia:
+vcc
t
1 m 1 5
Fig.4 Circuito con resistencias en los emisores
25
Como se mencionó en el documento del Proyecto I, los beneficios que se obtienen al realizar el concepto de retroulimentución son muchos, sin embargo, la técnica que se usó no resolvió por completo la eliminación del offset en la salida del amplificador, ya que al cambiar algunos componentes, como transistores, se tenia que calibrar a cero el offset . Además, la ganancia en voltaje no permanecía constante para diferentes cargas.
En la literatura de electrónica(ELECTRON1CA de Malvino p.769) se encontró una técnica que resolvería los problemas antes mencionados. Consiste principalmente en el diseño de amplificadores basados en amplificadores operacionales(op-amp's) retroalimentados.
En el diseño de amplificadores de ganancia de voltaje, como los inversores, resulta fácil el diseño y construcción de los mismos. Sin exagerar, el propio diseño puede hacerse en menos de un minuto!!!. Por ejemplo, imagínese ¿Cómo seria un amplificador inversor con ganancia de voltaje de lo?. Recordando rápidamente al amplificador inversor:
Fig. 5 Ampltjicudor inversor
La anterior figura muestra el amplificador inversor cuya salida Vo esta determinada por:
V o = - ( R f / R l ) V i
Donde claramente se puede observar que la ganancia en voltaje Av es :
- ( R f / R l ) = V o N i .
La fase esta atrasada 180°, ya que la señal de excitación Vi va a la pata inversora del op- amp, por eso es que la salida es una réplica invertida y ponderada por RfRi.
La alta ganancia enluzo abierto de los op-amps hace posible el diseño rápido de amplificadores retroalimentados y sus cálculos dependen principalmente del valor de la resistencia de retroalimentación, Rf y Ri. Entonces, regresando al ejemplo de un amplificador
26
de ganancia 1 O podemos pensar en una Rf de 10k y una Ri de 1 k o 33k y 3.3k o lOOk y 10k etc. Conservando cada solución una relación de 10 a l.
Por otra parte, pensemos que se desea una corriente de salida mucho mayor que la que el op-amp nos puede suministrar. Los op-amps, en el mejor de los casos, pueden suministrar algunos amperes de corriente o algunos watts disponibles en su salida(existen op-amps de potencia capaces de suministrar algunos watts, pero sólo algunos). Además operan a voltajes no muy grandes(hasta30 V.).
Pensemos en un op-amp que pueda excitar a un seguidor de voltaje pero alta ganancia en corriente, un amp. de corriente. Lo primero que se ocurre es un amplificador clase AB o push-pull , que de hecho, es la etapa de potencia de los op-amps y de nuestro amplificador. La siguiente figura ilustra el amplificador push-pull .-
FIG. 6 Etapa fish-pull
Este amplificador lo podemos conectar a un op-amp de la siguiente forma:
27
Fig. 7 Ampltjicador inversor con buffer de corriente
Este amplificador es un inversor pero con mayor capacidad de suministrar corriente.
En este caso en particular, la ganancia de lazo abierto es la misma del op-amp(típicamente 200,000), ya que el buffer tiene ganancia unitaria en voltaje y, cerrando el bucle, la ganancia en voltaje se determina por la relación de Rf / R1. La ganancia en voltaje de un amplificador que consiste en dos etapas conectadas en cascada es la multiplicación de las ganancias de sus etapas. Una etapa de seguidor emisor, ya sea realizada por op-amps o por transistores tiene una ganancia en voltaje unitaria.
Lo que se pretende con estas ideas es ver al amplificador como un amplificador operacional, con casi todas sus características(impedancia de entrada muy grande y de salida pequeña), como uno de gran potencia; capaz de suministrar excursiones del orden de 50 volts y hasta 10 amperes.
NOTA: Por simplicidad, no se ilustra el mecanismo de polarización de los transistores del amplificador push-pull que evitan la distorsión de sobre-cmce(cross-over).
