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FOLIE TÉCNICA NACIONAL
D3B INGENIERÍA ELÉCTRICA
DISESO Y CONTRUCCION DE UN CONVERSOR DE
AC 1$ A AC 3$ CON ETAPA INTERMEDIA
DC DE 2 KVA CON IGBTs
CARLOS MARCKZjO SILVA. MO1ÑTTKROS
QUITO, DICIEMBRE DE 1994
CERTIFICACIÓN
Certificó que el presente trabajo ha
sido realizado en su totalidad por el
Sr. Carlos Marcelo Silva Monteros bajo
mi dirección.
Ing. Boli'var YLiedesma Galindo.
DEDICATORIA
El presente trabajo está dedicado a:
MIS PADRES por los principios invalorables que
supieron inculcarme para realizarme como un
hombre de bien.
MI ESPOSA por el apoyo incondicional que siempre
me brinda en cualquier empresa que yo emprenda.
MI HERMANO por su valiosa contribución tanto
teórica como práctica durante toda la realización
del presente trabajo,
MI HERMANA por la confianza y apoyo moral que
siempre me brinda.
AGRADECIMIENTO
Al Sr. Ing. Bolívar Ledesma Galindo por su
valiosa contribución, sin la cual no se hubiera
llegado a la culminación del presente trabajo.
A todos mis profesores que supieron brindarme sus
conocimientos que me guiarán para realizarme como
un buen profesional.
A mis compañeros de trabajo en el FIDE-ESPE por
sus consej os oportunos y acertados que me
ayudaron a la culminación del presente trabajo.
A todas las personas que directa e indirectamente
contribuyeron desinteresadamente en la
realización de este trabajo.
A la Escuela Politécnica Nacional y en particular
a la Facultad de Ingeniería Eléctrica por
permitirme alcanzar este éxito en mi vida.
i
ÍNDICE
Página
CAPITULO I: ESTUDIO DE LOS IGBTs
1.1 ANTECEDENTES 1
1. 2 ESTRUCTURA BÁSICA 5
1.3 CARACTERÍSTICAS VOLTAJE-CORRIENTE 10
1.4 PRINCIPIOS DE OPERACIÓN DE LOS IGBTs 12
1.4.1 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE BLOQUEO
(NO CONDUCCIÓN) . , 12
1.4.2 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE CONDUCCIÓN 15
1.5 ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS IGBTS 20
1.5.1 CAUSAS PARA EL ACTIVADO ACCIDENTAL
DE LOS IGBTs 21
1.5.2 MODOS DE EVITAR EL ACTIVADO ACCIDENTAL
DE LOS IGBTs 25
1.6 CARACTERÍSTICAS TRANSITORIAS DE LOS
IGBTs , ," 29
1.6.1 TRANSITORIO DE ENCENDIDO 29
1.6.2 TRANSITORIO DE APAGADO 31
1.7 LIMITES Y ÁREAS SEGURAS DEL IGBT 36
1.8 PROTECCIONES PARA LOS IGBTs.
REDES SNUBBERS 40
CAPITULO II: DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL CONVERSOR
AC-DC-AC
2.1 CIRCUITO DE POTENCIA DEL INVERSOR 48
2.2 CIRCUITO DE CONTROL ...,.,. 53
IX
2.2.1 VARIACIONES DE LAS ETAPA EXCITADORAS.... 58
2.2.1.1 MÓDULOS INTEGRADOS 60
2.2.1.2 TRANSISTORES COMPLEMENTARIOS 63
2.2.1.3 DISPOSITIVO DE CORTOCIRCUITO MOSFET
EN LUGAR DE EXCITACIÓN NEGATIVA DE
COMPUERTA 65
2.2.1.4 EXCITACIÓN DE COMPUERTA POR MEDIO
DE TRANSFORMADORES 68
2.3 CIRCUITO CONVERSOR AC/DC DE POTENCIA 83
2 . 4 CIRCUITOS AUXILIARES 87
2.5 PROTECCIONES 91
CAPITULO III: PRUEBAS DEL CONVERSOR
3.1 PRUEBAS EN REGÍMENES DE CONMUTACIÓN
DE LOS IGBTs 96
3.2. PRUEBAS DE OPERACIÓN DEL INVERSOR. .. 100
3.2.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA. 108
3.2.1.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA EN
CONEXIÓN DELTA. 108
3.2.1.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA EN
CONEXIÓN Y . 128
3.2.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA INDUCTIVA... 152
3.2.2.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA INDUCTIVA
CONEXIÓN Y 152
3.2.2.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA INDUCTIVA
CONEXIÓN DELTA 176
3.2.3 PRUEBAS CON MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO. 196
iii
CAPITULO IV: ANÁLISIS DE RESULTADOS
4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS DE LAS
PRUEBAS 201
4.1.1 ANÁLISIS DE LAS PRUEBAS EN REGÍMENES
DE CONMUTACIÓN DE LOS IGBTs 201
4.1.2 ANÁLISIS DE LAS PRUEBAS^DE OPERACIÓN
DEL INVERSOR 203
4.2 ANÁLISIS COMPARATIVO CON UN INVERSOR
EN BASE A OTRO TIPO DE INTERRUPTOR
(BJTs) 206
4.3 ANÁLISIS TÉCNICO-ECONÓMICO 208
4.4 CONCLUSIONES 211
4.5 RECOMENDACIONES 217
BIBLIOGRAFÍA
ANEXOS
El presente trabajo realiza un estudio minucioso
acerca de un nuevo semiconductor de estado sólido de
potencia, que está teniendo gran acogida en la
comunidad técnica.
El estudio de los IGBTs toma en cuenta los siguientes
tópicos: su estructura básica, caracteristicas
voltaje-corriente, caracteristicas estáticas y
transitorias de operación, efectos no deseados en su
operación y mecanismos para evitarlos, áreas de
operación segura, circuitos de control y protecciones.
Como una aplicación práctica de los IGBTs, se diseño e
implemento un conversor de AC monofásico a AC
trifásico con etapa intermedia DC, que será de gran
utilidad en el área rural y la pequefía industria.
Debido a que con la ayuda de éste equipo se puede
controlar motores de inducción trifásica con
alimentación monofásica, sustituyendo a los motores de
inducción monofásica, ya que éstos presentan
inconvenientes como su alto costo y requerimientos de
mantenimiento periódico.
Una vez implementado el conversor se sometió a
diferentes pruebas en el laboratorio respondiendo
satisfactoriamente a las expectativas esperadas.
ESTUDIO DK ZJOS
1.1 ANTECEDENTES
COMPUERTA ,
DRENAJEO
Ó
FUENTE
Figura No.1.1
Símbolo de un IGBT de canal n.
Con la aparición del IGBT se dispone actualmente de un
dispositivo semiconductor clave para muchas
aplicaciones en Electrónica de Potencia. Se fabrica
utilizando una combinación de técnicas MOS y
bipolares. Su característica de entrada es comparable
con la de un transistor de efecto de campo de
autobloqueo ( MOSFET ) y por lo tanto se puede
controlar casi sin potencia. Del lado de salida, el
IGBT es similar al transistor bipolar de potencia
( BJT ) y, consecuentemente, puede conmutar tensiones
relativamente altas ( 600 a 1400 V ) asi como también
altas corrientes ( 100 A ) , con frecuencias
relativamente altas y bajas pérdidas.[ 1 ].
¿ífcrPag. No. 2
IGBT1 IGBT3 IGBT5
h
IGBT4
Ah
IGBTB
A
15
10
IG8T2
A18
A'
\-A1
13
__ÍL-
19
16
Figura No. 1.2
Diagrama del circuito eléctrico de la estructura de un
módulo de IGBTs canal n.
En módulos con aislación eléctrica interna a la placa
metálica de base, los chips de silicio de los IGBTs
asi como los diodos inversos de rápida recuperación
asociados se conectan entre si de acuerdo con
diagramas circuitales fijos. Para esto se utiliza una
técnica optimizada de unión y armado.
Tales módulos son parte constitutiva de la sección de
potencia en convertidores estáticos de energía
Pag. No. 3
autoconmutados, principalmente en circuitos tipo
puente.
Con el diseño de los brazos del puente, las
posibilidades de protección contra sobrecorriente y
sobretensión están influenciadas simultáneamente. Las
medidas de protección pueden ser implementadas de
manera activa a través de la electrónica de control o
de manera pasiva mediante los componentes de supresión
y atenuación.
Por lo tanto, se tiene que tomar en cuenta por un lado
el control continuo del IGBT en operación
amplificadora y por otro lado el comportamiento
favorable de sobrecorriente en cortocircuito que
permite usar un circuito de protección activa que
proporciona buenos resultados de protección.
Los BJTs y MOSFETs tienen características que se
complementan el uno al otro en algunos aspectos. Los
BJTs poseen bajas pérdidas en el estado de conducción,
especialmente en elementos con grandes voltajes de
bloqueo, pero los tiempos de cambio de estado son
grandes, especialmente en el apagado. Los MOSFETs
pueden ser activados y desactivados mucho más
rápidamente, pero sus pérdidas en el estado de
conducción son grandes, particularmente en elementos
Pag. No. 4
con voltajes nominales altos de bloqueo ( unos pocos
cientos de voltios o más ).
Estas apreciaciones han conducido a intentos para
combinar monolíticamente BJTs y MOSFETs en una misma
oblea de silicio para conseguir un circuito o tal vez
un nuevo elemento que combine las mejores cualidades
de los dos elementos indicados anteriormente.
Esto ha conducido al desarrollo de un nuevo elemento
llamado transistor bipolar de compuerta aislada
(IGBT), el cual está encontrando un amplio rango de
aplicaciones.
Otros nombres que se le asignan para describir a este
nuevo elemento son; GEMFET, COMFET ( Transistor de
conductividad modulada por efecto de campo ), IGT
( Transistor de compuerta aislada )7 y MOSFET de modo-
bipolar o transistor bipolar-MOS.
Este capítulo describe la estructura física básica y
la operación del IGBT así como los límites de
operación que_se deberán observar para trabajar con
este nuevo elemento.
Pag. No. 5
1.2 ESTRUCTURA BÁSICA
Un corte de la sección vertical de un IGBT genérico de
canal n es mostrado en la figura No. 1.3 [2]. Esta
figura es muy similar a la de un corte de la sección
vertical de un MOSFET del mismo tipo de canal, la
principal diferencia está en la presencia de la capa
p-*~ que forma el drenaje del IGBT. Esta capa forma una
juntura pn (etiquetada como Ji en la figura No. 1.3 ),
la cual inyecta portadores minoritarios dentro de lo
que podria ser la región de desplazamiento del drenaje
del MOSFET vertical. La compuerta y la fuente del IGBT
son colocadas fuera en una geometría interdigitada
similar a la usada en un MOSFET vertical.
COMPUERTA
CAFA I
CAP* CE IKYECCICM
Figura No.1.3
Vista de un corte vertical de un IGBT
Pag. No. 6
Los niveles de dopado usados en cada una de las capas
del IGBT son similares a las usadas en las capas
comparables de la estructura del MOSFET vertical,
excepto para la región del cuerpo, que se explicará•3
más adelante. También es factible fabricar IGBTs de
canal p y para esto se debería cambiar el tipo de
dopado de cada capa del elemento.
La figura No. 1.3 indica que la estructura del IGBT
posee un tiristor parásito ( n4", p, n~ n~*~, p4- ) . El
^9£. activado de este tiristor es indeseable. Por esta
razón varios de los detalles estructurales de la
geometría práctica de un IGBT, principalmente en la
región de cuerpo tipo p que forma las Juntura Jz y Ja,
son diferentes, a las indicadas en la geometría simple
mostrada en la figura No. 1.3, para minimizar la
posible activación del tiristor parásito. Estos
cambios estructurales serán discutidos en posteriores
secciones de este capítulo.
El IGBT mantiene la extensión de metalización de la
fuente sobre la región del cuerpo que también es usadair
en los MOSFETs de potencia. Este espacio corto de
separación entre el cuerpo y la fuente en el IGBT
ayuda a minimizar la posible activación del tiristor
parásito, como se explicará más adelante.
Pag. No. 7
La capa intermedia n+ entre el contacto de drenaje p-*-
y la capa n~ de desplazamiento no es esencial para la
operación del IGBT, y algunos IGBTs son fabricados sin
esta ( algunas veces llamados IGBTs simétricos,
mientras que aquellos que incluyen esta capa son
llamados IGBTs asimétricos ). Si la densidad de dopado
y el espesor de esta capa son seleccionados
apropiadamente, la presencia de esta capa puede
mejorar significativamente la operación del IGBT en
dos aspectos importantes:
- Primero, ésta puede disminuir la caída de
voltaje en el estado de conducción del
elemento.
- Segundo, esta disminuye el tiempo de apagado
del elemento.
Sin embargo, la presencia de esta capa reduce
grandemente la capacidad de bloqueo inverso del IGBT.
Estos efectos sobre las características del IGBT se
discutirán más adelante en este capítulo.
El símbolo para un IGBT de canal n se muestran en las
figuras No. 1.1 y 1.4 [ 2 ]. Las direcciones de las
puntas de flechas en el símbolo deberán ser invertidas
Pag. No. 8
para -un IGBT de canal p. El símbolo es esencialmente
el mismo que se usa para un MOSFET de canal n, pero
con la adición de una punta de flecha en el drenaje,
que indica el contacto de inyección. Hay algunas
discrepancias en la comunidad de ingenieros sobre la
utilización de un símbolo y nomenclatura standard a
usarse con el IGBT. Algunos prefieren considerar al
IGBT como básicamente a un BJT con una compuerta de
entrada de MOSFET y, así usar símbolos de BJTs
modificados para el IGBT. Este elemento posee un
colector y un emisor en vez de un drenaje y una
fuente. El símbolo y nomenclatura mostrado en la
figura No. 1.4 es el más ampliamente usado y este
deberíamos nosotros adoptar ( en la figura No. 1.5
[3 ], [ 4 ], se indican dos símbolos adicionales para
el IGBT ).
COMPUERTA ,
DRENAJEO
ÓFUENTE
Pag. No. 9
Figura No.1.4
Símbolo de un IGBT de canal n.
Figura No. 1.5
Símbolos para el IGBT
a) Tomado del libro Electrónica Industrial de
Gualda- Martínez. b) Símbolo utilizado por la
International Rectifier.
Pag. No. 10
1.3 CARACTERÍSTICAS VOLTAJE - CORRIENTE
Las características V - I para un IGBT de canal n se
indican en la figura No. 1.6.(En la dirección directa/
( polarización directa ) Testas ¿¿ parecen)
cualitativamente similaresl a las de un transistor
bipolar de juntura excepto que el parámetro de control
es un voltaje de entrada, voltaje compuerta-fuente, en
lugar de .una corriente de entrada. Las características
del IGBT de canal p son las mismas excepto que las
polaridades de los voltajes y corrientes deben ser
invertidas.)
(La juntura etiquetada como Ja en la figura No. 1.3
bloquea cualquier voltaje directo cuando el IGBT está
en el estado de no conducción), í El voltaje de bloqueo
inverso indicado en la característica V - I puede ser
tan grande como el voltaje de bloqueo directo si el
elemento es fabricado sin la capa intermedia n+
mencionada anteriormente'. Tal capacidad de bloqueo
inverso es usada en aplicaciones de circuitos AC. (La
juntura etiquetada como Ji en la figura No. 1.3 es la
juntura de bloqueo inverso). (Sin embargo, si la capa n~*-
es usada en la fabricación del elemento, el voltaje
disruptivo de esta juntura es significativamente
disminuido, a unas pocas décimas de voltios, debido al
alto dopado presente ahora en ambos lados de esta
Pag. No. 11
juntura, y el IGBT no tiene ninguna capacidad de
bloqueo inverso.)
ÍD
VRM
INCREMENTO DE VGS
VGS4
VGS3
VGS 2
VG51
VDS
Figura No. 1.6
Característica V - I de un IGBT de canal n.
ID
VGSCTH) VGS
Figura No. 1.7
Curva de transferencia para un IGBT de canal n.
Pag. No. 12
La curva de transferencia ir> - vos mostrada en la
figura No. 1.7 jes idéntica a la que corresponde para
un MOSFET de potencia. La curva (es razonablemente
lineal sobre la mayoría del rango de corriente de
drenaj e. Teniendo no linealidad solamente para baj as
corrientes de drenaje donde el voltaje compuerta-
fuente se aproxima al de umbral, f Si vas es menor que
el voltaje de umbral Vosc-tK) , entonces el IGBT está en
el estado de no conducción. El máximo voltaje que
debería ser aplicado en los terminales compuerta-
fuente es usualmente limitado por la máxima corriente
de drenaje que se debería permitir fluir por el IGBTJ
como se analizará en la sección 1.7 de este capítulo.
1.4 PRINCIPIOS DE OPERACIÓN DE LOS IGBTs
En condiciones estáticas de operación del IGBT no se
necesita corriente de excitación de compuerta porque
es controlado por tensión. Pero en el encendido y en
~ el apagado se generan pulsos de corriente de
excitación de compuerta de corta duración como
g^_ consecuencia de la capacitancia parásita de entrada.•T
1.4.1 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE BLOQUEO (NO CONDUCCIÓN)
En términos muy simples? el IGBT esta intentando
operar como un MOSFET en el cual su región de
' Pag. No. 13
desplazamiento de drenaje es modulada por la
inyección de portadores minoritarios ( huecos
para el caso de un IGBT de canal n ilustrado en
la Figura No. 1.3 ). La inyección es obtenida por
el aumento de una capa adicional al MOSFET en la
parte final del drenaje para que la juntura
polarizada directamente pn ( etiquetada como Jn_
en la figura No. 1.3 ) esté localizada entre la
región de desplazamiento y el contacto de
drenaje. La inyección de portadores disminuye la
resistencia de la región de desplazamiento y, por
lo tanto ? esto contribuye a la reducción del
voltaje en el estado de conducción. Ya que la
caída de voltaje en la región de desplazamiento
- es la que domina las pérdidas en el estado de
conducción de los MOSFETs de alto voltaje, esta
modulación - de la conductividad incrementará
significativamente la capacidad de corriente de
portadores en los MOSFETs de alto - voltaje.
(Ya que el IGBT es básicamente un MOSFET, el
voltaje compuerta-fuente controla el estado del
elemento. Cuándo vas es menor que Vos(TÍO, no se
crea la inversión de la capa (bajo la compuerta)
para conectar el drenaj e a la fuente, y, por lo
tanto el elemento está en el estado de no
conducción. La aplicación de un voltaje drenaje—
Pag. No. 14
fuente cae a través de la juntura etiquetada como
Js y solamente una corriente muy pequeña de
pérdida o parásita fluye]. Este estado de bloqueo
es esencialmente el mismo que para un MOSFET.
( La región de agotamiento de la juntura Js se
extiende) principalmente Adentro de la región de
desplazamiento n-j, ya que la región de cuerpo
tipo p es a propósito dopada con mayor densidad
que la región de desplazamiento. (Si el espesor de
la región de desplazamiento es lo suficientemente
grande para acomodar la capa de agotamiento para
que el limite de esta no tope a la capa de
inyección p+, entonces la capa intermedia n~*~
indicada en la figura No. 1.3. no es necesaria).
(Este tipo de IGBT es comúnmente llamado IGBT
simétrico o nonpunch-through IGBT, y este puede
bloquear voltaj es inversos tan grandes como los
voltajes directos y está diseñado para bloqueo.
Como se indicó anteriormente, esta capacidad de
bloqueo inverso es útil para algunas aplicaciones
de circuitos AC_)
(Sin embargo, es posible reducir el espesor
requerido de la región de desplazamiento por un
factor de aproximadamente dos [ 2 ] si una
estructura similar a la llamada puncn-through
Pag. No. 15
utilizada para los diodos de potencia es usada\n esta geometría, se permite que la capa de
agotamiento se extienda a través de todos los
caminos de la región de desplazamiento para
voltajes significativamente por debajo del limite
del voltaje disruptivo deseado. El llegar a
través de la capa de agotamiento a la capa p+
está prevenido por la inserción de la capa
intermedia n+ entre la región de desplazamiento y
la región p+ como está mostrado en la figura No.
1.3.(Este tipo de estructura del IGBT es algunasN
veces llamada IGBT asimétrico o punch-through
IGBT. La pequeña longitud de la región de
desplazamiento significa bajas pérdidas en el
estado de conducción, pero la presencia de la
capa intermedia n significa que la capacidad de
bloqueo inverso de esta geometría punch—through
se vuelve baja ( unas pocas décimas de voltios )
y además existen pocas aplicaciones en circuitos
para esta geometría.)
1.4.2 OPERACIÓN EN EL ESTADO DE CONDUCCIÓN
( Cuando el voltaje compuerta—fuente excede el de
umbral, una inversión de la capa se forma debaj o
de la compuerta del IGBT. Esta inversión de la
capa acorta la región de desplazamiento n~ a la
Pag. No. 16
región de la fuente n" exactamente como en el
MOSFET. Una corriente de electrones fluye a
través de esta capa invertida como se indica en
la figura No. 1.8a, la cual causa una substancial
inyección de huecos a partir de la capa de
contacto del drenaje p+ dentro de la región de
desplazamiento n~, que también se indica en la
figura No. 1.8a} Los huecos inyectados se mueven
a través de la región de desplazamiento, por
difusión y por desplazamiento, tomando una
variedad de caminos como se indica en la figura
No.1.8a y alcanzan la región de cuerpo tipo-p que
rodea la región de fuente n+. (Tan pronto como los
huecos están en la región de cuerpo tipo~p, sus
cargas espaciales atraen electrones desde la
metalización de la fuente que la conecta a la
región de cuerpo, y el exceso de huecos son
rápidamente recombinados .
( La juntura formada por la región de cuerpo tipo-p
y la región de desplazamiento está " captando
los huecos difundidos y entonces funciona como el
colector de un ancho transistor pnp.) Este
transistor está indicado en la figura No. 1.8b,
tiene el contacto de la capa de drenaje como
emisor, su base está formada por la región .de
desplazamiento n~, y el colector formado a partir
Pag. No. 17
de la región de cuerpo tipo-p. De esta
descripción un circuito equivalente (puede
desarrollarse para modelar la operación del IGBT,
el cual es indicado en la figura No.1.9a. Este
circuito modela al IGBT como un circuito
Darlington con el transistor pnp Qi como el
transistor principal y al MOSFET Qs como elemento
de contra]]. La porción del MOSFET junto con la
porción del BJT son mostradas también en la
figura No. 1.9a. La resistencia entre la base del
transistor pnp y el drenaje del MOSFET Ri_
representa la resistencia de la región de
desplazamiento n~.
A diferencia del circuito convencional
Darlington;, el MOSFET Qs del circuito equivalente
del IGBT conduce la mayor cantidad de la
corriente terminal.
Esta -desigual división del flujo total de la
corriente es favorable por razones que tienen que
ver con el potencial activado del tiristor
parásito.)
Pag. No. 18
COMPUERTA
DRENAJE
COMPUERTA
DRENAJE
b
Figura No. 1.8
Sección transversal de un IGBT en el cual se
indican a) los caminos de los flujos de corriente
en el estado de conducción y b) las porciones
efectivas de operación del MOSFET y el BJT de la
estructura-
m* Pag, No. 19
En esta situación la calda de voltaje en el
estado de activado Voscoro , utilizando el
circuito equivalente de la figura No. 1.9a puede
ser expresado como:
Vr>S (on > = Vj 1 + VDESPLAZAMIENTO +
BBWE
•
ÍEISTfflCIA DE U
RfifTE
OUWITA,
RBÍTE
b
DE U PEGICN DE OSPD
^-
Figura No. 1.9
Circuitos equivalentes para el IGBT. a) Circuito
equivalente aproximado valido para la operación
en condiciones normales; b) Circuito equivalente
más completo para el IGBT en el cual se indican
los transistores que forman el tiristor parásito.
Pag. No. 20
La calda de voltaje a través de la juntura de
inyección Ji es una tipica caída de voltaje de
polarización directa de una juntura pn, la cual
depende exponencialmente de la corriente y para
una primera instancia tiene una valor
aproximadamente d e 0 . 7 a l . O V [ 2 ] . La caída de
voltaje en la región de desplazamiento es similar
a la encontrada en una juntura de alta potencia
pn y es aproximadamente constante . El voltaje
VDESPLAZAMIENTO es mucho menor en el IGBT que en
el MOSFET, debido a la modulación de la
conductividad de la región de desplazamiento, y
esto hace sobre todo que la caída de voltaje en
el estado de activado de un IGBT sea mucho menor
que su comparable MOSFET de potencia. El uso de
la estructura Punch-throuh también ayuda a
mantener pequeño el voltaje VDESPUAZAMIENTO. La
"caída de voltaje en el canal es debido a la
resistencia óhmica del canal y es similar a la
caída de voltaje de un comparable MOSFET de
potencia de similares especificaciones.
1.5 ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS IGBTs
En esta sección se tratará sobre un efecto que podría
destruir al IGBT, debido a una excesiva disipación de
potencia. Esto ocurre cuando se sobrepasa un cierto
Pag. No. 21
límite de corriente, en el cual el terminal de
compuerta pierde el control de la corriente de
drenaje, y el IGBT pasa de la región de conducción a
la región activa, y una vez entrado en esta región, el
IGBT tiene que ser apagado lo más pronto posible para
evitar su inminente destrucción.
Por lo tanto en esta sección estudiaremos las causas
por las cuales el IGBT podría activarse
accidentalmente, y también las medidas que se deberían
tomar para evitar que este efecto destructivo ocurra.
1.5.1 CAUSAS PARA EL ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS IGBTs
Los caminos utilizados por los huecos inyectados
en la región de desplazamiento ( o por la base
del transistor pnp ) son cruciales para la
operación del IGBT. Una componente de la
—, corriente de huecos viaja justamente en línea
recta por los caminos directamente a la parte
metalizada de la fuente. Sin embargo, la mayoría
de los huecos son atraídos a la vecindad de la
capa de inversión por la carga negativa de los
electrones en la capa. Esto da como resultado una
componente de corriente de huecos que viaja
lateralmente a través de la capa de cuerpo tipo-
¿ Pag. No. 22V
p, como es indicado en la figura No. 1.8a.
Este flujo de corriente lateral desarrollará una
caída de voltaje lateral en la resistencia óhmica
de la capa de cuerpo ( modelada como la
resistencia distribuida Es. en la figura No.
1.9b)s como se indicó en la figura No. 1.8a. Esto
tiende a polarizar directamente la juntura n p
( etiquetada como ja en la figura No. 1.3 ) con
un importante voltaje a través de la juntura,
ocurriéndose donde la capa de inversión se reúne^&
con la fuente ir**.
Si el voltaje es suficientemente grande, una
substancial inyección de electrones desde la
fuente a la región de cuerpo ocurrirá y el
transistor parásito npn Qs indicado en la figura
No. l.Bb se activará. Si esto ocurre entonces los
dos transistores parásitos npn Qs y pnp Qi se
"~ --- ——-activarán y, por lo tanto, el tiristor parásito
formado por estos transistores se activará y la
^ activación accidental del IGBT ocurrirá. Para unW
IGBT dado con un geometría especificada, hay un
valor crítico de corriente de drenaje que causará
una suficientemente grande caída de voltaje
lateral para activar al tiristor. Por lo tanto,
el fabricante de elementos especifica el pico
Pag. No. 23
permisible de corriente de drenaje IDM que puede
fluir sin que el activado accidental ocurra.
Existe también un voltaje correspondiente
compuerta-fuente que permite que esta corriente
fluya, el cual no debe ser excedido.
Una vez que el IGBT se activa accidentalmente, la
compuerta no tiene ningún control de la corriente
de drenaje. E/a única manera de apagar al IGBT en
esta situación es forzar la conmutación de la
corriente, exactamente de la misma manera que
para un tiristor convencional. Si el activado no
es terminado rápidamente, el IGBT podría
destruirse por una excesiva disipación de
potencia. Un circuito equivalente más completo
para el IGBT, que incluye al transistor parásito
npn Qs y la resistencia distribuida de la capa de
cuerpo Rs , está mostrado en la figura No, 1.9b,
Esta descripción de activado presentada, es
también llamada modo de activado estático, ya que
ocurre cuando la corriente en el estado de
conducción excede un valor critico.
Desafortunadamente, bajo condiciones dinámicas
cuando el IGBT es conmutado de encendido a
apagado, se podría causar el activado accidental
Pag. No. 24
del IGBT, para corrientes de drenaje más bajas
que para el caso estático. Por ejemplo
considerando al IGBT como parte de un circuito
conversor DC-DC. Cuando el IGBT es apagado, la
porción MOSFET del elemento se apaga rápida y
completamente y la porción de la corriente que
este elemento controla cae a cero. Entonces
existe un incremeneto rápido del voltaje drenaje-
fuente, como se indicará en detalle en la
siguiente sección, el cual deberla ser soportado
a través de la juntura cuerpo-desplazamiento Js.