Pensando que esta forma de retroalimentar al amplificador es mejor que la empleada en el amplificador original(ProyectoI), podemos suponer que los beneficios serán mejores: al ser la ganancia en voltaje dependiente s610 de una relación de dos resistores(Rf y R1) y constante, los fenómenos no deseados como distorsión y offset se reducen forzosamente. Además se esperaría un ancho de banda mayor y mejor respuesta en frecuencia.
Por otra parte, revisemos el amplificador original donde ha de cambiarse la retroalimentación:
28
Fig. 8 AmpliJcador original
La anterior figura muestra el amplificador original completo donde la resistencia de 15k ohmos es la retroalimentación; como se puede observar, esta retroalimentación es muy simple.
Por otro lado, pensemos que nuestro amplificador original sea una hente de corriente, y que se puede seguir la filosofia de acoplarlo a un operacional para realizar las ideas antes descritas. El primer problema que se presenta es la siguiente cuestión: ¿Será práctico considerar todas las etapas?. La respuesta es que no. Si se toman todas las etapas, las primeras, habrá un defasamiento por ser tantas y por el capacitor de desacoplo que existe, además de contener el mecanismo que calibra el offset.
El lugar ideal para conectar el operacional que se "encargará " de la retroalimentación es donde se encuentra la etapa que contiene la configuración base-com&n . Esta etapa está
29
compuesta por dos configuraciones, una para ciclos positivos y otra para negativos y que la forma los primeros dos transistores de izquierda a derecha. Por tanto, ya no son necesarias las anteriores etapas: un seguidor emisor, un sumador inversor y el amplificador diferencial utilizados para obtener la ganancia deseada. Estas etapas pueden ser implementadas antes.
Existe otro problema para poder acoplar nuestro amplificador: la ganancia es de 4 si se excita en ese punto, es decir, es mayor a la unidad y con signo negativo(origina1mente se diseño defasada 180" para poder retroalimentar allí negativamente). Realmente esto no representa problema: la ganancia del op-amp en lazo abierto es muy grande(200,OOO típicamente) y se asume infinita cuando el lazo se cierra(cerrar el lazo me refiero cuando se retroalimenta). Por tanto, la ganancia en lazo abierto multiplicada por 4 sigue siendo un número muy grande y puede ser considerada infinita. Por otro lado, en el amplificador inversor, la retroalimentación llega a la pata inversora y la pata no inversora esta a tierra, para tener retroalimentación negativa. Ahora, si conectamos nuestro amplificador al op-amp como lo muestra la figura 7 , tendríamos retroalimentación positiva ya que nuestro amplificador esta defasado 180". Esto causaría inestabilidad y por lo tanto saturación u oscilación inmediatamente.
NOTA: Retroalimentación positiva produce oscilación.
Para resolver este problema, basta con invertir el orden de las patas de entrada del op- amp: la pata inversora se toma como la no inversora y viceversa La siguiente figura muestra la retroalimentación para una ganancia de 20. Para esta ganancia, proponemos una Rf de 100 K ohms y una R1 de 5 K ohms, usamos una de 4.7 K ohms por valor comercial:
30
4 . . ?' 1
carga
-L
7
Fig. 9 AmpliJcador modfwado con retroalimentación y ganancia de 20.
La línea de color rojo representa la retroalimentación, la resistencia etiquetada como Rfeedback es la resistencia de retroalimentación; R1 de 4.7 k fbé escogida como valor comercial en lugar de 5 Kohms, dando una ganancia de aproximadamente de 21. Se escogió esta ganancia ya que cuando se tienen amplificadores con ganancias grandes se paga un
3 1
precio: aumenta la distorsión y el ruido eléctrico. Si se desea más ganancia, puede poner una etapa anterior.
NOTA: El capacitor de 4.7 Pf que se encuentra en paralelo con la resistencia de retroalimentación, h e necesario ya que la salida al alcanzar valores máximos(saturación), presentaba oscilaciones. El valor h e escogido a prueba y error.