Dando como resultado una expansión rápida de la
capa de agotamiento de esta juntura en ambas
regiones, la de cuerpo y la de desplazamiento,
especialmente en la región de desplazamiento
debido a su bajo dopado.
Esto incrementa el factor de transporte de la
base del transistor pnp Qn_, ctervp, lo cual
significa que una gran fracción de los huecos
inyectados en la región de desplazamiento
sobrevivirán el atravesar la región de
desplazamiento y serán recogidos en la juntura
Ja- La magnitud del flujo de la corriente lateral
de huecos entonces se incrementará, y por lo
tanto, el voltaj e lateral se incrementará. Como
una consecuencia, las condiciones para el
Pag. No. 25
activado accidental serán satisfechas a pesar que
la corriente en el estado de conducción previa al
inicio del apagado estuviera bajo el valor
estático necesario para el activado accidental.
El valor IDM especificado por los fabricantes de
elementos usualmente está dado para el modo de
act ivado dinámico -
1.5.2 MODOS DE EVITAR EL ACTIVADO ACCIDENTAL DE LOS
IGBTs
Hay muchos pasos que pueden ser tomados por el
usuario del elemento para evitar el activado
accidental, y que el fabricante del elemento
puede tomar para incrementar la corriente critica
requerida para la iniciación del activado
accidental. El usuario tiene la responsabilidad
de diseñar circuitos donde la posibilidad de
sobrecorrientes que excedan IDM sean minimizadas.
Sin embargo, es imposible eliminar esta
posibilidad enteramente.
Otro paso que puede ser tomado es reducir la
velocidad de apagado del IGBT de modo que el
rango de crecimiento de la región de agotamiento
en la región de desplazamiento sea reducida y los
huecos presentes en la región de desplazamiento
Pag. No. 26
tengan un tiempo grande para recombinarse, de
esta manera se reduce el flujo de corriente
lateral en la región de cuerpo tipo-p durante el
apagado. El incremento del tiempo de apagado es
fácilmente obtenido utilizando valores grandes de
resistencia en serie con la compuerta Rg, como
será explicado en la próxima sección.
El fabricante del elemento busca incrementar la
corriente umbral de activado IDM reduciendo la
resistencia distribuida del cuerpo Rs en el
circuito equivalente de la figura No. 1.9b. Esto
se lo realiza de muchas maneras. Primera, el
ancho lateral de las regiones de fuente,
etiquetadas como Ls en la figura No. 1.3. es
mantenida lo más pequeña posible consistentemente
con los otros requerimientos. Segunda, la región
de cuerpo tipo-p es a menudo particionada en dos
regiones de diferentes niveles de densidad de
dopado aceptor, como es indicado en la figura No.
1,10a. La región del canal donde la capa de
inversión es formada es dopada a un moderado
nivel, en el orden de 10 ie cm ~3 [ 2 ] y la
profundidad de la región p no es mucho más
profunda que la región de fuente n -*- y la otra
porción de la capa de cuerpo debajo de las
regiones de fuente n ^ es dopada mucho más
Pag, No. 27
densamente, en el orden de 10 1S cm ~3 C 2 ] y
es diseñada mucho más gruesa ( o equivalentemente
profunda ). Esto hace que la resistencia lateral
sea mucho más pequefía debido a la gran área de
sección transversal y a la alta conductividad.
Otra posible modificación de la capa de cuerpo es
mostrada en la figura No. 1.10b, donde una de las
regiones de fuente es eliminada a partir del
elemento básico IGBT. Esto permite que la
corriente de huecos sea recolectada completamente
en el lado del elemento donde la fuente fue
removida. A esto se le conoce como estructura
bypass de huecos, en efecto provee un camino
alternativo para la componente de la corriente de
huecos que no tiene un flujo lateral bajo una
región de la fuente.
Esta geometria es completamente efectiva para
aumentar el umbral del activado accidental pero a
expensas de la reducción de la transconductancia
del IGBT 5 ya que el ancho efectivo de la
compuerta es reducido por la pérdida de la
segunda región de la fuente en el elemento
básico.
Pag. No. 28
Por medios como estos, el problema del activado
en los IGBTs ha sido grandemente minimizado.
Prototipos de estos elementos han sido
experimentados en aplicaciones donde se ha
exigido que el elemento esté a prueba del
activado accidental.
COMPUERTA
COMPUERTA
b
Figura No. 1.10
IGBT con las regiones
modificadas.
de cuerpo-fuente
Pag. No. 29
1.6 CARACTERÍSTICAS TRANSITORIAS DE LOS IGBTs
1.6.1 TRANSITORIO DE ENCENDIDO
Las formas de onda para la corriente y el voltaje
durante el encendido de un IGBT, el cual está
trabajando en un conversor DC-DC ( chopper
reductor ) son mostrados en la figura No. 1.11.
Los intervalos de tiempo en la formas de onda de
encendido son similares a las correspondientes a
un MOSFET de potencia operando en el mismo
circuito conversor DC-DC.
Esta similitud es esperada ya que el IGBT está
actuando esencialmente como un MOSFET durante
casi todo el intervalo de encendido, ya que el
mismo circuito equivalente del MOSFET es usado
para determinar las características de encendido
de un IGBT.
El intervalo t£vs observado en la forma de onda
del voltaje drena je-fuente para el MOSFET, es
usualmente observado en la forma de onda de
drenaj e-fuente en el IGBT . Dos factores
intervienen en el intervalo de tiempo t v-s en la
forma de onda del IGBT. Primero la capacitancia
parásita drenaj e-compuerta Cgci se incrementará en
la porción del MOSFET Qs del IGBT a valores bajos
Pag. No. 30
de voltaje drenaje-fuente en una manera similar a
lo observado con los MOSFET de potencia. Segundo,
la porción del transistor pnp Qi del IGBT, va
desde la región activa a su estado de conducción
( saturación dura ) más lentamente que la porción
MOSFET del IGBT.
Figura No.1.11
Formas de onda de corriente y de voltaje de un
IGBT en un circuito conversor DC-DC durante el
encendido.
Hasta que el transistor pnp Qi llegue a su estado
total de conducción, el beneficio total de la
Pag, No. 31
modulación de la conductividad de la región
drenaje-desplazamiento no ha sido alcanzado y por
lo tanto el voltaje a través del IGBT no ha caldo
a su valor final para el estado de conducción.
1.6.2 TRANSITORIO DE APAGADO
Las formas de onda de corriente y voltaje para el
apagado se indican en la figura No . 1 . 12 . La
secuencia observada es la siguiente, primero un
incremento del voltaje drenaje-f uente hasta
alcanzar su voltaje de bloqueo y luego un
decrecimiento en la corriente de drenaje, lo cual
es idéntico a lo observado en todos los elementos
usados en circuitos conversores DC-DC.
(Los intervalos de tiempos iniciales., el retardo
— - __ __ de apagado ta(o££), y el incremento de voltaje
tr-v son controlados por la porción MOSFET Qz. del
Los circuitos equivalentes utilizados para
los MOSFET de potencia para el apagado pueden
también ser aplicados para el IGBT . [La única
diferencia requerida es que se usa solamente un
valor de la capacitancia parásita compuerta-
drenaje a diferencia de los dos valores que se
utiliza para los MOSFETs de potencia . Las razones
para esta diferencia son las mismas que se
Pag. No. 32
discutieron para el transitorio de encendido del
IGBT.
La mayor diferencia entre el apagado del IGBT y
el apagado del MOSFET se observa en la forma de
onda de la corriente de drenaje en donde hay dos
intervalos de tiempo distintos.
CORRIENTE DEL MOSFE7
CORRIENTE DEL BJT
Figura No.12.
Formas de onda de corriente y voltaje en un IGBT
en un circuito conversor DC-DC en el apagado.
i Se debe notar la rápida caída que ocurre durante
el intervalo t£ii correspondiente al apagado de
Pag. No. 33
la sección del MOSFET Qs del IGBT. (Los residuos
de la corriente de drenaje durante el segundo
intervalo tfd.2 son debidos a la carga almacenada
en la región de desplazamiento n~) ya que la
sección del MOSFET Qs está apagado y no hay
ningún voltaje inverso aplicado a los terminales
del IGBT que podrían generar un corriente de
drenaje negativa y ño hay la posibilidad para
remover la carga almacenada por los portadores.
El único camino para que este exceso de
portadores puedan ser removidos, al mínimo en un
IGBT sin la capa intermedia ir*", mostrado en la
geometría del IGBT en la figura No. 1.3., es en
la recombinación dentro de la región de
desplazamiento n~. Ya que es deseable que el
tiempo de vida de los portadores en exceso sea
grande, de modo que la calda de voltaje en estado
de conducción sea baja, entonces la duración del
-intervalo t£±2 en el apagado será
correspondientemente grande.
Sin embargo(un gran intervalo de tiempo t£is no
es deseable debido a la potencia de disipación en
este intervalo ya que el voltaje drenaje-fuente
está en el valor correspondiente a su estado de
apagado. Este intervalo se incrementa con la
Pag. No. 34
temperatura!
Asi, un compromiso entre las pérdidas de apagado
y del estado de conducción y los tiempos rápidos
de apagado deben ser tomados en cuenta en el
IGBT, ) los cuales son muy similares a los
realizados con los portadores minoritarios en
elementos como los BJTs ? tiristores, diodos y
semejantes. La irradiación de electrones en el
IGBT es a menudo usado para conseguir en la
región de desplazamiento un valor deseado del
tiempo de vida de los portadores.
El remover la carga almacenada desde la región de
desplazamiento por difusión de huecos a la capa
p+ ( también llamada inyección de retroceso )
podría significativamente acortar el intervalo de
t£^2 si el flujo de huecos difundidos podría ser
más grande.
En la estructura de un IGBT sin la capa
intermedia rr*-, tal difusión no puede ocurrir
debido a que el gradiente de distribución de
huecos está en la dirección equivocada, y porque
la densidad de huecos-en el lado p es mayor que
el exceso de densidad de huecos en la región de
desplazamiento. Por lo tanto, el exceso de huecos
son efectivamente atrapados en la región de
Pag. No. 35
desplazamiento. Sin embargo, la presencia de una
capa intermedia adecuadamente diseñada modifica
claramente esta situación desértica marcadamente.
Esta capa tiene un tiempo de vida mucho menor
para los portadores en exceso y, además, actúa
como un sumidero para los "huecos en exceso.
El gran rango de recombinación de huecos en la
capa intermedia coloca un gradiente de densidad
de huecos en la región de desplazamiento durante'
el estado de apagado que causa un gran flujo de
huecos difundidos junto a la capa intermedia.
Esto mejora grandemente la remoción de huecos
desde la región de desplazamiento y además reduce
el intervalo
(Los IGBTs comercialmente disponibles tienen
voltajes de bloqueo de 1000 V y corrientes en el
estado de conducción de 200 A? < ue tienen un
tiempo de apagado de 1 [aseg y aún menores.
Prototipos de estos elementos con similares
tiempos de apagado pero con grandes voltajes de
bloqueo y corrientes en el estado de conducción (
1800 - 2000 V ) han sido reportados [2] .\e notarse que este método para reducir el
tiempo de apagado no requiere la reducción del
A Pag- No. 369
tiempo de vida de los portadores en la región de
desplazamiento, de esta manera no es
significativo el incremento de las pérdidas en el
estado de conducción.
1.7 LIMITES Y AEEAS SEGURAS DEL IGBT
El IGBT tiene robustas áreas seguras de operación
durante el encendido y el apagado. El área segura
de operación en polarización directa está
«~~ mostrada en la figura No, 1.13a, es cuadrada para'
tiempos de conmutación pequeños, idéntico para la
FBSOA ( área de operación segura en polarización
directa ) de un MOSFET de potencia . Para
intervalos de conmutación mayores el IGBT es
térmicamente limitado, como se muestra en la
FBSOA, y esta es también idéntica con la
conducta de la FBSOA de un MOSFET de potencia.
El área de operación segura para polarización
inversa es un poco diferente que la FBSOA, como
se ilustra en la figura No.l.ISb. La esquina
superior derecha de la RBSOA ( área de operación
segura para polarización inversa ) esta
progresivamente cortocircuitada y la RBSOA llega
a ser pequeña cuando el rango de variación en el
tiempo del voltaje drena j e-fuente dvüs/dt llega
Pag. No. 37
a ser grande. La razón para esta restricción en
la KBSOA como "una función del dvDS/dt es para
evitar el activado accidental. Un muy grande
valor de dvDS/dt durante el apagado puede causar
el activado del IGBT exactamente como sucede en
los tiristores y GTOs. Afortunadamente, este
valor es suficientemente grande, con respecto a
otros interruptores de potencia. En adición, el
usuario puede fácilmente controlar el d ns/dt por
la adecuada elección del VGG- y de la resistencia
de compuerta.
\x\ 310 Sec
10 Sec
DC
VDS
1QOQ V/uS
2000 V/US
3OQO V/uS
dv DS
VDS
Figura No. 1.13.
Áreas de operación segura para un 1GET, a) FBSOA
para polarización directa, b) KBSOA, para
polarización inversa.
Pag. No. 38
La máxima corriente de drenaj e IDM está diseñada
para que el activado accidental sea evitado. Este
valor es usualmente determinado para condiciones
del activado dinámico. Hay también -un máximo
valor permisible de voltaje compuerta-fuente
VoscmAsc). Mientras este voltaje no sea excedido,
y si una falla externa del circuito ocurre esta
tratará de forzar que la corriente de drenaje
llegue a ser tan grande como IDM causando que el
1GBT salga de la condición de conducción y entre
en la región activa donde la corriente llega a
ser una constante independiente del voltaje
drenaj e-fuente.
Bajo estas condiciones el IGBT debería ser
apagado lo más rápidamente posible debido a la
excesiva disipación de potencia. Esta conducta es
deseable ya que el activado no ocurrirá y el
control de compuerta sobre la corriente de
drenaje se mantendrá.
Cuando Vos es de 10 a 15 V, corrientes de drenaj e
de 4 a 10 veces la corriente nominal se
obtendrán. Medidas recientes indican que el
elemento puede resistir estas corrientes para
intervalos de tiempo de 5 a 10 j-iseg [2] .
dependiendo del valor de Vr>s y puede ser apagado
Pag. No. 39
por Vas.
El máximo voltaje permisible de drenaje-fuente
está limitado por el voltaje de bloqueo del
transistor pnp Qi. El beta del transistor pnp Qi
es muy bajo, así este voltaje de bloqueo es
esencialmente BVcBQ, el voltaje de bloqueo de la
juntura desplazamiento-cuerpo ( juntura Js ) .
Elementos con capacidades de bloqueo tan grandes
como de 2000 V han sido ya reportados [2].
La máxima temperatura permisible de juntura en
los IGBTs comerciales es de 150 °C_ Una muy
favorable característica del 1GBT es el hecho que
el voltaje del estado de conducción Voscon) varia
muy poco entre la temperatura ambiente y la
máxima temperatura de juntura. En un MOSFET de
potencia el voltaje para el estado de conducción
se incrementa significativamente con los
incrementos de la temperatura de juntura. La
razón para una característica constante de
temperatura del IGBT es la combinación del
coeficiente positivo de temperatura de la porción
MOSFET Qa de la caída de voltaje Vr>s(on> y el
coeficiente de temperatura negativo de la caída
de voltaje a través de la región de
desplazamiento.
. Pag. No. 40
1.8 PROTECCIONES PARA LOS IGBTs. REDES SNUBBER
Los "transistores de compuerta aislada son muy
similares a los MOSFETs de potencia en lo que
concierne a los requerimientos de control del
voltaje compuerta-fuente. Las mismas
consideraciones que gobiernan el diseño de
circuitos de control para MOSFETs de potencia son
también aplicables para el diseño de circuitos de
control para los IGBTs. Esto significa que los
mismos circuitos de control para los MOSFETs de
potencia pueden ser utilizados para los IGBTs?
como por ejemplo el circuito de la figura No.
1.14. Si una corriente mayor de compuerta es
requerida, el circuito de la figura No. 1.15
puede ser utilizado. Un filtro de amortiguamiento
localizado cerca a los terminales compuerta-
.--.. fuente puede ser utilizado para minimizar las
oscilaciones.
El área cuadrada de operación segura del IGBT
para el modo de conmutación minimiza la necesidad
de circuitos snubber en la mayoría de la
aplicaciones.
Pag. No. 41
V V
R
Qe
A A
R
C
SAL t DA
Oto
Figura No. 1.14
Circuito snubber para MOSFETs e IGBTs.
Figura No. 1.15
Circuito de control para IGBTs para grandes
corrientes de compuerta.
' Pag. No. 42
La habilidad para controlar los tiempos de
encendido y de apagado por el control de la
corriente de compuerta a través de un apropiado
dimensionamiento de las resistencias que van en
serie con la compuerta también minimizan la
necesidad de circuitos snubber para el encendido
y para el apagado.
La capacidad para manejar picos de corriente del
IGBT, los cuales son mucho mayores que para la
mayoría de los MOSFETs de potencia, es otro
factor que hace que el uso de circuitos snubber
no sea necesario en la mayoría de la
situaciones. Pero, si en especiales
circunstancias se necesita utilizar los circuitos
snubber, los circuitos snubber discutidos en la
mayoría de la literatura de Electrónica de
Potencia para los MOSFETs son apropiados para los
IGBTs. Por ejemplo, se suele utilizar
configuraciones como las de la figura No. 1.16
[1].
En donde la energía que resulta de la inductancia
parásita Lp en el apagado de los IGBTs llega, a
través del diodo respectivo DB1 o DB2, al
correspondiente capacitor asociado CB1 o CB2. Es
sólo esta parte de la energía y no toda la
Pag. No. 43
energía almacenada en los capacitores, la que
debe ser disipada en las resistencias de descarga
RB1 o RB2, antes que ocurra el próximo proceso de
apagado. Una descarga demasiado extensa de los
capacitores es evitada mediante la diagramación
circuital. La disipación de potencia resultante
de este método de supresiones, por lo tanto,
resulta, relativamente baja.
j-ff lOH
L:
013
L
flG.L
Figura No. 1.16
Redes R-C para MOSFET, aplicables a los IGBTs.
DISECO Y CONSTRUCCIÓN DEL CONVERSOR AC-DC-AC
En este capitulo abordaremos los criterios de diseño
y construcción de un conversor de AC 13> a AC 3$ con
etapa intermedia DC, que hemos tomado como una
aplicación práctica de los IGBTs motivo de estudio del
presente trabajo.
Este conversor utiliza como interruptores de potencia
de estado sólido a los IGBTs, y se asume que puede
tener amplia aplicación en la pequeña industria y en
el sector rural? donde económicamente una alimentación
directa 33? resulta muy costosa, pudiéndose en estos
sectores reemplazar a los motores 1$ por motores 3$,
ya que los primeros tienen un costo elevado y
requieren de un continuo mantenimiento.
, D4 A D3
y swi '/SW3 y s*s
Figura No. 2.1
Circuito general del conversor AC 1$ a AC
Pag. No. 45
En el circuito de la figura No. 2.1 se indica de
manera general el conversor de AC monofásico a AC
trifásico con etapa intermedia DC.
Básicamente el conversor AC\AC está constituido por
dos tipos de conversores, en la entrada un conversor
AC-DC no controlado 1$ y en la etapa de salida un
conversor DC-AC 3$. En la primera etapa, la señal
alterna 1$ se rectifica por medio de un puente
rectificador de onda completa, a continuación se
procede a filtrar esta señal continua pulsante, por
medio de un capacitor a la salida del puente,
obteniéndose una señal continua con un rizado
significativamente menor.
La resistencia R( indicada en la figura No. 2.1 ) en
serie entre el puente y el capacitor tiene el objeto
de evitar la sobre corriente en los diodos del puente
rectificador, limitando la corriente inicial de carga
del capacitor. Una vez cargado el capacitor, mediante
un contacto normalmente abierto ( CNA1, indicado en la
figura No. 2.1 ) de un relé, esta resistencia es
cortocircuitada, para dar paso a la operación, normal//del conversor.
La señal de corriente continua obtenida de esta manera
es la señal de entrada al inversor trifásico, el cual
Pag. No. 46
a su salida nos entregará un voltaje AC trifásico,
cuya forma de onda es cuadrada con una zona muerta de
60°, con un desfase de 120° y de 60Hz. Este resultado
se obtiene, de acuerdo a una secuencia determinada de
operación de los interruptores de estado sólido de
potencia, en este caso los IGBTs, controlados por un
circuito de control que manejará los terminales de
compuerta de los mismos.
Las señales alternas asi obtenidas se muestran en la
figura No. 2,2. Se conoce que los armónicos presentes
en una señal cuadrada son sólo los armónicos impares,
pero con una zona muerta de 60° se consigue eliminar
el tercer armónico y todos los armónicos múltiplos de
tres, conseguiéndose de esta manera eliminar
grandemente el contenido armónico de esta señal, lo
que a la postre facilitarla el diseño y construcción
de un filtro para eliminar las armónicas presentes y
obtener una señal sinusoidal en lugar de una señal
cuadrada, en aplicaciones donde esta señal sea
requerida. ( El diseño y construcción del filtro antes
mencionado no es parte de este trabajo ).
El circuito de control indicado en la figura No. 2.1?
está basado principalmente en un C.I. controlador de
MOSFETs de potencia, debido a la similitud que los
IGBTs presentan con respecto al control de las
Pag. No. 47
compuertas para los cambios de estados ( encendido,
apagado ) con los MOSFETs de potencia.
Vrsi
E
— EVert
iE
-EVtr
>
-E
vt
wt.
wt
Figura No. 2.2
Formas de onda de los voltajes de salida del
inversor ( cada división equivale a 60° ).
En lo que sigue de este capitulo abordaremos en
primera instancia el diseño y construcción del
inversor 3$ de potencia y a continuación su circuito
de control, el conversor AC-DC de potencia, los
circuitos auxiliares como son: fuentes reguladas, y
circuitos pre-excitadores del circuito de control y
por último haremos un análisis de las protecciones
requeridas del circuito total.
Pag. No. 48
CIRCUITO DE POTENCIA DEL INVERSOR
El conversor DC-A.C, o inversor 3$, es la parte central
del circuito conversor que se seleccionó como una
aplicación directa de los IGBTs, para el presente
trabajo, y por facilidad de implementación y también
para optimizar la operación del circuito en conjunto,
no se utilizó IGBTs independientes, si no que se
utilizó un puente trifásico de IGBTs de canal n,
integrados en una sola oblea de silicio. En la figura
No. 2.3 se indica el inversor 3$ con interruptores
generales y en la figura No. 2.4 como interruptores a
los IGBTs canal n.
e
^
rj
/ -JTiL
/ swa -A-
/ SWB f\ SW5
P
K
T
/ SW2
Figura No. 2.3
Inversor trifásico con interruptores generales
Pag. No. 49
h IG8TB
IGBT5
j
IGBTS
l'"06 G2 \fa 7TD2
Figura No, 2.4
Inversor trifásico con IGBTs canal n.
Para obtener las señales de voltaje indicadas en la
figura No. 2.2, se utilisó el método de control
conocido como método de conducción de 180° para
controlar las puertas de los IGBTs. En la figura No.
2.5 se muestran las señales de control de acuerdo a
las numeraciones de los interruptores dados en la
figuras No. 2.3 y 2.4.
Tomando en cuenta las señales de control dadas por el
método de conducción de 180°, la formas de onda de las
corrientes a través de los IGBTs se indican en la
figura No,2,6.
Ig3
I I
1 I
I I
I wt
Pag. No. 50
Figura No. 2.5
Formas de onda de los voltajes de control de las
compuertas de los IGBTs del inversor 33>? de
acuerdo al método de conducción de 180°. ( cada
división equivale a 60° ).
Figura No. 2.6
Formas de onda de las corrientes a través de los
IGBTs, ( cada división equivale a 60° ).
Pag. No. 51
Basados en las formas de onda de los voltajes de
salida y en las formas de las corrientes a través de
los IGBTs se procede a dimensionar a estos elementos,
de acuerdo al circuito equivalente de la figura No.
1.9. Para su dimensionamiento necesitamos conocer los
valores de VDSmájc y
- 233.
Donde Fs es un factor de seguridad que puede ser de 1
a 2.
De las formas de onda de las corrientes indicadas en
la figura No. 2.6, el valor RMS y máximo de la
corriente a través de los IGBTs es igual a:
2Id
La potencia que entrega el conversor es de 2KVA, por
lo tanto la potencia por fase es igual a:
Pag. No. 52
2000 -_, ,„.«666. 67 VA
Entonces la corriente RMS a través de cada interruptor
( Id ) es igual a:
2_3
E = 11<V2 = 155.56 V
•=r = 127.01 V
NT
Id » 6 .43 A
Por lo tanto la corriente IDMÁSC es igual a:
2Xd * 12.86 A
Pag. No. 53
Con estos datos se prosigue a buscar un módulo de
IGBTs que cumplan con estos requerimientos y se
seleccionó el siguiente:
Módulo de IGBTs : CPV363MU
: 600 V
por fase : 14 ARMS a 25 °C
7.3 ARMS a 100°C
Para mayor información del módulo de IGBTs referirse
al anexo correspondiente incluido al final del
presente trabaj o.
2.2 CIRCUITO DE CONTROL
Como se indicó en la sección anterior, para el
conversor DC-AC se va a utilizar un módulo de IGBTs en
lugar de IGBTs discretos. En esta sección por lo
tanto7 nosotros haremos una breve discusión de los
. diferentes métodos para controlar las compuertas del
módulo de IGBTs, y luego seleccionaremos de acuerdo a
nuestros requerimientos particulares uno de estos y
procederemos a su diseño.
En condiciones estáticas de operación el IGBT no
necesita corriente de excitación de compuerta porque
es controlado por tensión. Pero en el encendido y en
el apagado se generan pulsos de corriente de
Pag. No. 54
excitación de compuerta de corta duración como
consecuencia de la capacitancia parásita de entrada
que debe tenerse en cuenta, como se lo puede notar en
la figura No. 2.7.
V i
VUP
^
V
'
r1/_». vas//i1
it\Í
\
1í
11
11'
\
\
/"///
' *!
<L
K y KV
K,
Figura No. 2.7
Control de compuerta de un IGBT. a) Circuito
básico con etapa excitadora. b) Voltaj es de
compuerta, c) Corriente de compuerta'.
El apagado se logra en principio terminando el control
positivo y poniendo a cero la tensión compuerta—fuente
Vos, Pero normalmente es ventaj oso controlar el IGBT
negativamente con la tensión fuente-compuerta VSQ. Así
Pag. No. 55
es posible limitar ttales perturbaciones que actúan
sobre la compuerta debido a capacitancias parásitas
que resultan principalmente de los procesos de
conmutación.
Las tensiones sin carga VLF y VLR de una etapa de
salida excitadora para la excitación de la compuerta
positiva y negativamente tienen que seleccionarse para
satisfacer las especificaciones en las hojas técnicas
de los datos de los IGBTs.
La resistencia de compuerta Ra limita la magnitud de
los pulsos de corriente de compuerta que ocurren en el
encendido y en el apagado. Variando VLF y
consecuentemente Vas asi como Ro, es posible controlar
la tensión drenaje-fuente en la región de saturación,
los tiempos de conmutación y disipación de potencia de
conmutación.
Como ejemplo de ésto, la figura No. 2.8 muestra la
dependencia de los tiempos de conmutación con la
resistencia del circuito de excitación de compuerta.
Cuando Ra se elige de acuerdo con las hojas de datos
técnicos, entonces en la mayoría de los casos se
excluyen las funciones de conmutación demasiado
rápidas en el circuito principal y las oscilaciones
perturbadoras causadas por ellas son prácticamente
Pag. No. 56
eliminadas. Al mismo tiempo la sobrecorriente que
ocurre en caso de cortocircuito se puede limitar sin
problemas.
t/useg
3
1
n s
n,^)
n 10 5
—
--^
1
—
—
^
—
-K
*
c
-
f
. .
•""
s
t
t
^- S"'f
" ^^"•
10
-VI -
-VI =
ssX
3
1?
?5
*'
/t/
D
s
c
'r
(
5
°f
h
1
0 00 R/ohm
Figura No. 2.8
Kfecto de la resistencia en los tiempos de
conmutación, para VLF ~ VLR ~ 15V. Las dos curvas
superiores corresponden al tiempo de apagado
toFF, y las dos curvas inferiores corresponden al
tiempo de activado toN [ 1 ].
Pag. No. 57
a
Figura No. 2.9
Separación galvánica con transformadores de
pulso. a) Control con flip-flops al secundario.
b) Control por señal modulada de RF.[1]
Pag: No. 58
No obstante, para permitir en caso necesario influir y
optimizar los procesos de encendido y apagado
independientemente entre si, Ra debe dividirse y
especificarse con valores diferentes, como se indica
en la figura No. 2.11b. Algunos diagramas circuitales
básicos se indican en la figura No. 2.9.