PROTECCIONES
Existen varias razones para implementar mecanismos de protección a un amplificador de potencia: excesivo calentamiento de los transistores de potencia, corrientes indeseadas en la salida del amplificador(cortos circuitos), efectos reactivos debido a la carga(1as bocinas son inductores) y algunas oscilaciones indeseadas.
Las protecciones puestas heron las siguientes: protección contra sobrecalentamiento y contra cargas inductivas.
PROTECCI~N CONTRA CARGAS INDUCTIVAS
La protección contra cargas inductivas es necesaria ya que cuando la señal de salida alcanza el valor de la fuente, es decir, empieza a distorsionar por saturación en la salida(1a salida no puede ser mayor que la propia hente Vcc) se refleja un voltaje de la carga al amplificador y se ve absorbida por los transistores de potencia. Este inconveniente se resuelve con desviar este voltaje a la fuente, con unos diodos rectificadores de potencia(de 4 o más amperes):
0 PROTECCI~N CONTRA SOBRECALENTAMIENTO
La eficiencia de este amplificador es de 78.5%, lo que quiere decir que el 21.5% de la potencia suministrada por la hente de alimentacion no se va a la carga, es disipada por los transistores de salida originando que se calienten. Cuando se calienta un transistor su capacidad de manejar corriente en su colector se ve disminuida y por lo tanto puede destruirse si se excede cierto límite(ver área segura de operación).
La protección contra sobrecalentamiento es un poco más complicada y requiere de algunos calculos sencillos para su realización. Primeramente hay que establecer cómo ha de funcionar: se trata de que el amplificador se apague o que ya no trabajen los transistores de potencia, por ser estos los que hay que proteger.
32
CIRCUITO QUE APAGA AL AMPLIFICADOR
Apagar los transistores de potencia directamente resulta una tarea dificil de realizar; por las magnitudes de corriente y voltaje que manejan. Lo que se hizo es apagar una etapa de amplificación. Esta etapa es la de base-común. Si esta etapa no funciona no hay amplificación en las demas etapas. Revisando rápidamente esta etapa(s6lo para excursiones positivas) tenemos la siguiente figura:
+vcc
Fig. 11 Etapa de base-común
Sabiendo que el voltaje del emisor es de - 0.7 V(vo1taje aproximado de encendido de cualquier transistor), ya que la base esta a tierra y el emisor esta en serie con una resistencia que esta conectada a una fuente de -1 5V. Si forzamos a que este voltaje sea más positivo, casi cero o mayor que cero, el transistor se apaga. Si el transistor se apaga entonces ya no puede amplificar y las demás etapas tampoco lo harán. El circuito que se encarga de esta tarea es el siguiente:
33
+ 1 5 V
+vc c +15V
1 k65
V Referencta 1 It0 hacia las del
tb *
- - vi 2 7 kn * 4 - -
Fig. 12 Circuito que apaga al m p . base-comun
El operacional fbnciona como comparador y excita al transistor Q1 que esta como interruptor. Cuando el comparador se va a saturación positiva, Q1 se encuentra abierto(no circula corriente en su emisor y colector) y no se ve afectada la etapa de base-común. Cuando el operacional se va a saturación negativa, Q1 se enciende y existe una corriente en la resistencia de 220 ohms, forzando a que el voltaje del emisor del transistor de base-común se apague. El voltaje de referencia se puede ver claramente que es de 7.5 V.
Para el amplificador base-común de excursiones negativas es algo similar
VI 1 kc2
V Excitacton 220 R + 0.7 V
VRefe-encta 4 Rc
2 7 kG
34
Los anteriores circuitos apagan el amplificador cuando cierta señal de excitación sobrepasa el voltaje de referencia(7.5 V).
0 MONITOR DE TEMPERATURA
Hasta ahora sólo se ha descrito el mecanismo que apaga el amplificador, que dependerá de una señal de excitación. Existe otro mecanismo para esto, es un circuito que esta monitoreando la temperatura de los transistores de potencia. Este mecanismo envía una señal al circuito antes descrito cuando los transistores han alcanzado una temperatura lo suficientemente alta para destruirse. Los transistores de potencia disminuyen su capacidad de disipar potencia a medida que aumenta su temperatura. Este límite de temperatura se escogió de 95" C.