Aun con un valor de Ra considerablemente mayor que el
especificado en las hojas de datos técnicos, no existe
sin embargo peligro de destrucción en el apagado del
IGBT. Esto es al contrario del MOSFET de potencia.
Debido a la diferente tecnología del IGBT, la reacción
capacitiva sobre la compuerta, resultante del rápido
crecimiento de la tensión de drenaje, a menudo no es
critica. Por la misma razón, no es necesaria una red
de supresión con limitadores de tensión.
2.2.1 VARIACIONES DE LAS ETAPAS EXCITADORAS
Algunos circuitos básicos de etapas excitadoras de
salida han sido dados en las figura No. 2.8 y 2.9. La
corriente de control alcanza un valor pico de :
RG
La potencia de disipación de compuerta Pa que se
Pag. No. 59
disipa principalmente en Ro en la forma de calor,
resulta de la suma de las tensiones sin carga VLF y
VLR, la capacitancia parásita de entrada Cas del IGBT
y la frecuencia de los pulsos, fo. Se puede determinar
aproximadamente como se indica a continuación [1]:
PG * ( VLF+VLR )**CGS*fo
Con la resistencia Ra dividida del circuito de control
RGF y RGR véase en la figura No. 2.11, se obtienen
diferentes valores pico de corriente de control para
el encendido y el apagado. Sin embargo, en todos los
casos ocurre una distribución aproximadamente igual de
la disipación de potencia de compuerta y es:
PGF » PGR * 0.5 PG
Con el siguiente ejemplo se indica que aun a la
frecuencia de pulsos relativamente alta de fo = 20 KHz
la disipación de potencia de compuerta es muy baja.Cl]
Para el"presente ejemplo se ha tomado a un módulo de
IGBTs correspondiente al FF50R 1200KF, <¿ue tiene como
características las siguientes:
Irruir - 50 A
VDQmólx = 1200 V
Cas = 8 nF
Pag. No. 60
Y gue el circuito de control está entregando los
siguientes voltajes VLF — 15 V y VLR. = 10 V y gue a la
compuerta está conectada una resistencia RG = 24Q.
Resultando entonces:
IGM á
PG « (15V'+lOV}2*8*l<r9.F*20.xl03s~1 «O.líV
Como consecuencia de la demanda de potencia de
excitación de compuerta extremadamente baja, se pueden
usar un gran número de nuevas posibilidades para
controlar el IGBT, como se tratará a continuación.
2.2.1.1 MÓDULOS INTEGRADOS
Debido a los valores relativamente bajos de la
corriente de control asi como la disipación de
potencia de compuerta, se pueden usar módulos
integrados comerciales, que están diseñados para
controlar MOSFETs, en la etapa excitadora del IGBT. En
el apagado, no obstante, una tensión sin carga VL:R de
5 V a 15 V debe estar disponible para una excitación
negativa de compuerta.
Por lo tanto, el CI debe especificarse para una fuente
Pag. No. 61
de alimentación Vea que corresponda a la suma de las
tensiones sin carga para excitación positiva y
negativa de compuerta:
VCC * VLF+VLR
Cuando se seleccione módulos integrados para etapas
excitadoras, se debe tener en cuenta lo siguiente :
a) La tensión de alimentación Vea no es eficaz en su
plena magnitud como tensión de excitación ( VLF,
Vr/R ) del excitador de compuerta, porgue se
reduce en la caída de tensión de aproximadamente
2 V a través de los transistores de la etapa
excitadora de salida.
b) Para el valor pico de corriente de excitación de
compuerta, en consecuencia, resulta lo siguiente:
VCC-2VRG
No debe exceder el valor límite de la corriente
pico de salida del módulo integrado. El circuito
básico simplificado de las etapas excitadoras con
módulos integrados par los IGBTs se muestra en la
Pag. No. 62
figura No. 2.10.
VLR
verWd
15V
LF357
JM-Wr-
VLR
5..15V
A\h- VGS
I-
Figura No. 2,10
Circuitos integrados como etapa excitadora, a)
Circuito integrado monolítico. c) MOSFETs
complementarios.[1]
Pag. No. 63
2.2.1.2 TRANSISTORES COMPnEMENTARIOS
En los casos donde los datos deseados de control no
pueden obtenerse con módulos integrados9 en especial
para controlar módulos con mayor capacidad de control
de corriente, se pueden usar transistores
complementarios de baja potencia en la etapa
excitadora de salida. Estos deben tener
características eléctricas comparables especialmente
cuando el control ocurrirá con una señal común de la
etapa pre-excitadora, como se indicó al final del
capítulo anterior.
Si se desea dividir RG, esto se lo realiza fácilmente
como se indica en la figura No. 2.llb _ El módulo
integrado de la etapa pre-excitadora realiza en
cualquier instante la adaptación a la señal de entrada
VET que es provista aquí por una de las etapas dej
separación de potencial, como se indica en la figura
No. 2.9.
Para este fin, los amplificadores operacionales y
separadores son adecuados como puede verse de las
variaciones circuitales. Como es conocido y los
amplificadores operacionales están diseñados para una
tensión de alimentación relativamente alta y permiten
al mismo tiempo una utilización variable, mientras que
Pag. No. 64
los amplificadores separadores se pueden conectar en
paralelo sin problemas y por lo tanto hacen posible
lina corriente de salida relativamente alta, para
controlar los transistores complementarios.
VLF
VET
VLR
VLF
VET
3..
VLR
Figura No. 2.11
Transistores complementarios en la etapa
excitadora de salida. a) Con amplificador
operacional. b) Con amplificador separador.[1]
Pag. No. 65
2.2.1.3 DISPOSITIVO DE CORTOCIRCUITO MOSFET EN LUGAR DE
EXCITACIÓN NEGATIVA DE COMPUERTA.
Un medio importante para economizar etapas excitadoras
es no emplear excitación negativa de compuerta de los
IGBTs. Esto presupone que las señales perturbadoras
que se originen de los procesos de encendido y apagado
que reaccionan parásitamente sobre la compuerta son
impedidas en la máxima medida y por lo tanto
ineficaces.
En este caso se puede terminar el control positivo de
compuerta a fin de apagar el IGBT y al mismo tiempo la
compuerta se puede conectar con la fuente asociada
para descargar la capacidad parásita de entrada. Lo
último se realiza mediante un transistor de
cortocircuito con un resistor serie de valor
relativamente bajo. La figura No. 2.12 muestra, como
ejemplo de esto, los diagramas circuitales de las
etapas excitadoras de salida diseñadas de esta manera.
En el circuito de la figura No. 2.12a, el módulo
integrado ( TSC429 ) se hace cargo del control
positivo directo del IGBT. Por lo tanto, los datos
respectivos especificados, son aplicables a sus
limites de valor pico de corriente de excitación de
compuerta IGM asi como la tensión de alimentación Vcc.
Pag. No. 66
El circuito de la figura No. 2.12b se puede usar de un
modo más versátil para IGBTs hasta la máxima capacidad
de manej o de corriente, como resultado de un
transistor excitador conectado en serie con el CI
( TSC426 ).
b
Figura No. 2.12
Dispositivo de cortocircuito MOSFET. a)
Excitación positiva de compuerta con módulo
integrado- b) Con transistor conectado al
secundario.[1]
Pag. No. 67
Para el diseño práctico de este circuito, lo siguiente
tiene que observarse especialmente en la periferia del
transistor de cortocircuito :
a) Usar sólo dispositivos MOSFETs y mantener baja su
resistencia de encendido drenaje-fuente Rr>son o
por lo menos tomarla en cuenta.
b) Seleccionar las resistencias del circuito de
control Ras < Raí; según la aplicación, usar el
factor 1 = 3 a 1 = 10.
c) Mantener el conexionado con baja inductancia y
tan corto como sea posible.
Las razones de esto son, entre otras, que sólo la
descarga relativamente rápida y no retardada de la
capacitancia parásita de entrada, asegura el apagado
satisfactorio del IGBT, también en caso de
cortocircuito- Sin embargo, el apagado con control
negativo a menudo es más confiable debido a las
condiciones explicadas anteriormente.
Pag. No. 68
2.2.1.4 EXCITACIÓN DE COMPUERTA POR MEDIO DE
TRANSFORMADORES
El control de los IGBTs "también puede ocurrir
directamente con transformadores que efectúan al mismo
tiempo la separación de potencial entre la etapa
excitadora y la sección de potencia del equipo _
El uso de transformadores de pulsos con varios
bobinados secundarios produce un interbloqueo de los
IGBTs en la posición superior o inferior de los pares
de ramas en los circuitos puente y a veces conduce a
un armado simplificado en conexiones en paralelo. Sin
embargo vale la pena considerar si el control por
medio de transformadores no involucra gastos demasiado
grandes, en comparación con el circuito ya tratado con
separación de potencial antes de las etapas
excitadoras.
Asi mismo, para este método de control toda la sección
de control tiene que diseñarse de modo que el IGBT sea
provisto con la tensión compuerta—fuente Vos requerida
para el encendido y subsecuentemente durante la
duración deseada del estado de conducción. Para el
apagado y el periodo siguiente del estado de bloqueo,
una tensión suficiente fuente-compuerta debe estar
disponible como se indicó en la sección anterior. Ver
la figura No. 2.13 que indica ejemplos de este tipo de
Pag. No. 69
control.
a
Figura No. 2.13
Transformadores en la etapa de salida. a) Con
Schmitt-Trigger en la entrada, c) Con oscilador
de pulsos preconectado.[1]
Pag. No. 70
En la primera variación circuital ( figura No.2.13a)?
TI se enciende durante la duración del pulso de la
señal de entrada VEP a través de los transistores de
las etapas pre-excitadoras. Asi mismo la carga de Cl a
través de R7 y R8 ocurre durante este periodo de
tiempo. La tensión resultante según la duración del
pulso de entrada se aplica a un amplificador
operacional LF357 que se conecta como Schmitt-Trigger
cuyo umbral de respuesta es ajustable ( R3,R4 ). Al
excederse el umbral, el amplificador operacional
entrega una señal negativa de salida pero permanece
ineficaz ( R5 > R6 ), Al final de VEP, el control de
TI cesa. Por lo tanto, la señal negativa de salida del
amplificador operacional llega ahora al transistor
Darlington T2 a través de R5. T2 permanece ahora
encendido hasta que la tensión a través de Cl se hace
menor que el umbral de respuesta nuevamente debido a
la descarga ( R8, R9 ). De este modo se puede producir
una tensión alterna aproximadamente rectangular cuyo
periodo corresponde al doble del valor de la duración
del pulso de VEP.
Para la selección del volumen del núcleo del
transformador de pulsos, se debe tener en cuenta el
valor máximo del período para evitar la saturación del
mismo.
Pag. No. 71
La parte de la tensión alterna rectangular secundaria
requerida para la excitación positiva de compuerta
llega finalmente a la compuerta del IGBT a través del
transistor T3 que es forzado a conducir por R10 y D3
asi como a través de RQ. Para la excitación negativa
de compuerta, la respectiva parte de tensión alterna
es transmitida a través de D4 y es aplicada a través
de D5 a C2, que por lo tanto se carga. En
consecuencia, el IGBT permanece durante el estado de
bloqueo negativamente controlado por C2 cargado a
través de Rll y Ra durante un periodo de tiempo que
excede la duración de la tensión alterna asociada.
Debido a que T3 ahora se bloquea, se evita una
descarga de C2 en dirección del transformador.
Para el circuito de la figura No. 2.13b? se aplican
trenes de pulsos de RF al transformador de pulsos que
son controlados de acuerdo con la velocidad de
repetición de la señal de entrada VEP mediante el
oscilador. Estos llegan primero a través del
amplificador integrado ( VC1709 ) a los transistores (
T1,T2,T3,T4 ) de la etapa de salida en circuitos tipo
puente de dos pulsos.
La tensión alterna rectangular secundaria se aplica a
los diodos ( D1,D2,D3,D4 ) de dos circuitos con
derivación central de dos pulsos conectados en serie y
Pag. No. 72
desde allí a los capacitores de carga asociados
( C1,C2 ). En principio, este circuito entrega al
inicio sólo una tensión para la excitación positiva de
compuerta del IGBT (DI, D2, D5, RQF ). La tensión de
excitación negativa de compuerta para ayudar al
apagado es provista por el capacitor C3 que recibe la
carga requerida para este fin durante el tiempo de
excitación positiva de compuerta.
Inmediatamente antes del apagado deseado el oscilador
se detiene y por lo tanto, se bloquea la tensión
alterna rectangular. El resultado es que la llave
electrónica ( T5,T6 ) conecta el capacitor C3 a través
de RQR con la compuerta del IGBT a apagar.
Por lo tanto, aparece un tensión de excitación
negativa de compuerta cuya magnitud y duración depende
del estado de carga asi como del valor de capacitancia
de C3.
De lo expuesto en los párrafos anteriores, y debido a
las ventaj as y simplicidad de diseño para la
realización del circuito de control, considerando que
los IGBTs trabajarán a una frecuencia industrial y a
que la corriente de compuerta asociada con los cambios
de estado es muy baja, se seleccionó para activar al
módulo de IGBTs un CI, que comúnmente se lo utiliza
Pag. No. 73
para activar módulos de MOSFETs de potencia de canal
n, y este es el CI IR2130, del cual podemos decir lo
siguiente. ( Mayor información de CI IR2130 se
encuentra en el anexo respectivo, adjunto al final ).
El IR2130 es un controlador de alto voltaj e para
elementos que poseen compuerta tipo MOS. Posee seis
canales de control de compuertas: tres superiores y
tres inferiores. Este circuito puede ser usado para
controlar seis MOSFETs o seis IGBTs de canal n, los
cuales se encuentren en una configuración tipo puente
trifásico, y con los cuales se pueda manejar hasta
600 VDC.
Las entradas lógicas son compatibles con 5V CMOS o
LSTTL. El elemento posee las siguientes cualidades: un
buffer para altos pulsos de corriente, un amplificador
operacional referido a tierra que provee una
realimentación analógica de corriente del puente a
través de una resistencia de censado externa, una
función de corriente de disparo la cual bloquea las
seis salidas, y ésta también es derivada de la
resistencia anterior; una señal de falla que indica
que una sobrecorriente en el puente o un bajo voltaje
de polarización ha ocurrido; un tiempo muerto de 2
uSeg. para evitar el efecto de traslape en la
corriente de conducción de los interruptores de
Pag. No. 74
potencia.
CARACTERÍSTICAS GENERALES [5]:
1) Alto voltaje de operación 600 V.
2) Salidas diseñadas para controlar compuertas
tipo MOS de elementos de potencia.
- Corriente de salida típica de
250mA/500mA.
- Tiempo de conmutación típico de
75nSeg/35nSeg.
3) Control independiente para cada mitad del
puente trifásico.
- Para los interruptores superiores
control de alto con referencia
flotante.
- Para los interruptores inferiores
control referido a tierra.
4) Fuente flotante diseñada para operación
transitoria.
Rango de offset de -5 a +600 V.
- Rango de inmunidad a dv/dt a +/-
50V/nSeg.
- Disipación de potencia de 30 mW a 15 V.
5) Las seis salidas se desactivan por una sobre
corriente.
- Punto de disparo a 485 mV con una
Pag. No. 75
histéresis de 100 tnV.
- Tiempo típico de bloqueo de 400 nSeg.
6) Un amplificador de corriente provee un
voltaje lineal proporcional a la corriente
del puente.
7) La entrada lógica provee un tiempo muerto de
2 uSeg, entre la parte superior y la
inferior del puente.
- 250 nSeg, del filtro de entrada para
inmunidad contra el ruido.
8) Un pin indica sobrecorriente y bajo voltaje.
9) Retardo de propagación típico de
630 nSeg./400 nSeg. ( tow/toFF ).
10) Amplio rango del voltaj e de control de
compuerta de 10 a 20 V.
11) Bloqueo de bajo voltaje ( 8.65 V típico )
con histéresis para todos los canales.
En la figura No. 2.14 se indica en diagrama de bloques
con todos los elementos que constituyen el CI IR2130,
y en el cual se puede apreciar más objetivamente todas
las opciones y características que este elemento
posee.
Una vez seleccionado el CI IR2130 para el circuito de
control, que manejará las compuertas del módulo de los
IGBTs, es necesario ahora diseñar un circuito
Pag. No. 76
auxiliary conocido en la mayoría de la literatura como
circuito pre-excitador? para que éste entregue las
señales necesarias al CI IR2130 y éste a su vez
entregue las señales correspondientes a las compuertas
de los IGBTs para que a la salida del módulo de IGBTs
podamos obtener las señal de voltaje trifásico a 60Hz.
VB1
míe
HIK3
Figura No. 2.14
Diagrama funcional del CI IR 2130.[5]
Pag, No. 77
El circuito pre-excitador, tendrá que entregar,
entonces las señales indicadas en la figura No. 2.5,
que corresponden al método de control conocido como de
conducción de 180°. Para conseguir estas señales se
propone el siguiente circuito pre-excitador, indicado
en la figura No. 2.15.
5V
R1
_
C1 —
>
>
i —RST Vcc
oísin
TRI
\rr
GNO CV
C2 — I— C3 —
T '
VCC 01
CLR O2
Z —íñ O2fS. —
jx DI
CLK Q3
QZ
O3
GND
!
Figura No. 2.15
Circuito pre-excitador
Como podemos observar en la figura No. 2.15, el
circuito pre-excitador está formado por dos ICs, un LM
555 y un LM 74LS175N. El primero está en la
configuración de aestable, y éste se diseña para que
trabaje a una frecuencia de 360 Hz, seis veces la
frecuencia de la señal de voltaje que necesitamos
obtener a la salida.
Pag. No. 78
Pero las señales que debemos ingresar al CI IR2130,
deben estar desfasadas unas de otras un ángulo de 60°
y tener una frecuencia de 60 Hz, medio ciclo ( 180° )
en alto y medio ciclo en bajo.
Para conseguir estas señales, a partir de la salida
del aestable, se utiliza el segundo CI que posee
cuatro Flip-Flop tipo D, de los cuales sólo se
utilizan tres, que realizan lo siguiente: primero se
divide la frecuencia de entrada por seis ( 360 Hz / 6
= 60 Hz ), y luego se entrega seis señales desfasadas
una de otra 60°. Las formas de onda de voltaje
obtenidas por el circuito pre-excitador se indican en
la figura No. 2.16.
CLK
O2
nnnntnnninnnnnnnr.
L
eo
f1
|—-
-
Figura No. 2.16
Formas de onda de voltaje que se obtienen del circuito
pre-excitador ( cada .división equivale a 60° ).
Pag. No. 79
Estas señales ingresan al CI IR2130, las cuales se
trasmiten a las compuertas del módulo de los IGBTs,
con su respectivo acondicionamiento, aislamiento,
detección de fallas, referencias y garantia de
activado que el IR2130 posee como unas de las
características más relevantes. El circuito de control
total se indica en la figura No. 2.17,
5V
v?= 15 V
R1
R2<
C1 -
i»
>
ÍST Vcc
OÍSmn°Y)
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TRI
,11
1
C2-*- C3-
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K
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J
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Figura No. 2.17
Circuito de control para manejar las compuertas del
módulo de IGBTs.
Pag. No. 80
Las resistencias que ingresan a las compuertas de los
IGBTs del módulo respectivo y las resistencias de
realimentación al CI IR2130 de acuerdo a los datos
técnicos del módulo de IGBTs CPV362MU son las
siguientes [43:
Rg = 100Q.
Resistencias de realimentación 47Q.
Ádicionalmente, para los voltaj es flotantes de disparo
de los IGBTs de la parte superior del puente, para
evitar una excesivo voltaje de control de compuerta,
en los terminales correspondientes del CI IR2130 se
utiliza un conjunto de un capacitor y un diodo de
recuperación rápida, para cada uno de los terminales
respectivos, El capacitor es de O.1 uF/200V y los
diodos son los 11DF4 [4] (para mayor información de
los diodos 11DF4 refererirse al anexo
correspondiente), elementos recomendados por el
fabricante para este tipo de aplicaciones [4]_
El circuito total se indica a continuación en la
figura No. 2.18.
Observando el circuito de la figura No. 2.17, en lo
que se refiere a la alimentación del CI IR2130 7
podemos notar que en serie con el contacto normalmente
cerrado del pulsante correspondiente al reset del CI
Pag. No. 81
IR2130., está un contacto normalmente abierto CNA2 de
aquel relé que se utilizaba para cargar a los
capacitores del filtro del conversor AC/DC sin el
peligro de la destrucción del puente de diodos.
La utilización de este contacto normalmente abierto
del relé es para que el circuito IR2130 entre a operar
cuando el voltaje de capacitor de filtro se haya
estabilizado. Con esto se consigue minimizar las
perturbaciones sobre el CI IR2130.
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vcc - isv
\E DE SALIDA DEL
PUENTE RECTIFICADOR OE
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M
Pag - Na. 8-5
.3 CIRCUITO CQNVERSOR AC/DC DE POTENCIA
El circuito conversar AC/DC de patencia tiene como
entrada una fuente de corriente alterna de 110 VRMS 3
60 HE. Básicamente está formada por un rectificador de
anda completa tipo puente,, y para la etapa de filtrada
se utiliza únicamente un capacitor. Cabe anotar que
para evitar la destrucción de los diodos del puente
rectificador-, para la carga inicial del capacitar se
utiliza en serie con éste una resistencia., la misma
que luego de la carga inicial es cortocircuitada por
un contacto de un relé. El circuito se indica en la
figura No- 2-19.
2
Va ,A.60 Hz \¿y
2
FtelA A
í DI 2
S M 2
V V
\T
S 03
Figura No. 2-19
Circuito Conversar AC/DC de patencia.
Pag. No. 84
Para el dimensionamiento de los diodos del puente
rectificador, conociendo que cada par de diodos
conduce solo un semiciclo, y por facilidad de cálculo
y para sobredimensionar ligeramente sus valores en el
presente diseño se considera que la corriente a través
de los diodos es una señal cuadrada con su valor pico
igual al máximo valor de corriente de la carga. Por lo
tanto, esta forma de onda tiene una relación de
trabajo 8 - 1/2. La forma real y aproximada de la
corriente en los diodos se indica en la figura No.
2.20. Cabe anotar que para este cálculo no se
considera la presencia del capacitor de filtrado.
Iplco .
Iplco
T/2
wt
Figura No. 2.20
Corriente a través de los diodos del puente, a) real,
b) aproximada.
Pag. No. 85
Entonces los diodos del puente deberán tener las
siguientes características:
Si la corriente máxima es de Id = 18 A.
Corriente pico - 18 A
Corriente media = 6Id = 9 A
Corriente RMS - ( 6 )1/2Id = 12.73 A
Voltaje de polarización inverso - Vmáx # Fs
- <T2 Vs Fs
= f2 * 110 * 1.2
- 200 V
Por lo tanto se seleccionó un puente de diodos que
corresponde al ECG5340, que tiene las siguientes
características:
Corriente pico no repetitivo - 400 A
Corriente media - 40 A
. Corriente RMS ~ 57 A
Voltaje de polarización inverso ~ 200 V
De lo que podemos observar de las características del
puente, el seleccionado está bastantemente
sobredimensionado, y se utilizó este, por su
disponibilidad y bajo costo.
Para dimensionar el capacitor de filtro, se parte de
un valor máximo de factor de rizado en la entrada DC
de 10% . Así, el voltaje de rizado pico es de
Pag. No. 86
Vrp sí 19 V. Por lo tanto el capacitor deberá tener las
siguientes característica [6]:
2.4
C = 2.4/3 18000 _19
Donde I debe estar en mA y el valor de capacitor
directamente lo obtenemos en uF.
Por esto se han colocado cuatro capacitores en
paralelo de 1000 F/200 V.
Para dimensionar la resistencia de carga inicial se
debe considerar la máxima corriente que pueden
soportar los diodos del puente. Calculada la
resistencia, se deberá determinar el tiempo que ésta
esté presente antes de ser cortocircuitada por el
contacto del relé.
Con un resistencia de 200Q/10W, el capacitor se carga
hasta el'90% de su voltaje total en 8 seg., momento en
el cual es cortocircuitada por el contacto normalmente
abierto del relé.
Cabe mencionar también que -un segundo contacto del
Pag. No. 87
relé se utiliza para evitar que el CI IR2130 se
polarice hasta que el capacitor de filtro se cargue
hasta el 90% de su valor total. Esto se realizó con el
objetivo de precautelar la seguridad de CI IR2130.
El relé ha seleccionarse, debe controlarse con un
voltaje disponible en el circuito, para evitar incluir
una fuente adicional para este propósito, y sus
contactos deben soportar por lo menos una corriente de
8A.
Entonces el relé seleccionado es el LR15734-E22575,
que posee las siguientes características:
Voltaje de la bobina 12Vr>c
Contactos: 1\ HP 120V AC, 1 HP 10 250 VAC
2_4 CIRCUITOS AUXILIARES
En esta sección se indicará el diseño de las fuentes
reguladas de 5 y 15 Vr>c, y del circuito que controla
la bobina del relé.
Las fuentes reguladas DC para alimentar los CIs deben
tener, para el LM555 y para el 74175N una amplitud de
5V:oc, para lo cual se seleccionó el regulador 7805 el
cual es un regulador monolítico de tres terminales de
voltaje positivo fijo de 5Vr>c. Para el CI IR2130 y
Pag. No. 88
para manejar la bobina del relé se requiere una
amplitud de 15V:oc, para lo cual se seleccionó el
regulador 7815 el cual es un regulador monolítico de
tres terminales de voltaje positivo fijo de 15Vr>c, los
cuales se conectaron en cascada. El regulador 7815
proporcionará el voltaje necesario para que pueda
operar el regulador 7805. En los terminales de salida
de cada regulador se conectaron capacitores (CF2,CF3)
para ayudar a eliminar cualquier residuo de rizado.
Debido a esto entonces fue necesario conectar entre la
entrada y salida de los reguladores diodos (D15,D16)
de By-pass, para proteger a los transistores de paso
de los reguladores.
El voltaje necesario para permitir la correcta
operación de los reguladores se lo obtiene de la
siguiente manera:
Primero se conecta a la red un transformador ( T ) de
baja potencia para disminuir la amplitud del voltaje,
tomando en cuenta que no se debe sobrepasar el voltaje
máximo de alimentación de los reguladores ( 40 V ) y
además que el voltaje del secundario no sea menor que
el voltaje necesario para evitar la saturación de
transistor de paso del regulador ( para este caso
particular Vmín = 22 Vpico ).
Pag. No. 89
Luego a los terminales de secundario del transformador
se conecta un puente rectificador (Dlls D12, D13, D14)
para de ésta manera obtener un señal de corriente
continua pulsante. Por último a la salida del puente
se conecta en paralelo un capacitor ( CF1 ) de filtro
para limitar el rizado de voltaje. En este caso se
seleccionó un capacitor de tal manera que se obtiene
un voltaje de rizado pico de máximo IV. Esta señal de
voltaje entonces es aplicada a los terminales de
entrada de los reguladores.
La figura No. 2.21 indica el circuito eléctrico de la
fuente regulada mencionada en los párrafos anteriores.
El circuito indicado en la figura No. 2,22 se utilizó
para controlar la bobina del relé y por lo tanto la
operación de sus contactos.
El circuito está constituido por un CI LM311 ( A ) que
es un amplificador operacional construido para
trabajar como un comparador. Para efectuar la
comparación, en el terminal inversor se conecta el
cursor de un potenciómetro ( P ) cuyos terminales
restantes están conectados a Vcc y tierra. De esta
manera se puede seleccionar el voltaje de comparación.
110 V60 tfe I
Pag. No. 90
016
15 V
A"11 A lMZ
Figura No. 2.21
Circuito eléctrico de la fuente regulada.
vcc =
Figura No. 2.22
Circuito eléctrico para el control de la bobina
del relé.
Al terminal no inversor se conecta el voltaje de un
capacitor ( C ) < ue es cargado a través de una
Pag. No. 91
resistencia( R ). Entonces se procedió a calibrar a
este comparador para que la salida de CI LM 311 active
la bobina del relé 8 segundos después de haber sido
energizado el conversor_
La corriente de salida del CI LM311 es muy baja para
manejar la bobina del relé, por lo que fue necesario
amplificar esta corriente con un transistor ( Q ) de
señal. El CI LM311 tiene la salida de colector
abierto, por lo que se tiene que conectar una
resistencia ( Roe ) entre Vcc y la salida. En
antiparalelo con la bobina ( L ) del relé se conecta
un diodo( Dp ), para dar un camino alternativo para la
corriente almacenada en la bobina, para cuando ésta es
desconectada y por lo tanto evitar transitorios que
podrían destruir al transistor.