Por otra parte, cuando los transistores alcanzan la temperatura de 95", y se apaga el amplificador, éste disminuye su temperatura gradualmente; la rapidez depende del tamaño del disipador y de la potencia del ventilador utilizado.
Lo anterior sugiere que cuando se apague el amplificador, que haya alcanzado los 95", el mecanismo de apagado se espere un cierto tiempo, es decir, que disminuya la temperatura en algún margen y vuelva ha encender el amplificador. Este margen que se le dio es de 30" C. El amplificador no estará disponible hasta que haya descendido su temperatura en 30" C. Así, cuando el amplificador se haya apagado por calentamiento, no estará disponible hasta que su temperatura sea de 65" C.
Para lograr lo anterior, es necesario un circuito que tenga memoria para saber si se ha alcanzado el sobrecalentamiento antes o no. El circuito que realiza esta acción es un circuito con Histéresis. La siguiente figura muestra el circuito con histéresis:
+I5 v
t
V in R nR
Fig. 13. Circuito con Histéresis. 35
El funcionamiento del circuito es el siguiente: cuando el voltaje Vin empieza a aumentar desde un valor menor a Vlt hasta antes de otro valor Vut, la salida Vout es el voltaje de saturación -Vcc(en este caso es de -15V). Cuando Vin alcanza el valor de Vut la salida se va a saturación positiva(+Vcc). Si entonces empieza a disminuir, la salida seguirá siendo +15V, aún cuando haya regresado por Vut. No será hasta que Vin sea igual a Vlt cuando Vout regrese al valor de saturación negativa(-15V). Vlt corresponde a un voltaje cuando se tenga 65" C. Vut corresponde al voltaje debido a cuando se tiene 95" C. NOTA: No se confbnda el voltaje de referencia del circuito con histerésis, con el comparador.
Por otro lado, el dispositivo que nos da información de la temperatura de los transistores es un sensor de temperatura de precisión. Este dispositivo es el LM 335 de National Semiconductor(Véase hoja del manual al final). Este sensor proporciona un voltaje de salida que aumenta en 10 milivolts por cada grado OK. Su operación requiere una polarización con un ajuste en su salida para 25" C. A 25"C, la salida de este circuito es de 2.982 V. NOTA: El sensor debe estar sobrepuesto en el disipador de calor donde se encuentran montados los transistores de potencia.
Regresando al circuito con histéresis, para 65" C tenemos que nuestro sensor tiene una salida de 3.422 V. Para 95" C, tenemos 3.682 V.
Las ecuaciones que describen el comportamiento del circuito son las siguientes:
VH = Vut - Vlt ; Voltaje de histéresis,
Vctr = (Vut + Vlt) / 2 Voltaje central de la histéresis,
+ k a t y - b a t son los valores de las fbentes que polarizan el operacional, +15V y - 15V respectivamente,
Vlt corresponde al voltaje de 65" C y Vut al de 95" C.
n es la relacion de las resistencias.
Por otro lado tenemos que:
Vut = Vref(1 + l h ) - (-Vsat/n) y
Vref = Vctr / (1 + Un)
36
Si sustituimos Vref en la ecuación de Vut tenemos:
Vut = Vctr + Vsat / n
Despejando a n tenemos:
n = (Vsat) / (Vut - Vctr)
Sabiendo que:
Vsat = 15 V, Vut = 3.682 V y Vctr = 3.552 V tenemos que n es 115.38.
Entonces Vref se calcula de:
Vref = Vctr / (1 + Un) = 3.521 V.