2.5 PROTECCIONES
Como se indicó tanto en el capítulo 1 y en el capitulo
2, a menudo no son necesarias las protecciones con
redes SNUBBERS para este tipo de aplicaciones, debido
a las robustas áreas de operación segura que poseen
los IGBTs. Por lo tanto, no se realizó el diseño de la
red SNUBBER, tomando en cuenta que el CI IR 2130 que
controla al módulo de IGBTs posee ya una protección
¿ activa de control como se indicó en las
Pag. No. 92
características de este CI.
La única protección externa que se utiliza es un
fusible, localizado a la entrada de todo el circuito.
Este fusible es de 10A/200V.
Cabe indicar que el disipador necesario para este
trabaj o no s^ pudo encontrar en el mercado nacional, y
por lo tanto fue diseñado y fundido especialmente para
esta aplicación. En las fotografías siguientes se
indica varias vistas del conversor terminado; su
diseño estructural se lo realizó tomando en cuenta que
será para uso didáctico.
Pag. No. 93
a
b
Figura No, 2.23
Fotografías: Vistas del conversor a) superior, b) lateral
Pag. No. 94
a
b
Figura No. 2.24
Fotografías: Vistal del conversor a) y b) frontal
Pag. Mo. 95
a
b
Figura Ho. 2,25
Fotografías: Vistas del conversor a) posterior, b) lateral
ir/
CXAJPTTUJIX} III
tf PRUEBAS DEL CONVERSORW
3.1 PRUEBAS EN REGÍMENES DE CONMUTACIÓN DE LOS IGBTs
Una vez concluido con el diseño e implementación del
conversor de AC 1$ a AC 3$, se procedió a realizar las
diferentes pruebas al equipo para tener una idea
critica de las bondades y desventajas que este equipo
presentará ya en uso permanente,
Para este efecto la primera prueba fue realizada para
determinar el comportamiento en conmutación de los
IGBTs, para evaluar los tiempos de conmutación y la
forma en que estos conmutan.
Para realizar esta prueba, se conectó como carga al
conversor un motor de inducción 3$, y se procedió a
tratar de medir los tiempos de apagado y encendido con
la ayuda de un osciloscopio. Esta tarea resultó
bastante compleja, ya que como habiamos indicado en el
capitulo anterior, para este trabajo se seleccionó un
módulo de IGBTs en lugar de IGBTs discretos, además
en el módulo integrado cada IGBT tiene conectado un
diodo de by-pass de rápida recuperación.
Por lo tanto se procedió a observar simultáneamente en
el osciloscopio las señales de voltaje drenaje-fuente,
y la corriente de drenaje , tratando de ajustar al
Pag. No. 97
mínimo posible la escala de tiempo para de esta manera
apreciar más objetivamente los tiempos y forma de
conmutación de los IGBTs.
Una vez que las dos señales se encontraban en la
pantalla del osciloscopio TEKTRONIX Modelo 224 de
60 Hz se procedió a digitalizarlas y almacenarlas en
memoria, para luego estudiarlas e imprimirlas en el
plotter.
En el proceso de digitalizar las señales nos
encontramos con el efecto que este proceso, introduce
señales de ruido a las formas de onda de voltaje y
corriente y las deforma, lo que se podrá observar en
las figuras correspondientes a ésta y todas las
pruebas realizadas.
Tomando en cuenta este efecto y conociendo que el
tiempo de apagado es mayor que el tiempo de encendido,
como sucede en la mayoría de los interruptores de
estado sólido de potencia, se procedió a medir este
tiempo y resultó ser aproximadamente de 4 useg,
tiempo que resultó menor al especificado por el
fabricante ( revisar el anexo correspondiente ).
Las formas de onda con las que los IGBTs conmutan se
indican a continuación en las figuras No. 3,1, 3.2.
Pag. Mo. 98
Figura No. 3.1
Formas de onda de voltaje y corriente para la prueba
No. 1 ( apagado )
Linea gruesa : Voltaje drenaje fuente
Linea delgada: Corriente de drenaje
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1-13 amperios
Tiempo eje x : cada división - 0.5 miliaegundos
Pag. No, 99
Figura No. 3.2
Formas de onda de voltaje y corriente para la prueba
No, 1 ( encendido )
Linea gruesa : Voltaje drenaje fuente
Linea delgada: Corriente de drenaje
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1.13 amperios
Tiempo eje x : cada división ~ XXX milisegundos
Pag. No. 100
3.2 PRUEBAS DE OPERACIÓN DEL INVERSOR
En esta sección se presentan las pruebas obtenidas en
el laboratorio, del conversor alimentando a cargas
resistivas y resistivas-inductivas en las conexiones
trifásica Y y delta, y también alimentado a un motor
de inducción trifásico.
A continuación se presentan en primer lugar las curvas
obtenidas de voltaje y corriente, tanto a la entrada y
a la salida. Esta presentación se la realizó, para de
una manera gráfica comprobar que se estaban 'obteniendo
las señales que se deseaban.
Luego se presenta en un cuadro tanto los valores
medidos en el laboratorio, como también los valores
calculados. Cabe indicar que los valores medidos en el
laboratorio de voltaje y corriente en los diferentes
puntos de interés del circuito se realizaron usando
multímetros TRUE RMS marca FLÜKE modelo 87.
A continuación se presenta en resumen los
procedimientos de cálculo, basados en las mediciones:
PARÁMETROS DE ENTRADA:
SE — VKMS * IRMS
Donde:
Pag. No. 101
SE = Potencia aparente de entrada
VRMS = Voltaje RMS de entrada medido
IRMS = Corriente RMS de entrada medido
PE = Vi * Ii * COS 4>i
Donde:
PE = Potencia activa de entrada
Vi - Amplitud de la fundamental del voltaje de
entrada, medido
Ii = Amplitud de la fundamental de la corriente
de entrada, tomado de los resultados
entregados por el pagúete MICROCAPIII en
base a la señal muestreada
4>i = Ángulo de desfasaje entre las fundamentales
de voltaje y corriente de entrada, valor
observado en las figuras respectivas.
QE = Vi * Ii * SEN <f»i
Donde:
QE = Potencia reactiva de entrada
Vi - Amplitud de la fundamental del voltaj e de
entrada, medido
Ii - Amplitud de la fundamental de la corriente
de entrada, tomado de los resultados
entregados por el paquete MICROCAPIII
4>i = Ángulo de desfasaje entre las fundamentales
de voltaj e y corriente de entrada, valor
Pag. No. 102
observado en las figuras respectivas.
DE = ( SE2 - PES - QE2 ) i/2
Donde :
DE - Potencia de distorsión de entrada
SE - Potencia aparente de entrada
PE = Potencia activa de entrada
QE - Potencia reactiva de entrada
PARÁMETROS DE SALIDA:
- VRMS * IRMS
Donde :
Ssis = Potencia aparente en una fase de salida
VRMS = Voltaje RMS de salida, medido
= Corriente RMS de salida, medido
- 3
Donde :
Potencia aparente trifásica de salida
Potencia aparente monofásica de salida
Cuando las señales de voltaje y corriente son
distorsionadas :
P =
Pag. No. 103
Ahora, la técnica usada permite eliminar el tercer
armónico del voltaje y todos los múltiplos de tres y
no existen armónicos de orden par.
P - V1 ZL COSíJ»! + V5 I5 C03<f>5 +
Considerando que la magnitud del voltaje y la
corriente de las componentes armónicas decrece
rápidamente con la frecuencia, se ha hecho la
siguiente aproximación :
P * V X
Esta aproximación se hace debido a que en la Facultad
de Ingeniería Eléctrica no se dispone de un
instrumento que permita medir la potencia activa con
ondas distorsionadas.
« Vi * Ii * COS <f>i
Donde :
P*is = Potencia activa de salida en una
fase
Vi - Amplitud de la fundamental del
voltaje de salida, medido
Ii = Amplitud de la fundamental de la
corriente de salida, tomado de los
resultados entregados por el
paquete MICROCAPIII en base a las
Pag. No. 104
señales muestreadas.
<f)i - Ángulo de desfasaje entre las fundamentales
de voltaje y corriente de salida, valor
observado en las figuras respectivas .
- 3
donde :
~ Potencia aparente de salida trifásica
= Potencia activa de salida monofásica
Cuando las señales de voltaje y corriente son
distorsionadas :
Q = V^ J1 sin^-L + V2 X2sin<|>2
Ahora, la técnica usada permite eliminar el tercer
armónico del voltaje y todos los múltiplos de tres y
no existen armónicos de orden par.
Considerando q.ue la magnitud del voltaje y la
corriente de las componentes armónicas decrece
rápidamente con la frecuencia., se ha hecho la
siguiente aproximación:
Q * Vl Xj sin<j>t
Pag. No. 105
Esta aproximación se hace debido a que en la Facultad
de Ingeniería Eléctrica no se dispone de un
instrumento que permita medir la potencia reactiva con
ondas distorsionadas .
« Vi * Ii * SEN 4>x
Donde :
Q*is — Potencia reactiva de salida en una fase
Vi - Amplitud de la fundamental del voltaje
de salida, medido
Ii = Amplitud de la fundamental de la
corriente de salida, tomado de los
resultados entregados por el paquete
MICROCAPIII en base a la señal
muestreada
<j>i = Ángulo de desfasaje entre las fundamentales
de voltaje y corriente de salida, valor
observado en las figuras respectivas.
~ 3 #
Donde :
Potencia reactiva de salida trifásica
~ Potencia reactiva de salida monofásica
Donde:
Pag. No. 106
Potencia de distorsión de salida en -una
fase
Potencia aparente de salida en una fase
P o t e n c i a a c t i v a d e
salida en una fase
Potencia reactiva de salida en una fase
— 3
Donde:
Potencia de distorsión de salida
trifásica
Potencia de distorsión de salida
monofásica
TJ -«35
Donde:
n -
PE =
Rendimiento del conversor
Potencia activa de entrada
Potencia activa de salida trifásica
En última instancia se presenta un resultado del
análisis de los armónicos correspondientes tanto a las
corrientes de entrada y salida para cada caso. Este
Pag. No. 107
análisis se lo realizó utilizando una tarjeta de
adquisisción de datos para un computador personal y un
programa de sotfware disponible en el laboratorio de
Electrónica de Potencia. Con el archivo creado de esta
manera para cada corriente se procede a utilizar otro
paquete conocido como MICROCAPIII y éste finalmente
entrega los resultados del análisis de los armónicos
de las corrientes que presentamos en esta sección.
Para las diferentes pruebas se utilizaron, un banco
trifásico resistivo, perteneciente al Laboratorio de
Máquinas Eléctricas de la Facultad de Ingeniería
Eléctrica, bobinas y motor de inducción trifásico,
pertenecientes al Laboratorio de Electrónica de
Potencia de la Facultad de Ingeniería Eléctrica.
Todos los equipos de medida usados pertenecen al
Laboratorio de Electrónica de Potencia de la Facultad
de Ingeniería Eléctrica.
Pag. No. 108
3.2.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA
3.2.1.1 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA EN CONEXIÓN DELTA
Figura No. 3.3
Conexión delta, paso No. 1 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 2
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 4.54 amperios
Tiempo eje x : cada división ~ 2 milisegundos
Pag. No. 109
Figura No. 3.4
Conexión delta, paso No.l - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 2
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios\e eje y: cada división ~ 1.30 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag, No. 110
Tabla No. 3.1
PRUEBA No- 02
CONEXIÓN: DELTA PASO No. 1
CARGA: RESISTIVA R = 134.69 Q
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
MAGNITUD
120.20
004.29
000.00
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
PARÁMETROS CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
515,66
294,66
000.00
423,18
VA
W
VAR
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRB
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
131.00
001.29
000.00
VRMS
VRMS
IRMS
GRADOS
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
292.70
260.00
000.00
134.44
VA
W
VAR
RENDIMIENTO DEL CONVERSOS 088.24 °//o
Pag. No. 111
Análisis de los armónicospara la prueba No. 2
de la corriente de entrada
Micro-cap IIINaise
Fourier coef-fidents of Havefons IIDR1Date 10/38/94 Tise 21:38:54
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Per cent
5.352736100.00000011.956555
90.32174320.39695473,723809
25.04013854.22944624.195418
35.36702919.40954419.368268
12.3589357.4872285.868598
8.8888132.484014
Hagnitude(Volts)
0.94921917.7333392.120296
16.0170613.70572813.073693
4.4484539.6166924.298656
6.2717553.4419603.434639
2.1916521.3135498.897413
8.1574740.426312
ftngle(Degrees)
0.000000-69.467054-47.397357
151.443886171.46676311.926333
31.522844-128.188417-Í07. 987073
91.036545112.248745-50.647980
-29.584822164.474138177.892919
-69.577259-67.385005
CosineTerií
8.9492196.2198961.435250
-14.868575-3.66470512.791484
3.785215-5.945515-1.324965
-8.113457-1.3027792.177847
1.905932-1.265617-0,896886
0.0549500,164482
SineTen
0.00000016.6067521.560678
-7.656465-8.549867-2.781741
-2.3215877.5535464.888955
-6.278729-3.1858842.655886
1.882017-8.351682-0.032995
8.1475760.393383
Fourier statistics
TotalOddEven
harfflonic distortion (X) ..............................
harionic distortion (X),.,...
143.417552134.96548948.587821
HarNo.
Pag. No. 112
Análisis de los armónicos de la corriente de salidapara la prueba No. 2
Hicro-cap I I INaaie
Faurier coefficients of Havefon IODR1Date 10/38/94 Tinte 22:48:52
Psrcent fíagnitude(Volts)
fingí e(Degrees)
CosineTerra
Sine
812
345
678
91811
121314
1516
201083
5i11
1198
324
586
i3
.766569
.008880
.367530
.517330,380289.085958
.929294
.989545
.575070
,365272,644914.848736
.634961,673048.059014
.862789,637874
170
0a8
008
080
880
00
.588008
.223148
.243242
.398565
.135816
.800755
,861671.721560.619390
.279194
.191046,292446
.407022
.048615
.437652
,134552.262769
0-3
-158
-162-113-16
135136-40
-76-164161
-641386
-8-104
.000000
.761487
.849780
.754378
.694332,794604
.386849,202797.998245
.983813
.286144
.969248
.184223
.515189
.653941
.946417
.751681
1,5008007.207588-0.212434
-0.380646-0.8545798,766608
-8.613393-0.5288178.467472
0,062858-0.183906-0.278084
0,1772498.8472698,825544
8.132915-8.866989
088
880
-0-80
00-8
e-0-8
00
,800000.473851,118484
,118162.124367,231372
.685165
.499397
.406342
.272026
.051742,890528
.366488,811362.436985
.020924
.254188
Total hansank distortionOdd harraonic distortionEven hariíonic distortion
Fourier statistics
('/.I,.,,,..,...,,. 24.653636(X),..,.......................... 16.982189U).........,.................... 17,872039
Pag. No. 113
Figura No. 3.5
Conexión delta, paso No. 2 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 3
Linea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 10.98 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundoe
Pag. No—114
Figura No. 3,6
Conexión delta, paso No. 2 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 3
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división ~ 2.12 amperios
•Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 115
Tabla No. 3.2
PRUEBA No. 03
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 2
CARGA: RESISTIVA R - 81
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA V¥w .
CORRIENTE DE ENTRADA IFH
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS •
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
,10 Q
MAGNITUD •
122.00
007.47
000.00
911.34
557.03
000.00
721.29
129.00
,
002. %40
000.00
.
536.23
488.60
000.00
220.94
087.72
UNIDAD
VKMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
°/. *
Pag,
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No. 3
Hicro-cap III
No. 116
entrada
Fourier coefticients of wavefora IIDR2Date 10/30/94 Tiae 21;39s34
HarNo.
8i2
345
678
91811
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
110018
872267
204617
22913
4143
67
.805128,000888,440751
.668413
.34Í860
.213592
.544697
.155976
.390567
,810312.946917.471862
.107218
.226762
.835929
.048558
.664568
8.19.1.
16.4.12.
3.8.3.
4.1.2.
0.2.0.
1.I.
343750042974938238
694674254555799467
912321789471311681
191418894189565291
782136789199730475
151825459562
fingle(DegreesJ
0.-98.-114.
65.53.
-132.
-141,32.25,
-164.-166.-12.
-27.-34.-118.
145.119.
Fourier
TotalOddEven
hariBonic distortionharifiünit distortionharnonic distortion
(XJU}
000000166477678439
563868444838639173
367840740997120874
695313699455610329
835792681252726842
389456643317
statistks
0-2-0
62-8
— o
72
-4-12
02-8
-8-0
CosineTera
.343750
.785851
.330136
.986443,533998.670092
,856189.393035,998443
.042773
.843388
.503409
.691635,227856.351091
,947989.721898
8,18.1.
-15,-3,9.
2.-4.-1
i.0.0.
0.1.0.
-0.-1,
129.123.39.
SineTeri
008008849869806635
199118417614415725
442533753717485906
186333435775560052
365210541563648569
654231268536
462948445135812237
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No. 3
Rkro-cap IIIÑame
Fourier coefficients DÍ «avefor» IQDR2Date 10/30/94 Tiste 22:52:30
Pag. No. 117
salida
HarNÜ.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent
4,269107100,00000011, 793072
7,1188367.97004718.694574
8,3679737.84584810.442634
3,2691233.1714283.406893
7,3230140.1503136,952339
0,6966650,659207
Hagnitude(Volts)
0,58593813.7250591.618606
0,977064i ; 0938942,565841
1,1485091.0768471.433258
0,4486390.4352800.467598
1.0050880,0206300,954213
0,0956180.090477
flngle(Degrees)
0.000000123.595893-66.043736
-74,757814-89.113485-113.431257
34,250038-44.802267113.295852
103.82916277,97767458.749968
-125,821415123,769694-59,870549
92,965391138.888208
CosineTerní
0,585938-7,5945120,657218
0.2568700.016925-1.022357
0,9493450.764069-0,566823
-0.1072490.0906660.242578
-0,588239-0.0114680,478972
-0.004947-0.068168
SineTen»
0,000000-11,4324381.479172
0,9426941,0937632,353365
-0.6463870.758814-1.316411
-0.435683-0.425733-0.399755
0.814971-0.0171500.825292
-0,095490-0.059491
Fourier statistics
TotalOddEven
harsünic distortion {'!.} ,..,,.,.,.>.,.....,».>•>.. , , ,harfflonic distortion {/,} .,,,,.,,,,,,,,....,..,,...,..,harflionic distortion [XI.,.,., , ,.,.,...,
31.28335322,01191122.228896
Pag. No. 118
Figura No. 3.7
.Conexión delta, paso No. 3 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 4
Línea gruesa : Voltaje de lineai
Linea delgada: Corriente de linea ( invertida )
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 23.66 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 119
Figura No. 3,8
Conexión delta, paso No. 3 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 4
Linea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas;
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 5 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 120
Tabla No. 3.3
- - - - -PRUEBA No. 04
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 3
CARGA: RESISTIVA R = 60.94 Q
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
MAGNITUD
122.00
010.73
000.00
UNIDAD*
VRMS
ARMS
GRADOS
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
1309.06
828.38
000.00
1013.62
VA
W
VAR
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EJ1, LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRW
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
129.00
-
003.54
000,00
VRMS
VRMS
ÁRMS
GRADOS
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
790.96
729.70
000.00
305,21
VA
W
VAR
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR,
088,09 1 %
Pag. No. 121
Análisis de los armónicos de la corriente de salidapara la prueba No. 4
Hicro-cap I I INase
Fourier coefficients of navefan IIDR3Date 10/30/94 TÍEE 21:49:36
HarNo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Per cent Hagnitude(Volts)
o
10011
871564
183914
1645
375
93
.884283
.080000
.414730
.398187
.843963
.976625
.402152
.668477
.963888
.554629
.174278
.186851
.830696
.372975
.384174
.468439
.757587
0,27.3.
24.4.17.
5.10.4.
4.1.1,
i.2.1.
2.2.
847656483889137120
019722354411857584
857480899924112295
549724147228425507
052794026321457751
602220406856
fingía(Degrees)
090122
-89-8294
83-83-106
11973-55
153-85153
9072
Fourier
TotalGddEven
hariionic distortionharaonic distortionhar/sonic distartion
('/•}Cui1/.)...
.000800
.980558
.933624
.362808,824145.952156
.701393
.267710
.040435
.888765
.277958
.782947
.969130
.781104
.131967
.360636
.132683
statistics
0-8-i
00-i
01
-1
-288
-B8
-i
-8D
0
CosineTerffl
.847656
.470322
.785779
.267457
.604208
.541535
.554357
.277882
.136292
.206358
.330089
.881605
.945996
.149071
.300386
.016379
.733460
0-27-2
244
-17
-5103
-3-1i
-02-0
-2-2
12211732
SineTerii
,000008.479065.632839
,018232.312289.790924
.826951
.824766,952190
.978941
.098707
.178771
.462024
.020831
.658812
.602168
.290771
.307469
.306324
.875314
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 4
Hicro-cap I I IÑame
Fourier coEfficients of Haveforai IQDR3Date 10/30/94 Time 22s54:i2
Pag. No. 122
la corriente de salida
HarNo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
31006
0310
1498
i00
926
20
.636313
.000000,211491
,825100.137282.413569
.944694
.844033
.329919
.018738
.842740
.929596
.063860,022501.116029
.435827,677430
0.22.i,
0,0.2,
3.2.1.
0.0,0,
1.0.i.
0.0,
808594236635381227
183474697626315627
323197188982852294
226533187397206711
793131449736359999
541646150638
fingís(Degrees)
180.-168.
2,
92.-175.-150,
39,45.
-131.
32,71.-96,
-105.86.90.
-102.128,
Fourier
TotalOddEven
han&onic distortionharaioníc distortionharnonic distortion
(7.)Í7.}(XI...
000005971244377881
906726840174076304
39356060B933036810
836800092311008233
939048960561969664
805173588693
statistics
-0-21
i
-0-0-2
21-i
00-0
-00-0
-0-0
Cosinelera
.808594,825954.380037
.009304
.695788
.006932
.568183
.531307
.216112
,190337.060725.021637
.492420
.023847
.023015
.120049,093957
04-0
-00i
-2-1i
-0-00
1-0_1
0-0
7S
1421
SineTena
.000000,253904.057307
.183238,050605,155142
.109046
.564206
.397163
.122837
.177285
.205575
.724193,449103.359804
.528175
.117745
743179.763264.089272
Pag. No. 123
Figura No. 3.9
Conexión delta, paso No. 4 ~ carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 5
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea ( invertida )
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 25.40 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 124
ir-Figura No. 3.10
Conexión delta, paso No. 4 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 5
Linea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y :.cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 2.37 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 125
Tabla No. 3.4
PRUEBA No. 05
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 4
CARGA: RESISTIVA R = 46
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN-
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
^RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
.34 Q
MAGNITUD
121.20
013.44
000.00
1628.93
1096.87
000.00
1204.28
126.70
-
004.69
000.00
1029.22
928.38
000.00
444.30
084.64
UNIDAD
VKMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRME
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
%
Pag. No. 126
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 5
Hicro-cap III
Fourier coefficient5 of Haveforffl I IDR4Date 10/30/94 TÍÍBB 21;55;47
HarNo.
012 -
345
678
91811
121314
1516
Percent NagnitudE(Volts)
410012
821856
16296
923
356
25
.989744
.008888
.604950
.766092
.500112
.720014
.778731
.611677
.309354
.753409
.962281
.892116
.502670
.595088
.022996
.677419
.027532
1.22.2.
18.4.12.
3.6.1.
2.0.0,
0.i.1.
0.1.
125000546246841943
660646171881788234
782985676322535254
199028667883877526
789721261482357959
603657133520
fingle(Degrees)
0113128
-21EJ
-158
-1347792
-475
-45
-70179-143
3888
Fourier
TotalGddEven
harfionic distortionharionic distortíonharmonic distortion
(7.)U)
.000080
.666943
.164265
.605968
.614256
.322952
.309291
.351401
.628061
.974706
.606431
.482759
.745506
.785797
.369099
.196627
.819397
statistics
i.-9.-1.
17.4.
-11.
-2.1.
-0.
i.0.0.
0._i-1
0.8.
CosineTena
125000058581756088
349514151073883858
642534461920878395
472158664688615255
260422261473889757
474418823355
8.-20.-2.
6.8.4.
2.-6.-1.
1.-0.0.
0.-0.0.
-0.-i.
109.105.38.
Sin ETero
000080
649979234456
871249408059723649
707026514297533639
633546065249625711
745546004716810237
373279133279
565581323252193211
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No. 5
Pag. No. 127
salida
Micro-cap IIINaise
Fourier coefficients of Havefora IQDR4Date 10/30/94 Tifae 22:56:02
HarNo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percsnt Hagnitude(Volts)
910015
ou
913
11212
303
633
43
,664993.000000.550824
.470552
.089158
.666375
.639434
.523376
.311193
.405164
.409237
.186224
.384555
.678165
.757038
.604863
.612263
2.28.4.
2.2.3.
3,0.3.
0.0.0.
1,1.i.
I.i.
710938049038361856
375908549421833287
264749707783453171
955116114787893705
790806031690053813
291620013205
fingís(Begrees)
0-47Í09
Í2912896
-101-169-20
34»93
-149
135-85-148
565
Fourier
TotalOddEven
hanaonic distortionharaonic distortionhanaonic distortiün
(7.)(1}m...
.000000
.575187
.241055
.272928
.156369,808772
.428487
.845399
.454992
.574984
.980637
.238896
.342275
.015802
.574769
.290133,072244
statistics
218-1
-1-i-0
-0-03
0-0-0
-10-0
10
CosineTera
.710938
.922501
.437420
.503936,575057.454459
,646893.696696.235438
,786427.007968,767967
.273833
.089634
.899241
.286118
.427041
020-4
-1-2„•?
301
-000
-1i0
-0-0
311726
Sinelera
.000000,704769.118205
,839284.004680.806252
.200018
.124786
.206785
.542013
.114510
.457094
,258704.027789.549443
,119086.918815
.637711
.926749
.068691
Pag. No. 128
3.2.1.2 PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA EN CONEXIÓN Y
Figura No. 3.11
Conexión y, paso No. 1 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 6
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1.80 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 129
Figura No. 3.12
Conexión Y, paso No. 1 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 6
Línea gruesa : Voltaje de linea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división ~ 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1.04 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pég, No. 130
Figura No. 3.13
Conexión Y, paso No. 1 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente • de salida para
la prueba No. 6
Linea gruesa : Voltaje de fase
Linea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada divieión = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1,38 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 131
Tabla No. 3.5
PRUEBA No. 06
CONEXIÓN: Y Paso No. 1
CARGA: RESISTIVA R - 13
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR .
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
9.64 Q
MAGNITUD
123.00
001.77
000,00
217.71
107.74
000.00
189.18
136.00
080.00
000.59
000.00
141.60
107.72
000.00
091.91
099.98
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
°//0
Análisis de los armónicospara la prueba No, 6
Pag. No. 132
de la corriente de entrada
Hicro-cap ill
BarNo,
012
345
678
91011
121314
1516
Percent
15.950188100.00000023.321496
88.27753839.55315574.334606
51.32399952,96299055.007140
34.47157750.74847017.541656
44.2468265,97518132.966936
2.80750322.074239
Fourier coEfficients of Haveforsi IIYR1DatE 10/30/94 Time 22:36:49
Total harfflonic distortionDdd harsonic distortionEven hariRQnic dis^
lagnitude(Volts)
05i
424
223
i20
20i
0i
.878906
.510319,285089
.864374
.179505
.096074
,828116.918430,031069
,899494.796403,966601
.438141
.329252
.816583
.154702,216361
fingís(Degrees)
096-76
-62126132
-37-28159
167-26
-165-17229
-135-138
Füurier
.0!
01
.0,
n (7.)n ('/•}n (/.).,.
,000000,002837.433082
.316624
.742985
.007080
,879773,020342,753262
,630259.278667.039742
,441334.446758,106527
.628651
.571465
statístics
0-00
2-1-2
22-2
-120
-2-0i
-0-0
COSÍIIE
lera
.878906,576257.301457
,259916.303838.741185
.232234,576334.843782
.855398
.794192,961236
.359854
.326395
.587179
.110585
.912005
0-51
4-1-3
ii-1
-00-0
00-0
00
177132117
SineÍEfffi
.000000
.480104
.249231
.307542
.746496
.043637
.736482
.371035
.048943
.406909,111184.101704
.612879
.043279
.883650
.108184
.804848
.591623
.903049
.794580
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 6
Pag. No. 133
la corriente de salida
Hicro-cap IIIÑame
Fourier coefficients oí waveforffi IGYRiDate. 10/30/94 Tiste 23:53;37
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent
50.714079100.0000005.626748
5.11B2B87,73303110.539560
12,64950711,0117337.122574
2.2763093.0653840.922126
8.3961641,6754586.239658
0.8564650,811435
Hagnitude(Volts)
1,0625002.0950790.117885
0,1072320.1620130.220812
0.2650170.2307050,149224
0.0476900.0642220.019319
0,1759060.0351020.130726
0,0179440.017000
fingía(Degrees)
0,00000016,427785
-119.757627
-98.81007298.96793855.961977
-95.866992-89,271419103,478158
-136.53524951.458369-44,391565
177.955538103,06681011.632709
-91.649739-75.59B897
CosineTérro
1.0625002.009552-0.058510
-0.016424-0.0252550.123598
-0.0270900.002934-0,034780
-0,0346140.0400160.013805
-0.175794-0.0079360.128041
-0.0005170.004228
SineTeris
0.000000-0.5925020.102340
0.105967-0,160033-0.182980
0,2636290,230686-0.145114
0.032807-0,0502320.013515
-0,006275.-0,034193-0.026359
0,0179360.016466
Fourier statistics
Total harsionic distortion (7.) 26.263950Qdd hariBonic distortion (1} 16.374067Even hanaonic distortion í7 . ) , . , , . . , , . . , , , , . . , , , , , . , , , , , . , , 20.534972
Pag. No. 134
Figura No. 3.14
Conexión Y, paso No. 2 - carga resistiva
Formas de onda de -voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 7
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 4.53 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 135
Figura No. 3.15
Conexión Y, paso No. 2 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 7
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 2.27 amperios
Tiempo eje x : cada división ~ 2 milisegundos
Pag. No. 136
Figura No. 3.16
Conexión Y, paso No. 2 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 7t
Linea gruesa : Voltaje de fase
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 2.27 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 137
Tabla No. 3.6
PRUEBA No. 07
CONEXIÓN: Y Paso No. 2
CARGA: RESISTIVA R - 81
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IB-N
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE1 'POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS '
VOLTAJE DE SALIDA VKN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
1
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
.10 Q
MAGNITUD
122.00
003.08
000.00
375.76
251.32
000.00
279.35
134,00
078.00
000,96
000.00
224.64
201.10
000.00
100.11
080.02
UNIDAD
VRMB
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
i
°/7o
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No, 7
Pag. No. 138
entrada
Hicro-cap I I INaroe
Pourier coefficients of wavefona IIYR2Date 10/30/94 Time 22;39;2i
HarHD,
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent Magnitud e(Volts)
71000
92181
1662
50134
i200
90
,921615.000000,594978
,941128.618742,715968
.969468
.127765
.607758
.344911
.977369
.959364
,185103,860573.875338
,407817,459123
0.11,0.
10.0,9,
0.7,0.
5,0,3,
0.2.0,
i.0.
902344390906067773
586837184389308189
224340532552297047
734742225240982188
134994376208099709
071636052299
Angle(Degrees)
06352
-167163-39
-338935
-142-146-14
-29111115
-122-136
Fourier
TotalOddEvEn
harsofíic distortionharfflonic distortion
U)
.000000,550389.855774
.380944,104494,393444
.811728
.139242
.085456
.423105
.745754
.257769
.209898
.539994,201686
.115491
.692398
statisticB
050
-10-07
000
-4-03
0-0-0
-0-0
CosineTerffl
,902344.073630.040923
,331103,176431.193426
,186398.113158,025448
.544987,188356.859527
.117823,872426.042457
.569711
.038057
harfflonic distortion (X). ........... ,..,,......,.
0-10-0
2-05
0—7
-0
300
0-2-0
00
1541544
SineTersi
,000000,198580.054023
.312882
.053589,907369
.124838,531702.295955
,497192.123512,980752
.065878
.210258,090218
,907652.035873
.883233
.818833,465982
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No. 7
Pag. No. 139
salida
Hicro-cap III
Fourier coefficients of «avEfora IOYR2Date 10/30/94 Time 23:55:46
HarNo.
• oi2
345
678
91011
121314
1516
PErcent
17.Í74865100,0000002.3604Í1
1,045867i .99420620.452041
1.35507513.1776071.554692
0.969B011.7690427.779142
1,546411B. i 532680.611805
0,219054i ,132276
Hagnitude(Volts)
0.7773444.5260540.106833
0.0473370.0902590.925671
0.0613310.5964260.070366
0.0438940.0800680,352088
0.0699910.3690210.027691
0.0099140.051247
flngleÍDegrees)
0.000000-132,311583-52.179947
86.920646-95.04155632.977721
-72.499391-61.66640475.566023
131.03705615.857346114.318713
155.29153626.613144115.350379
119.64686955.238103
CosineTera
0.777344-3,0467680.065509
0.002543-0,0079320.776529
0.0184430.2830660.017540
-0.0288180.077021-0.144994
-0,0635830.329924-0.011856
-0.0049040.029220
SineTena
0.0000003.3469950.084392
-0.0472680.089910-0.503854
0,0584930.524973-0.068Í45
-0.033108-0.021878-0.320847
-0.029257-0.165308-0.025024
-0.008617-0,042101
Total harfflonic distortionOdd harsionic distortionEven harsionic distortion
FouriEr statistics
U) 27.239445(7.) 26,851601('!,}... 4.580278
Pag. No. 140
Figura No. 3.17
Conexión Y, paso No. 3 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 8 •
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 4,33 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 141
Figura No. 3.18
Conexión Y, paso No. 3 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 8
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 3.02 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 142
Figura No. 3,19
Conexión Y, paso No. 3 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 8
Linea gruesa : Voltaje de fase
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 3.02 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 143
Tabla N o . 3.7
PRUEBA No. 08
CONEXIÓN: Y Paso No. 3
CARGA: RESISTIVA R = 60.94 Q
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFW
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
MAGNITUD
122.00
004.26
000.00
UNIDAD
VRMS
ARME
GRADOS
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
519.72
303.23
000.00
422.13
VA
W
VAR
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
133.00 '
078.00
001.28
000,00
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
299.52
272.59
000.00
124.12
VA
W
VAR
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR 089.74 _J %
Pag. No. 144
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 8
Hicro-cap I I IÑame
Fourier coefficients of Havefona IIYR3Date 10/30/94 Time 22;42;04
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
410013
892171
255123
311715
942
13
.583014
.000000,164054
.185394
.712599,930667
.520246,312066.777728
.623459,935710.612530
.967062,745843.424669
.045320,938008
0.16.2.
14.3.12.
4.8,3.
5.3,2.
i,0.0.
0.0.
769531790941210369
975067645750077836
285089615779992504
309876011575621491
673564796872407125
175519661229
flngle(BegreesJ
06431
-165165-37
-649164
-140-167-13
-4111059
7662
Fourier
TotalOddEven
harffionic distortionharüionic dístortionharfflonic dístortion
(1}(1}U)..,
.000000
.989755
.797672
.890282
.820942
.270181
,629149.3321B3,403466
.521115
.412772
.390072
,872297.400015,527592
.501500
.448761
statistics
071
-14~7\
i-01
-4-22
1-00
00
CoBineTerffl
.769531,098879.878623
.523280
.534682
.611406
.836056,200307.724887
.098475
.939192
.550228
.246193
.277767
.206462
.040970
.305846
0-15-i
3-07
3-8-3
300
i-0-0
-0-0
13913047
Sinelera
,000000.216493.164690
.650613
.893037,314028
.871807
.613450
.600675
.375987
.656300
.607083
.117058
.746893
.350890
.170670,586244
.040307,492887.998037
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 8
Pag. No. 145
la corriente de salida
Hicro-cap IIIÑame
Fourier coefficients of Haveform IOYR3Date 10/30/94 TiaE 23:57:27
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent
13.129445100.0000001.926641
2,1188710.57098719.670027
0.47171614.2935620,496675
1.19ÍOÍ41,1464519.706295
0,4794646.5359070,538018
0,9542520.624981
Total harfflonic distortionOdd harfflonic distortionEven harmonic distortion
lagnitude(Volts)
060
001
000
000
000
00
,886719,753665.130119
.143101
.038563
.328448
.031858,965339.033544
.080437
.077427
.655531
.032381
.441413
.036336
.064447
.042209
fingió(Degrees)
027123
-1Í573117
-166-1259
-1361786
167-45134
10989
Fourier
01
01
DI
n U)n U)n (7.1...
.000000
.133487
.725243
.B84172
.009217
.886675
.058223
.784224
.783703
.646322
.894817
.597496
.133868
.211522
.670758
.614783
.587165
statistics
06-0
-00-0
-000
-000
-00-0
-00
Cosinelera
,886719.010400,072243
.062471
.011269
.621347
,030920,941409.016881
.058488,073682.038906
,031568.310972.025545
.021635,000304
0-3-0
0-0-1
00-0
0-0-0
-00-0
-0-0
27272
Sinslera
.000000
.080111
.108221
,128745.036879.174181
.007676
.213610
.028986
.055220
.023791
.654375
.007210,313276.025841
.060707,042208
.234103,110235.594508
Pag. No. 146
Figura No. 3.20
Conexión Y, paso No. 4 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. -9 • • •
Línea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 10.21 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 147
Figura No. 3.21
Conexión Y, paso No. 4 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 9
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 3.88 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 148
Figura No. 3.22
Conexión Y, paso No. 4 - carga resistiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 9
Línea gruesa : Voltaje de fase
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 3.88 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag, No. 149
Tabla N o . 3.
PRUEBA No. 09
CONEXIÓN: Y Paso No'. 4
CARGA: RESISTIVA R - 46
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA.
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRH
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA- REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
.34 Q
MAGNITUD
122.00
005.40
000.00
658.80
375.13
000.00
541.57
132.00
077.00-
001.66
000.00
383.46
350,75
000.00
154.97
093,50
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
%
Pag. No. 150
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 9
ilicro-cap IÍÍÑame
Fourier coefficients oí HavefarfB IIYRiDate 11/19/94 Tiffle 07:54:25
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
121009
981979
236528
522638
232820
1613
.856931
.000000,973806
.793064,780655.382443
,252551.488852,129998
.932550
.995691,763349
.970220,317995.009263
.577833
.194373
0.6.0.
5.1.E
1,
4.1.
3.1.2.
i.i.i,
i.0.
832031471461645451
875638280097137204
504780232908820422
425509747016508555
551223832588294392
072828853869
ftngle(Degrees)
0íll149
-0
13-139
-11591ÍÍ7
-37-12-164
-1437185
-57-43
.000000
.894331,668993
.637205,368665.961395
.431973
.355057
.016959
.264337
.988308
.110157
.131518
.458423
.839208
.374702
.056252
0-2-0
51-3
-0-0-0
21
-2
-100
00
CasineTerís
,332031.413182.557103
.792718
.245451
.933100
.646211
.100100,826934
.726193
.702320
.412703
.241802
.582750
.093952
.578407
.623908
0."Ó.
-8.
0.-0.3.
1.-4.-1
2,0.0.
0.-1.-1,
0.0.
SineTeríB
000000
004695325949
983634295805304782
358960231724621763
074122392646686814
938703737464291479
983551582958
Faurier statistics
Total harnonic distortion (7.) 167.047857Odd hariaonic distortion (Xí 155.577813Even hariBonic distortion (7.) ..,...,.,.,....,.., 60.331982
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 9
Pag. No. 151
la corriente de salida
Hicro-tap IIINasie
Fourier coefficients of wavEfori IOYR4Date 10/30/94 Time 23¡59;03
HarNo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent
18.526188100.0000003.0726B9
3.7847322.06381819.335561
1.0B318013.7529581.488314
1.6311420.5505417.869036
0.2913117.5730818.506869
1.0213690.708144
Hagnitude(Volts)
0.9570319.0919088.279366
0.3441090,1888951.757971
8,0984821.2504068.128888
8.1483020.0500550.715446
8.8264860.6885308.046084
0,8923620.064334
fingle(Degrees)
0 . 000000-158.41566944.695952
96.59825298.637958-56.098871
-30.099248173.773946-10.024364
3.680886-163.544590-84.145636
-85.444178141.86589954.319012
11.67241118.898698
CosineTerm
8.957831-7.9865950.198587
-8.039548-0.0282500.980529
0.085282-1.2430310.126133
0.147996-0,8480040.072976
8.082184-0.5355S00.026880
8.0989428,860916
Sinelera
0,8808004.488713-8.196491
-8.341838-0,1859611.459118
0.049388-0.1356888.622296
-0.8895210.0141798.711714
8.826402-0.432698-8.837433
-8.818787-0.028345
Füurier statistics
Total hanionic distortion {X}.. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26.801754Odd harisonic distortion E 7 . ) . . — 26.463338Even hariBonic distortion ('/) 4.245631
3.2.2
3-2.2.1
Pag. No, 152
PRUEBAS CON CARGA RESISTÍVA-INDUCTIVA
PRUEBAS CON CARGA RESISTIVA-INDUCTICACONEXIÓN Y
Figura No. 3.23
Conexión Y, paso No. 1 - carga reeietiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 10
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división =4.37 amperios
Tiempo eje x : cada división -<2 milisegundos
Pag. No'. 153
Figura No, 3.24
Conexión Y, paso No. 1 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 10
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división ~ 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 0.59 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 154
Figura No. 3,25
Conexión Y, paso No. 1 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 10
Linea gruesa : Voltaje .de fase
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 0.74 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Tabla No. 3.9
Pag. No. 155
PRUEBA No. 10
CONEXIÓN: Y Paso No. 1
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESEASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VKN
CORRIENTE DE SALIDA IR •
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES ,DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R = 176. 13f
MAGNITUD
121.00
001.65
000,00
199.65
100.00
000.00
172.30
133.00
075.00 -
000.42 '
004.89 ,
094.50
074.93
006.41
057.22
094.50
L = 40mH
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMB
VHMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
i
í y±
Pag. No. 156
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 10
Kicro-cap IIIÑame
Fourier coefíicients oí wavefürn IIYRLiDate U/19/94 Tiffie 38:80:18
HarNo.
0i2
345
678
91811
121314
1516
Percent
548,503283100.88888840,759142
62.21394652,848004113.488336
123.91912679.11727852,266755
52.66851775.55441233.820033
30.85378247,92008121,198437
38.63123947.961135
Total harsanic distortionQdd haraonic distortionEven haraonic distortion
íagnitude(Volts)
8.6406250,1167950.047685
0.0726638.0607900.132549
0,1447310.0924050,061045
0,0615140,8882440.844486
0.0351010.0559680.024759
8,0451190.056016
Angle(Begreesj
8,008080-148.537941156,766939
138.267727122.394722-147.844581
38.335028-139.160842-65.717546
2.153498175.013325178,428783
112,154650-37,692621-136.476223
131.419834-30.802432
CüsineTerra
0.640625-8.099625-0.043744
-8.854226-0.032568-8.112217
8.113527-8.8699090.825104
0.861471-8,837910-0,844339
-0.8132378.844288-0.817952
-0.8298580.848115
SineTera
0.0000808,860959-8.018779
-0,848368-8.0513298,078545
-8,8897710,8604278,855644
-8.002312-0,007671-8.881224
-0.0325108.0342280.017850
-0.0338340.028685
Füurier statistics
on Í7.)on (*/]on f /,)...
250.673756176.119061178.379962
Pag. No. 157
Análisis de los armónicos de la corriente de salidapara la prueba No. 10
Hicro-cap III
Fourier coefíicients üf wavefürra IÜRLYÍDate 10/38/94 Time 23;45:56
HarNa.
0í2
345
678
91811
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
40.233567 0.100.800808 2.3.215451 8.
5.001665 0.4.261205 0,23,276189 8.
5.603893 0.8.404598 0.2.577148 0.
1.632159 0.4.721401 0.7.956348 0.
3.566728 0.2.531034 fl.1.449644 0.
2,724549 0,4.455590 0.
351563116547868057
105863098190492652
118689177887054546
834545899931168400
075491053571030682
857666094305
fingí e(DegreesJ
8.000000-73.06831777.619677
-18.43160975,761934-18.351682
127.849810-11.70487897.546480
-119.968967128.335394109.819798
-32,933475120.374175-50.238446
37.184981-137,337933
CnsíneTena
0.8515638.6163870.814591
8.1804320.0221820.434633
-8.8714630,174188-8,087164
-0.017257-0.061984-8.057898
0.089287-0,8270880.019624
8.045942-8.069348
SÍÍ1E
Tena
0,0080002,824806-0,806474
8.033471-0.0874200.088524
-0.0946630,036088-0.854074
8.829927-0.078384-0,158424
0.074918-0.0462180,023536
-0.8348530.063908
Fourier statistics
TotalOddEVÉH
hanionic dístortionharionic distortionhanfionic distortion
Í7.){•/}m...
28.99553026.78118811.113469
*
Pag. No. 158
Figura No. 3.26
Conexión Y, paso No. 2 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 11
Línea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de línea
- -Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 4.56 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 159
Figura No. 3.27
Conexión Y, paso No. 2 - carga resistiva inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 11
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas: . .
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división -0.60 amperios
• Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 160
Figura No. 3.28
Conexión Y, paso No. 2 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 11
Línea gruesa : Voltaje de fase
Linea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división =0.60 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Tabla No. 3.10
Pag. No. 161
PRUEBA No. 11
CONEXIÓN: Y Paso No. 2
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFH
CORRIENTE DE ENTRADA IFW
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R = 97,55
MAGNITUD
121.000
002.76
000.00
333.96
183.14
000.00
279.27
132.00
076.0'0
000.77
008.79
175.56
157.07
024.29
074.57
095.86
Q L -40mH
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
%
Análisis de los armónicospara la prueba No. 11
Pag. No. 162
de la corriente de entrada
Hicro-cap III
Fourier coefficients üf wavefors) I IRLY2Date 10/30/94 Tisie 22:25:34
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent Magnitude(Volts)
910013
902375
295730
392622
1911U
33
.078536
.000000
.001189
.492247
.487114
.633740
.537648,170379.436643
.074121
.144490,813269
,587260,075366.127089
.749490
.871218
0.10.1.
9.2.8.
3.6,3.
4.2.2.
2.1.1.
0.0,
964844627747381733
617287496151038162
139186075923234729
152699778570424536
081684177062182559
398486411423
Angle(Degrees)
06858
-151-168-14
-29124107
-95-11643
19-170151
-4-89
Fourier
TotalÜddEven
harmonía distortionharfflonic distortionharetonic distortion
U)UJU).,,
,000000.409535,903469
.823002
.727871
.012716
,643803.828573.353771
.483415
.686282
.530910
.521531
.604492
.796487
.433683,384923
statistics
030
-B-27
2-3-0
-0-1
1
i-1-i
00
CosineJera
,964844.910690.713640
.477571
.448000
.798963
,728320.470100.964825
.396822
.247870
.757796
.962021
.161271,042159
.397294
.004417
0-9-1
401
i-4-3
42-1
-00-0
00
15113961
Sinslera
.000000
.882080
.183176
.541253
.487921
.946338
.552662
.987509
.087489
.133696
.482594
.669889
,695618.192154,558883
.030805
.411400
.944878
.146380
.037125
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No. 11
Pag. No. 163
salida
hicro-cap I I IÑame
Fourier coefficients oí wavefoni) IQRLY2Date 10/30/94 Tiae 23:47:53
HsrNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Psrcent
18.425043100.0000000,338803
1,8561722,59794915.509696
3.6811777.6704350.196460
1.1246910,3378821,606818
1.05785B2.2136271.439709
0.4687302.773949
Total haraonic dístortionOdd baraonic riistortionEYEÍI harmonic distortion
lagnitude(Volts)
040
000
000
000
000
00
.832031
.515763,015300
.083820,117317.700381
.166233,346379.008872
.050788
.015258
.072560
.047770,099962,065014
.021167
.125265
ftngle(Degrees)
0175177
186
160
158-27153
165179-8
72-143-126
-1138
Fourier
o0;
0
n (X)n (X)n U).,.
.000000,503145.852211
.678822
.328406
.172676
,002384.161958.889995
.236087
.746332
.728329
.930718
.481415,875600
.315905
.498767
statistics
0-4-0
00-0
-00-0
-0-00
0-0-0
-00
CosineTérro
.832031,501862,015289
.079405,116602,658862
.154131,308180.007966
.049112
.015258
.071720
.014022
.080336,039013
.008378
.123889
0-0-0
-0-0-0
-00-0
-0-00
-000
0-0
18175
SineTera
,000000.354055.000573
,026845.012932.237560
.062266
.158124
.003904
.012943
.000068
.011011
.045666
.059486
.052007
.019438,018513
.527085,657811.608438
* Pag, No. 164
•*Figura No. 3.29
Conexión Y, paso No. 3 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 12
Linea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 4l82 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Ü Pag. No. 165
Figura No. 3.30
Conexión Y, paso No. 3 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No, 12
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 2.59 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 166
Figura No. 3,31
Conexión Y, paso No. 3 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 12
Línea gruesa : Voltaje de fase
Linea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1.94 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Tabla No, 3.11
Pag. No. 167
PRUEBA No. 12
CONEXIÓN: Y Paso No. 3
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFW
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R - 67.43f
MAGNITUD
121.00
003.64
000.00
440 . 44
249.58
000.00
362.90
132.00
076.00
001.10
012.61
250.80
227.35
050.86
092.88
.
091.09
í L = 40mH
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
r, ,. ¿ j
Pag. No. 168
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 12
Micro-cap íllÑame
Fourier coefíicients of Havefora ÍIRLY3Date ÍO/30/94 Tiae 22:29:27
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
TotalOddEYBFI
Percent
6.152608100,00000012.526365
90,37568122.20702874.001175
26,74473154.54145626.398104
35,37854321.36561719.623717
14,1451327,4031995.773084
1.4804061.748181
hansonk disteharmonic disteharsmnic diste
Hagnitude(Volts)
0.91015614,7930151.853027
13.3692883.28508910,947005
3.9563528.0683263.905076
5.2335533.1606192.902940
2.0924921.0951560.854013
0.2189970.25B609
ñngle(Degrees)
0.000000-82,100486-73.433952
114.309875122.127389-50,098895
-43.586487145.529871151.582607
-19.504246-11.965580173.285396
-178.4564233.4169B213.961490
126.71802782.657488
CosineTere
0.9101562.0330950,528336
-5,503755-1,7470217,022115
2.865722-6.651700-3.434530
4.9332353.091946-2.B83028
-2.0917321,0932090.828784
-0.1309330,033050
Fourier statistics
irtion U)jrtion (X) , ,irtion (21...
Sinelera
0,00000014.6526391.776111
-12.183865-2.7820368,398026
2.727702-4.566483-1,858391
1.7473620.655272-0.339423
0,056366-0,065274-0,206048
-0.175545-0,256488
145.146814135.32346052.489632
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 12
Pag. No, 169
la corriente de salida
Micro-cap I I IHaiBe
Fourier coefficients of Havefors IQRLY3Date 10/30/94 Tiae 23¡49;37
HarNo,
0i2
345
67B
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
12100
i
0110
062
i02
010
00
,870063.000000.354450
.739102
.023246
.701462
.516229
.102820
.011047
.152599
.578173
.999273
.396502
.474661
.895311
.490820
.943640
060
000
000
000
000
00
.878906
.829075
.092496
.050474
.069878
.730811
.035254,416766.137336
,078712.039434,204823
.027077
.100706
.061141
.033518
.064442
Angie(Degrees)
097
-102
71— Q
138
8416130
-29-16
-112
-122-101-176
7082
.000000
.813739,610431
,498311.106299.270732
.168332
.940165
.435347
.493078,311508,188856
.997855
.060367
.133052
.508343
.304244
0-0-0
00-0
0-0
• o
00-0
-0-0-0
00
CosinsTérro
.878906
.928434
.020Í94
.016017,068998.545403
.003582
.396233
.118411
.068512
.037895,077353
.014747
.019320
.061002
.011184
.008630
0-60
-00-0
-0-0-0
000
000
-0-0
SineTera
.000000,765669,090265
.047865
.011059,486436
.035071
.129202,069570
,038751.011089.189654
,022710.098835,004123
.031598
.063861
Total harsionic distortionOdd hariDonic distortionEven harsionic distortion
Fourier statistics
U). 13.207102Í/.J........ 12.847242('/-) 3,062010
Pag. No. 170
Figura No. 3.32
Conexión Y, paso No. 4 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 13
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 4.07 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 171
ÜFigura No. 3.33
Conexión Y, paso No. 4 - carga reeitiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 13
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división =2.46 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 172
Figura No. 3.34
Conexión Y, paso No_ 4 - carga resitiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 13
Linea gruesa : Voltaje de fase
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 2.46 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Tabla No. 3.12
Pag. No. 173
PRUEBA No. 13
CONEXIÓN: Y Paso No. 4
CARGA: - RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
-VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R - 52.55f
MAGNITUD
121.00
004.31
000.00
521.51
287.98
000.00
434.79
131.00
076.00
001.39
016.01
316.92
284.62
081,67
112.96
098,83
! L =40mH
UNIDAD
VRMS
ARME
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
IRMS
GRADOS
VA
W
VAR
7, , , , *
Análisis de los armónicospara la prueba No. 13
Pag. No. 174
de la corriente de entrada
Hicro-cap I I IÑame
Fourier coefficients of waveforffl IIRLY4Date 10/30/94 Time 22;33:46
HarNo,
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
1010011
911477
156116
441428
11168
66
,517816.000000.891411
.322209
.350497
.970986
,540185,848474.251684
.358311,422260.666410
,661326,012648.647874
.709819,641423
i.16,i.
14.2.12,
2.10.2,
7.2.4,
i.2.i,
1.i,
722656378460947630
957171350390770447
545243129827661776
265208362144695117
9099466226254163B9
098965087763
ñngle(Degrees)
06282
-172-173-47
-677742
-157154-30
-97973
-13294
Fourier
TotalOddEYEÍI
,000000,916424.990842
.064090
.398122
.788610
,358117.317721.632016
.054859,587289.497365
.481730
.125235
.280745
.346513
.567405
statistics
i70
-14-28
02i
-6-24
-0-0i
-0-0
CosineTena
.722656,456944,237665
.813929,334805,580052
,979842.223948,958318
.690374
.133583,045559
.248694
.325307
.414067
.740277,086621
haraonlc distortion f 'f-\c distortion
harsionic distortion(7.)m...
0-14-I
209
2-9-1
2— 12
i-2-0
0-1
15014636
SineTera
,000000,582453.933075
.065065
.270224
.458700
,349079.882685.802786
.832339
.013680
.382766
.893685
.602372,081058
.812228
.084309
.502966,066093,274499
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 13
Pag. No- 175
la corriente de salida
Micro-cap II i
Fourier coefficients of waveforsi IQRLY4Date 10/30/94 Time 23:51:30
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
12ÍOO2
328
04i
1i1
010
00
.589339,000000.691225
.998680
.885305
.723030
,201202.704233.467109
.249438
.087168
.962227
.809102,198575,673763
.819778
.643376
i80
000
000
000
000
00
,066406.470709,227966
,338717.244406.738903
,017043,398482.124275
.105836
.092091
.166215
.068537
.101528,057072
.069441
.054498
Angle(Degrees)
0-15270
75114-19
-73-113113
78-16145
-770
-78
134138
,000000.719984,920006
.258487
.305210
.832643
.756399
.452775
.572406
.331287,419855,900538
.483681
.509603
.940280
.652439
.724502
i-70
0-00
0-0-0
0-00
000
-0-0
CosineTerst
.066406
.528572,074519
,086189.100597.695076
,004767.158593.049698
.021406,087291.115670
.014853
.101524
.010948
.048803
.040958
03-0
-0-00
00-0
-00-0
0-00
-0-0
SinsTerní
,000000.882462.215442
.327567,222743.250690
.016363
.365563,113904
.103649
.029343
.119364
,066908,000903.056013
,049399,035952
Fourier etatistics
Total hantonic distortion (7.).. ..,.,,,,,.,,,.,.,.,.,.. 11,924579Odd haraonic dietortion (7.) 11,033157Even. harfflonic disfcortion (7.3.............................. 4,523830
3.2.2.2 PRUEBAS CONCONEXIÓN DELTA
CARGA
Pag. No. 176
RESISTIVA-INDOCTIVA
Figura No. 3.35
Conexión delta, paso No. 1 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 14
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 4.61 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 177
TÍ»-
I /
Figura No. 3.36
Conexión delta, paso No, 1 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 14
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas: •
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 1.08 amperios
Tiempo eje x : cada división = 5 milisegundos
Tabla No 3.13
Pag. No. 178
PRUEBA No. 14
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 1
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFH
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRH
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R -176. 13Q
MAGNITUD
123.00
004.18
000.00
514.14
296.48
000.00
420.05
134.00
001.22
004.89
283.16
259.66
022.22
110.74
087.58
i
L - 40mH
UNIDAD
VRMS
ARMG
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
%
Pag. No. 179
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 14
Hicro-cap Í Í INa ne
Fourier coefficients of Havefora IÍRLD1Date 10/30/94 Time 21:59:23
HarNo,
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts!