Proponiendo una R de l k ohm, entonces la relación de las resistencias en el circuito con histéresis, (n*R) debe ser de 115k ohms. La siguiente figura muestra el circuito completo que nos da un voltaje de -15V cuando se tiene una temperatura segura(debaj0 de 95" C) y +15 V cuando se ha alcanzado los 95" C.:
+15v
t
It
Fig. 14. Circuito sensor de temperatura con histéresis.El circuito de la figura de arriba enviará una señal de -15 V al circuito que apaga al amplificador cuando se esté en una temperatura segura y +15V en otro caso.
+ I 5 V ;.- +I5 V
t
I l00kR 15 kR 1
37
La siguiente figura muestra el amplificador completo:
2.2 .F
"1 t."- li) k M O X Ganancia
+15 b
T
2.7 k n
I"
L -
L
k-4 2 Q W V25
1 N4001
1 N r n 1
1 N4001
1 NWOl
3 521 1/25 c
10 k f l %
1 0 0 k n 15kn
- I
1 Re 0.21 n
T 1 0 .22 Re n
4 h
UE15029
Fig. 15 Amplificador completo modificado. 3 9
NOTA:
Se dejó el amplificador diferencial para la eliminación de ruido con la diferencia que
Se agregó una resistencia de lk ohm en paralelo con los diodos de polarización para
Se agregaron capacitores de luf a las fbentes de +Vcc y -Vcc para evitar
tiene ganancia unitaria.
disminuir la corriente de polarización de los transistores de potencia.
oscilaciones.
RESULTADOS
Con la realización de la nueva retroalimentación, se eliminó prácticamente el uffsef de salida del amplificador: menor a 40 milivolts.
Se excitó el amplificador con una señal senoidal de 1000 Hz y se observó la salida con el analizador de espectro teniendo los siguientes resultados:
La armónica más alta se presentó a 45 db debajo de la fbndamental, siendo la tercer armónica(3000 Hz.). La segunda, cuarta y quinta armónica se presentaron debajo de 54 decibeles de la fundamental. La ganancia en voltaje fue de 21 con cargas de 4 y 8 ohms respectivamente aplicando una señal senoidal de 1.4 Vrms, con una salida de 30 Vrms. Así, para 8 ohms se tiene una potencia de 112.5 watts r m s y para 4 ohms, 225 watts rms.
No se notó diferencia en las armónicas al pasar de una carga de 8 a 4 ohms. La ganancia en voltaje fue la misma para 8 y 4 ohms. El ancho de banda fbe de 43 KHz, con una ligera caída en frecuencias bajas(de O a 40 E.) Se hicieron pruebas con un reproductor de CD observando muy buena calidad en el sonido. El amplificador se apago cuando la temperatura alcanzó 92" C.
39
El amplificador presenta dos tipos de distorsión: en frecuencia y en amplitud. La distorsión en frecuencia se refiere al ancho de banda y al defasamiento. Esta
distorsión no es muy importante ya que el ancho de banda cubre el del audio(e1 ancho de banda del audio es de 20Khz y el del amplificador de 43%). El defasamiento no representa problema significativo en la calidad del sonido.
La distorsión en amplitud, también llamada distorsión armónica, es la que nos interesa. Cuando se habla de distorsión en amplitud nos referimos al dominio del tiempo, y cuando hablamos de distorsión armónica nos referimos al dominio en frecuencia. Como se mencionó en el proyecto I, la distorsión se mide en términos de las armónicas que produce el amplificador por las no linealidades de los componentes activos. Así, la distorsión se toma como Distorsión Armónica Total o THD.
Asumiendo que el tono que se utilizó para excitar al amp. es “puro”, y de 1000Hz, tenemos que el porcentaje de distorsión armónica total es:
%TIID= d ( b2+ ~ 3 ~ + vnz) / Vfimd x 100 donde: Vfud = voltaje rms de la fundamental,
Vn = voltaje rms de la enésima armónica.
Por otro lado tenemos que:
V2, V4 y VS se encuentran 54 db debajo de la fbndamental y V3 45 db debajo de la
Así, V2, V4 y V5 con respecto a la fundamental normalizadas quedan como: fundamental.
1 1 ( 10 54db/20 ) = 0.00199 y
V3 con respecto a la fundamental normalizada queda como: 1 / ( = 0.00562.