510013
892371
285226
331917
U62
13
.916729,000000,032745
,149830,264899,965945
,095346,113776,042566
.129703
.736517,358912
.321798
.496118
.969055
,699806,324517
1.17.2.
15,4.12,
4.9.4,
5,3.3.
1,1.0,
0,0,
035156495413280133
597131070290590739
915397117520556254
796178452985037013
980795136523519448
297388581638
Angle Cosine(DsgrEEs) TErní
0-77-72
127133-28
-20175-173
1930
-139
-1245777
-155106
Fourier
TotalÜddEven
.000000
.305222
.897530
,400390.048711.847167
.022624,051793.951053
.254431
.790414,770628
.937301
.099203,622860
.700569,938435
statistics
i30
~9-211
4-9-4
52
—7
-i00
-0-0
,035156.844745.670545
,473406.778461.028352
.618298
.083540,530886
.471961,966271,318654
.134361,617343.111341
.271042
.169457
harionic distortion e/.)...,..........,,,,.,,.,,.,,,..narisonic distortion [/.} .....i,..,,.,,.....,......,,..harsonic distortion (7,1,....,..,,,,,..,,,,.,,,,,,.,,,
0172
-12-26
1-00
-1-1i
1-0-0
0-0
14113152
SineTena
.000000
.067730
.179306
,390524,974461,074716
.682988,786434.480129
,911369.767580.961452
.623815,954238.507375
,122377.556406
.431559,478646.117680
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 14
Pag. No. 180
la corriente de salida
hicrü-cap IIINa ote
Füiirier coefficiEnts of Haveforn iORLÜÍDate 10/30/94 Tiise 23:37:42
HarNo,
012
345
673
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
101003
3017
2110
106
i38
08
.565752
.888888
.415891
.656699
.945491
.486148
.535789
.757543
.387095
.220492
.906922
.539859
.675946
.948863
.427375
.651184
.980763
860
00i
800
800
000
08
.730469
.913552
.236104
.252888
.865367
.283382
.175313
.812864
.826762
.884379
.862700
.452137
.115867
.272398
.029547
.045014
.862275
AnglE(Degrees).
02634
-10129124
146-7-74
-12766108
118-24143
-159-9
.000000
.740329
.401959
.249911
.997084
.587808
.775328
.239925
.499605
.669732
.328973
.421719
.120388
.998185
.899881
.107822
.896686
CosineTersi
8.7384696,1741818.823032
-8.0493280.856611-8.683122
-0.1466540.8863830.807152
-8.8515658.825181-8,142879
-0.8546110,246838-0.023628
-8.8428550.861491
Binelera
0.808000-3.110737-8.234978
0.247950-0.832631-0.998693
-8.8960580.1824410.825789
8.066798-0.057422-8.428967
-0.1021980.115113-8.817741
0.8168538.889846
Total harnoníc distortionOdd haraonk distortionEven hanionic distortion
Fourier statistics
{'/.).. 23.286779(JE)... 22.689037(/.).... " 4.874648
Pag. No. 181
Figura No. 3.37
Conexión delta, paso No. 2 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 15
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas-:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 10.22 amperios
Tiempo eje x : cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 182
Figura No. 3.38
Conexión delta, paso No. 2 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida parac
la prueba No. 15
Linea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 2.01 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 183
Tabla No. 3.14
PRUEBA No. 15
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 2
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN"
CORRIENTE DE SALIDA IR
.ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
L RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R =95.55Q
MAGNITUD
122.00
006.95
000.00
847.90
515.97
000.000
672.84
132.00
002.27
008.79
518.99
478.99
074.07
185.56
092,83 |
L - 40mH
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VKMS
VRMS
IRMS
GRADOS
VA
W
VAR
y/ó
Análisis de los armónicospara la prueba No. 15
Pag. No. 184
de la corriente de entrada
Micro-cap I I INa fije
Foiirier coefficientB oí HavE-forü I IRLD2Date 10/30/94 TIBIE 22:83:01
HarNo.
0
12
345
673
9IB11
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
4.180.13.
88.23.67.
24.44.20.
23.12.8.
2.0.4.
3.7.
830383000000167388
494245163757447514
366561594151737757
473846343486003140
972197643497853483
839525248478
0.16.2.
14.3.U.
4.7.3.
3.2.1.
0.8.8.
8.1.
800781578231182913
670825848153131639
039557392944437964
891560046338326783
492739106681671998
583901201673
Angle Cosine(Degrees) Tera
0-49-12
-157-11996
133-927
-114-77136
173-116-113
112148
Fourier
TotalQddEven
harffionic distorfcionharaonic distortionharaonic distortion
(X)U)m...
.080008
.801584
.623879
.054722
.492788
.538674
.604238
.477835
.158816
.634821
.577323
.679571
.261573
.483043
.312347
.046070
.655397
statistics
0.88878110.8759862.138158
-13.518835-1.898561-1.271745
-2.7859747.2928433.058918
-1.6221320.448212-8.965272
-8.489335-0.047572-0.265939
-8.189148-8.929310
0120
e
3-U
-21-1
3i-0
-000
-0-0
13012244
SineTeriG
.888080
.512089
.477046
.719447
.342537
.109882
.925127
.217265
.569288
.537362
.998427
.918276
.057816
.095486
.617137
,467857.761840
.221541
.449813
.315778
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 15
Pag. No. 185
la corriente de salida
Micro-cap Í I IÑame
Füurier coeíficients of «avefora IDRLD2Oats 10/30/94 Tiffie 23:39:56
HarNo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent hagnitude(Volts)
91001
1115
26i
003
i1i
10
.075776 i.
.000000 13.
.832300 0.
,962609 0..209428 0..406489 2.
.986626 0.
.667205 0.
.430816 0.
.957887 0,
.466126 0,,666044 0.
,000039 0..829724 0.,034121 0.
.043904 0.
.449830 0.
222656471644246341
264396162930075507
402348898182192755
129313062795493876
134722246494139313
140631060600
flngle(Degrees)
087
-45
-10316881
-1891-32
-130-141110
2165-92
-114-93
Füurier
TotalOddEven
.000000
.748683
.577984
.307936
.606020
.294421
.707637
.331241
.779133
.775774
.230472
.239608
.177113
.319388
.467074
.231854
.294339
statistics
CosineTeris
1.2226560,5292040.172774
-0.060860-0.1597190.314143
8.381091-0,0208670.024228
-0.084454-0,048959-0.170855
0.134624-0.238447-0.005997
-0.057719-0.003432
hansonic distortion f'/lharraonic distortion (•/.}...
0-130
0-0-2
0-00
00-0
-0-00
00
17174
SineTeñe
.000000
.461246
.176295
,257296.032187.051596
.129049
.897940
.191226
,097925.039321.463382
.005118
.062469
.139134
,128240.060499
.964925
.448848
.275080
Pag. No, 186
Figura No. 3.39
Conexión delta, paso No. 3 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba No. 16
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 10.08 amperios
Tiempo eje x :. cada división - 2 milisegundos
Pag. No. 187
-f
Figura No. 3.40
Conexión delta,, paso No. 3 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente dé salida para
la prueba No. 16
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente.de línea
Escalas: •'*•
Voltaje eje y : cada división = 50 voltios
Corriente eje y: cada división -'5.66 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Tabla No. 3.15
Pag. No. 188
PRUEBA No. 16
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 3
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
. PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESEASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRW
1 CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R -67.43Q
MAGNITUD
122.00
0009.14
000.00
1115.08
699.63
000.00
868.29
.. .130.00
0003.20
012.61
720.53
665.18
148.81
233.57
095.08
L = 40mH
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
. VRMS
VRMS
IRMS
GRADOS
VA
W
VAR
%
Análisis de los armónicos de la corriente depara la prueba No. 16
Pag. No. 189
entrada
Hicro-cap IIIÑatee
Fourier coEfficients of Havefom IIRLD3Date 18/30/94 Tiaie 22:85:52
HarHo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
91009
912355
283810
24155
55
11
115
.372722
.000000
.702720
.177548
.560041
.585290
.813780
.144858
.380112
.062864,217627.968821
.239153
.758682
.377325
.367362
.505061
1.14.i.
13.3.7.
2.5.1.
3.2,0.
0.0.1.
1.0.
347656378493395105
109958387579980824
992708484656492504
459877183066858227
753311828812635888
634455791545
Angle(Degrees)
07959
-125-12338
15-159-161
0-25103
1311997
-82-116
Fourier
TotalOddEven
harsonic distortionharionic distortionharmonic distortion
(X)U)m...
.008000
.901472
.653513
.290695
.106811
.928989
.779576
.314914
.924032
.703278
.338923
.668072
.010632
.896130
.923363
.303062
.749243
statistics
120
-7-16
2-5-i
3i-0
0-0-0
0-0
CosineTerfi
.347656
.521146
.704846
.573953
.850301
.845991
.879928
.131093
.418843
.459617
.977556
.202796
.733972
.412785
.225505
.218908
.356264
0.-14.-1.
10.2.-4.
-0.1.0.
-8.0.-8.
-0.-0.-1.
1.0.
123.116.40.
SineTer§
000008155737203956
700759837618101947
813829937353463091
042467936431833922
169594717829620271
619730706833
430928731490111753
Análisis de los armónicos depara la prueba No. 16
Pag. No. 190
la corriente de salida
Hicro-cap III
Fourier coefficients of Haveforra IORLD3Date 10/30/94 TÍÍÍE 23:41¡4i
HarNo.
0i2
345
678
91011
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
4100i
0018
168
0
0
2
820
00
.251402
.000008
.866738
.671782
.139932
.907924
.046365
.644138
.937942
.657845
.255395
.415556
.555916
.399868
.607324
.693987,515328
0
190
002
018
000
080
00
.843758
.846395
.378498
,133325.027771.164830
.287666
.318622
.186148
.130408
.050687
.479401
.110329
.476287
.120532
.137716,102272
Angle(Degrees)
011622
-68-37-111
-51-36-45
-186135185
-119-152169
142-17
.000000
.232894
.617732
.983268
.647282
.661585
.345442
.916991
.823326
.543363
.185945,606561
.745907
.791289,475407
.593040
.936652
CosineTE™
0.843750-8.7725238.341996
8.8648340.021939-0.799090
0.1297131.0542470.131573
-8.837138-8,035957-0.128973
-0.854740-0.423584-8.118504
-0.1093930.097302
8-17-8
802
800
0-0-0
00
-0
-80
SíneTeris
.800088
.802311,142484
.116499
.016963
.011950
.162172
.792040,131688
.125002
.035724
.461726
.895792
.217775
.022016
.083658
.831496
Total harsonic distortionDdd harsonic distortionEvan hanaonic distortion
Füurier ststistics
(!£)... 13.511992(Z) 13.269746U)..... 2.547108
Pag. No. 191
Figura No. 3.41
Conexión delta, paso No. 4 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de etrda para la
prueba No. 17
Linea gruesa : Voltaje de linea
Linea delgada: Corriente de linea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 12.00 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 192
Figura No. 3.42
Conexión delta, paso No. 4 - carga resistiva-inductiva
Formas de onda de voltaje y corriente de salida para
la prueba No. 17
Linea gruesa : Voltaje de línea
Linea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 5.73 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milieegundos
Tabla No. 3.16
Pag. No. 193
PRUEBA No. 17
CONEXIÓN: DELTA Paso No. 4
CARGA: RESISTIVA - INDUCTIVA
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VFN
CORRIENTE DE ENTRADA IFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
R -52.55Q
MAGNITUD '
122 . 00
010.89
000.00
1328.58
872.19
000.00
1002.20
129.00
-
004.05
016.01
904.91
824.45
236,56
288.42
094,53
L = 40mH
UNIDAD
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
%
Análisis de los armónicospara la prueba No. 17
Pag. No. 194
de la corriente de entrada
Hicro-cap IIINasa
Fourisr coef-ficients of «aveforit I IRLD4Date 10/30/94 Tífne 22:08:40
HarNo.
0i2
345
678
91811
121314
1516
Percent Hagnitude(Volts)
1318811
831359
173311
1141
456
64
.181511
.800088
.216079
.437565
.782557
.232189
.226542
.970579
.816487
.558396
.237226
.954444
.509986,362584,958998
.937119,818555
078
514
120
088
088
88
.925781
.066217
.792553
.895330
.321563
.135478
.217265
.480435,834979
.316741
.299412
.138185
.318688
.378926
.491738
.496192
.339924
fingí E(Degrees)
8-138-177
-32-6767
27164126
-88-13675
134-95-123
16-24
.888688
.785585
.288516
.875386
.814394
.815842
.313759
.495811
.694914
.245293
.277158
.828216
.688566
.287250
.005013
.158021
.882963
0-4-0
40
i
1
-2-0
0-0
0
-0
-0
-0
0
8
CosineÍErri
.925731
.608384
.791665
.951678
.499833
.634328
.031543
.313076
.498945
.025009
.216382
.035697
.224081
.834391
.267856
.470828
.308369
SineTeris
8.0080085.3566998.037493
3.2003571.223722-3.853197
-0.558558-0.641690-0.669510
0.8163588.206944-8.133412
-8.2265938.3773628.412383
-0.1364148.143829
Faurier statistics
Total harsonic distortion ( X ) . . . . . 113.403696Cdd hariDonic distortion ( X ) . . . . . . . . 108.805179Even hanaonic distortion (I)..... 31.966188
Pag. No. 195
Análisis de los armónicos de la corriente de salidapara la prueba No. 17
Micro-cap IIINdffiB
Fouriar coefficients of navefoni IORLD4Date Í0/38/94 Tise 23:43¡24
HarNo.
ei2
345
678
91011
121314
1516
Percent
3.574747100.0008880.357038
1.1038270,5290168.968850
0.2845765.2339890.631788
0.5797800.4636772.570927
0.2084691.2397040.370197
0.6265980.067145
Hagnitude(Volts)
0.90234425.2421740.090124
0.2786300.1335352.263933
0.071833í. 3211730.159477
0.1463490.1170420.648958
0.0526220.3129280.093446
0.1581670.016949
fingís(Degrees)
0.000000160.144563100.491453
-73.911103-113,056249120.855553
' -60.187318-65.46817621.683765
153.109755155.607064-77.981800
-173.339601112.862148-79.969269
29.78638317.474470
CosineTern
0.982344-23.741592-0.816411
0.077216-0.052297-1.161115
0.0357120.5485490.148274
-0.130525-0.1065940.135128
-0,052267-0.1215770,016276
0.1372710.816167
SineTerís
0.000000
-8,573456-0.033618
0.2677170.122869-1.943583
0.0623271.201911-0.058717
-8.066191-0.0483388,634734
0.086103-0.2383458.092017
-0.878572-0.085089
Total hanionic distortionOdd hariüonic distortion
Fourier statistics
('/) ...... ........................ 10,918614(7.)..... ...................... ... 10.859496
Even hantoníc distortion {'/,}, 1.134674
3,2.3
Pag. No. 196
PRUEBAS CON UN MOTOR DE INDUCCIÓN TRIFÁSICO
Figura No. 3.43
Carga motor de inducción trifásico
Formas de onda de voltaje y corriente de entrada para
la prueba Ño. 18
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división - 4.73 amperios
Tiempo eje x : cada división = 2 milisegundos
Pag. No. 197
Figura No. 3.44
Carga motor de inducción trifásico
Formas de onda de voltaje y. corriente de salida para
la prueba No. 18
Línea gruesa : Voltaje de línea
Línea delgada: Corriente de línea
Escalas:
Voltaje eje y : cada división - 50 voltios
Corriente eje y: cada división = 1.13 amperios
Tiempo eje x : cada división ~ 2 milisegundos
Tabla No, 3.17
Pag. No. 198
PRUEBA No. 18
CARGA: MOTOR DE INDUCCIÓN
PARÁMETROS DE ENTRADA:
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE ENTRADA VKN
CORRIENTE DE ENTRADA ÍFN
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTREFUNDAMENTALES DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
PARÁMETROS DE SALIDA
VALORES MEDIDOS EN EL LABORATORIO
VOLTAJE DE SALIDA VRS
VOLTAJE DE SALIDA VRN
CORRIENTE DE SALIDA IR
ÁNGULO DE DESFASAJE ENTRE LASFUNDAMENTALES- DE CORRIENTE YVOLTAJE
VALORES CALCULADOS
POTENCIA APARENTE
POTENCIA ACTIVA
POTENCIA REACTIVA
POTENCIA DE DISTORSIÓN
RENDIMIENTO DEL CONVERSOR
MAGNITUD
120.70
005 . 77
000.00
696.44
416.50
000.00
558.17
130,90
002.34
019.00
.
530.54
395.78
136.28
325.97
095.03
UNIDAD
VRMB
ARMS
GRADOS
VA
W
VAR
VRMS
VRMS
IKMS
GRADOS
VA
W
VAR
-%
Pag. No. 199
Análisis de los armónicos de la corriente de entradapara la prueba No. 18
Hicro-cap III
Fourier coefficients oí wavefon IIHGTD1Date 11/19/94 Time 87;45:22
HarNo.
012
345
678
91811
121314
1516
Percent
2.100.
4.
89.7,73.
8.53.7.
33.4.16.
1.3.2.
3.3.
930059088808622244
970692339194365558
184501290368857594
446728512548845511
593507652514057036
710466958181
Hagnitude(Volts)
8.25.i.
22.1.18.
2.13.1.
8.1.4.
8.0.0.
8.1.
742138330120170828
789684859027583584
873144498512787697
472096143834864347
403637925186521058
939865000586
fingí E{Degrees)
07753
-128-14025
28179-178
-27-18126
165-8994
-188-94
Fourier
TotalOddEven
harffionic distortionharsonic distortionharsonic distortion
(XI(1)m...
.000000
.476584
.636858
.359349,286271.423624
.902551
.259435
.091514
.373876
.731275
.175341
.036071
.757497
.952149
.523548
.738257
statistics
8.
5.8.
-14.-1.16.
1.-13.-1.
7.1.~7
-0.8.-0.
-0.-8.
CosineTerfi
742188492548694193
143085428398733918
936787497385786705
523489082493399815
389949003916044979
171737882513
0-24-0
17i-7
-8-80
30
-3
-80-0
00
13313315
SineTeri
.880000
.727451
.942823
.870167
.189825
.978073
.739655
.174468
.059536
.895322
.367862
.280308
.104223
.925178
.519185
.924842
.997178
.996656
.117771
.321954
Pag. No. 200
Análisis de los armónicos de la corriente de salidapara la prueba No. 18
Hicro-cap IIINai&e
Fourier coefíicients of wavefora IDHOT01Date 11/19/94 Time 07:49:40
HarNo.
012
345
678
91011
121314
1516
Pertent Haghitude(Volts)
61886
204
122
101
ii0
00
.717811 i.
.000000 15.
.187878 0.
.982913 0.
.993393 0.
.384435 0.
.290881 8.
.525848 0.
.621615 0.
.387014 8.
.255443 8.
.368313 0.
.237184 8.
.749875 8.
.306923 0.
.895151 8.
.364824 8.
062508818848978801
471839157135693532
284192399540414688
219398048406216440
195698276796127639
141595057708
ftngle(Degrees)
071-97
178-5897
-34164-82
-111-161-131
-21-92-13
-57-49
Fourier
TotalOddEven
harionic distortionharaonic distortionhariDnic distortion
UJU)m...
.088808
.679787
.352139
.900672
.985158
.267413
.822818
.969327
.422788
.288596
.724755
.598830
.384753
.657875
.213147
.129495
.000437
statistics
CosineTerii
1. 8625004.972065-8.125255
-8.4717520.081154-0.087732
0.167626-8.3858700.054682
-0.079656-0.038368-8.143697
8.131595-8.0128360.124258
0.0768588.837860
0-158
-00
-U0
8-a0
080
000
0
0
967
SineTere
.008080
.816297
.970754
.889053
.134557
.687961
.116682
.103615
.411867
.284427
.812671
.161856
.872945
.276498
.029186
.118926
.843553
.610223
.493183
.084913
IV
ANÁLISIS DE RESULTADOS
4.1 ANÁLISIS DE LOS RESULTADOS DE LAS PRUEBAS
Una vez realizadas las pruebas con el conversor AC 1$
a AC 3$ que se seleccionó como una aplicación práctica
de los IGBTs para diferentes cargas, se puede resumir-
lo siguiente:
4,1.1 ANÁLISIS DE LAS PRUEBAS EN REGÍMENES DE
CONMUTACIÓN DE LOS IGBTs
En base a los resultados obtenidos en las pruebas
realizadas, se ha verificado experimentalmente las
bondades del IGBT para aplicaciones en las que opera
en régimen de conmutación.
a) El IGBT está diseñado para operar como un
MOSFET con una región de inyección de
portadores en su drenaje, para proveer una
modulación de la conductividad de la región
de desplazamiento de drenaje con el objeto
de reducir en lo posible las pérdidas en el
estado de conducción. En las diferentes
pruebas se pudo observar que el voltaje
Vr>sss.-fc es igual a 2.3V.
b) La operación del IGBT es intermedia entre el
MOSFET y el BJT. Conmuta más rápidamente que
Pag. No. 202
el BJT pero más lentamente que el MOSFET.
Sus pérdidas en el estado de conducción son
mucho menores que las correspondientes de
un MOSFET, pero no tan bajas como las del
BJT.
c) La estructura del IGBT contiene un tiristor
parásito, y se debe en lo posible evitar su
activado, para eliminar la posibilidad que
el terminal de compuerta pierda el control
de apagado del IGBT.
d) Para la prevención del activado del tiristor
parásito, el fabricante de estos elementos
ha debido modificar la estructura básica del
IGBT, y el usuario debe observar los rangos
máximos de voltaje y corriente respectivos.
En la actualidad están apareciendo elementos
cada ves más inmunes a este efecto
destructivo.
e) La velocidad de activado del IGBT puede ser
controlada por el rango de voltaje
compuerta-fuente utilizado.
f) El IGBT posee una área rectangular de
operación segura, para aplicaciones gue
Pag. No. 203
•utilicen a los IGBTS en el modo de
interruptores, muy similares a las áreas de
operación segura de los MOSFET, Esto permite
minimizar la utilización de redes SNUBBERS.
4.1.2 ANÁLISIS DE LAS PRUEBAS DE OPERACIÓN DEL INVERSOR
Las pruebas que se realizaron con el inversor 3$
fueron las siguientes:
- Carga resistiva en la conexión delta.
- Carga resistiva en la conexión Y.
- ;Carga resistiva-inductiva en la conexión
delta.
- Carga resistiva-inductiva en la conexión Y.
- Carga para el inversor 3 un motor de
inducción, y éste conectado mecánicamente a
un generador De para poder aplicar carga con
facilidad.
Como resultados generales de todas estas pruebas,
podemos mencionar los siguientes:
a) El rendimiento del conversor está en un promedio
del 90%, el cual es muy superior comparado con
equipos similares.
Pag. No. 204
Para el análisis del redimiente se tomó en cuenta
únicamente la potencia de salida del inversor,
provocada por las componentes fundamentales del
voltaje y la corriente.
En realidad a la potencia activa también
contribuyen los armónicos, los cuales se han
despreciado por su magnitud pequeña y por
considerar que en la aplicación más práctica de
este equipo ( control de un motor AC ), estos
armónicos no contribuyen a la realización de un
trabajo efectivo.
b) El contenido armónico de la corriente de entrada
es alto, pudiéndose minimizar este contenido
armónico con la utilización de filtros de linea
en la entrada ( el diseño y construcción de
estos filtros no es parte de este trabajo ).
La forma de onda de la corriente de entrada es
pulsatoria, con intensidades bastante grandes y
ésto provoca efectos noscivos en la red
monofásica de alimentación. Primero, provoca
caldas de voltaje en la red durante los picos
( positivo y negativo ), que es cuando se dan los
picos de corriente. Segundo, el contenido
armónico es muy alto, predominando loa armónicos
Pag. No. 205
de bajo orden ( 2do, 3 °, 4 °,.... ), habiéndose
observado que en muchos casos el 3er- armónico
alcanza valores de hasta 90% de la fundamental.
La distorsión armónica total de la corriente de
entrada es excesiva, teniendo valores típicos
mayores al 130%.
La corriente de salida, tal como se había
previsto no presentan los armónicos, de orden
múltiplo de tres, lo cual permite lograr valores
aceptables de distorsión armónica total ( < 15% )
por lo cual podría evitarse la adición de filtros
de salida en aplicaciones con motores de potencia
reducida,
c) Los voltajes de salida de conversor ( voltajes
de línea ) fueron los que se esperaron de acuerdo
al circuito de control utilizado 3 señales
cuadradas de 60 Hz con una zona muerta de 60 °3
señal que elimina los armónico pares e impares
múltiplos de tres.
d) Para cargas resistivas, la forma de onda de la
corriente posee exactamente la misma forma de
onda del voltaje , y para cargas resistivas
inductivas y motor de inducción, la forma de onda
Pag. No. 206
de la corriente se modifica como efecto de la
parte inductiva de la carga, como es usual en
este tipo de aplicaciones.
e) Debido a la deformación de la corriente de
entrada, la potencia aparente necesaria es en
magnitud casi el doble de la potencia activa. Lo
cual hace que el factor de potencia sea muy
pobre. Debido a este mismo efecto la potencia de
distorsión es significativamente alta.
f) El ángulo de desfasaje entre las fundamentales de
la corriente y el voltaje de entrada es
prácticamente igual a cero, razón por lo cual a
la entrada no se consume potencia reactiva.
g) Debido a la alta velocidad con la que operan los
IGBTs, el ángulo de desfasaje entre las
fundamentales de corriente y voltaje de salida,
está determinado solo por la carga aplicada.
4.2 ANÁLISIS COMPARATIVO CON UN INVERSOR EN BASE A OTRO
TIPO DE INTERRUPTOR ( BJTs ).
Este análisis comparativo con un inversor utilizando
como interruptores de potencia los BJTs, se lo realizo
utilizando la Tesis de Grado del Sr. Ing. Marco A.
Pag. No. 207
Copo Córdova, titulada: " Diseño y Construcción de un
Inversor Monofásico tipo puente Controlado mediante
Microprocesador ' con Técnicas de Modulación Senoidal
PWM de dos y tres niveles "[7].
Realizado este análisis se llego a las siguientes
conclusiones:
a) El circuito de control utilizado es más
complej o, que el utilizado en este trabajo.
Circuitos de control similares al propuesto
en la tesis mencionada, se pueden utilizar
con los IGBTs en este tipo de aplicaciones,
para minimizar la distorsión armónica de
voltaje y corriente.
b) Los IGBts conmutan con tiempos de encendido
y apagado muchísimo menores que los BJTs.
c) Las pérdidas estáticas son menores si se
utilizan BJTs en aplicaciones de este tipo,
pero las pérdidas dinámicas son mayores.
d) El rendimiento de los inversores utilizando
BJTs es mayor que cuando se utiliza IGBTs,
en aquellos casos en los que la técnica de
control no requiere que los semiconductores
Pag. No. 208
operen a una frecuencia elevada ( como en
este trabajo).
e) Debido a que los IGBTs tienen una robusta
área de operación segura, en inversores que
utilicen IGBTs en la mayor parte de
aplicaciones no hace falta la utilización de
redes SNUBBERS, pero en inversores que
utilicen BJTs es necesario la utilización de
redes SNUBBERS para evitar que en los
procesos de conmutación se pueda salir del
área de operación segura de los BJTs. Estos
SNUBBERS requieren un diseño muy especial y
su operación es critica en el proceso de
conmutación.
4.3 ANÁLISIS TÉCNICO-ECONÓMICO
A continuación se realiza el análisis técnico-
económico. Para la selección de los IGBTs se
procedió a utilizar un módulo de IGBTs en lugar
de IGBTs discretos para esta aplicación, debido a
dos condiciones: primero, el costo de los IGBTs
discretos y sus respectivos CI de control resulta
más caro que comprar un módulo de IGBTs trifásico
y su respectivo CI de control; segundo, con un
Pag. No. 209
módulo se optimiza espacio, consumo de energía
( parte de control ), el número de conexiones y
se disminuye la probabilidad de errores de
operación y conexionado.
En la tabla siguiente se incluye, el valor de los
elementos cuyo costo es más representativo, y en
un grupo de varios elementos cuyo costo es menor
a 5.000,oo sucres ( resistencias, capacitores,
reguladores, transistores de señal, LM 555,
LM741, sócalos, conectores, diodos, etc ).