Entonces el porcentaje de distorsión armónica total es:
% THD = 0.66004. 40
UN AMPLIFICADOR MÁS POTENTE
En el diseño de un amplificador de más potencia no es necesario cambiar las configuraciones ni las etapas. Se recomienda seguir la misma arquitectura pero cambiando las capacidades de corriente y tensión de cada etapa.
La etapa que tiene más peso en las consideraciones de capacidad, es la de potencia. Esta etapa es la que maneja más corriente y tensión que cualquiera. La temperatura de la misma es la más importante. Manteniendo la temperatura en rangos seguros de operación no hay grandes problemas. Con montar los transistores de potencia en un disipador de calor, y con un ventilador que desplace el aire caliente sobre la superficie de éste, se puede mantener en rango seguro de operación de los transistores.
La función de un disipador de calor es distribuir el calor del transistor en un área mayor. Finalmente el calor pasa al aire de su alrededor.
Si se quiere montar el amplificador en un gabinete, es necesario considerar la circulación del aire. Un diseño que no utilice ventilador requerirá que los abanicos del disipador sean verticales. De manera natural, el aire caliente asciende produciendo una circulación de aire de abajo hacia arriba. Sin embargo este diseño requiere disipadores grandes y por lo general fuera del gabinete.
Por otro lado, un diseño con ventilador requiere de disipadores con menores dimensiones. Una adecuada circulación de aire por los disipadores requerirá de un ventilador de menor potencia y tamaño así como el disipador. El ventilador puede también ayudar a disminuir la temperatura de la fuente de poder; la del transformador principalmente.Se recomienda que el aire caliente salga por la parte frontal y el fresco entre por la posterior, o viceversa. O que entre por el frente y salga por los costados o viceversa. Pero nunca la circulación vertical. Esto es por que los amplificadores se sobreponen unos con otros cuando se requiere de varios.
Un amplificador más potente se puede diseñar añadiendo transistores en la etapa de potencia: en lugar de dos, tres o cuatro. Esto requerirá de aumentar la corriente de polarización de éstos. Además, los transistores que excitan los de potencia deben tener mayor capacidad. Una elección segura es utilizar los mismos de la etapa de potencia. Es conveniente recalcular las corrientes y tensiones máximas que manejarían los transistores en general así como las ganancias. En la etapa de tranconductancia, los transistores se sustituyen por unos de mayor capacidad; una buena elección sería utilizar los drivers como transistores en la etapa de transconductancia. También no hay que olvidar que el amplificador toma energía de la fuente de poder: +Vcc y -Vcc principalmente. Una estimación confiable nos dice que aumentando las fuentes +Vcc y -Vcc a +65V y -65V respectivamente tendríamos 400 watts rms con una carga de 4 ohms.
41
ESPECIFICACIONES
ANCHO DE BANDA 43KHZ 8 R
IMPEDANCIA DE ENTRADA 20 Ksz BALANCEADO 10 Ksz NO BALANCEADO
GANANCIA EN VOLTAJE 21 ó 26.4 db
DESVIACION DE C.C.(OFFSET) MENOR A 40 mV
POTENCIA 110 watts rms a 8 R 200 watts rms a 4 R
DISTORSION ARMONICA TOTAL THD 0.66 '%o
BIBLIOGRAFIA
Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales Cuarta Edición. Prentice Hall. Robert F. Coughlin y Frederick F. Driscoll
Circuitos Electrónicos Discretos e Integrados Donald L. Schilling y Charles Belove Segunda Edición. ALFA OMEGA
National Application Specific Analog Products Databook 1995 Edition National Semiconductor
National Data Acquisition Databook 1995 Edition National Semiconductor
SISTEMAS DE COMUNICACIONES ELECTRONICAS Segunda Edición WAYNE TOMASI PRENTICE HALL
42
Amplificador de más potencia(400 6 500 watts rms) sugerido.
ES
I +vcc mn 1 I- -7" 4J