Pag. No. 210
Tabla No. 4.1
IIORDEN
01
02
03
04
05
06
07
08
09
18
CANTIDAD
01
81
01
01
04
01
82
81
81 '
81
TOTAL EQUIVALEA LA FECHA ACT
DESCRIPCIÓN
PUENTE DE IBBTs TRIFÁSICOCPV363HU
CI DE CONTROL PARA UN PUENTE DEIGBTs TRIFÁSICO. ÍR2130
PUENTE DE POTENCIA
RELÉ
CAPACITORES 1880 uF/208 V
DISIPADOR PARA EL PUENTE DE IGBTsTRIFÁSICO
CUBIERTAS ANTERIOR ¥ POSTERIORHETALICAS
TRANSFORHADOR DE BAJA POTENCIA
CONSTRUCCIÓN DEL CIRCUITO IHPRESO
VARIOS
VALOR UNITARIOEN SUCRES
160.800,00
825.000,00
838.880,00
898,000,00
085.800,00
060.800,00
020.800,00
812.800,oo
848.800,00
068.580,00
T n T A I ___-.„-,—__—— — .-_ . — — -1 U 1 H L
iVALOR TOTALEN SUCRES
160.800,00
025.800,00
038.800,00
098.080,00
025.800,00
060. 008 } OQ
840.000,00
012.808,00
040.008,00
068. 588, OD
> 550.588,00
UTP CU !1Q nni ÜPPQ - - - "i 9 9 "í1! nn
[JAL NOVIEHBRE DE 1994.
Pag. No. 211
4.4 CONCLUSIONES
El diseño y construcción del conversor AC 1§ a AC 33?
con etapa intermedia DC que se presenta en esta tesis,
es el resultado de un detenido análisis de diseño y de
diferentes pruebas realizadas tanto en los
Laboratorios de la Facultad de Ingeniería Eléctrica,
como en los Laboratorios del ITSE - ESPE donde el
autor trabaja y que finalmente a concluido en esta
tesis de ingeniería.
Este trabajo ha sido desarrollado tanto en su diseño
teórico como en su implementación práctica con el fin
de dar una solución técnica y económica a los sectores
de la pequeña-industria y a los sectores rurales que
no disponen de energía trifásica, para que con esta se
puedan operar máquinas de corriente alterna trifásica
y con la finalidad de introducir un nuevo elemento,
para que opere como un interruptor de potencia en este
tipo de aplicaciones. También para consolidar las
bases tanto teóricas como prácticas adquiridas, y por
último para proveer al Laboratorio de Electrónica de
Potencia de un nuevo equipo que permitirá realizar
prácticas de laboratorio para demostrar y analizar las
diferentes propiedades que ofrecen este nuevo
elemento, que está ganando la aceptación de la
comunidad técnica con gran rapidez.
Pag. No. 212
A continuación y en forma resumida se presentan varias
conclusiones y recomendaciones con respecto al
conversor construido y al tema tratado, las cuales son
el resultado de un minucioso y detenido análisis y
reflexión de lo que se ha realizado y que toman muy en
cuenta las dificultades y limitaciones encontradas:
- Como primera conclusión anotaremos, que el
objetivo que se planteó al inicio del presente
trabajo se ha cumplido en su totalidad, tanto en
operación, rendimiento y costo final, el cual es
muy inferior a equipos comerciales similares.
- Cuando se trabaja con interruptores de potencia
de estado sólido en una conexión tipo puente, se
debe evitar en lo posible que ocurra en una misma
rama un cortocircuito durante los cambios de
estado de los interruptores, ya que esto se
traduce en un aumento de las pérdidas dinámicas.
Para evitar este efecto el circuito de control
debe dar una zona muerta entre la operación de
los dos interruptores, la cual es provista por el
CI IR2130 que se utilizó para controlar el
puente.
- Para ayudar a evacuar el calor de las junturas de
los IGBTs, al módulo se lo montó sobre un robusto
Pag. No. 213
disipador, que resultó ser la base de este
equipo, como se realiza con todos los
interruptores de estado sólido de potencia. Para
operación ininterrumpida del equipo se recomienda
la utilización adicional de una técnica de
enfriamiento forzada a través de ventiladores,
para permitir un flujo adecuado de aire dentro
del equipo.
Mediante las pruebas realizadas se comprobó que
los IGBTs conmutan muy rápidamente y con
trayectorias dinámicas que caen dentro de la zona
de opearción segura. Para disminuir los tiempos
de conmutación, se debe utilizar el voltaje
compuerta-fuente adecuado y valores bajos de
resistencia de compuerta ( utilizar las
recomendaciones del fabricante ).
Para este equipo se utiliza una protección activa
a través de circuito de control y principalmente
por el CI IR2130, el cual proporciona una zona
muerta entre los interruptores de la misma rama.
Este además está permanentemente monitoreando la
corriente del puente y cuando hay una falla
bloquea las señales de todos los IGBTs
desconectando prácticamente todo el equipo,
evitando de esta manera la destrucción del
Pag. No. 214
puente. Este CI además proporciona una señal de
voltaj e proporcional a la corriente que esta
circulando por el puente. Debido a estas
funciones que posee el CI IR2130 se pudo utilizar
como protección general para cortocircuito un
fusible convencional o de acción lenta.
El conversor se diseñó para que a la salida se
obtenga un voltaje cuya forma de onda es cuadrada
con una zona muerta de 60°. Esto se realizó para
limitar el contenido armónico de la señal, y para
que el diseño del filtro de salida a utilizarse,
cuando sea necesario alimentar a una carga con
una señal perfectamente sinusoidal, sea una tarea
más fácil. Esto tiene como desventaja que el
voltaj e RMS de la fundamental disminuye, razón
por lo cual cuando sea necesario ajustar este
voltaje a un valor determinado será necesario la
utilización de un transformador a la entrada.
El inversor 3$, tiene como alimentación una
señal que ha sido rectificada por un puente, y
luego filtrada por un capacitor, la consecución
de este voltaje de entrada al inversor es muy
simple tanto en el diseño como en la
implementación práctica. Pero esto provoca un
recorte en el tiempo de conducción de los diodos
Pag. No. 215
del puente de potencia, provocando dos aspectos
no deseados; primero, para satisfacer la
corriente que demanda el inversor, los picos de
corriente en los diodos se incrementan como se
puede notar en los gráficos correspondientes;
segundo, debido a la deformación de la onda de
corriente de los diodos del puente, se hace
necesario una potencia aparente de entrada casi
del doble de la potencia activa que va a consumir
la carga. Para evitar este efecto para futuras
aplicaciones se recomienda usar un filtro de
autoinducción en lugar del filtro capacitivo.
Como conclusión final se presenta en resumen los
resultados promedios de las pruebas realizadas
con el conversor, en lo que se refiere a
rendimiento, distorsión armónica y factor de
potencia de entrada:
Carga resistiva - conexión delta
Rendimiento = 87.17 %
Distorsión armónica = 126.18 %
Factor de potencia = 0.622
Carga resistiva - conexión Y
Rendimiento - 89.87 %
Distorsión armónica = 160.07 %
Pag. No. 216
Factor de potencia - 0.579
Carga resistiva-inductiva - conexión Y
Rendimiento = 95.00 %
Distorsión armónica = 150.50 %
Factor de potencia = 0.542
Carga resistiva-inductiva - conexión delta
Rendimiento - 92.51 %
Distorsión armónica = 127.12 %
Factor de potencia - 0.617
Carga motor de inducción trifásico
Rendimiento - 95.03 %
Distorsión armónica = 133.99 %
Factor de potencia - 0,598
Encontrándose, que el mayor rendimiento se obtiene
cuando la carga es un motor de inducción, y que cuando
la carga es resistiva-inductiva conectada en Y se
obtiene la mayor distorsión armónica total y el menor
factor de potencia.
Pag. No. 217
4.5 RECOMENDACIONES
- El puente de IGBTs como el circuito de control CI
IR1230 son del tipo MOS, por lo tanto se
recomienda mucho cuidado con su manipulación,
para evitar su destrucción por corrientes
estáticas. Para el CI IR2130 se recomienda
utilizar sócalos y equipos antiestáticos. Para
manipular el módulo de IGBTs se recomienda
cortocircuitar con un conductor muy fino todos
sus pines y así evitar que tengan una diferencia
de potencial, luego cuando se haya hecho todas
las conexiones retirar con cuidado este fino
conductor.
- Para aplicaciones de este tipo se recomienda
utilizar módulos de IGBTs en lugar de IGBTs
discretos ya que ésto proporciona las siguientes
ventajas: menor costo, reducen el tamaño del
equipo, reducen el tiempo de montaje. Pero tiene
el inconveniente que si por una falla se destruye
un solo IGBT del puente tendríamos que reemplazar
todo el módulo.
- Se recomienda utilizar al CI IR2130 como parte
principal del circuito de control, para cualquier
método de control que se desee implementar,
Pag. No. 218
debido a todas las cualidades que posee este
elemento, las cuales fueron indicadas en el
capitulo II ( ver anexo correspondiente ).
Se recomienda utilizar un filtro de autoinducción
en lugar del filtro capacitivo utilizado en este
trabajo, para evitar los efectos indicados
anteriormente que este produce, pero debido al
costo del filtro de autoinducción se recomienda
su utilización para cuando se desee controlar un
gran flujo de potencia.
Pag. No. 219
4.6 BIBLIOGRAFÍA
[1] SABER ELECTRÓNICA ; No. de colección 32;
págs: 40-51 ; No. de colección 33 ; págs:
36-44 ; Ediciones Andina; Colombia 1991.
[2] Ned Mohán ; POWER ELECTRONICS SYSTEMS
[3] J. Gualda, S. Martínez, P. Martínez ;
ELECTRÓNICA INDUSTRIAL TÉCNICAS DE POTENCIA
; Alfaomega-Marcombo, 2de- edición, México
1992.
[4] INTERNATIONAL RECTIFIER ; Preliminary Data
Sheet Pd-5.024 ; Londres 1994.
[5] INTERNATIONAL RECTIFIER ; Mos-Gate Driver
Databook; E5016B ; Londres 1994.
[6] R. Boylestad, L. nashelsky ; ELECTRÓNICA
TEORÍA DE CIRCUITPOS ; Prentice Hall
hispanoamericana S.A. ; México 1989.
[7] Marco A, Copo Córdova ; DISEÑO Y
CONSTRUCCIÓN DE UN INVERSOR MONOFáSICO TIPO
PUENTE CONTROLADO MEDIANTE MICROPROCESADOR
Pag. No. 220
CON TÉCNICAS DE MODULACIÓN SENOIDAL PWM DE
DOS Y TRES NIVELES ; Ecuela Politécnica
Nacional — Facultad de Ingeniería Eléctrica
; Quito 1993.
Terje Bogne ; SHORT CIRCUIT CÁPABILITY OF
IGBT ( COMFET ) TRANSISTOR ; 1988 IEEE
Industrial Aplications Society Meeting ;
Pittsburg, PA Octubre 1998.
M. H. Rashid ; POWER ELECTRONICS: CIRCUITS,
DEVICES, AND APLICATIONS ; Prentice Hall ;
Englewood Cliffs, NJ 1988.
B. Jayata Baliga ; THE INSULATED GATE
TRANSISTOR ( IGT )- A NEW POWER SWITCHING
DEVICE, POWER TRANSISTORS: DEVICE DESIGN AND
APLICATIONS ; IEEE Press ; New York 1984.
ANEXO No. 1
Características Técnicas del CI IR2130
Preliminary Data Sheet No. PD-6.019
INTERÍMATIONAL RECTIFIER
H1GH VOLTAGE THREE-PH/VSE
MOS GATE DRIVER
General DescriptionThe IR2130 is a h¡gh voltage driver for MOS-gaíed power
devices. It has three high side and three low sídereferenced gaíe drive channels. The device can be usedto drive síx N-channel MOSFETs or IGBTs ¡n a three-phasebridge confíguration operating from DC bus voltages upto 600 volts.
The logic ¡nputs are compatible with 5V CMOS ORLSTTL. The output driver íeatures a high pulse currentbuffer síage designed for mínimum driver cross-conduction. A ground reíerenced operational amplifierprovides an analog feedback oí bridge currení vía anexternal current sense resistor. A current trip function whichterminales all six outputs is aiso derived from this resistor.An open drain FAULT signal is provided to indícate thatan over- current or undervolíage shutdown has occurred.A buílt-in 2/iS deadtime prevents overlap currentconduction ín the power switches.
Applications
• PWM AC motor drives
• -Six-step AC motor drives
• Brushless DC motor drives
• UPS
• High Power Ballast
Features• High voltage (600V) operation• Output driver designed to drive MOS-gated power
devices— Output drive of 250mA/500mA typícal source/sínk— Sv/ítching time oí 75/35ns typical tr/tf into
IGOOpF load• Independent half bridge drivers
— Three floatíng high voltage drivers— Three ground referenced drivers
• Floaíing supply designed for bootstrap operation— Operating offset range from -5 to +600V— dV/di immunity rated ai -f /-50V/ns— Quiescent power dissípaíion of 30mW at 15V
• Over-current shuí down turns off all six drive outputs— Trip point ai 485mV with lOOmV hysteresis— Leading edge blanking time of 400ns typ
• Currení amplifier provides linear volíage proportíonalto bridge current.
• Input logic provides 2/¿s deadtime.between high- ..side and low side— 250ns min inpuí filter for noise immunity
• Fault pin indicaíes over-current shuí down andundervoltage lockout
• Propagation deíay time of 630ns/400ns typica! ton/toff• Wide gate drive supply range from 10 to 20V• Under-voltage lockout (8.65V typ) with hysteresis for
all channels
Typica! Connection Pinout Assignment
HlNl
"HÍÑ3~|
UÑÍ
LÍÑ3|
FAULT I B
ITRIP [~9~
CAO (lo"
CA-QT
vssQI
OooT~<Ncr
ITJNC
1T]VS2
"2TJNC
1TH03
"ÍTJL02
For mechanícal specificalions see back page
1R2130
Absolute Máximum Ratings
Absolute Máximum Ratings indícate sustained limits beyond which damage to the device may occur.All voltage parameters are absolute voltages referenced to Vss unless specified otherwise,
fThe Thermal Resistance and Power Dissipation ratings are measured under board mounted and stiüair conditions.
Symbol
VB1,2,3
VS1,2.3
VH01,2,3
VGC
VSQ
VL01.2,3
VIN
VCA-
VCAO
VFLT-dVs/dt
PD
^thJA
Ti
TC
TL
Parameter
Floating Supply Absolute Voltages
Floating Supply Offset Voltages
High Side Oulput Voltages
Fixed Supply Voltage
Low Side Driver Return
Low Side Output Voltages
Logic Input Voltages (HIN-, UN-, ITRIP)
Amplifier Inverting Input Voltage
Amplifier Output Voltage
Fault Outpul Voltage
Allowable Offset Suppy Voltage Transient
Package Power Dissipation @ TA < = 25°C
Thermal Resistance, Junction to Ambient
Junction Temperature '
Storage Temperature
Lead Temperature (soldering, 10 seconds)
Min
Vsi,2.3-Q-5
vso-s
Vsi,2,3-°-5
-0.5
-5
Vso-05
-0.5
-0.5
-0.5
-0.5
—
— '
—
-55
-55
—
Max
VSU>3+20
VSQ +600
VBl,2,3+0-5
20
vee+o.5
Vca+OS
Vcc+0.5
VCC+0.5
Vcc+0.5
VCC+Q.S
50
1.5
70
-150
150
300
Units
, .
V/ns
W
c/w
c
Recommended Operating Conditions
Refer to the input/Output Logic Timing diagram. For proper operation the device should-be used within therecommended conditions.The Vso,l,2,3 oífset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. •;;•
Symbol
VB1,2^
VS1,2,3
VHO1,2,3
VCG
VSD
VLO1,2,3
VIN
VCA-
VCAO
VFLT-
Parameter
Floating Supply Voltages *.
Floating Supply Ofíset Voltages
High Side Output Voltages
Fixed Supply Voltage
Low Side Orive Return
Low Side Output Voltages
Logic Input Voltages (HIN-, LIN-, ÍTRIP)
AmplHier Inveríing Input Voltage
Amplifier Output Voltage
Fault Outpul Voltage
Min
VS1,2,3+10
VSD-5
VS1,2,3
10
-5
VSD
vss
vss
vss
vss
Max
vS-l,2.3-*-20
Vso + 600
v 81,2,3
20
5
VCG
5
5
5
VGC
Unlts
V
IR2130
Static Electrical Characteristics
, VBS1,2,3=15V and Vss=Vso=Ov unless otherwise specified). VTH. hN. VQ, and IQ parameters are applicable to all six channels (HS1,2,3 & LS1,2,3))
The VQ and IQ parameters are referenced to Vgn^^s)(All the Slaíic Electrical Parameters are 100% tested ín production at TA=25C)
Symbol
ILK
IOBSO
IQBSI
IOGCO
iQcci
IIN+
IIN-
llTRIP-f
IITRIP-VIN.IH
VIN,ILVITTH-J-
VCCUV+
VCCUV-
VBSUV+
VBSUV-
>o+.
"0-
VCC~VOH
VOLRon, FLT
VOS
ICA-CMRR
PSRR
vOH,Amp
vOL,Amp
^RC.Amp
'SNK.Amp
'O i- ,Amp
'O-.Amp
Parameter
Offset Supply Leakage Currenls(chan 1.2.&3)Ouíescent Vgg-] ¿3 Supply Currents(OUT=LO) ' '
Quiescent Vgg-j 23 Supply Currents(OUT=Hl) ' '
Ouiescent VQC Supply Current(OUT=LO)
Ouiescent Vce-Súpply^CurrenU.-... .(OUT=HI)
Logíc "1" Input Bias Current(OUT«HI)Logic "0" Input Bias Current(OUT=LO)
"High" ITRIP Bias Current
"Low" ITRIP Bias Current
Logic "0" Input Voltage (OUT=LO)
Logic "1" Input Voltage (OUT=Hl)
ITRIP Input Positive Going Threshold
VCG Supply Undervoltage PositiveGoing Threshold
VQC Supply Undervoltage NegativeGoing Threshold
^651 23 Suppiy UndervoltagePositive Going Thresholds
VBS-J 23 Supply UndervoltageNegaíiv'e Going Thresholds
Output High Short Circuit PulsedCurrent
Output Low Short Circuit PulsedCurrent
High Level Output Voltage
Low Level Ouíput Voltage
FAULT- Low On Resistance
Amplifier Input Offset Voltage
CA- Input Bias Current
Amplifier Common Mode RejectionRatio
Amplifier Power Supply-RejectionRatioAmplifier High Level Output Volíage
Amplifier Low Level Output Voltage
Amplifier Ouípu.t Source Current
Amplifier Output Sink Current
Amplifier Output High Short CircuitCurrent
Amplifier Output Low Short CircuitCurrenl
Tj = 25°C
Min
—
. —
—
—
... —
—
—
—
—
—
—
435
8.5
8.2
—
—
. —
—
—
—
—
—
—
—
—
5.09
—
3.15
1—
- —
Typ
—
11
20
2.6
2,8-.. .
360
160
60
—
—
—
485
9
8.65
8.65
8.25
250
500
4
0.4. .
50
—
0.5
80
75
5.2
2.5
4
1.6
4.3
3
Max
50
16
— -
—
-.,3.5
500
—
—
20
—_
535
9.45
9.1
—
—
—
—
45
10
65
10
4
—
—
5.27
20
—
—
6.5
4.4
T¡ = -55 to150°C
Mín
—
—
—
• —
—
—
—
—
—
2.2
—
400
8
7.7
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
- —
5
~
2
0.5
- —
—
Max
500
30
- —
—
6
900
—
—
1000
—0.8
550
9.6
9.3
—
—
—
—
100
100
150
—
10
—
—
5.5
50
—
—
10
10
Unhs
jíA
mA
^A
nA
V
mV
V
mA
mV
mV
nA
dB
V
mV
mA
Test Conditions
.VB=VS<=600V
(V|N1.2,3-HTRIP«5V
(HS-V|Nli2i3_) = ITRIP = OV
(V|N1.2,3-HTR!P=5V
(V|N1,2,3-)=ITRIP=OV
V,N=OV
VlN=5V
ITRlP=5V
!TRlP=OV
VOUT=VIN-=OV.PW<=10¿ts
VOUT=15V,ViN_=5V,PW<=10¿íS
V|fsi_=ov, IO=OAV|N_=5V, I0=OA
VSO=CA-=0.2V
CA-=2.5V
Vso=CA-=0.1V & SV
VSO=CA-=0.2V.VCC=10V & 20VCA-=OV, VSO=1V
CA-=W, VSO=OV
CA-=OV, VSO=1V, CAO=4\, VSO=OV, CAO=2\, VSQ=5V, CAO=0^
CA-^5V, Vso=0v- CAO = 5'
Dynamic Electrical Characteristics
, VBS1,2,3="I5V and VSQ,!,^ = VSQ unless otherwise specified. ..... "The dynamic electrical characteristics are measured using the test circuii as shown in Fig. 3 and 4.
Symbol
lon
Ir
loíí
lfDT
Mlrip
tíli
líltclrtfil.in
tblSR+
SR-
ParameterTurn-On Propagaron Delay(all six channels)Turn-On Rise Time (all six channeísjTurn-O[( Propagalion Delay(all six channels)Turn-Off Fall Time (all six channels)Deadtime (LS Turn-olí lo HS Turn-on& HS Turn-olf to LS Turn-on)ITRIP to Oulput ShutdownPropagalion DelayITRIP lo FAULT- Propagaron TimeLIN1.2.3 lo FAULT Clear Time
Inpul Filter Time (al! six ínpuls)ITRIP Blanking TimeAmplifier Slew Rate (posHíve)Amplifier Slew Rate (negative)
T| = 25°C
Min
515
—
300
—
—
435
335
—
—
—
4.4
2.4
Typ
630
75
400
35
2
680
600
10
310
400
6.2
' 3.2
Max
735
110
500
50
—
770
710
—
—
—
—
—
T¡ = -55 to1SO°C
Min
—
—
—
—
—
—
—
—
—
—
2.7
1.5
Max
1300
150
600
75—
1000
1000
—- —
———
Unlts
ns
US
ns
ns
¡JLS
ns
nsW/isV/^s
Test Conditlons
CL=1000pF,
VS1 23~ov t° 600V
V|N=0 & SV
Ci_=1000pF, ViN=0 & 5V
Ci_=1000pFV|N.?V|TRIP=0&5V
V]N=OV&5VITRIP=1V
t
Functional Block Dtagram
rI
HIN1
IR2130
Typical Performance Characteristics
i
JF¡g. 1 •— input/Output Function Diagram Fig. 2 — Diagnostic Feedback Operational
Amplifier Circuit
0.1 F
1H03
•M5V
Fig. 3a — Switching Time Test Circuit
47
IR2130
Typica! Performance Characteristics
H!N-
LIN
HO
LO-
HIN
LO
HO
50% 50%
/
[1
- /
ll lolf U
/90% 90% \% 10%
50% 50%
50% , / 50% 50%
DT
K /DT
50%
Fig. 3b. — Input/Output Switching TimeWaveform Definition
LIN2-
ITRIP .
FAULT
LOUT2 •
50%
litrip
^X_.
<0%-
'fltclr
/50%
Fig. 3c — Overcurrent Shutdown Switching TimeWaveform Definition
15V
3VH(CA-)
OV 13(VSO)
l(VCC)10(CAO)
12(VSS)
TT
VCAO
50pF
3V
SR+ = SR- = (V//.S)ATI "" AT2
F¡g. 4 — Operational Amplifier Slew RateMeasurement
MEASURE VCAOI AT Vso = 0.1 VVCA02 AT Vso = 5V
CMRR = -20-LOG(VCA01-0.1V) - (VCA02-5V)
4.9V(dB)
Fig. 6 — Operational Amplifier Common ModeRejection Ratio Measurements
15V
13{VSQ)
0.2V
10{CAO)
20K
VCAO
Fig. 5 — Operationa! Amplifier Input Offset VoltageMeasurement.
VCG
13(VSQ) l v. htVCC)
10(CAO)
0.2V
+~
<
1
II(CA-)
20K
>1K
12(VSS)
MEASURE VcAOl AT VCC = 10VMEASURE VCA02 AT VCG = 20V
PSRR = -20 -LOG- VCA02
Fig. 7 — Operational Amplifier Power SupplyRejection Ratio Measurement
Funct ional DescriptionThe IR2130 is a monolithíc high voltage, high speed
six channel power MOSFET and IGBT driver. Refer tothe'sectioñ'on Functional Block Diagram for the ¡nternaUpartitioning of the various circuit blocks. The drivertransíales logic input signáis inte corresponding out-of-phase low impedance outputs. Low side channeloutputs (LO1, 2, 3) are referenced to a fixed supply(vCC~Vso) anci ^'9^ s'^e channel outputs (HO1, 2, 3)are referenced to individual floating rails (Vgsi, 2, 3).with offset capabüity úp to 600V.
Input/Output LogicThe logic circuit provides the control pulses for the
output channel corresponding to the logic inputs asíndicated by the Input/Output Function Diagram(Fig. 1). The HO and LO outputs are ¡n anti-phase withthe corresponding HIN- and LIN- logic inputs. A bridgecircuit overcurrent or VQQ undervoltage condition setsthe interna! faul t logic high, which in turn shuts all sixdrive outputs ofí. The logic input uses a cornparator withhysteresis and a 300ns front end filter to provide highnoíse immunity and can accept inputs with slow risetimes. The input thresholds are compatible with 5VCMOS or LSTTL and V|L/VlH are 0.8V/2.2V.
A minimum deadtime of 2¿¿s Ís provided between HOand LO outputs of each channel to prevent crossconduction between high side and low side powerdevices. A longer deadtime can be obtained byproviding a gap or an overlap between HIN- and LIN-inputs of desired duration.
In a typical three-phase bridge operatíon, fastswitching of the power devices, parasitic inductancesín íhe wiring and the current sensing resistor can causevoltage spikes of several volts between the VSQ andVss pins- Thus, isolation circuits were added toguarantee that the logic functions correctly even when
swings by up to +/-5V with respect to \/QQ-
Protection and DiagnosticsIn the case when VQQ is below the under-voltage trip
point, the UV detect block will send a signal to enablethe faulí logic, which in turn disables all six outputchannels. The fault logic, and therefore the outputs,change state as soon as VQQ crosses-the under-voltagelockouí threshold voltages.
The over-current shutdown protection is provided toprotect the driven power device when abnormal over-stress conditions occur. Over-stress conditions aredetected by sensing the bridge circuit current througha sensing resistor, as shown in the section on TypicalConnection. When the voltage at the-JTRlP pin exceedsits threshold (485mV), the fault logic is latched on andall six output channeis are disabled. The fault logic, inthis case, can be reset by either cycling VQQ below itsundervoltage threshold or by holding all three UN- pinshigh for more than 10/¿s.
In both shutdown cases, the faul t logic causes theFAULT output pin to send an open-drain diagnosticoutput signal.
Sepárate UV detect blocks are also used to disableeach floatíng channel individually when Vgsi> ¿, or 3are below the trip point limit. The UV condition can bereset cycie-by-cycle at the next input signal into thechannel. The UV detect for Vgs> however, has no effecton the fau l t logic.
1R2130In addition to these protection features, íhe 1R2130
also provides an operational amplifier which can beused for diagnostic feedback oí the bridge circuit
.current level.. By configuring the op amp as anonínverting amplifier, as shown in'Fig. 2~, th'e op ampwill provide an analog (OV to 5V) sígnal reflecting thecurrent in the bridge circuit.
Level ShiftingNarrow "On" and "Ofí" pulses triggered respectively
by the rising and the falling edge of HINs, are generatedby the pulse generator block. The respective pulse isused to drive sepárate high voltage N-channel DMOSlevel translators thaí set or reset RS latches operatingoff the floating rail. Level shifting of the groundreferenced H1N signáis ¡s thus accomplished bytransposing the references of the signal to the floatingrail. Because each high voltage N-channel DMOS leve!translator ¡s turned on for only the duration of the short"On" or "Off" pulses, for each set or reset event, powerdissipaíion is minimized. False triggering of the RS latenfrom fast dv/dt transients on the VQ-J, 2, 3 nodes areeffecíively differenííated from normal pull-down pulsesthrough a pulse discriminator circuit such that, thefloating channel is essenttally immune to any level ofdv/dt. Also, the high voltage level shifting circuit isdesigned to function normally even when the Vg-j, £, 3nodes swíng more than 5V below the VSQ pin, Thiscondition can often occur dur ing the recirculation periodof the output free-wheeling diodes.
Output DriverAll six channels use idéntica! low impedance CMOS
buffer stages with peak current capabílity of 0.25A forthe pull-up and 0.5A for pull-down. To avoíd"cross-conduction noise splkes, the buffer stages are designedsuch that the pull-up device is turned off before the pull-down devíce turns on and vice versa. For a typical1000pF load the rise and fall times are 75ns and 35ns,respecíively.
Application GuidelinesThe.lR2130 is typícally used to drive s¡x high voltage
N-channel power MOSFETs or IGBTs configured inthree phase bridge or other topologies. Fíxed low sídereferenced outputs are used to drive the three low sideconnected power devices. Floating output channels areused to drive power devices in the high sideconfiguration that requíre an over-rail gate drive. Referto the section on Typical Applications for various circuittopologies where the 1R2130 is appíicable.
Typically, the floatíng supply is derived from the fixedsuppíy using a bootstrap technique as shown in thesection on Typical Connection. The charging diode musthave a volíage withstand capabüity higher than the peakHV bus voltage. To prevent díscharging of the bootstrapcapacitors, a fast recovery diode ís recommended. Thevalué of the bootstrap capacitor depends on theswitching. frequency, duty cycle and gate chargerequirement of the power MOSFET. The volíage acrossthe capacitor should not be allowed to drop below theunder-voltage lockout threshold. A 0.1/¿F capacitor i£usually suitable for appíications switching above 5kHz
A supply bypass capacitor between VQQ and VgcÍs required to supply the transient current needed forefreshing the bootstrap supply, as well as for sw¡tchin<
49
o co T— (N ce p—?
O) O)
(O Q- Q.
O C 0- co OJ
H^Rectifie
^PPUOJIONN 1AN-9
il~J
J'J
The IR2130: A Six-Output, High VoltageMOS Gate Driver(HEXFET is a trademark of International Rectifier)
By Peter Wood
Introduction
MOS-gated devices are becoming increasingly popular foruse as high power switches in motor drives, UPS andconverters operating at de bus voltages up to 600Vdc.These power switches may be MOSFETs, TGBTs or MCTs,but all of them require voltage drive in order to achievea saturated "OH" state condición. The drive signal musthave the following characteristics:
1) An amplitude of 10V to 15V.
2) A iow source resistance for rapid charge anddischarge of the gate capacitance.
3) A floating output so that high side switches caíbe driven.
In addiüon to the above requirements the actual driveshould be capable of driving combinations of devices \\h low-side and high-side swítch confíguraiions. Wit!
this in mind the driver should also provide the following
1) Low interna! power loss at high switching frequencand máximum offset voltage.
2) Accept ground referenced logíc level input sígnali
Figure 1. Functional block diagram oí the 1R2130.
65
3) Protecfthe pbwer switch-from-damagc-by.clampin.g_ihe gale signal lo the low siaic in ilic cvcnt of gatcundervoliagc or ovcrvoltagc or if Ihc load currcni cxcccdsa predetcrmincd peal; valúe.
Trad'uionally thc functíons dcscribcd abovc havc rcquíreddiscrcte circu'us of some complcxiiy bul IniernalionalReciifier's IR2130 six-channcl gaic drivcr pcrforms all ihcrequiremems for inicrfacing togic Icvcl control círcuhs tohigh power MOS-galed dcviccs in high-side/low-sideswitch configuraiions usíng up lo six devices.
1. 1R2130 Block Diagram
As shown in Figure I the IR2I30 consists of six outpuidrivers which receive iheir inputs from ihe three inpuisignal generator blocks each providing iwo ouLpuis. Thethree low-side output drivers are dríven directly from Lhesignal generators Ll, L2 and L3 but the high-side drivesignáis Hl, H2 and H3 musí be level shífted before beingapplied to the high-side output drivers.
An undervoltage detector circuit monitoring the Vcc
level provides an input to inhíbit the six outputs of thesignal generator circuhs, In addition, there are individualundervoltage lockout circuits for the high-side outputsshould any of the Hoating bias supplies fall below apredetermined level.
The ITRIP signal whích can be deríved from a currentsensor in the main power circuit of the equipment (currenttransformer, viewing resistor, etc.)...j_s,.compared with a0.5-vok reference and is then "ORRED" with the UVsignal to inhíbit the six outputs from the signal generators.
A fault logic circuit set by the UV or ITRlP inputsprovides'an open drain TTL output for system indicationor diagnostics. There is also an internal current amplifierthat provides an analog signal proportional to the voltagedifference between Vss and Vs. Thus, a viewing resistorín the main power circuit can provide a positive voltageat Vs and by suitable feedback resistors the currentamplifier can be scaled to genérate 0-5Vdc as a functionof actual load current (see 1.2.4).
1.1 Input Control Logic
A logic low at any of the six inputs causes itscorresponding output to go high, as shown in the truthtable (Table 1).
Table 1. Truth table for each ¡nput/output pair
H1N L1N
1 11 0 •0 10 0
HO
0010
LO
0100
Jnt_e.rnal_50kíí pull-up resistors to Vcc cn.surc ihat alloutputs are low if fUc'ihpúts'áre^opcn-circuitcd.-lnputs-are TTL and CMOS compatible \viih Vl H sel at 2.2V andVu al 0.8V. A 500 nscc input fillcr prevenís spurioustriggering from fasl noise pulses. The input logic drcuHryalso provides dcadftme 10 avoid overlap when ncarlycoincident iransitions takc place ai ihc L,N and H(N inpulpins in thc same chauncl. This is illustraicd in Figure 2.
UN1
H1N1-
H01Z-Tdl-
Note: 1 = High; O = Low
INPUT FILTER TIME: Tfil - 0.3 ps
DEAOTIME" Tdt - 1.2 ps
Figure 2. Input to output tlming diagram
A further protecüon against shoot-through currents in thepower devices is provided by shutting down both high andlow outputs if both are sirnultaneously commanded"ON."
1.2 Protection Circuits and Fault Reportíng
1.2.1 UV Protection
An undervoltage condition on the Vcc level, defined asless than 8.9V as Vcc is reduced and less than 9.3Vnominal as Vcc is increased causes all outputs toshutdown (see Section 1.2.3).
With Vcc at around 9 volts the IR2130 providesmarginally adequate drive voltages to ensure fullenhancement of the power switches for most applications.Sepárate UV lockoui circuits .are provided on Lhe threehigh-side outputs. They also-have a 0.4V hysteresis bandbut the nominal levéis are 8T3 'volts for a falling biasvoltage and 8.7 volts for a risíng voltage. Unlike the Vcc
UV circuit they inhibit only their particular high-sideoutput and do not affect the operation of any otherfunction.
1.2.2 Current Tríp
In the event of a shoot-through current or an outputoverload it is desirable to termínate all the output signáisfrom the ÍR2130 driver. This is accomplished through acurrent comparator circuit which monitors the voltagedrop across a low side viewing resistor and compares itwith a 0.5 volt reference level. The currem comparatoroutput is "ORRED" with the Vcc UV circuit ouipui(1.2.1) so that a fauli condition of either type causes thefaull logic circuit to actúate.
1.2.3 Fault Logic 1.3 Output Drivers
This ci rcut í consisTs" oTa "laich "wliícli"ls~seT by"ihc "condí t íons described in 1.2.2 and is reset by holding ailihrce low-sidc inpuis liigh for more ilian 10 microsecondsor by recycling ihc VCc bias supply. When the fault laichis sei it produces iwo output signáis. One is used to inhibiin l l ihrec inpu l signal generaior circuits thus inh ib í t i ng al!six ouiputs. The other ou tpu t signal appears as a faultindicator which goes lo\ in the presence of a faultcondition as defined in 1.2.2. The active low condítioncan drive an LED fault indicator or external logiccircuií.
1.2.4 Curent Sense
Using the same current viewing resistor described in 1.2.2the current sense voltage of 0-0.5V is amplifíed ín thecurrent amplifier to genérate-a-0-5V-analog-function..for...processing in an external control circuit.
In actual operación the voltage difference between the Vs
and Vss pins forms the input voltage for the non-inverting amplifier akhough only the positive current (Vs
positive WRT Vss) is measured. Two resistors Rrand R|Nset the gain of the amplifier as shown in Figure 3.
The Imcrnat ional RectiricrlR2130-has six output-drivers,i l iree rcfcrcnccd lo Vs and thrcc f loa t ing drivers capableo!" operating wi th offset voliagcs up lo 600V positive toVs. Ail ou ipu t s havc inverted logic, i.c., thcy go positivewhcn ihe corrcsponding L!N or H1N goes low unless thcreis an ovcr-riding fau l t condil ion (sec 1.2.3). The outputcurrem is lypically 0.25A on the positive edge and 0.5Aon the négaííve edge of ihe outpui pulse, and when drivinga lypical MOS gale of iOOOpF results in a máximumrisetime of 99 nsec and falliime of 48 nsec.
Figure 2 shows the t ime relatíonship between input andoutput waveforms. The input filter delay is typically 300nsec and the deadtímes are 1.5 ¿tsec minimum and 2.0 ¿¿secmáximum.
1.3.1... Low Side Output Drivers
VS WPUT CAOOUTPUT
VSS
OP AMP SPEC:
VS RANGE: -5V TO TV
CA- RANEE: OV TD TV
(X) RAHGE: OV TO 5.2V
UHITY GAIN: BANDWIDTH - 1SUEW RATE: 6W,* AND -
Figure 3. Current íeedback amplifier connection
Actual voltage gain is given by the relationship
A =
for a gain of 10 with R[N = Ik:
10 =IK
Rf + IK = IOK
Rr = 9K
Power for the current ampl i f ie r is supplied from Vcc.
Because of the current amplífter requirements and the factthat load current can flow in either direction Ín a motordrive application, the Vs to Vss offset voltage capabilityis bi-directional at ±5V.
1.3.2 High-Side Output Drivers
When driving inductive loads the VS], VS2 and VS3
termináis are driven negative with respect ib Vs asinductive energy is commutaied by the diodes across eachlow side power switch. For this reason the total offsetcapability of the 1R2130 is specifíed as -5V to -Í-600V.The -5V spec is needed to accommodate instantaneousdiode drops due to forward recovery as weli as inductiveeffeces of high current wiring, etc.
As previously menLioned Ín section "1.2.1, undervoltagelockout ís provided for each high side driver to preventmarginal operation if the bootstrap capacitors becomedischarged. This problem occurs more frequently in síx~step brushless de drives at extremely low speed or stallcondítions and could result in high dissipation operationof the upper power switches if the UV lockout circuitswere absent.
During long pulses, when the bootstrap capacitors supplyail the energy for the floating driver, the capacitorsgradually discharge until at 8.3 volts nominal the UVdetector shuts down the output and prevenís the powerswitch from overdíssipating.
If long pulses have to be delivered to the outputs theshutdown condition can be avoided by:
1) Using larger bootstrap capacitors.
(2) Refreshing bootstrap charge by momentari lyturning off 'and reapplying input command pulse.
3) Providíng continuous bias from floating de powersupplies.
67
2.0 Application Guideltnes
2.1 Boots"tráp"án3 'Decbupling"Capac¡tors~ ...... -
Threc boolstrap capacitors are requíred lo supply powerfor the Hoating outputs of the IR2130, ihe valúes oí whichare a function of the gate charge requircments of thepower swiich and the máximum power switch "ON"times.
The internal floating driver curren! also musí be suppHedfrom the bootstrap capacitors. Afiér"rair these energyrequiremenls have been met there musí siíll be enoughcharge remaining on Cnoor lo ayoid UV shutdown(8.3V nominal).
Example:
What is the máximum tON under the followingconditions?
lf vcc = 15V and the charging of the bootstrapcapacitor occurs when Vs = -l.OV and VF of the
bootstrap diode is l.OV we have a net voltage on CBOOTof !5Vdc. Let us also assume that we are using a #5 sizepower switch such as an IRF450 or IRGPC50U etther ofwhich require a total gate charge of around 0.12/zC andthat we want to maintain a CBOOT of 0.1 /¿F at amínimum voltage of lOVdc:
during discharge Av = 5V
QAVA1L = CV = 0.1 x-10-6'x 5 'Volts
= 0.5/iC
(See data sheet IRF450or IRGPC50U)
Excess charge avaüable = 0.38/xC. (Av = 3.8V)
v = E e -tCR
C = O.l/xF R =
CR
logs:
where E = 13.8V, v = 10V
(ÍQ = 15/¿A. @ Vcc = 15V)
£
V
= 0.322CR
0.322 x 0.1 x I sec0.4343
Max t =
N 0.4343sec = 74,1 msec
Sincc ihc charge requiremeni for the power swuch isconstanl per eveni the máximum TON ís proportional to
-ihe -valúe of CnooT.-"1-0-! for a_Lsecond T
Ciiocvr —100074.1
= 1.35/iF
The abovc calculaíion does nol consider leakagc curreniin ihc bootstrap diode, which musí be a fasi recovery lypclo avoid discharging
In terms of decoupling requirements a capacitorapproximately 10X the valué of CBOOT is required fromVcc to Vss to provide adequate charging current forCBOOT and als° rninimize voltage transíents on the Vcc
supply resulting from these currents.
2.2 Power Dissipatton
The IR2130 has a "fault" outputábn pin 8 which is reallyan open drain MOSFET with itrs'ource connected to Vss
(pin 12). The intrinsic diode of this MOSFET has anegative temperature coefficient of Vf almost exactlyequal to -0.002V/°C. Thus we have a "built-in"thermometer to monitor die temperature using a -ImAconstant current supply to pin 8.
Graphs of temperature rise versus frequency and offsetvoltage are shown in Fig, 4, and a similar graph of powerdissipation versus frequency in Fig. 5. Both graphs applyto the IR2130 driving six IRF450 devices in a 3-phasebridge circuit. Similar graphs using power devices fromhex-2 thru hex-5 die sizes are given in the IR2130 datasheet. Note that Fig. 5 does not include the small amoumof power dissipation required by charging the level shifting¡solation wells. But this dissipation does contribute to thetemperature curves shown in Fig. 4.
The curves shown in Figs. 4 and 5 also indícate a quiescentpower level of 40mW which causes a At of 14°C aboveambient. The IR2130 is capable of approximately 1 Wattof power dissipation in a 25°C ambient temperature.
3.0 Layout Guidelines
The IR2130 forms the interface-'b'etween the low leve! logiccircuitry and the high power swi'tching devices. It followsthen that signal grounds and high power returns shouldnot be míxed togethér rndiscriminately but should followcarefully formulated rules so that crosstalk problems canbe avoided. Some basic rules are as follows:
1) Common mode currents arising from wiring layoutsthat allow load currents to flow in signal return circuhsmust be avoided.
2) Load current loop size must be small to rninimizecircuit inductance.
IbU
150
140
130
120
no100
90
80
70
60
50
401
301
o OVo 150V* 320V• 480V
| 1JU*S3
liDO 1000
'•
k—
^-—— -
/////
///''••«•'
/// ,yi
i//\
////y
/
1
1f
/
/
$
/
/
•¡
10000 10000
FREQUENCY (Hz}
Figure 4. Junction Temperatura vs Frequency (drivingIRF450 with Rg = 10 Ohms at Vcc = 15V, ambiení
temperature at 26°C)
0.30
~ 0.20ooQ_
0.10
B
0.001
-
-
D OVo 160V* 320V- 480V
• -
M 1000
=*
...
=
...
£
-
"
;
...
f '
Y/7
1í....
,
íy
-
<t
?,:i
-
-
10000 100000
FREQUENCY (Hz)
Figure 5. Power Dissipation vs Frequency (driving IRF450 withRg = 10 Ohms at Vcc = 15V)
3) High current buses must be adequately decoupledat the switching point to minimize inductive spiking.
4) Adequate shielding between high vokage, high dv/dtpoints and low level signal circuits must be provided.
5) Transformer designs must minimize voltagegradients between adjacent'WÍndings and:to the-core.toprevent capacitively coupled -currents- from flowing insenskive signal circuits.
6) Power switch dv/dt valúes should be kept as low aspossible consistent with overall systeni effíciency so thatinduced bus voltage spikes are mim'mized.
Contrary to generally accepted theory that faster switchingis better, there are several conflicting requirements in theinterface between the driver and the driven power device:
I) I f the distance between driver and power stage ismore than a couple of inches, the dríve signal shouldbe run in a twísted pair routed directly to the gate andsource (or emitter) of the power device.
2) Drivers such as the IR2130 have low impedanceoutputs and consequently cause very fast switching ofpower MOSFETs. Severe ringíng occurs at the switchingtransistors resulting in unwanted RFí generation andpossible dv/dt failure of the power MOSFETs. A quarter-watt non-inductive series gate resistor of about 15 or 22Ohms usually provides sufficient roll-off with C1SS todamp out the rínging. With small HEXFETs (die sizes1 to 3) the resistor valué should be increased to about 30to 50 Ohms.
3) In motor drive circuits where the load inductanceis high, the motor current is commutated by diodes acrossthe power switches when the switches are "OFF." As theopposite switch in a particular bridgelegís turned "ON"it must pulí the conducting commutaüon diode out ofconductíon through its reverse recovery condition. A spikeof current occurs at this time which causes ringing andRFI generation. The magnhude of the current spike canbe reduced by the use of the series gate resistor describedin (2) above.
69
ANEXO No - 2
Características Técnicas del Módulo deIGBTs CPV363MÜ
Preliminary Data Sheet PD-5.024
INTERNATIONAL RECTIFIER I«R
CPV363MUIGBT SIP Module
_ _
: (0892) 8378££Fe atures• tatch-proof "UlíraFast Series" IR IGBTs and
Freewheeling Díodes• Simple gate-drive• Fully isolated package• Switching-Loss Rating includes all "tai!" losses
Description
The IGBT technology is the key to.International Rectífier'sadvanced line of IMS (Insulated Metal Substrate) PowerModules. These modules are more efficient thancomparable bipolar transistor modules, while at the sametime having the simpler gate-drive requirements of thefamiliar power MOSFET. This superior technology has nowbeen coupled to a staíe of trie art materials system thatmaximizes power throughput wiíh low thermal resistance.This package is highly suited to power applications andwhere space is at a premium.
oduct Sumrnary
'CE = 600 V
Low Frequency Current Rating (six-step waveform):
7.3 ARMS per phase @ Tc = 100°C
• 14 ARMS Per Phase @ Tc ~ 25°C
Output current in a typical 20 kHz motor drive:
5.4 ARMS per phase (1.7 kW total) wjth Tc = 90°C,
Tj = 125°C, Supply Voltage 360 Vdc,
Power Factor 0.8, Modulaíion Depth 80%
(see Figure 7)
I QzfFS íuc Q4J—Uv í 12
_J13 19
.-1*1-
J j I • jMjjWB', ,r \\ "C^ST -sfe lf
j
1—
IMS-2 Package Outllne (19 Pins)All dimensions are shown in MillimetefS (Inches]
CPV363MU
Absolute Máximum Ratings
lc @ Tc = 25°C
lc <8> Tc = 100°C
ICM. ILMIFMVCEVGEVISOLPD @ Tc =25°C
PD ® TC = ioo°c
TJ &TSTGT
Continuous collector current, each IGBT, oneIGBT in conductlon
Continuous collector current, each IGBT, oneIGBT in conduction
Peak conduction and switching current © ©
Peak dlode forward curren! ©
Continuous collector to emitter voltage
Gate to emltter voltage
RMS Isolation voltage, any terminal lo case, 1 minute
Power dlssipatlon, one IGBT In conduction
Power dissipatíon, one IGBT In conduction
Operating and Storage temperature range
Mounling torque, slde screws
13
6.8
40
40
600
±20
2500
253
14.3
-40 to 150
056-0.79 (5-7)
Units
A
V
VRMS
W
°C
N- m (Ibf • in.)
NOTES:
© VCG = 48°v. VGE 2ov - o, RG .= 23íí, L = 10© Duration límited by max ]unction temperature.
Electrical Characterístícs of each IGBT or Diode Tj = 25°C, unless otherwise stated
V(BR}CES
V(BR)ECS
¿V(BR)CES/¿Tj
vCE(sat)
VFM
vGE(th)
¿VGE(th/ATj
9fe
ICES
IGES
Collector to emitterbreakdown voltage
Emitter to collecíorbreakdown voltage
Temperature coefficlentof breakdown voltage
Collector to emittersaturation voltage(see Figures 1, 2, 3)
Díode forward voltage(see Figure 13)
Gate threshold voltage
Temperature coefflclentof threshold voltage
Forward transconductance
Zero-gate-voltagecolleclor current
Gate to emltter leakagecurrent
Min
600
24
ao
4
Typ
29
0.63
Max
1.9 | 2.4
23
13
1.4
1.6
-11
6
10
2.8
2.1
1.6
2.0
S5
12
250
2000
Unlts
V
V
v/°c
V
mV/°C
S (A/V)
1*
nA
Test Conditlons
VGE K °vIC = 250 ,iA
VGE = o. 'c « IA
VGE - ovIC - 1 mA
ic = asA ..
IG « ISA
VGE - 15V. ic - S.BA,Tj = 150°C
IF = 6.8AIF - ISAVCE = VGEIC = 250 fiA
VCE = VGElc = 250 /tA
VCE - ioovIC = 6.8A
VGE - °v, VCE = eoovVGE - °v, VCE - GOOV,Tj • 150°C
VGE - ±2ov
CPV363MU
Dynamic Characteristics Tj = 25°C unless otherwise stated
^on
Eott
Éfec
Eon
EO«
^rec
'd(on)
»r
tdforf)
t(
'd(on)tr
'd(off)
K
Irr
Irr
Qrr
Irr
Irr
Orr
Oge
Qgc
Og
Cjes
coes
Cfes
Turn-on swilchtng energy in1GBT, including the effect ofdíode reverse recovery
Turn-off swHching energy InIGBT, including "taíl" losses
Recovery energy in diode
Turn-on switching energy in1GBT, including the effect ofdiode reverse recovery
Turn-off switching energy inJGBT, including "tail" losses
Recovery energy in diode
Turn-on delay lime
Curren! rise lime
Turn-off delay
Current fall time
Turn-on delay time
Current rlse time
Turn-off delay
Current fall time
Diode reverse recovery time
Diode peak reverse recoverycufrent
Diode reverse recovery charge
Diode reverse recovery time
Diode peak reverse recoverycurrent
Diode reverse recovery charge
Gale említer charge(Turn-on)
Gate colfector charge(Turn-on)
Total gate charge(Turn-on)
Inpul capacitance
Output capacitance
Reverse transfer capacitance
Typ
0.23
0.13
0,028
0.32
0,39
0.042
25
15
25
15
160
200
25
12
150
30
15
220
4.8
12
29
660
100
11
Max
0.43
0.19
0.057
0.79
0.53
0.13
200
190
37
17
320
49
27
660
6.8
17
36
Unlts
mJ
ns
ns
A
nC
ns
A
nC
nC
pF
Test Conditions
Ti = 25°CJ ve = o- 15V- o
IC = 6-8AVCC = dñnv
RQ = 23(1
-,sn°n see R9ures 8- 9' 10' 12I j = ibU ü
Tj = 25°CIC = 6.8AVGC - 480V
Tj - 150°C
Tj = 25°C VG = 0 - 15V - 0
IC = 6.8A
-di/dt = lA/nsTj = 150°C see Rgufe 12
IC = 6.8A
VCC ~ ^OV see Hgufe 5
VQE = °V see Figure 4
Vcc = 30Vf = 1 MHz
Thermal and Mechanical-Characteristics
HthJC (IGBT)
BthJC (Dlode)
RthCS (Module)
Wt
Thermal resistance, junction to case,each IGBT, one IGBT in conduction
Therma! resistance, ¡unctlon to case,each diode, one diode in conduction
Thermal resistance, case to slnk
Weight of module
Typ
0.1
20 (0.7)
Max
35
55
Unlts
°CAV
9 (02)
CO
LLE
CT
OR
-TO
-EM
ITT
ER
V
OLT
AG
E
(VO
LTS
)
i
Ic,
CO
LLE
CT
OR
-to-
EM
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ER
C
UR
REN
T
C,
CA
PA
CIT
AN
CE
[p
f]Ic,
C
OLL
EC
TO
R-T
O-E
MIT
TE
R
CU
RR
ENT
(AM
PER
ES)
Ul
<c n
en n
ui o
ni o
O -o c H
CPV363MU
5 10 15 20 25D0. TOTAL GATE CHARG- tnC)
Fíg. 5 - Typical gate charge vs. gate-to-ernítter voltage
JQ-" iO"3 io-5 o.l Jtj, RECTANGULAR PULSE DURAT1DI1 (SECOUDS3
Fig. 6 -Transient thermal response, single IGBT
9
\
'• \ 1 II
V - 360VTC - 90C, TJ - 12SCPOWEB FACTOR - 0,8MODULATIOH DEPTH - O.fl
,
- 1 ?E;
5:o
1 10 100
CARRIER FREQUEHCY (KHZ) -
Fig. 7 - RMS current and output power, synthesized sine wave
CPV363MU
^£0.63eninoju o.6icrUJ
LU
|ü.S9
sf— IS:^0.57_JeD
°-55l
VCGVGE
TC =
AC -
= 4BOV= iSV
25DC12A
///I/
.
/
/'
>//
r
/
/'
3 20 30 40 5RG, GATE RESISTANCE (OHMS)
Fig. 8 - Typical switching losses vs. gate resistance
VGE - 25VVcc = 480VRG = 23 QHMS
-60 -4Q -2Q O 20 -JO 50 60 100 120 140 150
Tc, CASE TEMPERATURE (°C)
Fig. 9 - Typical switching losses vs. case temperatura
j§
CT3LJJtnLOO-12.0
CQcrLU
LU
CQ•ZLt¿¿31.0V-\-\=
OD
<C
O
0.0,
ID
'C =
VCG
>
150°23 Q
- 480= 15V
X
CHMS
V
^ix^
V/
10 15 ' 20 2- COLLECTOR-TO-EMITTER CURREN (AMPERE
£ 10*u~L
5
E1J
5 10*j>T
-J
-sEU
f 10°T
1J_J_1D
ú»"1Y icVG
Tj = 125°C
1 '/
l/l
/ II1 1
— íi — r~" r '//
u i i iII 1 t II!
!'1! 1SAFE OPERATING AREAJI I i 1 1 1
i i
1
—
— J-
*i1
II
1 — TT~1
1 1 1\
II
"T"i
i
0 101 102 1C
E. COLLECTOR-TO-EMITTER VOLTAGE (VOLT.
Fig. 10 -Typical switching losses vs. curren! Fig. 11 - Turn-ofí safe operating área
IQR CPV363MU
480V
IGBTl
yG!
D.U.T.
:r 01
^ Do
Flg. 12a - Test Circuit for Measurement of ILM, Eon, Eoff, Eoff (díode), trr, Qfr, lrr, td(on)t tr. td(off). t,
I1
to
v yn GATES1GNALy DEV1CE UNDER TEST
CURRENT IN D.U.T.
VOLTAGE IN D.U.T.
CURRENT IN D1
11 12
Fig. 12b - Macro Waveforms for Test Circuit of Fig. 12a
CPV363MU
GATE VOLTAGE D.U.T.
' DUT VOLTAGEAND CURRENT
, =/vce ic dt
lk "
DIODE RECOVERYWAVEFORMS
DIODE REVERSE 'RECOVERY ENERGY
i r13 i | 14
Fíg. 12c - Test Waveíorms for Circuit of Fig. 12a, Defining EQn, Erec, td/onv, tfl lrr, i[r, Qfr
+Vge
Fig. 12d - Test Waveforms for Circuit of Fig. 12a, Defining Eoff, t¿tom,
CPV363MU
0.8 1.2 1.6 2.0 Z& 2.8 3.2
Forward Vollage Drop - VFJ>1 (V)
Fíg. 13 - Max. Forward Voltage Drop vs, Instantáneo u sForward Current
Mounting and Assembly Recommendations
For mounting and assembly to a heatsink, íhe followingguidelines are recommended.
Surface Preparation
The heatsink mouníing surface should be a smooíh,flaí surface machined to 0.8 ío 1.6 ^m (32-63 micro-inches) roughness and O.OSmm (0.002 in.) T.I.R. flatnesswith no burrs, protrusíons, cuttings or other foreignobjects.
Apply a thin coaíing of thermal grease and spreadevenly over the entire surface of the substrateapproximalely 0.025mm (0.001 in.) thick, A squeegeeor razor blade will do quite well for spreading.
Mounting
Press the module firmly against íhe heatsink while
2.
4.
aligning the mouníing holes.
Inserí each screw with a fíat washer, through íhedevice holes, and engage ihe íhreads in theheatsink (2 to 3 turns).
Tighten one screw using a hand screwdriver untilthe opposite side of the device begins to lifí upwarddue to the slight curvature of the parí. The oppositeside should not be allowed to lift more than0.025mm (0.010 in.).
Using a íorque screwdriver, tighten the oppositescrew to the recommended torque specíf¡catión:0.56 to 0.79 N • m (5-7 Ibf • in.).
5. Tighten the first screw lo the same torque.
